WO2013183534A1 - 無線送信機、及び信号処理装置 - Google Patents

無線送信機、及び信号処理装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2013183534A1
WO2013183534A1 PCT/JP2013/065019 JP2013065019W WO2013183534A1 WO 2013183534 A1 WO2013183534 A1 WO 2013183534A1 JP 2013065019 W JP2013065019 W JP 2013065019W WO 2013183534 A1 WO2013183534 A1 WO 2013183534A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
frequency
digital
analog
quantized
Prior art date
Application number
PCT/JP2013/065019
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
前畠　貴
Original Assignee
住友電気工業株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 住友電気工業株式会社 filed Critical 住友電気工業株式会社
Publication of WO2013183534A1 publication Critical patent/WO2013183534A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/322—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
    • H03M3/324—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by means or methods for compensating or preventing more than one type of error at a time, e.g. by synchronisation or using a ratiometric arrangement

Definitions

  • the present invention relates to a wireless transmitter and a signal processing device.
  • Non-Patent Document 1 As a technique for generating a 1-bit pulse train (1 bit plus train) representing an analog waveform, for example, there is ⁇ modulation (see Non-Patent Document 1).
  • the ⁇ modulation is a type of oversampling modulation.
  • the ⁇ modulator includes a loop filter and a quantizer.
  • the quantizer can output a 1-bit pulse train as a quantized signal.
  • the 1-bit pulse train output from the ⁇ modulator simply passes through the analog filter and becomes the original analog waveform.
  • the 1-bit pulse train output from the ⁇ modulator is a digital signal, but represents an analog waveform, and has both a digital signal property and an analog signal property.
  • the oscillator that supplies the operation clock does not satisfy the frequency accuracy required when processing the RF signal as an analog signal.
  • the signal cannot meet the frequency accuracy required when processing the RF signal as an analog signal. For this reason, even if this quantized signal is used as an analog RF signal for wireless transmission, the frequency accuracy required in the analog RF signal processing cannot be satisfied.
  • the present invention has been made in view of such circumstances, and an object thereof is to provide a radio transmitter and a signal processing device capable of transmitting an appropriate RF signal.
  • the present invention is a wireless transmitter for wirelessly transmitting an RF signal, using a clock signal supplied from an oscillator as an operation clock, and converting a digital RF signal into a quantized signal by ⁇ modulation.
  • the present invention is also a signal processing apparatus for processing an RF signal transmitted wirelessly, using a clock signal supplied from an oscillator as an operation clock, and converting a digital RF signal into a quantized signal by ⁇ modulation.
  • a digital signal converter is provided, and the oscillator satisfies the frequency accuracy required when processing the RF signal as an analog signal.
  • FIG. 1 is a block diagram of a system including a signal processing device according to an embodiment. It is a block diagram which shows the structure of a delta-sigma modulator. It is a block diagram of a linear z domain model of a primary low-pass type delta-sigma modulator. 4 shows a secondary band-pass ⁇ modulator obtained by converting the primary low-pass ⁇ modulator shown in FIG. 3 by the conversion equation (3).
  • A is a block diagram showing a radio base station apparatus to which the present system is applied, and
  • (b) is a block diagram showing another example different from (a).
  • ⁇ modulator When the ⁇ modulator is applied to a wireless transmitter, a digital RF signal is generated, the digital RF signal is quantized by the ⁇ modulator, and a quantized signal obtained by the quantization is passed through an analog filter to be analog.
  • the analog RF signal may be wirelessly transmitted.
  • ⁇ modulation that generates a digital RF signal and quantizes the RF signal is digital processing, while processing for obtaining an analog RF signal by passing the quantized signal through an analog filter is analog processing. is there.
  • the quantized signal includes a frequency error caused by digital processing such as generation of a digital RF signal and ⁇ modulation on the RF signal.
  • digital processing such as generation of a digital RF signal and ⁇ modulation on the RF signal.
  • An analog RF signal transmitted by radio is obtained by passing an analog filter through the quantized signal obtained by the digital processing. For this reason, the frequency error caused by the digital processing is reflected as the frequency error of the analog RF signal.
  • a frequency error caused by digital processing is mainly caused by a frequency error of an operation clock of a circuit that executes the digital processing. Temporarily, based on an operation clock including a frequency error generally accepted as digital signal processing (for example, 10 to 100 ppm), a digital RF signal is generated and ⁇ modulation is performed to generate a quantized signal. If an analog RF signal is obtained, the obtained analog RF signal includes a frequency error allowed by the digital signal processing.
  • an operation clock supplied to a circuit that performs digital signal processing, such as digital communication does not pose any problem for digital signal processing even if it includes the above error.
  • a frequency band occupied for each application is assigned and strictly managed such that an allowable value of the occupied frequency bandwidth is regulated by law. For this reason, the frequency error generally allowed in wireless communication is limited to a value smaller than the frequency error allowed in digital communication.
  • a wireless transmitter that wirelessly transmits an RF signal which is an embodiment of the present invention, uses a clock signal supplied from an oscillator as an operation clock, and digitally performs ⁇ modulation.
  • the oscillator that supplies the operation clock to the digital signal converter satisfies the frequency accuracy required when processing the RF signal as an analog signal.
  • the quantized signal converted by the conversion unit satisfies the frequency accuracy required when the RF signal is processed as an analog signal. For this reason, even if this quantized signal is used as an analog RF signal for wireless transmission, the frequency accuracy required for analog RF signal processing can be satisfied, and an appropriate RF signal can be transmitted. .
  • the frequency accuracy is a frequency tolerance, and the frequency tolerance of the oscillator is 0.01 to 1 ppm.
  • the frequency accuracy required in the RF signal processing can be satisfied more reliably, and an appropriate RF signal can be transmitted.
  • the quantized signal transmitted from the digital signal conversion unit to the wireless transmission unit is a digital signal
  • the digital signal conversion unit and the wireless transmission The amplifier connected to the unit is also preferably an amplifier having low noise performance required for analog RF signal processing. Therefore, the wireless transmitter further includes an amplifier that amplifies the quantized signal converted by the digital signal converter and outputs the amplified signal to the wireless transmitter, and the amplifier preferably has a noise figure of 3 dB or less. .
  • a signal processing apparatus for processing an RF signal transmitted wirelessly uses a clock signal supplied from an oscillator as an operation clock, and converts a digital RF signal by ⁇ modulation.
  • a digital signal conversion unit that converts the signal into a quantized signal is provided, and the oscillator satisfies the frequency accuracy required when the RF signal is processed as an analog signal.
  • signal processing for transmitting an appropriate RF signal is appropriately performed. Can be done.
  • the signal processing apparatus may further include an amplifier that amplifies and outputs the quantized signal converted by the digital signal conversion unit, and the amplifier preferably has a noise figure of 3 dB or less.
  • FIG. 1 is a block diagram of a system including a signal processing device according to an embodiment.
  • the system 1 includes a digital signal processing unit 21 including a signal conversion unit 70 and an analog filter 32.
  • a digital signal processing unit 21 as a signal processing device performs processing for expressing an RF (Radio Frequency) signal with a quantized signal that is a digital signal, and outputs a quantized signal generated by the processing.
  • the RF signal is a signal to be radiated to the space as a radio wave, for example, an RF signal for mobile communication and an RF signal for broadcasting services such as television / radio.
  • quantization noise is noise-shaped in the vicinity of the carrier frequency of the RF signal, and information as an RF signal is retained.
  • the digital signal processing unit 21 gives the quantized signal to an analog filter (bandpass filter or lowpass filter) 32.
  • the analog filter 32 is configured to pass the vicinity of the carrier frequency of the RF signal. Therefore, the quantized signal that has passed through the analog filter 32 is removed from the quantization noise portion and becomes an analog RF signal.
  • the digital signal processing unit 21 can substantially generate an RF signal by generating a quantized signal. Therefore, if a quantized signal representing an RF signal is supplied to a circuit that processes the RF signal (for example, an RF signal receiver such as a wireless communication device or a television receiver), the circuit converts the quantized signal into an analog signal. It can be processed as a signal.
  • the analog filter 32 may be provided in a circuit that processes the RF signal.
  • the analog filter 32 is a band-pass filter or a low-pass filter is appropriately determined depending on the frequency of the RF signal.
  • a band-pass filter is used as the analog filter 32.
  • the analog filter 32 A low pass filter is used.
  • the signal transmission path 4 between the digital signal processing unit 21 and the analog filter 32 may be a signal wiring formed on a circuit board, or a transmission line such as an optical fiber or an electric cable.
  • the signal transmission path 4 does not have to be a dedicated line for transmitting the quantized signal, and may be a communication network that performs packet communication such as the Internet.
  • the transmission side packetizes the quantized signal and transmits it to the signal transmission path 4 as packet data.
  • the filter 32 side may restore the received packet data to the original quantized signal.
  • the digital signal processing unit 21 can be regarded as a transmitter that transmits a quantized signal to the signal transmission path 4.
  • the device having the analog filter 32 becomes an RF signal receiver.
  • a low noise amplifier 41 is connected between the digital signal processing unit 21 and the analog filter 32.
  • the low noise amplifier 41 amplifies the quantized signal output from the digital signal processing unit 21 and outputs the amplified signal to the reception side (analog filter 32 side).
  • the low noise amplifier 41 one having a noise figure of 3 dB or less is used.
  • the low noise amplifier 41 is connected on the signal transmission line 4, but may be provided between the digital signal processing unit 21 and the analog filter 32.
  • the digital signal processing unit 21 is configured. May be provided integrally on the circuit board to be provided, or may be provided on the analog filter 32 side.
  • the digital signal processing unit 21 includes a baseband unit 23 that outputs a baseband signal (IQ signal) that is a transmission signal, a processing unit 24 that performs processing such as digital quadrature modulation, a signal conversion unit 70, and a control unit 35. It has.
  • the baseband unit 23 outputs IQ baseband signals (I signal and Q signal) as digital data.
  • the processing unit 24 performs processing such as digital quadrature modulation on the IQ baseband signal. Therefore, the processing unit 24 outputs a signal in a digital signal format expressed by multi-bit digital data (discrete values).
  • the modulation in the processing unit 24 is not limited to quadrature modulation, and may be modulation of another method for generating a modulated wave.
  • the processing unit 24 performs various digital signal processing such as DPD (Digital Pre-distortion), CFR (Crest Factor Reduction), DUC (Digital Up Conversion) in addition to quadrature modulation.
  • the processing unit 24 outputs an RF signal generated by various digital signal processing as described above.
  • the digital RF signal output from the processing unit 24 is given to the signal conversion unit 70.
  • the signal conversion unit 70 of the present embodiment is configured to include a bandpass type ⁇ modulator (converter 25). Note that the converter 25 may be a low-pass type ⁇ modulator or a PWM modulator.
  • the ⁇ modulator 25 performs ⁇ modulation on the digital RF signal that is an input signal and outputs a 1-bit quantized signal (1-bit pulse train).
  • the quantized signal output from the ⁇ modulator 25 is a digital signal, but represents an analog RF signal.
  • the quantized signal output from the ⁇ modulator 25 is output from the digital signal processing unit 21 to the signal transmission path 4 as an output signal of the digital signal processing unit 21.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the ⁇ modulator 25.
  • the ⁇ modulator 25 includes a loop filter 27 and a quantizer 28 (see Non-Patent Document 1).
  • U RF signal in this embodiment
  • U is given to the loop filter 27.
  • the output Y of the loop filter 27 is given to a quantizer (1 bit quantizer) 28.
  • the output (quantized signal) V of the quantizer 28 is given as another input to the loop filter 27.
  • the characteristic of the delta-sigma modulator 25 can be represented by a signal transfer function (STF) and a noise transfer function (NTF; Noise Transfer Function). That is, when the input of the ⁇ modulator 25 is U, the output of the ⁇ modulator 25 is V, and the quantization noise is E, the characteristics of the ⁇ modulator 25 are expressed in the z region as follows. is there.
  • FIG. 3 is a block diagram of a linear z region model of the first-order low-pass ⁇ modulator 125.
  • Reference numeral 127 represents a loop filter portion, and reference numeral 128 represents a quantizer.
  • the input to the ⁇ modulator 125 is U (z)
  • the output is V (z)
  • the quantization noise is E (z)
  • the characteristics of the ⁇ modulator 125 are expressed in the z region. It is as follows.
  • V (z) U (z) + (1-z ⁇ 1 ) E (z)
  • a low pass type ⁇ modulator can be converted into a band pass type ⁇ modulator by performing the following conversion on the low pass type ⁇ modulator.
  • an n-order low-pass ⁇ modulator (n is an integer of 1 or more) can be converted to a 2n-order band-pass ⁇ modulator.
  • FIG. 4 shows a second-order band-pass ⁇ modulator 25 obtained by converting the first-order low-pass ⁇ modulator 125 shown in FIG. 3 using the conversion equation (3).
  • the conversion to the band-pass type ⁇ modulator can be applied to other high-order low-pass type ⁇ modulators (for example, the CIFB structure, the CRFF structure, the CIFF structure, etc. described in Non-Patent Document 1).
  • the ⁇ modulator 25 can convert the value of z based on the above-described equation (3). That is, the ⁇ modulator 25 can change the center frequency of the quantization noise stop band. In other words, the quantization noise stop band can be changed.
  • the control unit 35 converts z of the ⁇ modulator 25 based on the above equation (3) according to the center frequency of the signal input to the ⁇ modulator 25 (the carrier frequency f 0 described above).
  • Bandpass ⁇ modulation can be performed on a signal having an arbitrary frequency. In this manner, by changing cos ⁇ 0 (coefficient a) in the above conversion equation (3) according to the carrier frequency f 0 of the RF signal, it corresponds to an arbitrary frequency f 0 without changing the sampling frequency fs.
  • Bandpass ⁇ modulation can be performed.
  • cos ⁇ 0 is changed, the coefficient of NTF shown in Expression (1) is changed, but the order of the expression is maintained.
  • the bandpass ⁇ modulator 25 is not changed.
  • the signal processing load in the case does not change.
  • the present embodiment is advantageous because the signal processing load in the band-pass ⁇ modulator 25 does not change even when the carrier frequency f 0 is changed.
  • the signal processing load in the band-pass ⁇ modulator 25 depends on the sampling frequency fs determined by the signal bandwidth according to the Nyquist theorem, but the signal bandwidth even when the carrier frequency f 0 is changed. Therefore, it is not necessary to change the sampling frequency fs.
  • the ⁇ modulator is a low-pass type, it is necessary to change the sampling frequency fs in order to cope with a change in the carrier frequency f 0 , and in this respect, the band-pass type is advantageous.
  • the ⁇ modulator 25 can be used not only as a bandpass type ⁇ modulator that can cope with an arbitrary frequency (f 0 ) but also as a low pass type ⁇ modulator. That is, the ⁇ modulator 25 can be switched between a low pass type and a band pass type.
  • control unit 35 can control the processing unit 24 to change the frequency of the RF signal output from the processing unit 24 to an arbitrary frequency and provide it to the ⁇ modulator 25.
  • control unit 35 controls the analog filter 32 so that the center frequency of the analog filter 32 is changed so as to pass the changed frequency of the RF signal.
  • control unit 35 controls each unit in the digital signal processing unit 21 and the analog filter 32.
  • the ⁇ modulator 25 generates a quantized signal and outputs the generated quantized signal to the signal transmission path 4.
  • an oscillator 40 is connected to the digital signal processing unit 21.
  • the oscillator 40 is provided, for example, on a circuit board on which each unit constituting the digital signal processing unit 21 is provided.
  • the oscillator 40 oscillates a clock signal having a predetermined frequency and supplies the clock signal to the digital signal processing unit 21.
  • the digital signal processing unit 21 uses the clock signal supplied from the oscillator 40 as an operation clock for digital signal processing performed by each unit such as the baseband unit 23, the processing unit 24, and the converter 25.
  • the digital signal processing unit 21 When the digital signal processing unit 21 digitizes the RF signal, it is necessary to sample at a frequency higher than the frequency of the RF signal. In order to perform sampling, the digital signal processing unit 21 uses the clock signal from the oscillator 40 as an operation clock.
  • f 0 / fs ′ f 0 / (fs ⁇ (1 + x)) ⁇ (f 0 / fs) ⁇ (1 ⁇ x)
  • the frequency of the RF signal includes an error of x (ppm) due to the frequency error of the oscillator 40.
  • the quantized signal output from the digital signal processing unit 21 includes the frequency error of the oscillator 40 as a frequency error caused by digital processing.
  • an analog RF signal that is wirelessly transmitted is obtained by passing a quantized signal obtained by digital signal processing by the digital signal processing unit 21 through the analog filter 32 to remove noise components. For this reason, the frequency error due to digital processing included in the quantized signal is reflected as the frequency error of the analog RF signal.
  • the frequency error included in the quantized signal is caused by the frequency error of the oscillator 40 as described above. That is, the analog RF signal includes a frequency error of the oscillator 40 that supplies an operation clock to the digital signal processing unit 21.
  • the frequency accuracy of the clock signal oscillated by the device itself satisfies the accuracy required for analog signal processing when radio waves (RF signals) are radiated into space. More specifically, the oscillator 40 has a frequency tolerance as a frequency accuracy of 0.01 to 1 ppm.
  • the oscillator 40 that supplies the operation clock to the digital signal processing unit 21 satisfies the frequency accuracy required when processing the RF signal as an analog signal.
  • the quantized signal output from the signal satisfies the frequency accuracy required when the RF signal is processed as an analog signal. For this reason, even if this quantized signal is used as an analog RF signal for wireless transmission, the frequency accuracy required for the analog RF signal processing can be satisfied.
  • the present system even when an analog RF signal is radiated into the space as a radio wave, an appropriate RF complying with laws and regulations, which is within the range of a frequency error allowed in wireless communication, is obtained. A signal can be transmitted.
  • the case where the oscillator 40 having a frequency tolerance in the range of 0.01 to 1 ppm is used as an example.
  • the frequency accuracy of the oscillator 40 is such that the frequency characteristics when used as an analog RF signal are related to radio waves. Any precision may be used as long as a quantized signal having frequency characteristics in conformity with laws and regulations can be obtained by conversion by the signal conversion unit 70 of the digital signal processing unit 21. Even in this case, an appropriate RF signal can be transmitted.
  • the low noise amplifier 41 having a noise figure of 3 dB or less is provided between the digital signal processing unit 21 and the analog filter 32, a quantized signal used as an analog RF signal is amplified. In this case, it is possible to prevent large noise from being included, and to transmit a more appropriate RF signal.
  • the RF signal (center frequency 800 MHz) output by the system 1 according to the above embodiment is acquired by simulation, and the adjacent channel leakage power ratio of the RF signal acquired when the frequency tolerances of the oscillators 40 are different from each other.
  • ACLR Adjacent Channel Leakage Ratio
  • the ACLR is 62.6 dB, and a value based on the above rule is obtained.
  • the frequency tolerance is 0.6 ppm, 58.7 dB
  • the frequency tolerance is 1.2 ppm, 54.0 dB
  • the larger the frequency tolerance the larger the ACLR value, and the frequency characteristics of the RF signal. Has deteriorated.
  • the frequency tolerance is 0.6 ppm and 1.2 ppm
  • the ACLR value is less than 60 dB. However, since there is an error of about ⁇ 5 dB, it can be said that these values are the allowable limits in the above rules.
  • the frequency tolerance of the oscillator 40 is set to a value larger than 1.2 ppm, the adjacent channel leakage power ratio is further reduced, and even if an error is taken into consideration, a value based on the above rule cannot be obtained. Therefore, it is obvious that an RF signal complying with the above rules cannot be obtained by using the oscillator 40 having a frequency tolerance that is allowed by digital signal processing such as 10 to 100 ppm.
  • a decrease in the ACLR value indicates that the frequency of the RF signal is shifted and a frequency error is generated in the RF signal. That is, it can be seen from the above results that the frequency tolerance of the oscillator 40 causes a frequency error in the RF signal. Conversely, it can be said that the frequency error of the RF signal can be reduced by reducing the frequency tolerance of the oscillator 40.
  • the tolerance of the carrier frequency required in the macro base station apparatus is ⁇ 0.05 ppm
  • the pico base station apparatus and
  • the tolerance of the carrier frequency required in the femto base station apparatus is defined as ⁇ 0.10 ppm.
  • the oscillator 40 having a frequency tolerance smaller than the carrier frequency tolerance required by the 3GPP is used, at least the carrier frequency error caused by the oscillator 40 is the tolerance. It can be suppressed to the extent that the error is satisfied.
  • FIG. 5A is a block diagram showing a radio base station apparatus to which the system 1 is applied.
  • a radio base station device 50 includes a base station main body 51 and a remote radio head (Remote Radio) connected to the base station main body 51 via a signal transmission path (optical transmission path or electrical transmission path) 53. Head) 52.
  • Remote Radio Remote Radio
  • the base station main body 51 includes the digital signal processing unit 21 shown in the system 1 (FIG. 1) and an interface unit 54 for transmitting a signal through the signal transmission path 53.
  • the remote radio head 52 includes the low noise amplifier 41 shown in the system 1 and the analog filter 32.
  • the remote radio head 52 further includes an interface unit 55 for receiving a signal from the signal transmission path 53, a power amplifier 56, and an antenna 57 for radiating a radio wave to space.
  • the power amplifier 56 is connected between the analog filter 32 and the antenna 57 and amplifies an analog RF signal output from the analog filter 32.
  • the digital signal processing unit 21 outputs a quantized signal that satisfies the frequency accuracy required when processing the RF signal as an analog signal, and passes through the signal transmission path 53.
  • the quantized signal is transmitted to the remote radio head 52.
  • the low noise amplifier 41 amplifies the received quantized signal from the base station main body 51.
  • the analog filter 32 removes a noise component from the amplified quantized signal and outputs an analog RF signal.
  • the analog RF signal obtained from the quantized signal is amplified by the power amplifier 56 and radiated from the antenna 57 to the space as a radio wave. That is, the analog filter 32, the power amplifier 56, and the antenna 57 constitute a wireless transmission unit that uses the quantized signal output from the digital signal processing unit 21 as an analog RF signal for wireless transmission.
  • the quantized signal satisfies the frequency accuracy required when processing the RF signal as an analog signal
  • the quantized signal from which the noise component has been removed is used as an analog RF signal on the remote radio head 52 side. Even if it is used, the radio wave (analog RF signal) radiated from the antenna 57 can satisfy the frequency accuracy required in the analog RF signal processing. As a result, it is possible to transmit an appropriate RF signal conforming to laws and regulations that is within the range of the frequency error allowed in wireless communication.
  • the base station main body 51 can be installed inside the building, and the remote radio head 52 including the antenna 57 can be installed on the building roof. For this reason, the freedom degree at the time of installing the radio base station apparatus 50 is high.
  • the base station apparatus body is configured as a radio apparatus control unit that performs baseband signal processing, control, management, etc. in the digital domain
  • the remote radio head is a radio signal in the analog domain. It is configured as a wireless device that performs processing (modulation and amplification, etc.).
  • a digital baseband signal is transmitted from the base station apparatus main body to the remote radio head.
  • the remote radio head includes a circuit for modulating a digital baseband signal transmitted from the base station apparatus main body.
  • a plurality of remote radio heads may be connected in parallel or in series to a single base station apparatus body. In this case, it is necessary to provide a modulation circuit for each remote radio head. It was.
  • the radio base station apparatus 50 of the present embodiment includes the digital signal processing unit 21 in the base station main body 51 and the analog filter 32 in the remote radio head 52. .
  • the base station body 51 outputs a modulated wave (RF signal) orthogonally modulated as a quantized signal by the digital signal processing unit 21 including the processing unit 24 and the band-pass ⁇ modulator 25, and this quantum signal
  • the signal is transmitted to the remote radio head 52 via the signal transmission path 53.
  • the remote radio head 52 can obtain a modulated wave (RF signal) by passing the received quantized signal from the base station main body 51 through the analog filter 32, there is no need for modulation. As a result, the circuit scale of the remote radio head 52 can be reduced. This is particularly advantageous when a plurality of remote radio heads 52 are connected to one base station body 51 in parallel or in series.
  • FIG. 5A shows the case where the remote radio head 52 is provided with a low noise amplifier 41 for amplifying the quantized signal output from the digital signal processing unit 21, but this low noise amplifier 41 is shown in FIG. As shown in b), the base station main body 51 may be provided. In this case, the circuit scale of the remote radio head 52 can be further reduced.
  • the present invention is not limited to the above embodiments.
  • the configuration in which the low noise amplifier 41 is disposed between the digital signal processing unit 21 and the analog filter 32 has been described. However, when there is no need to amplify the quantized signal, the configuration is not installed. It is good.
  • Digital signal processor (signal processor) 32 Analog Filter 40 Oscillator 41 Low Noise Amplifier 50 Radio Base Station Device 51 Base Station Body 52 Remote Radio Head 56 Power Amplifier 57 Antenna 70 Signal Conversion Unit

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Transmitters (AREA)
  • Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)

Abstract

　デジタル信号処理部２１は、発振器４０から供給されるクロック信号を動作クロックとして用い、ΔΣ変調によってデジタルのＲＦ信号を量子化信号に変換する信号変換部７０を備えている。発振器４０の周波数精度は、アナログ信号処理で要求される周波数精度を満たしている。

Description

無線送信機、及び信号処理装置
　本発明は、無線送信機、及び信号処理装置に関するものである。
　アナログ波形を表現する１ｂｉｔのパルス列（1 bit plus train）を生成する技術として、例えば、ΔΣ変調（Delta Sigma Modulation）がある（非特許文献１参照）。
　ΔΣ変調は、オーバサンプリング変調の一種である。ΔΣ変調器は、ループフィルタと量子化器とを備えて構成される。量子化器は、量子化信号として１ｂｉｔのパルス列を出力することができる。
　ΔΣ変調器から出力された１ｂｉｔのパルス列は、アナログフィルタを通過するだけで、元のアナログ波形となる。つまり、ΔΣ変調器から出力された１ｂｉｔのパルス列は、デジタル信号であるが、アナログ波形を表現したものとなっており、デジタル信号としての性質とアナログ信号としての性質を両方有している。
和保　孝雄、安田　明　監訳（原著者　Richard Schreier, Gabor C. Temes）ΔΣ型アナログ／デジタル変換器入門（Understanding Delta-Sigma Data Converters）、丸善株式会社、２００７，ｐｐ１－１７
　上記ΔΣ変調器を無線送信機に適用した場合、動作クロックを供給する発振器が、ＲＦ信号をアナログ信号として処理する際に要求される周波数精度を満たしていないので、ΔΣ変調器が変換した量子化信号は、ＲＦ信号をアナログ信号として処理する際に要求される周波数精度を満たすことができない。このため、この量子化信号を無線送信のためのアナログのＲＦ信号として用いたとしても、アナログのＲＦ信号処理で要求される周波数精度を満たすことができなかった。
　本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、適切なＲＦ信号を送信することができる無線送信機、及び信号処理装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するための本発明は、ＲＦ信号を無線送信する無線送信機であって、発振器から供給されるクロック信号を動作クロックとして用い、ΔΣ変調によってデジタルのＲＦ信号を量子化信号に変換するデジタル信号変換部と、前記デジタル信号変換部が変換した前記量子化信号を、無線送信のためのアナログのＲＦ信号として用いる無線送信部と、を備え、前記発振器が、ＲＦ信号をアナログ信号として処理する際に要求される周波数精度を満たしている。
　また、本発明は、無線送信されるＲＦ信号の処理を行う信号処理装置であって、発振器から供給されるクロック信号を動作クロックとして用い、ΔΣ変調によってデジタルのＲＦ信号を量子化信号に変換するデジタル信号変換部を備え、前記発振器が、ＲＦ信号をアナログ信号として処理する際に要求される周波数精度を満たしている。
　本発明によれば、適切な信号処理を行い、適切なＲＦ信号を送信することができる。
一実施形態に係る信号処理装置を備えたシステムのブロック図である。 ΔΣ変調器の構成を示すブロック図である。 １次ローパス型ΔΣ変調器の線形ｚ領域モデルのブロック図である。 図３に示す１次ローパス型ΔΣ変調器を、式（３）の変換式で変換して得られた２次バンドパス型ΔΣ変調器を示している。 （ａ）は、本システムを適用した無線基地局装置を示すブロック図であり、（ｂ）は、（ａ）とは異なる他の例を示すブロック図である。
［本願発明の実施形態の説明］
　最初に本願発明の実施形態の内容を列記して説明する。
　上記ΔΣ変調器を無線送信機に適用した場合、デジタルのＲＦ信号を生成するとともにこのデジタルのＲＦ信号をΔΣ変調器によって量子化し、量子化によって得られる量子化信号をアナログフィルタに通過させてアナログのＲＦ信号とし、当該アナログのＲＦ信号を無線送信する構成とすることがある。この構成では、デジタルのＲＦ信号を生成し、このＲＦ信号を量子化するΔΣ変調は、デジタル処理である一方、量子化信号をアナログフィルタに通してアナログのＲＦ信号を得る処理は、アナログ処理である。
　量子化信号には、デジタルのＲＦ信号の生成、及びＲＦ信号に対するΔΣ変調といったデジタル処理によって生じる周波数誤差が含まれている。
　また、無線送信されるアナログのＲＦ信号は、上記デジタル処理によって得られる量子化信号に対して、アナログフィルタを通過させることで得られる。
　このため、デジタル処理によって生じる周波数誤差は、アナログのＲＦ信号の周波数誤差として反映される。
　デジタル処理で生じる周波数誤差は、主に当該デジタル処理を実行する回路の動作クロックの周波数誤差に起因している。
　仮に、デジタル信号処理として一般的に許容される周波数誤差（例えば、１０～１００ｐｐｍ）を含んだ動作クロックに基づいて、デジタルのＲＦ信号の生成、及びΔΣ変調を行って量子化信号を生成し、アナログのＲＦ信号を得たとすると、得られたアナログのＲＦ信号には、上記のデジタル信号処理で許容される周波数誤差が含まれることとなる。
　一般に、デジタル通信等、デジタル信号処理を行う回路に対して供給される動作クロックは、上記誤差を含んでいたとしても、デジタル信号の処理にとっては何ら問題とならない。
　しかし、無線通信においては、各用途ごとそれぞれに占有する周波数帯域が割り当てられ、占有周波数帯幅の許容値が法規制される等、厳密に管理されている。このため、無線通信において一般的に許容される周波数誤差は、デジタル通信で許容される周波数誤差よりもより小さい値に制限される。
　従って、上記のようなデジタル信号処理では許容される周波数誤差が前記量子化信号に含まれていることにより、それと同様の周波数誤差がアナログのＲＦ信号に含まれてしまうと、無線通信において許容される周波数誤差を超えてしまい、法規制等に準拠できないおそれがある。
　このため、上記無線送信機において、適切な信号処理を行い、法規制等に準拠した適切なＲＦ信号を送信することができる技術が望まれている。
　適切なＲＦ信号を送信するために、（１）本発明の一実施形態である、ＲＦ信号を無線送信する無線送信機は、発振器から供給されるクロック信号を動作クロックとして用い、ΔΣ変調によってデジタルのＲＦ信号を量子化信号に変換するデジタル信号変換部と、前記デジタル信号変換部が変換した前記量子化信号を、無線送信のためのアナログのＲＦ信号として用いる無線送信部と、を備え、前記発振器が、ＲＦ信号をアナログ信号として処理する際に要求される周波数精度を満たしている。
　上記のように構成された無線送信機によれば、デジタル信号変換部に動作クロックを供給する発振器が、ＲＦ信号をアナログ信号として処理する際に要求される周波数精度を満たしているので、デジタル信号変換部が変換した量子化信号は、ＲＦ信号をアナログ信号として処理する際に要求される周波数精度を満たしている。このため、この量子化信号を無線送信のためのアナログのＲＦ信号として用いたとしても、アナログのＲＦ信号処理で要求される周波数精度を満たすことができ、適切なＲＦ信号を送信することができる。
（２）上記無線送信機において、前記周波数精度が周波数許容偏差であり、前記発振器の周波数許容偏差が０．０１～１ｐｐｍであることが好ましく、この場合、空間に放射される電波について、アナログのＲＦ信号処理で要求される周波数精度をより確実に満たすことができ、適切なＲＦ信号を送信することができる。
（３）また、前記周波数精度が、アナログのＲＦ信号として用いたときの周波数特性が電波に関する法規制に準拠した周波数特性となる量子化信号を、前記デジタル信号変換部による変換によって得ることを可能とする精度であってもよい。
（４）デジタル信号変換部から無線送信部まで伝送される量子化信号はデジタル信号であるが、無線送信部において、量子化信号をアナログのＲＦ信号として用いるので、デジタル信号変換部と、無線送信部との間に接続される増幅器についても、アナログのＲＦ信号処理で要求される低雑音性能を有する増幅器であることが好ましい。
　よって、上記無線送信機において、前記デジタル信号変換部が変換した前記量子化信号を増幅し、前記無線送信部に出力する増幅器をさらに備え、前記増幅器は、雑音指数が３ｄＢ以下であることが好ましい。
　この場合、雑音指数が３ｄＢ以下である低雑音の増幅器を、デジタル信号変換部と、無線送信部との間に設けたので、アナログのＲＦ信号として用いられる量子化信号を増幅する際に大きなノイズが含まれるのを防止し、より適切なＲＦ信号を送信することができる。
（５）また、本発明の一実施形態である、無線送信されるＲＦ信号の処理を行う信号処理装置は、発振器から供給されるクロック信号を動作クロックとして用い、ΔΣ変調によってデジタルのＲＦ信号を量子化信号に変換するデジタル信号変換部を備え、前記発振器が、ＲＦ信号をアナログ信号として処理する際に要求される周波数精度を満たしている。
　上記構成の信号処理装置によれば、上述のように、アナログのＲＦ信号処理で要求される周波数精度を満たした量子化信号に変換できるので、適切なＲＦ信号を送信するための信号処理を適切に行うことができる。
（６）上記信号処理装置において、前記デジタル信号変換部が変換した前記量子化信号を増幅して出力する増幅器をさらに備え、前記増幅器は、雑音指数が３ｄＢ以下であることが好ましい。
［本願発明の実施形態の詳細］
　以下、好ましい実施形態について図面を参照しながら説明する。
〔１．システムの構成〕
　図１は、一実施形態に係る信号処理装置を備えたシステムのブロック図である。このシステム１は、信号変換部７０を備えたデジタル信号処理部２１と、アナログフィルタ３２とを有している。
　信号処理装置としてのデジタル信号処理部２１は、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号をデジタル信号である量子化信号で表現するための処理を行い、当該処理により生成された量子化信号を出力する。ＲＦ信号は、無線波として空間に放射されるべき信号であり、例えば、移動体通信のためのＲＦ信号、テレビ／ラジオなどの放送サービスのためのＲＦ信号である。
　デジタル信号処理部２１から出力された量子化信号は、ＲＦ信号の搬送波周波数付近において、量子化雑音がノイズシェイピングされかつ、ＲＦ信号としての情報を保持している。
　デジタル信号処理部２１は、上記量子化信号をアナログフィルタ（バンドパスフィルタ又はローパスフィルタ）３２に与える。
　アナログフィルタ３２は、ＲＦ信号の搬送波周波数付近を通過させるように構成されている。よって、アナログフィルタ３２を通過した量子化信号は、量子化雑音部分が除去され、アナログのＲＦ信号となる。
　このように、デジタル信号処理部２１は、量子化信号を生成することで、実質的にＲＦ信号を生成することができる。したがって、ＲＦ信号を表現している量子化信号を、ＲＦ信号を処理する回路（例えば、無線通信機、テレビ受信機等のＲＦ信号受信機）に与えれば、その回路は、量子化信号をアナログ信号として処理することができる。なお、この場合、アナログフィルタ３２は、ＲＦ信号を処理する回路に備わっていればよい。
　アナログフィルタ３２として、バンドパスフィルタを用いるか、ローパスフィルタを用いるかは、ＲＦ信号の周波数によって、適宜決定される。
　なお、信号変換部７０が、バンドパス型ΔΣ変調によって信号変換を行う場合には、アナログフィルタ３２としてバンドパスフィルタが用いられ、ローパス型ΔΣ変調によって信号変換を行う場合には、アナログフィルタ３２としてローパスフィルタが用いられる。
　デジタル信号処理部２１とアナログフィルタ３２との間の信号伝送路４は、回路基板に形成された信号配線であってもよいし、光ファイバー又は電気ケーブルなどの伝送線路であってもよい。また、信号伝送路４は、量子化信号を送信するための専用線である必要は無く、インターネットなどのパケット通信を行う通信ネットワークであってもよい。パケット通信を行う通信ネットワークを信号伝送路４として用いる場合、送信側（デジタル信号処理部２１側）は、量子化信号を、パケット化してパケットデータとして信号伝送路４に送信し、受信側（アナログフィルタ３２側）は、受信したパケットデータを元の量子化信号に復元すればよい。
　デジタル信号処理部２１は、信号伝送路４に対して、量子化信号を送信する送信機とみなすことができる。この場合、アナログフィルタ３２を有する装置は、ＲＦ信号の受信機となる。
　また、本実施形態では、デジタル信号処理部２１とアナログフィルタ３２との間に、ローノイズアンプ４１が接続されている。このローノイズアンプ４１は、デジタル信号処理部２１が出力する量子化信号を増幅し、受信側（アナログフィルタ３２側）に出力する。このローノイズアンプ４１としては、雑音指数が３ｄＢ以下のものが用いられている。
　図１中、ローノイズアンプ４１は、信号伝送路４上に接続されているが、デジタル信号処理部２１とアナログフィルタ３２との間に設けられていればよく、例えば、デジタル信号処理部２１を構成する回路基板上に一体に設けてもよいし、アナログフィルタ３２側に設けてもよい。
　デジタル信号処理部２１は、送信信号であるベースバンド信号（ＩＱ信号）を出力するベースバンド部２３と、デジタル直交変調などの処理を行う処理部２４と、信号変換部７０と、制御部３５とを備えている。
　ベースバンド部２３は、ＩＱベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号それぞれ）をデジタルデータとして出力する。
　処理部２４は、ＩＱベースバンド信号に対してデジタル直交変調などの処理を行う。したがって、処理部２４からは、多ビットのデジタルデータ（離散値）によって表現されたデジタル信号形式の信号が出力される。
　なお、処理部２４における変調は、直交変調に限らず、変調波を生成するための他の方式の変調であってもよい。
　処理部２４は、直交変調のほか、ＤＰＤ(Digital Pre-distortion)、ＣＦＲ(Crest Factor Reduction)、ＤＵＣ(Digital Up Conversion)などの様々なデジタル信号処理を施す。処理部２４からは、上述のような各種のデジタル信号処理によって生成されたＲＦ信号が出力される。
　処理部２４から出力されたデジタルＲＦ信号は、信号変換部７０に与えられる。本実施形態の信号変換部７０は、バンドパス型ΔΣ変調器（変換器２５）を有して構成されている。なお、変換器２５は、ローパス型ΔΣ変調器であってもよいし、ＰＷＭ変調器であってもよい。
　ΔΣ変調器２５は、入力信号であるデジタルＲＦ信号に対して、ΔΣ変調を行って１ｂｉｔの量子化信号（１ｂｉｔパルス列）を出力する。ΔΣ変調器２５から出力された量子化信号は、デジタル信号であるが、アナログＲＦ信号を表現したものとなっている。
　ΔΣ変調器２５から出力された量子化信号は、デジタル信号処理部２１の出力信号として、デジタル信号処理部２１から信号伝送路４へ出力される。
　図２は、ΔΣ変調器２５の構成を示すブロック図である。図２に示すように、ΔΣ変調器２５は、ループフィルタ２７と、量子化器２８と、を備えている（非特許文献１参照）。
　ΔΣ変調器２５は、入力（本実施形態では、ＲＦ信号）Ｕが、ループフィルタ２７に与えられる。ループフィルタ２７の出力Ｙは、量子化器（１ｂｉｔ量子化器）２８に与えられる。量子化器２８の出力（量子化信号）Ｖは、ループフィルタ２７への他の入力として与えられる。
　ΔΣ変調器２５の特性は、信号伝達関数（ＳＴＦ；Ｓｉｇｎａｌ　Ｔｒａｎｓｆｅｒ　Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）及び雑音伝達関数（ＮＴＦ；Ｎｏｉｓｅ　Ｔｒａｎｓｆｅｒ　Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）によって表すことができる。
　つまり、ΔΣ変調器２５の入力をＵとし、ΔΣ変調器２５の出力をＶとし、量子化雑音をＥとしたときに、ΔΣ変調器２５の特性を、ｚ領域において表すと、次のとおりである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　したがって、所望のＮＴＦとＳＴＦとが与えられると、ループフィルタ２７の伝達関数を得ることができる。
　図３は、１次ローパス型ΔΣ変調器１２５の線形ｚ領域モデルのブロック図である。符号１２７がループフィルタの部分を示し、符号１２８が量子化器を示している。このΔΣ変調器１２５への入力をＵ（ｚ）とし、出力をＶ（ｚ）とし、量子化雑音をＥ（ｚ）としたときに、ΔΣ変調器１２５の特性を、ｚ領域において表すと、次のとおりである。
　Ｖ（ｚ）＝Ｕ（ｚ）＋（１－ｚ－１）Ｅ（ｚ）
　つまり、図３に示す１次ローパス型ΔΣ変調器１２５において、信号伝達関数ＳＴＦ（ｚ）＝１であり、雑音伝達関数ＮＴＦ（ｚ）＝１－ｚ－１である。
　非特許文献１によれば、ローパス型ΔΣ変調器に対して、以下の変換を行うことで、ローパス型ΔΣ変調器を、バンドパス型ΔΣ変調器に変換できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　上記変換式に従って、ローパス型ΔΣ変調器１２５のｚ領域モデルにおけるｚを、ｚ’＝－ｚ２に置き換えることでバンドパス型ΔΣ変調器が得られる。
　上記変換式を用いると、ｎ次のローパス型ΔΣ変調器（ｎは１以上の整数）を、２ｎ次のバンドパス型Σ変調器に変換できる。
　本発明者は、ローパス型ΔΣ変調器から、所望の周波数ｆ０（θ＝θ０）を、中心周波数ｆ０として持つバンドパス型ΔΣ変調器を得るための変換式を見出した。当該変換式は、例えば、次の式（３）に示す通りである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここで、
　θ０＝２π×（ｆ０／ｆｓ）　ｆｓはΔΣ変調器のサンプリング周波数
　式（２）の変換式では、特定の周波数θ０＝π／２に関するものであったが、式（３）の変換式では、任意の周波数（θ０）に一般化されている。
　図４は、図３に示す１次ローパス型ΔΣ変調器１２５を、式（３）の変換式で変換して得られた２次バンドパス型ΔΣ変調器２５を示している。
　なお、図３から図４への変換では、表記の便宜上、式（３）において、ａ＝ｃｏｓθ０とおいた下記の変換式を用いた。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　なお、バンドパス型ΔΣ変調器への変換は、その他の高次ローパス型ΔΣ変調器（例えば、非特許文献１記載のＣＩＦＢ構造、ＣＲＦＦ構造、ＣＩＦＦ構造など）に対しても適用できる。
　ΔΣ変調器２５は、前述の式（３）に基づいて、ｚの値が変換可能となっている。つまり、ΔΣ変調器２５は、量子化雑音阻止帯域の中心周波数を変更可能となっている。換言すると、量子化雑音阻止帯域が変更可能となっている。
　制御部３５は、ΔΣ変調器２５に入力される信号の中心周波数（上述の搬送周波数ｆ０）に応じて、前述の式（３）に基づいてΔΣ変調器２５のｚを変換することにより、任意の周波数の信号に対して、バンドパスΔΣ変調が行える。
　このように、ＲＦ信号の搬送周波数ｆ０に応じて、上記変換式（３）におけるｃｏｓθ０（係数ａ）を変更することで、サンプリング周波数ｆｓを変更することなく、任意の周波数ｆ０に対応したバンドパスΔΣ変調が行える。ｃｏｓθ０を変更すると、式（１）に示すＮＴＦの係数が変更されたことになるが、式の次数は維持される。このため、ＲＦ信号の搬送波周波数ｆ０に応じて、バンドパス型ΔΣ変調器２５の構成を変化させても、式の複雑度（次数）は変化せず、したがって、バンドパス型ΔΣ変調器２５における信号処理負荷も変化しない。
　このように本実施形態では、搬送波周波数ｆ０を変化させても、バンドパス型ΔΣ変調器２５における信号処理負荷が変化しないため有利である。本実施形態において、バンドパス型ΔΣ変調器２５における信号処理負荷は、ナイキストの定理により、信号帯域幅によって決定されるサンプリング周波数ｆｓに依存するが、搬送波周波数ｆ０を変化させても信号帯域幅が変化するわけではないためサンプリング周波数ｆｓを変更する必要はない。なお、ΔΣ変調器がローパス型である場合、、搬送波周波数ｆ０の変化に対応するには、サンプリング周波数ｆｓを変更する必要があり、この点において、バンドパス型が有利である。
　また、式（３）を利用すると、ΔΣ変調器２５を任意の周波数（ｆ０）に対応できるバンドパス型ΔΣ変調器として利用できるだけでなく、ローパス型ΔΣ変調器として利用することもできる。つまり、ΔΣ変調器２５は、ローパス型とバンドパス型とに切り替え可能となっている。
　また、制御部３５は、処理部２４を制御することによって、処理部２４から出力されるＲＦ信号の周波数を任意の周波数に変更してΔΣ変調器２５に与えることができる。
　さらに、制御部３５は、変更されたＲＦ信号の周波数を通過させるようにアナログフィルタ３２の中心周波数が変更されるように、アナログフィルタ３２を制御する。
　このように、制御部３５は、デジタル信号処理部２１における各部、及びアナログフィルタ３２を制御する。
　以上のようにして、ΔΣ変調器２５は量子化信号を生成し、生成した量子化信号を信号伝送路４へ出力する。
　図１に戻って、デジタル信号処理部２１には、発振器４０が接続されている。発振器４０は、例えば、デジタル信号処理部２１を構成する各部が設けられている回路基板上に設けられる。発振器４０は、所定の周波数のクロック信号を発振し、そのクロック信号をデジタル信号処理部２１に供給する。
　デジタル信号処理部２１は、発振器４０から供給されるクロック信号を、ベースバンド部２３や、処理部２４、変換器２５といった各部が行うデジタル信号処理の動作クロックとして用いる。
　デジタル信号処理部２１は、ＲＦ信号をデジタル化する場合、当該ＲＦ信号の周波数よりも高い周波数でサンプリングする必要がある。サンプリングを行うために、デジタル信号処理部２１は、上記発振器４０からのクロック信号を動作クロックとして用いる。
　発振器４０が発振するクロック信号には、その動作条件等に応じて一定の誤差が含まれている。例えば、上記サンプリング周波数をｆｓ、発振器４０の周波数誤差がｘ（ｐｐｍ）であるとすると、実際のサンプリング周波数ｆｓ´は、下記式のように表される。
　ｆｓ´＝ｆｓ×（１＋ｘ）
　さらに、ＲＦ信号の中心周波数ｆ０と、実際のサンプリング周波数ｆｓ´との関係は、下記式のように表される。
　ｆ０／ｆｓ´＝ｆ０／（ｆｓ×（１＋ｘ））≒（ｆ０／ｆｓ）×（１－ｘ）
　上記式より、ＲＦ信号の周波数には、発振器４０の周波数誤差に起因するｘ（ｐｐｍ）の誤差が含まれることが判る。
　以上のように、デジタル信号処理部２１が出力する量子化信号は、デジタル処理によって生じる周波数誤差として、発振器４０の周波数誤差を含んでいる。
　本実施形態において、無線送信されるアナログＲＦ信号は、デジタル信号処理部２１によるデジタルの信号処理によって得られる量子化信号をアナログフィルタ３２に通過させてノイズ成分を除去することで得られる。このため、量子化信号に含まれているデジタル処理による周波数誤差は、アナログのＲＦ信号の周波数誤差として反映される。
　量子化信号に含まれる周波数誤差は、上述のように、発振器４０の周波数誤差に起因している。つまり、アナログのＲＦ信号は、デジタル信号処理部２１に動作クロックを供給している発振器４０の周波数誤差を含んでいる。
　ここで、本実施形態の発振器４０は、自器が発振するクロック信号の周波数精度が、無線電波（ＲＦ信号）を空間に放射する際におけるアナログ信号処理で要求される精度を満たしている。より具体的には、発振器４０は、その周波数精度としての周波数許容偏差が０．０１～１ｐｐｍの範囲とされている。
　このように、本実施形態では、デジタル信号処理部２１に動作クロックを供給する発振器４０が、ＲＦ信号をアナログ信号として処理する際に要求される周波数精度を満たしているので、デジタル信号処理部２１が出力する量子化信号は、ＲＦ信号をアナログ信号として処理する際に要求される周波数精度を満たすこととなる。このため、この量子化信号を無線送信のためのアナログのＲＦ信号として用いたとしても、アナログのＲＦ信号処理で要求される周波数精度を満たすことができる。この結果、本システム１によれば、アナログのＲＦ信号を無線電波として空間に放射する場合においても、無線通信において許容される周波数誤差の範囲内とされた、法規制等に準拠した適切なＲＦ信号を送信することができる。
　本実施形態では、周波数許容偏差が０．０１～１ｐｐｍの範囲の発振器４０を用いた場合を例示したが、この発振器４０の周波数精度は、アナログのＲＦ信号として用いたときの周波数特性が電波に関する法規制に準拠した周波数特性となる量子化信号を、デジタル信号処理部２１の信号変換部７０による変換によって得ることを可能とする精度であればよい。この場合においても、適切なＲＦ信号を送信することができる。
　また、本実施形態では、雑音指数が３ｄＢ以下であるローノイズアンプ４１を、デジタル信号処理部２１と、アナログフィルタ３２との間に設けたので、アナログのＲＦ信号として用いられる量子化信号を増幅する際に大きなノイズが含まれるのを防止し、より適切なＲＦ信号を送信することができる。
〔２．発振器の周波数精度がシステムの周波数特性に与える影響〕
　次に、上記システムについて、発振器の周波数精度がシステムの周波数特性に与える影響を検証した結果について説明する。
　検証方法としては、上記実施形態によるシステム１によって出力されるＲＦ信号（中心周波数８００ＭＨｚ）をシミュレーションにより取得し、発振器４０の周波数許容偏差が互いに異なる場合に取得されるＲＦ信号の隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ: Adjacent Channel Leakage Ratio）同士を互いに比較し、発振器４０の周波数精度がＲＦ信号に与える影響を検証した。
　なお、電波法の無線設備規則によれば、８００ＭＨｚ帯を用いて移動通信を行う無線局では、ＡＣＬＲの値として６０ｄＢ確保することが規定されている。
　表１は、上記検証結果を示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000005
　発振器４０の周波数許容偏差が０ｐｐｍの場合、ＡＣＬＲは、６２．６ｄＢであり、上記規則に準拠した値が得られている。
　周波数許容偏差が０．６ｐｐｍの場合、５８．７ｄＢ、周波数許容偏差が１．２ｐｐｍの場合、５４．０ｄＢと、周波数許容偏差の値が大きくなるほど、ＡＣＬＲの値が大きくなり、ＲＦ信号の周波数特性が劣化している。周波数許容偏差が０．６ｐｐｍ、１．２ｐｐｍの場合、ＡＣＬＲの値が６０ｄＢを下回っているが、±５ｄＢ程度の誤差があるため、これら値は、上記規則における許容限度であると言える。
　発振器４０の周波数許容偏差を１．２ｐｐｍよりもさらに大きい値とすれば、隣接チャネル漏洩電力比はさらに小さくなり、誤差を考慮したとしても、上記規則に準拠した値が得られなくなる。
　よって、１０～１００ｐｐｍといったデジタル信号処理で許容される周波数許容偏差の発振器４０を用いれば、上記規則の準拠したＲＦ信号を得ることができないのは明らかである。
　ＡＣＬＲの値が小さくなるということは、ＲＦ信号の周波数にずれが生じ、ＲＦ信号に周波数誤差が生じていることを示している。つまり、上記結果から、上記発振器４０の周波数許容偏差が、ＲＦ信号に周波数誤差を生じさせていることが判る。逆に、発振器４０の周波数許容偏差を小さくすれば、ＲＦ信号の周波数誤差を小さくできると言える。
　例えば、３ＧＰＰの仕様書（3GPP2 C.S0010-D　Version 1.0　September 2010，4.1.2.3）によれば、マクロ基地局装置において要求される搬送波周波数の許容誤差が±０．０５ｐｐｍ、ピコ基地局装置及びフェムト基地局装置において要求される搬送波周波数の許容誤差が±０．１０ｐｐｍと規定されている。
　これに対して、本実施形態では、周波数許容偏差が上記３ＧＰＰで要求される搬送波周波数の許容誤差よりも小さい発振器４０を用いれば、少なくとも、発振器４０に起因する搬送波周波数の誤差については、前記許容誤差を満たす程度に抑制することができる。
　以上のように、上記検証結果から、発振器４０の周波数精度を高めれば高めるほど、ＲＦ信号の周波数誤差を抑制でき、法規制等に準拠した適切なＲＦ信号が得られることが判った。
〔３．無線基地局装置への適用〕
　図５（ａ）は、上記システム１を適用した無線基地局装置を示すブロック図である。図５（ａ）中、無線基地局装置５０は、基地局本体５１と、基地局本体５１に信号伝送路（光伝送路又は電気伝送路）５３を介して接続されたリモートレディオヘッド（Ｒｅｍｏｔｅ　Ｒａｄｉｏ　Ｈｅａｄ）５２とを備えている。
　基地局本体５１は、上記システム１（図１）で示したデジタル信号処理部２１と、信号伝送路５３によって信号を伝送するためのインターフェース部５４とを備えている。リモートレディオヘッド５２は、上記システム１で示したローノイズアンプ４１と、アナログフィルタ３２とを備えている。また、リモートレディオヘッド５２は、さらに、信号伝送路５３から信号を受け取るためのインターフェース部５５と、パワーアンプ５６と、無線波を空間に放射するためのアンテナ５７とを備えている。パワーアンプ５６は、アナログフィルタ３２とアンテナ５７との間に接続されており、アナログフィルタ３２から出力されるアナログのＲＦ信号を増幅する。
　上記構成では、基地局本体５１側において、デジタル信号処理部２１が、ＲＦ信号をアナログ信号として処理する際に要求される周波数精度を満たした量子化信号を出力し、信号伝送路５３を介して、当該量子化信号をリモートレディオヘッド５２に向けて送信する。
　リモートレディオヘッド５２側では、受信した基地局本体５１からの量子化信号をローノイズアンプ４１が増幅する。次いで、アナログフィルタ３２は、増幅された量子化信号からノイズ成分を除去し、アナログのＲＦ信号を出力する。量子化信号から得られたアナログのＲＦ信号は、パワーアンプ５６によって増幅され、アンテナ５７から無線波として空間に放射される。
　つまり、アナログフィルタ３２、パワーアンプ５６、及びアンテナ５７は、デジタル信号処理部２１が出力した量子化信号を、無線送信のためのアナログのＲＦ信号として用いる無線送信部を構成している。
　ここで、量子化信号が、ＲＦ信号をアナログ信号として処理する際に要求される周波数精度を満たしているので、リモートレディオヘッド５２側において、ノイズ成分を除去した量子化信号をアナログのＲＦ信号として用いたとしても、アンテナ５７から放射される無線波（アナログのＲＦ信号）は、アナログのＲＦ信号処理で要求される周波数精度を満たすことができる。この結果、無線通信において許容される周波数誤差の範囲内とされた、法規制等に準拠した適切なＲＦ信号を送信することができる。
　また、リモートレディオヘッド５２を備えた無線基地局装置５０では、基地局本体５１を建物内部に設置し、アンテナ５７を備えたリモートレディオヘッド５２を建物屋上に設置することができる。このため、無線基地局装置５０を設置する際の自由度が高い。
　ここで、従来の無線基地局装置では、基地局装置本体は、デジタル領域のベースバンド信号処理や、制御、管理等を行う無線装置制御部として構成され、リモートレディオヘッドは、アナログ領域の無線信号処理（変調及び増幅など）を行う無線装置として構成されている。また、基地局装置本体からリモートレディオヘッドへ向けて、デジタルベースバンド信号が送信されていた。
　このため、リモートレディオヘッドは、基地局装置本体から送信されるデジタルベースバンド信号を変調するための回路を備えていた。しかも、無線基地局装置では、一台の基地局装置本体に、複数のリモートレディオヘッドが並列又は直列に接続されることがあり、この場合、各リモートレディオヘッドそれぞれに変調回路を備える必要があった。
　これに対し、本実施形態の無線基地局装置５０は、図５（ａ）に示すように、基地局本体５１にデジタル信号処理部２１を備え、リモートレディオヘッド５２にアナログフィルタ３２を備えている。
　このため、基地局本体５１は、処理部２４及びバンドパス型ΔΣ変調器２５を備えたデジタル信号処理部２１によって、直交変調された変調波（ＲＦ信号）を量子化信号として出力し、この量子化信号を信号伝送路５３を介してリモートレディオヘッド５２に送信する。
　リモートレディオヘッド５２は、受信した基地局本体５１からの量子化信号をアナログフィルタ３２に通過させれば、変調波（ＲＦ信号）を得ることができるので、変調する必要がない。この結果、リモートレディオヘッド５２の回路規模を小さくできる。これは、一台の基地局本体５１に、複数のリモートレディオヘッド５２を並列又は直列に接続する場合に特に有利である。
　図５（ａ）では、リモートレディオヘッド５２に、デジタル信号処理部２１が出力する量子化信号を増幅するためのローノイズアンプ４１を設けた場合を示したが、このローノイズアンプ４１は、図５（ｂ）に示すように、基地局本体５１に設けてもよい。この場合、より、リモートレディオヘッド５２の回路規模を小さくできる。
　本発明は、上記各実施形態に限定されるものではない。上記各実施形態では、デジタル信号処理部２１と、アナログフィルタ３２との間に、ローノイズアンプ４１が配置される構成を示したが、量子化信号を増幅する必要が無い場合には、設置しない構成としてもよい。
　なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　２１　デジタル信号処理部（信号処理装置）
　３２　アナログフィルタ
　４０　発振器
　４１　ローノイズアンプ
　５０　無線基地局装置
　５１　基地局本体
　５２　リモートレディオヘッド
　５６　パワーアンプ
　５７　アンテナ
　７０　信号変換部

Claims (6)

  1. 　ＲＦ信号を無線送信する無線送信機であって、
    　発振器から供給されるクロック信号を動作クロックとして用い、ΔΣ変調によってデジタルのＲＦ信号を量子化信号に変換するデジタル信号変換部と、
    　前記デジタル信号変換部が変換した前記量子化信号を、無線送信のためのアナログのＲＦ信号として用いる無線送信部と、を備え、
    　前記発振器が、ＲＦ信号をアナログ信号として処理する際に要求される周波数精度を満たしている無線送信機。
  2. 　前記周波数精度が周波数許容偏差であり、
    　前記発振器の周波数許容偏差が０．０１～１ｐｐｍである請求項１に記載の無線送信機。
  3. 　前記周波数精度が、
    　アナログのＲＦ信号として用いたときの周波数特性が電波に関する法規制に準拠した周波数特性となる量子化信号を、前記デジタル信号変換部による変換によって得ることを可能とする精度である請求項１に記載の無線送信機。
  4. 　前記デジタル信号変換部が変換した前記量子化信号を増幅し、前記無線送信部に出力する増幅器をさらに備え、
    　前記増幅器は、雑音指数が３ｄＢ以下である請求項１～３のいずれか一項に記載の無線送信機。
  5. 　無線送信されるＲＦ信号の処理を行う信号処理装置であって、
    　発振器から供給されるクロック信号を動作クロックとして用い、ΔΣ変調によってデジタルのＲＦ信号を量子化信号に変換するデジタル信号変換部を備え、
    　前記発振器が、ＲＦ信号をアナログ信号として処理する際に要求される周波数精度を満たしている信号処理装置。
  6. 　前記デジタル信号変換部が変換した前記量子化信号を増幅して出力する増幅器をさらに備え、
    　前記増幅器は、雑音指数が３ｄＢ以下である請求項５に記載の信号処理装置。
PCT/JP2013/065019 2012-06-05 2013-05-30 無線送信機、及び信号処理装置 WO2013183534A1 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012127620A JP2013254995A (ja) 2012-06-05 2012-06-05 無線送信機、及び信号処理装置
JP2012-127620 2012-06-05

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2013183534A1 true WO2013183534A1 (ja) 2013-12-12

Family

ID=49711926

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2013/065019 WO2013183534A1 (ja) 2012-06-05 2013-05-30 無線送信機、及び信号処理装置

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP2013254995A (ja)
WO (1) WO2013183534A1 (ja)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPWO2015045218A1 (ja) * 2013-09-30 2017-03-09 日本電気株式会社 送信機及び送信制御方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002050963A (ja) * 2000-06-28 2002-02-15 Stmicroelectronics Nv デジタル情報送受信装置の電気消費量を減少させるプロセスおよび装置
JP2008289131A (ja) * 2007-04-17 2008-11-27 Panasonic Corp 送信装置と、これを用いた電子機器
JP2011091757A (ja) * 2009-10-26 2011-05-06 Nec Corp 増幅器、送信器および増幅方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002050963A (ja) * 2000-06-28 2002-02-15 Stmicroelectronics Nv デジタル情報送受信装置の電気消費量を減少させるプロセスおよび装置
JP2008289131A (ja) * 2007-04-17 2008-11-27 Panasonic Corp 送信装置と、これを用いた電子機器
JP2011091757A (ja) * 2009-10-26 2011-05-06 Nec Corp 増幅器、送信器および増幅方法

Also Published As

Publication number Publication date
JP2013254995A (ja) 2013-12-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7787563B2 (en) Transmitter for wireless applications incorporation spectral emission shaping sigma delta modulator
US7715490B2 (en) Spectral emission shaping sigma delta modulator for wireless applications
JP5031847B2 (ja) デジタル線形送信器アーキテクチャ
KR20130116901A (ko) 직교 변조 시스템을 이용하는 무선 오디오 장비
US9166616B2 (en) Signal conversion method, signal transmission method, signal conversion device, and transmitter
Ebrahimi et al. Time-interleaved delta-sigma modulator for wideband digital GHz transmitters design and SDR applications
US7817725B2 (en) Data converter device and data conversion method, and transmitter circuit, communications device and electronic device using the same
EP3103198B1 (en) Transmitter and method of transmitting
JP5919712B2 (ja) 送信機、通信システム、及び無線基地局装置
US8290087B2 (en) Sample rate conversion in delta-sigma modulators
US9071303B2 (en) Level de-multiplexed delta sigma modulator based transmitter
WO2013183550A1 (ja) 信号変換装置及び送信機
WO2013183534A1 (ja) 無線送信機、及び信号処理装置
JP2013081108A (ja) 増幅装置、デジタル信号処理装置、及び無線通信装置
JP6064485B2 (ja) 信号処理装置及び無線機
JP2013255003A (ja) Δς変調システム及びデジタル信号処理装置
US9264063B2 (en) Method for designing band pass delta-sigma modulator, band pass delta-sigma modulator, signal processing device, and radio transceiver
JP5920109B2 (ja) 歪補償装置、歪補償方法、歪補償プログラム、送信機、及び１ｂｉｔオーディオ装置
JP5935519B2 (ja) Δς変調システム
JP6344421B2 (ja) バンドパス型δς変調器、装置及び方法
JP5920034B2 (ja) 送信機、及びこれを搭載した移動体、信号処理装置
JP2014014045A (ja) 信号変換装置、及びこれを用いた送信機
JP5271251B2 (ja) Δς変換器を用いて複数の帯域のｒｆ信号を同時に送信する送信機及びプログラム
Tchambake et al. A multi-channel ΣΔ modulator for subband digital predistortion with LTE signals
JP2014014066A (ja) 信号変換装置、信号出力装置、及び送信機

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 13801160

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 13801160

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1