JP6064485B2 - 信号処理装置及び無線機 - Google Patents
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Description
本発明は、ΔΣ変調器を有する信号処理装置及び無線機に関するものである。
ΔΣ変調器は、オーバサンプリング変調の一種である。ΔΣ変調では、信号帯域内の量子化雑音を、信号帯域外に移動させて、信号帯域内の量子化雑音を大きく低下させるノイズシェイピング（Ｎｏｉｓｅ Ｓｈａｐｉｎｇ）が行われる（非特許文献１参照）。
和保 孝雄、安田 明 監訳（原著者 Richard Schreier, Gabor C. Temes）ΔΣ型アナログ／デジタル変換器入門（Understanding Delta-Sigma Data Converters）、丸善株式会社、２００７，ｐｐ１−１７
ΔΣ変調において、オーバサンプリング比（ＯＳＲ）は、次のように定義される。
ＯＳＲ＝ｆｓ／（２×ＢＷ）
ｆｓ：サンプリング周波数
ＢＷ：信号周波数帯域
ＯＳＲ＝ｆｓ／（２×ＢＷ）
ｆｓ：サンプリング周波数
ＢＷ：信号周波数帯域
したがって、処理対象となる信号の周波数帯域ｆｓと、所望のオーバサンプリング比（例えば、ＯＳＲ＝５０）とが決まると、ΔΣ変調のサンプリング周波数ｆｓを決定することができる。
ここで、本発明者は、無線波として送信されるＲＦ信号に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うという着想を得た。無線波として送信されるＲＦ信号に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うことで、ＲＦ信号をデジタル信号として扱うのが容易になる。
ＲＦ信号に対してバンドパス型ΔΣ変調を行う場合も、ＲＦ信号の周波数帯域ｆｓとオーバサンプリング比とが決まると、サンプリング周波数ｆｓを決定することができる。
ここで、サンプリング周波数ｆｓが高くなると、ΔΣ変調器及びその周辺の回路がコスト高となる。例えば、移動体通信では、信号の帯域幅が数ＭＨｚから数十ＭＨｚになることがあるため、サンプリング周波数ｆｓは、できるだけ低く抑えたいところである。
サンプリング周波数ｆｓを低く抑えるには、サンプリング周波数ｆｓ＝ＯＳＲ×（２×ＢＷ）とすればよいが、ΔΣ変調のサンプリング周波数ｆｓを低く抑えると、信号帯域外へ漏れ出る漏洩電力が問題となることを本発明者は見出した。
すなわち、無線波では、信号帯域外へ漏れ出る漏洩電力が問題となることがあるため、法的規制又は規格において、信号帯域外の漏洩電力の大きさが規制されることが多い。これは、信号帯域外への漏洩電力が大きくなると、隣接チャネルへの妨害となるためである。
一方、ΔΣ変調では、信号帯域内の量子化雑音を信号帯域外に移動させるため、信号帯域外においても量子化雑音による電力が比較的大きくなり易い。
したがって、ＲＦ信号に対してΔΣ変調を行うと、信号帯域外の量子化雑音が漏洩電力を増大させるおそれがある。
一方、ΔΣ変調では、信号帯域内の量子化雑音を信号帯域外に移動させるため、信号帯域外においても量子化雑音による電力が比較的大きくなり易い。
したがって、ＲＦ信号に対してΔΣ変調を行うと、信号帯域外の量子化雑音が漏洩電力を増大させるおそれがある。
そこで、本発明は、無線波として送信されるＲＦ信号に対してバンドパス型ΔΣ変調を行う場合において、量子化雑音が漏洩電力を増大させるのを抑制することを目的とする。
（１）本発明は、無線波として送信されるＲＦ信号に対する処理を行う信号処理装置であって、前記ＲＦ信号に対するバンドパス型ΔΣ変調を行うバンドパス型ΔΣ変調器を備え、前記バンドパス型ΔΣ変調器の量子化雑音阻止帯域は、前記ＲＦ信号の使用帯域を含み、かつ、前記ＲＦ信号の使用帯域よりも広い帯域幅を有していることを特徴とする信号処理装置である。
上記本発明によれば、無線波として送信されるＲＦ信号に対してバンドパス型ΔΣ変調を行っても、量子化雑音阻止帯域がＲＦ信号の使用帯域よりも広い帯域幅を有しているため、ＲＦ信号の使用帯域の近傍においては、量子化雑音が少なくなり、量子化雑音が漏洩電力を増大させるのを抑制することができる。
（２）前記ＲＦ信号は、使用帯域が複数の通信帯域に跨っており、前記量子化雑音阻止帯域は、前記ＲＦ信号の使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネルを包含する最小の帯域幅よりも狭い帯域幅を有しているのが好ましい。
ＲＦ信号の使用帯域の隣接チャネル及び次隣接チャネルへの漏洩電力が問題となる場合には、量子化雑音阻止帯域は、ＲＦ信号の使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネルを包含する帯域よりも広い帯域であるべきである。
しかし、複数の通信帯域それぞれでみれば、量子化雑音阻止帯域を、ＲＦ信号の使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネルを包含する最小の帯域幅よりも狭い帯域幅とすることができる。これにより、サンプリングレートを低く抑えることが可能となる。
ＲＦ信号の使用帯域の隣接チャネル及び次隣接チャネルへの漏洩電力が問題となる場合には、量子化雑音阻止帯域は、ＲＦ信号の使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネルを包含する帯域よりも広い帯域であるべきである。
しかし、複数の通信帯域それぞれでみれば、量子化雑音阻止帯域を、ＲＦ信号の使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネルを包含する最小の帯域幅よりも狭い帯域幅とすることができる。これにより、サンプリングレートを低く抑えることが可能となる。
（３）前記複数の通信帯域それぞれを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域の両側の隣接チャネル全てを包含する帯域幅を有しているのが好ましい。この場合、量子化雑音が、隣接チャネルへの漏洩電力となるのを防止できる。
（４）前記量子化雑音阻止帯域は、前記複数の通信帯域それぞれを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネル全てを包含する帯域幅を有しているのが好ましい。この場合、量子化雑音が、隣接チャネル及び次隣接チャネルへの漏洩電力となるのを防止できる。
（５）前記量子化雑音阻止帯域は、前記複数の通信帯域それぞれを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネル全てを包含する最小の基本帯域の両側それぞれに一つの前記通信帯域分の付加帯域を確保した帯域幅以下の帯域幅を有しているのが好ましい。この場合、隣接チャネル及び次隣接チャネルへの漏洩電力となるのを防止ししつつ、量子化雑音阻止帯域がさほど広くなりすぎず、サンプリングレートを抑えることができる。
（６）１又は複数の通信帯域の中から、前記ＲＦ信号の使用帯域を選択する帯域選択部を更に備え、前記量子化雑音阻止帯域は、前記複数の通信帯域全てを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネルを包含する最小の帯域よりも狭い帯域幅を有しているのが好ましい。この場合、量子化雑音阻止帯域が広くなりすぎず、サンプリングレートを抑えることができる。
（７）前記量子化雑音阻止帯域は、前記複数の通信帯域それぞれを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネル全てを包含する帯域幅を有しているのが好ましい。この場合、いずれの通信帯域が選択されても、量子化雑音が、隣接チャネル及び次隣接チャネルへの漏洩電力となることを防止できる。
（８）前記量子化雑音阻止帯域は、前記ＲＦ信号の使用帯域の両側の隣接チャネルを包含する帯域幅を有しているのが好ましい。この場合、量子化雑音が、隣接チャネルへの漏洩電力となることを防止できる。
（９）前記量子化雑音阻止帯域は、前記ＲＦ信号の使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネルを包含する帯域幅を有しているのが好ましい。この場合、量子化雑音が、隣接チャネル及び次隣接チャネルへの漏洩電力となることを防止できる。
（１０）他の観点からみた本発明は、前記（１）項記載の信号処理装置を、ＲＦ信号に対する処理のために備えた無線機である。
（１１）前記信号処理装置における前記量子化雑音阻止帯域は、前記無線機が適合することを要する法的規制又は規格において漏洩電力の大きさが規制される帯域幅以上の帯域幅を有しているのが好ましい。
以下、本発明の好ましい実施形態について図面を参照しながら説明する。
［１．無線機］
図１は、実施形態に係る無線機１を示している。無線機１は、バンドパス型ΔΣ変調器２５を備えたデジタル信号処理部（信号処理装置）２１と、増幅器３１と、バンドパスフィルタ３２と、を有している。
図１は、実施形態に係る無線機１を示している。無線機１は、バンドパス型ΔΣ変調器２５を備えたデジタル信号処理部（信号処理装置）２１と、増幅器３１と、バンドパスフィルタ３２と、を有している。
デジタル信号処理部２１は、無線波としてアンテナから送出されるＲＦ信号を表現するデジタル信号（量子化信号）を出力する。ＲＦ信号は、無線波として空間に放射されるべき信号であり、例えば、移動体通信のためのＲＦ信号、テレビ／ラジオなどの放送サービスのためのＲＦ信号である。
デジタル信号処理部２１から出力されたデジタル信号は、増幅器（例えば、デジタル増幅器）によって増幅され、ノイズシェイピングされた量子化雑音（ノイズ成分）を除去するアナログフィルタ（バンドパスフィルタ）３２に与えられる。
アナログフィルタ３２から出力された信号は、アンテナから無線波として空間に放射される。
アナログフィルタ３２から出力された信号は、アンテナから無線波として空間に放射される。
デジタル信号処理部２１は、ＲＦ信号によって送信される情報であるベースバンド信号（ＩＱ信号）を出力するベースバンド部２３と、デジタル直交変調などの処理を行う処理部２４と、バンドパス型ΔΣ変調器２５と、を備えている。
ベースバンド部２３は、ＩＱベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号それぞれ）をデジタルデータとして出力する。
処理部２４は、ＩＱベースバンド信号に対してデジタル直交変調などの処理を行う。したがって、処理部２４からは、多ビットのデジタルデータ（離散値）によって表現されたデジタル信号形式の信号が出力される。
なお、処理部２４における変調は、直交変調に限らず、変調波を生成するための他の方式の変調であってもよい。
処理部２４は、ＩＱベースバンド信号に対してデジタル直交変調などの処理を行う。したがって、処理部２４からは、多ビットのデジタルデータ（離散値）によって表現されたデジタル信号形式の信号が出力される。
なお、処理部２４における変調は、直交変調に限らず、変調波を生成するための他の方式の変調であってもよい。
処理部２４は、直交変調のほか、ＤＰＤ(Digital Pre-distortion)、ＣＦＲ(Crest Factor Reduction)、ＤＵＣ(Digital Up Conversion)などの様々なデジタル信号処理を施すことができる。処理部２４からは、上述のような各種のデジタル信号処理によって生成されたＲＦ信号が出力される。
処理部２４から出力されたデジタルＲＦ信号は、バンドパス型ΔΣ変調器２５に与えられる。
バンドパス型ΔΣ変調器２５は、入力信号であるＲＦ信号に対して、ΔΣ変調を行って１又は複数ビットの量子化信号を出力する。
バンドパス型ΔΣ変調器２５は、入力信号であるＲＦ信号に対して、ΔΣ変調を行って１又は複数ビットの量子化信号を出力する。
［２．ΔΣ変調］
図２に示すように、ΔΣ変調器２５は、ループフィルタ２７と、量子化器２８と、を備えている。
図２に示すΔΣ変調器２５は、入力（本実施形態では、ＲＦ信号）Ｕが、ループフィルタ２７に与えられる。ループフィルタ２７の出力Ｙは、量子化器２８に与えられる。量子化器２８の出力（量子化信号）Ｖは、ループフィルタ２７への他の入力として与えられる。
図２に示すように、ΔΣ変調器２５は、ループフィルタ２７と、量子化器２８と、を備えている。
図２に示すΔΣ変調器２５は、入力（本実施形態では、ＲＦ信号）Ｕが、ループフィルタ２７に与えられる。ループフィルタ２７の出力Ｙは、量子化器２８に与えられる。量子化器２８の出力（量子化信号）Ｖは、ループフィルタ２７への他の入力として与えられる。
ΔΣ変調器２５の特性は、信号伝達関数（ＳＴＦ；Ｓｉｇｎａｌ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）及び雑音伝達関数（ＮＴＦ；Ｎｏｉｓｅ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）によって表すことができる。
つまり、ΔΣ変調器２５の入力をＵとし、ΔΣ変調器２５の出力をＶとし、量子化雑音をＥとしたときに、ΔΣ変調器２５の特性を、ｚ領域において表すと、次のとおりである。
つまり、ΔΣ変調器２５の入力をＵとし、ΔΣ変調器２５の出力をＶとし、量子化雑音をＥとしたときに、ΔΣ変調器２５の特性を、ｚ領域において表すと、次のとおりである。
したがって、所望のＮＴＦとＳＴＦとが与えられると、ループフィルタ２７の伝達関数を得ることができる。
図３は、１次ローパス型ΔΣ変調器１２５の線形ｚ領域モデルのブロック図を示している。符号１２７がループフィルタの部分を示し、符号１２８が量子化器を示している。このΔΣ変調器１２５への入力をＵ（ｚ）とし、出力をＶ（ｚ）とし、量子化雑音をＥ（ｚ）としたときに、ΔΣ変調器１２５の特性を、ｚ領域において表すと、次のとおりである。
Ｖ（ｚ）＝Ｕ（ｚ）＋（１−ｚ−１）Ｅ（ｚ）
Ｖ（ｚ）＝Ｕ（ｚ）＋（１−ｚ−１）Ｅ（ｚ）
つまり、図３に示す１次ローパス型ΔΣ変調器１２５において、信号伝達関数ＳＴＦ（ｚ）＝１であり、雑音伝達関数ＮＴＦ（ｚ）＝１−ｚ−１である。
非特許文献１によれば、ローパス型ΔΣ変調器に対して、以下の変換を行うことで、ローパス型ΔΣ変調器を、バンドパス型ΔΣ変調器に変換できる。
上記変換式に従って、ローパス型ΔΣ変調器１２５のｚ領域モデルにおけるｚを、ｚ’＝−ｚ２に置き換えることでバンドパス型ΔΣ変調器が得られる。
上記変換式を用いると、ｎ次のローパス型ΔΣ変調器（ｎは１以上の整数）を、２ｎ次のバンドパス型Σ変調器に変換できる。
本発明者は、ローパス型ΔΣ変調器から、所望の周波数ｆ０（θ＝θ０）を、中心周波数ｆ０として持つバンドパス型ΔΣ変調器を得るための変換式を見出した。当該変換式は、例えば、次の式（３）に示す通りである。
ここで、
θ０＝２π×（ｆ０／ｆｓ） ｆｓはΔΣ変調器のサンプリング周波数
ここで、
θ０＝２π×（ｆ０／ｆｓ） ｆｓはΔΣ変調器のサンプリング周波数
式（２）の変換式では、特定の周波数θ０＝π／２に関するものであったが、式（３）の変換式では、任意の周波数（θ０）に一般化されている。
図４は、図３に示す１次ローパス型ΔΣ変調器１２５を、式（３）の変換式で変換して得られた２次バンドパス型ΔΣ変調器２５を示している。
なお、図３から図４への変換では、表記の便宜上、式（３）において、ａ＝ｃｏｓθ０とおいた下記の変換式を用いた。
なお、図３から図４への変換では、表記の便宜上、式（３）において、ａ＝ｃｏｓθ０とおいた下記の変換式を用いた。
なお、バンドパス型ΔΣ変調器への変換は、その他の高次ローパス型ΔΣ変調器（例えば、非特許文献１記載のＣＩＦＢ構造、ＣＲＦＦ構造、ＣＩＦＦ構造など）に対しても適用できる。
［３．ΔΣ変調と漏洩電力］
図５（ａ）に示すように、バンドパス型ΔΣ変調器２５は、雑音伝達関数ＮＴＦが、バンドストップ型特性を持つ。したがって、バンドパス型ΔΣ変調器２５は、量子化雑音を量子化雑音阻止帯域ＮＳ＿ＢＷ外へ移動させて、量子化雑音阻止帯域内の量子化雑音を大きく低下させるノイズシェイピングを行うことができる。
図５（ａ）に示すように、バンドパス型ΔΣ変調器２５は、雑音伝達関数ＮＴＦが、バンドストップ型特性を持つ。したがって、バンドパス型ΔΣ変調器２５は、量子化雑音を量子化雑音阻止帯域ＮＳ＿ＢＷ外へ移動させて、量子化雑音阻止帯域内の量子化雑音を大きく低下させるノイズシェイピングを行うことができる。
ここで、所望のＯＳＲにおいて、サンプリング周波数ｆｓを低く抑えるために、ＲＦ信号の信号帯域ＢＷに基づいて、サンプリング周波数ｆｓを、
ｆｓ＝（２×ＢＷ）×ＯＳＲ
の式に従って設定すると、雑音阻止帯域ＮＳ＿ＢＷは、信号帯域ＢＷに一致することになる 。
ｆｓ＝（２×ＢＷ）×ＯＳＲ
の式に従って設定すると、雑音阻止帯域ＮＳ＿ＢＷは、信号帯域ＢＷに一致することになる 。
一方、無線機が出力する信号（無線波）においては、図５（ｂ）に示すように、信号帯域ＢＷ外へ漏れ出る漏洩電力が問題となることがあるため、法的規制又は規格において、信号帯域外の漏洩電力の大きさが規制される。
例えば、3GPP TS 36.104 version 9.1.0 Release 9 p21 "Table 6.6.2.1-2: Base Station ACLR in unpaired spectrum with synchronized operation"では、隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）に関し、隣接チャネルの中心周波数及び次隣接チャネルの中心周波数におけるＡＣＬＲの制限（ＡＣＬＲ ｌｉｍｉｔ）が、それぞれ、４５ｄＢであると規定されている。
例えば、3GPP TS 36.104 version 9.1.0 Release 9 p21 "Table 6.6.2.1-2: Base Station ACLR in unpaired spectrum with synchronized operation"では、隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）に関し、隣接チャネルの中心周波数及び次隣接チャネルの中心周波数におけるＡＣＬＲの制限（ＡＣＬＲ ｌｉｍｉｔ）が、それぞれ、４５ｄＢであると規定されている。
ＲＦ信号に対してバンドパス型ΔΣ変調を行った場合、ΔΣ変調器２５の出力スペクトラムは、ＲＦ信号としてのスペクトラムとなる。したがって、ＲＦ信号の信号帯域外に量子化雑音が存在するとは、無線波において問題となる信号帯域外への漏洩電力と同様の問題を生じさせる。つまり、ＲＦ信号の信号帯域近傍に量子化雑音が存在すると、その量子化雑音が、漏洩電力に重畳される。
［４．量子化雑音阻止帯域の設定例］
［４．１ 第１例］
量子化雑音が漏洩電力となることを防止するため、本実施形態のΔΣ変調器２５では、雑音伝達関数ＮＴＦにおける量子化雑音阻止帯域ＮＳ＿ＢＷが、ＲＦ信号の使用帯域の帯域幅ＢＷよりも大きく設定されている。したがって、図６に示すように、量子化雑音のほとんどは、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷよりも大きい量子化雑音阻止帯域（帯域幅ＮＳ＿ＢＷ）の外に移動することになる。
なお、量子化雑音阻止帯域ＮＳ＿ＢＷとは、量子化雑音のピーク値から３ｄＢ下がっている範囲の帯域（３ｄＢ帯域）である。
［４．１ 第１例］
量子化雑音が漏洩電力となることを防止するため、本実施形態のΔΣ変調器２５では、雑音伝達関数ＮＴＦにおける量子化雑音阻止帯域ＮＳ＿ＢＷが、ＲＦ信号の使用帯域の帯域幅ＢＷよりも大きく設定されている。したがって、図６に示すように、量子化雑音のほとんどは、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷよりも大きい量子化雑音阻止帯域（帯域幅ＮＳ＿ＢＷ）の外に移動することになる。
なお、量子化雑音阻止帯域ＮＳ＿ＢＷとは、量子化雑音のピーク値から３ｄＢ下がっている範囲の帯域（３ｄＢ帯域）である。
図６の量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、ＲＦ信号の使用帯域の高周波数側及び低周波数側の両方で、ＲＦ信号の使用帯域よりも拡張されている。したがって、ＲＦ信号の使用帯域の外側であっても、ＲＦ信号の使用帯域の近傍においては、量子化雑音がほとんどなく、量子化雑音がＲＦ信号帯域外の漏洩電力となることが抑制される。
ここで、図６に示す第１例では、ＯＳＲ＝５０、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷ＝５［ＭＨｚ］、ＲＦ信号の中心周波数はｆ１とする。また、第１例及び他の例において、ＲＦ信号を放射する無線機１が適合することを要する法的規制又は規格において漏洩電力の大きさが規制される周波数範囲は、隣接チャネル（第１隣接チャネル：１ｓｔＡＣ）及び次隣接チャネル（第２隣接チャネル：２ｎｄＡＣ）であるものとする。
隣接チャネル（１ｓｔＡＣ）とは、ＲＦ信号の使用帯域（帯域幅ＢＷ）の両側において隣接する帯域であって、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷと同じ帯域幅を持つものをいう。したがって、ＲＦ信号の使用帯域とその両側の隣接チャネル（１ｓｔＡＣ）とを包含する最小の帯域幅は、ＢＷ×３（＝１５ＭＨｚ）となる。
また、次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）とは、２つの隣接チャネルそれぞれの外側に位置する帯域であって、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷと同じ帯域幅を持つものをいう。したがって、ＲＦ信号の使用帯域並びに隣接チャネル（１ｓｔＡＣ）及び次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）を包含する最小の帯域幅は、ＢＷ×５（＝２５ＭＨｚ）となる。
また、次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）とは、２つの隣接チャネルそれぞれの外側に位置する帯域であって、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷと同じ帯域幅を持つものをいう。したがって、ＲＦ信号の使用帯域並びに隣接チャネル（１ｓｔＡＣ）及び次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）を包含する最小の帯域幅は、ＢＷ×５（＝２５ＭＨｚ）となる。
図６では、ＲＦ信号を放射する無線機１が適合することを要する法的規制又は規格において漏洩電力の大きさが規制される周波数範囲が、隣接チャネル（第１隣接チャネル：１ｓｔＡＣ）及び次隣接チャネル（第２隣接チャネル：２ｎｄＡＣ）であることに対応して、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷが、ＲＦ信号の両側の次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）までを包含する最小の帯域幅（ＢＷ×Ｎ＝５ＭＨｚ×５＝２５ＭＨｚ）以上に設定されている。
ここで、Ｎは、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷに対する量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷの倍率である。Ｎ＝５の場合、量子化雑音阻止帯域は、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷの５倍の帯域幅を持つことを意味する。
ここで、Ｎは、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷに対する量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷの倍率である。Ｎ＝５の場合、量子化雑音阻止帯域は、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷの５倍の帯域幅を持つことを意味する。
第１例において、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（ＢＷ×Ｎ）＝５ＭＨｚ×７＝３５ＭＨｚ以下であるのが好ましい。量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷを大きくすると、サンプリング周波数が大きくなってしまうため、（ＢＷ×７）以下に抑えることで、サンプリング周波数の増加を防止できる。
図６のように、ＲＦ信号の使用帯域の帯域幅ＢＷ＝５ＭＨｚではなく、隣接チャネル及び次隣接チャネルを含めた帯域幅（２５ＭＨｚ）を基準にサンプリング周波数（サンプリングレート）ｆｓを決定する場合、ｆｓ＝２×（ＢＷ×５）×ＯＳＲ＝２．５［ＧＳ／ｓ］となる(Ｎ＝５)。
また、Ｎ＝７の場合の３５ＭＨｚを基準にサンプリング周波数（サンプリングレート）ｆｓを決定する場合、ｆｓ＝２×（ＢＷ×７）×ＯＳＲ＝３．５［ＧＳ／ｓ］となる。
また、Ｎ＝７の場合の３５ＭＨｚを基準にサンプリング周波数（サンプリングレート）ｆｓを決定する場合、ｆｓ＝２×（ＢＷ×７）×ＯＳＲ＝３．５［ＧＳ／ｓ］となる。
なお、図６に示すＲＦ信号において、ＲＦ信号を放射する無線機１が適合することを要する法的規制又は規格において漏洩電力の大きさが規制される周波数範囲が、隣接チャネル（第１隣接チャネル：１ｓｔＡＣ）だけである場合、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（ＢＷ×Ｎ）＝５ＭＨｚ×３＝１５ＭＨｚ以上であるのが好ましい。この場合、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（ＢＷ×Ｎ）＝５ＭＨｚ×５＝２５ＭＨｚ以下であるのがより好ましい。
［４．２ 第２例］
移動体通信等では、マルチキャリアが利用されることがある。具体的には、無線機が使用可能な通信帯域として複数の通信帯域（帯域幅ＳＢＷ）が用意され、ユーザ無線機（移動体）の数の増減に応じて、使用する通信帯域の数を増減させることがある。
図７は、５ＭＨｚの通信帯域(ＳＢＷ＝５ＭＨｚ)を２個（複数）組み合わせて使用して合計１０ＭＨｚの帯域幅ＢＷをＲＦ信号の信号帯域として使用する例を示している。この場合、ＲＦ信号の使用帯域（ＢＷ＝１０ＭＨｚ）は、２個（複数）の通信帯域（ＳＢＷ＝５ＭＨｚ）に跨っていることになる。
移動体通信等では、マルチキャリアが利用されることがある。具体的には、無線機が使用可能な通信帯域として複数の通信帯域（帯域幅ＳＢＷ）が用意され、ユーザ無線機（移動体）の数の増減に応じて、使用する通信帯域の数を増減させることがある。
図７は、５ＭＨｚの通信帯域(ＳＢＷ＝５ＭＨｚ)を２個（複数）組み合わせて使用して合計１０ＭＨｚの帯域幅ＢＷをＲＦ信号の信号帯域として使用する例を示している。この場合、ＲＦ信号の使用帯域（ＢＷ＝１０ＭＨｚ）は、２個（複数）の通信帯域（ＳＢＷ＝５ＭＨｚ）に跨っていることになる。
図７に示すように、ＲＦ信号の使用帯域の帯域幅ＢＷが１０ＭＨｚとなった場合、隣接チャネル（１ｓＡＣ）及び次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）それぞれの帯域幅も１０ＭＨｚとなる。
したがって、量子化雑音阻止帯域が、ＲＦ信号の両側の次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）までを包含しようとすると、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、ＢＷ×Ｎ＝１０ＭＨｚ×５＝５０ＭＨｚ）以上となっていればよい。
したがって、量子化雑音阻止帯域が、ＲＦ信号の両側の次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）までを包含しようとすると、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、ＢＷ×Ｎ＝１０ＭＨｚ×５＝５０ＭＨｚ）以上となっていればよい。
図７に示す第２例の場合も、サンプリング周波数の増大を抑えるため、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（ＢＷ×Ｎ）＝１０ＭＨｚ×７＝７０ＭＨｚ以下であるのが好ましい。
図７において、隣接チャネル及び次隣接チャネルを含めた帯域幅（５０ＭＨｚ）を基準にサンプリング周波数（サンプリングレート）ｆｓを決定する場合、ｆｓ＝２×（ＢＷ×５）×ＯＳＲ＝５．０［ＧＳ／ｓ］となる(Ｎ＝５)。
また、Ｎ＝７の場合の７０ＭＨｚを基準にサンプリング周波数（サンプリングレート）ｆｓを決定する場合、ｆｓ＝２×（ＢＷ×７）×ＯＳＲ＝７．０［ＧＳ／ｓ］となる。
また、Ｎ＝７の場合の７０ＭＨｚを基準にサンプリング周波数（サンプリングレート）ｆｓを決定する場合、ｆｓ＝２×（ＢＷ×７）×ＯＳＲ＝７．０［ＧＳ／ｓ］となる。
なお、図７に示すＲＦ信号において、ＲＦ信号を放射する無線機１が適合することを要する法的規制又は規格において漏洩電力の大きさが規制される周波数範囲が、隣接チャネル（第１隣接チャネル：１ｓｔＡＣ）だけである場合には、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（ＢＷ×Ｎ）＝１０ＭＨｚ×３＝３０ＭＨｚ以上であるのが好ましい。この場合、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（ＢＷ×Ｎ）＝１０ＭＨｚ×５＝５０ＭＨｚ以下であるのがより好ましい。
［４．３ 第３例］
第１例及び第２例では、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷが、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷの５倍以上に設定されたものを示したが、第３例では、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷが、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷの５倍未満に設定されたものを示す。
第１例及び第２例では、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷが、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷの５倍以上に設定されたものを示したが、第３例では、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷが、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷの５倍未満に設定されたものを示す。
つまり、第３例に係る量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、ＲＦ信号の使用帯域の両側の隣接チャネル（１ｓｔＡＣ）及び次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）を包含する最小の帯域幅（ＢＷ×５）よりも狭い帯域幅を有している。
なお、第３例においても、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、ＲＦ信号の使用帯域の帯域幅ＢＷよりも広い。
なお、第３例においても、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、ＲＦ信号の使用帯域の帯域幅ＢＷよりも広い。
図８（ａ）に示すように、第３例では、第２例と同様に、５ＭＨｚの通信帯域(ＳＷＢ＝５ＭＨｚ)ｃ，ｄを２個組み合わせて使用して合計１０ＭＨｚの帯域幅ＢＷが、ＲＦ信号の信号帯域として使用される。つまり、ＲＦ信号の使用帯域（ＢＷ＝１０ＭＨｚ）は、２個（複数）の通信帯域（ＳＢＷ＝５ＭＨｚ）に跨っている。
前述の第２例においては、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷが第１例に比べて２倍になっていることから、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷも第１例に比べて２倍になっている。この結果、第２例では、サンプリングレートも第１例に比べて２倍になっている。
これに対し、図８に示す第３例の場合、第２例と同様に、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷが第１例に比べて２倍になっているものの、第３例の量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは第１例の２倍未満になっている。したがって、第３例では、サンプリングレートも第１例の２倍未満でよく、サンプリングレートの増加を抑制できている。
図８（ｂ）（ｃ）は、図８（ａ）に示す２個の通信帯域ｃ，ｄそれぞれ単独を、使用帯域とみなしたものを示している。
図８（ｂ）に示すように、通信帯域ｃ（帯域幅ＳＢＷ＝５ＭＨｚ）がＲＦ信号の使用帯域であるとみなした場合、ＲＦ信号並びに隣接チャネル（１ｓｔＡＣ）及び次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）すべてを包含するために必要な帯域幅は、ＳＢＷ×５＝５ＭＨｚ×５＝２５ＭＨｚとなる（図８（ｂ）のａ〜ｅの範囲）。
図８（ｂ）に示すように、通信帯域ｃ（帯域幅ＳＢＷ＝５ＭＨｚ）がＲＦ信号の使用帯域であるとみなした場合、ＲＦ信号並びに隣接チャネル（１ｓｔＡＣ）及び次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）すべてを包含するために必要な帯域幅は、ＳＢＷ×５＝５ＭＨｚ×５＝２５ＭＨｚとなる（図８（ｂ）のａ〜ｅの範囲）。
また、図８（ｃ）に示すように、通信帯域ｄ（帯域幅ＳＢＷ＝５ＭＨｚ）がＲＦ信号の使用帯域であるとみなした場合も、ＲＦ信号並びに隣接チャネル（１ｓｔＡＣ）及び次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）すべてを包含するために必要な帯域幅は、ＳＢＷ×５＝５ＭＨｚ×５＝２５ＭＨｚとなる（図８（ｂ）のｂ〜ｆの範囲）。
通信帯域ｃと通信帯域ｄとは、別のキャリアであるから、漏洩電力の大きさが規制される範囲としては、図８（ｂ）に示すａ〜ｅの範囲及び図８（ｃ）に示すｂ〜ｆの範囲で十分である。
したがって、２個の通信帯域ｃ，ｄを組み合わせてＲＦ信号の使用帯域とする場合には、漏洩電力の大きさが規制される範囲としては、図８（ａ）に示すａ〜ｆの範囲で十分となる。
つまり、ＲＦ信号の使用帯域（帯域幅ＢＷ＝１０ＭＨｚの両側に、それぞれ、通信帯域（帯域幅ＳＢＷ＝５ＭＨｚ）の２倍の帯域を確保すると、２個の通信帯域ｃ，ｄそれぞれを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域ｃ，ｄの両側の隣接チャネル（１ｓｔＡＣ）及び次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）全てを包含する量子化雑音阻止帯域となる。
この結果、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷ＝ＢＷ＋（４×ＳＢＷ）＝１０ＭＨｚ＋（４×５ＭＨｚ）＝３０ＭＨｚ以上あれば、漏洩電力が問題となる隣接チャネル及び次隣接チャネルに応じた帯域幅を確保できる。
つまり、ＲＦ信号の使用帯域（帯域幅ＢＷ＝１０ＭＨｚの両側に、それぞれ、通信帯域（帯域幅ＳＢＷ＝５ＭＨｚ）の２倍の帯域を確保すると、２個の通信帯域ｃ，ｄそれぞれを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域ｃ，ｄの両側の隣接チャネル（１ｓｔＡＣ）及び次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）全てを包含する量子化雑音阻止帯域となる。
この結果、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷ＝ＢＷ＋（４×ＳＢＷ）＝１０ＭＨｚ＋（４×５ＭＨｚ）＝３０ＭＨｚ以上あれば、漏洩電力が問題となる隣接チャネル及び次隣接チャネルに応じた帯域幅を確保できる。
したがって、第３例では、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（ＢＷ＋（４×ＳＢＷ））以上、（ＢＷ×５）未満とすることができる。
より好ましくは、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（ＢＷ＋（４×ＳＢＷ））以上、（ＢＷ＋（６×ＳＢＷ））以下とすることができる。
これは、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷとして、範囲ａ〜ｆを基本帯域としたときに、当該基本帯域の両側それぞれに一つの通信帯域（帯域幅ＳＢＷ＝５ＭＨｚ）分の付加帯域を確保した帯域幅（ＢＷ＋（６×ＳＢＷ））以下としたものである。これにより、２個の通信帯域ｃ，ｄそれぞれを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域ｃ，ｄの両側の隣接チャネル（１ｓｔＡＣ）及び次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）全てを確実に包含しつつ、サンプリングレートを低く抑えることができる。
これは、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷとして、範囲ａ〜ｆを基本帯域としたときに、当該基本帯域の両側それぞれに一つの通信帯域（帯域幅ＳＢＷ＝５ＭＨｚ）分の付加帯域を確保した帯域幅（ＢＷ＋（６×ＳＢＷ））以下としたものである。これにより、２個の通信帯域ｃ，ｄそれぞれを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域ｃ，ｄの両側の隣接チャネル（１ｓｔＡＣ）及び次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）全てを確実に包含しつつ、サンプリングレートを低く抑えることができる。
例えば、帯域幅ＮＳ＿ＢＷ＝ＢＷ＋（４×ＳＢＷ）＝３０ＭＨｚを基準にサンプリング周波数（サンプリングレート）ｆｓを決定する場合、ｆｓ＝２×（ＢＷ＋（４×ＳＢＷ））×ＯＳＲ＝２×（１０ＭＨｚ＋（４×５ＭＨｚ））×５０＝３．０ＧＳ／ｓとなる。
また、帯域幅ＮＳ＿ＢＷ＝ＢＷ＋（６×ＳＢＷ）＝４０ＭＨｚを基準にサンプリング周波数（サンプリングレート）ｆｓを決定する場合、ｆｓ＝２×（ＢＷ＋（６×ＳＢＷ））×ＯＳＲ＝２×（１０ＭＨｚ＋（６×５ＭＨｚ））×５０＝４．０ＧＳ／ｓとなる。
いずれの場合も第２例に比べて、サンプリングレートが低くなる。
また、帯域幅ＮＳ＿ＢＷ＝ＢＷ＋（６×ＳＢＷ）＝４０ＭＨｚを基準にサンプリング周波数（サンプリングレート）ｆｓを決定する場合、ｆｓ＝２×（ＢＷ＋（６×ＳＢＷ））×ＯＳＲ＝２×（１０ＭＨｚ＋（６×５ＭＨｚ））×５０＝４．０ＧＳ／ｓとなる。
いずれの場合も第２例に比べて、サンプリングレートが低くなる。
［４．４ 第４例］
第３例では、ＲＦ信号の使用帯域を構成する２個（複数）の通信帯域ｃ，ｄが、隣接していたが、図９に示す第４例のように、ＲＦ信号の使用帯域を構成する２個（複数）の通信帯域ｂ，ｄが、離れていてもよい。
第４例の場合、使用帯域は、通信帯域ｂから通信帯域ｄまでの範囲（ＳＢ’＝１５ＭＨｚ）であるとみなすことで、第３例と同様に、量子化雑音阻止帯域の帯域ＮＳ＿ＢＷを決定できる。
第３例では、ＲＦ信号の使用帯域を構成する２個（複数）の通信帯域ｃ，ｄが、隣接していたが、図９に示す第４例のように、ＲＦ信号の使用帯域を構成する２個（複数）の通信帯域ｂ，ｄが、離れていてもよい。
第４例の場合、使用帯域は、通信帯域ｂから通信帯域ｄまでの範囲（ＳＢ’＝１５ＭＨｚ）であるとみなすことで、第３例と同様に、量子化雑音阻止帯域の帯域ＮＳ＿ＢＷを決定できる。
つまり、第４例においても、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（ＢＷ’＋（４×ＳＢＷ））＝３５ＭＨｚ以上、（ＢＷ’×５）＝７５ＭＨｚ未満とすることができる。
第４例においても、より好ましくは、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（ＢＷ’＋（４×ＳＢＷ））以上、（ＢＷ’＋（６×ＳＢＷ））以下とすることができる。
第４例においても、より好ましくは、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（ＢＷ’＋（４×ＳＢＷ））以上、（ＢＷ’＋（６×ＳＢＷ））以下とすることができる。
なお、図８及び図９において、ＲＦ信号を放射する無線機１が適合することを要する法的規制又は規格において漏洩電力の大きさが規制される周波数範囲が、隣接チャネル（第１隣接チャネル：１ｓｔＡＣ）だけである場合には、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（（ＢＷ(ＢＷ’)＋（２×ＳＢＷ））以上、（ＢＷ（ＢＷ’）×３）未満とすることができる。この場合、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（（ＢＷ(ＢＷ’)＋（２×ＳＢＷ））以上、（（ＢＷ(ＢＷ’)＋（４×ＳＢＷ））以下とするのがより好ましい。
［４．５ 第５例］
図１０〜図１２は、量子化雑音阻止帯域の設定の仕方の第５例を示している。図１０は、第５例において使用される無線機１を示している。図１０に示す無線機１は、マルチキャリアに対応したものであり、通信に使用する周波数（通信帯域ａ〜ｄ）を動的に変更することができる。通信帯域の変更のため、デジタル信号処理部２１は、通信帯域を選択する選択部３５ａを有する制御部３５を備えている。選択部３５ａは、通信に使用可能な通信帯域ａ〜ｄのうち、通信に使用する１又は複数の通信帯域を選択する。
図１０〜図１２は、量子化雑音阻止帯域の設定の仕方の第５例を示している。図１０は、第５例において使用される無線機１を示している。図１０に示す無線機１は、マルチキャリアに対応したものであり、通信に使用する周波数（通信帯域ａ〜ｄ）を動的に変更することができる。通信帯域の変更のため、デジタル信号処理部２１は、通信帯域を選択する選択部３５ａを有する制御部３５を備えている。選択部３５ａは、通信に使用可能な通信帯域ａ〜ｄのうち、通信に使用する１又は複数の通信帯域を選択する。
制御部３５は、選択部２５によって選択された通信帯域に基づいて、処理部２４を制御することによって、処理部２４から出力されるＲＦ信号の使用帯域を、変更することができる。
また、ΔΣ変調器２５は、前述の式（３）に基づいて、ｚの値が変換可能となっている。つまり、ΔΣ変調器２５は、量子化雑音阻止帯域の中心周波数を変更可能となっている。換言すると、量子化雑音阻止帯域が変更可能となっている。
制御部３５は、ΔΣ変調器２５に入力される信号の中心周波数ｆ０（例えば、図１２の周波数ｆａ，ｆｂ，ｆｃ，ｆｄなど）に応じて、前述の式（３）に基づいてΔΣ変調器２５のｚを変換することにより、任意の周波数の信号に対して、バンドパスΔΣ変調が行える。
このように、ＲＦ信号の中心周波数（搬送周波数）ｆ０に応じて、上記変換式（３）におけるｃｏｓθ０（係数ａ）を変更することで、サンプリング周波数ｆｓを変更することなく、任意の周波数ｆ０に対応したバンドパスΔΣ変調が行える。ｃｏｓθ０を変更すると、式（１）に示すＮＴＦの係数が変更されたことになるが、式の次数は維持される。このため、ＲＦ信号の搬送波周波数ｆ０に応じて、バンドパス型ΔΣ変調器２５の構成を変化させても、式の複雑度（次数）は変化せず、したがって、バンドパス型ΔΣ変調器２５における信号処理負荷も変化しない。
このように、ＲＦ信号の中心周波数（搬送周波数）ｆ０に応じて、上記変換式（３）におけるｃｏｓθ０（係数ａ）を変更することで、サンプリング周波数ｆｓを変更することなく、任意の周波数ｆ０に対応したバンドパスΔΣ変調が行える。ｃｏｓθ０を変更すると、式（１）に示すＮＴＦの係数が変更されたことになるが、式の次数は維持される。このため、ＲＦ信号の搬送波周波数ｆ０に応じて、バンドパス型ΔΣ変調器２５の構成を変化させても、式の複雑度（次数）は変化せず、したがって、バンドパス型ΔΣ変調器２５における信号処理負荷も変化しない。
このように本実施形態では、搬送波周波数ｆ０を変化させても、バンドパス型ΔΣ変調器２５における信号処理負荷が変化しないため有利である。本実施形態において、バンドパス型ΔΣ変調器２５における信号処理負荷は、ナイキストの定理により、信号帯域幅によって決定されるサンプリング周波数ｆｓに依存するが、搬送波周波数ｆ０を変化させても信号帯域幅が変化するわけではないためサンプリング周波数ｆｓを変更する必要はない。なお、ΔΣ変調器がローパス型である場合、搬送波周波数ｆ０の変化に対応するには、サンプリング周波数ｆｓを変更する必要があり、この点において、バンドパス型が有利である。
また、制御部３５は、処理部２４を制御することによって、処理部２４から出力されるＲＦ信号の周波数を任意の周波数に変更してΔΣ変調器２５に与えることができる。
さらに、制御部３５は、選択部３５ａによって選択された通信帯域に応じて、アナログフィルタ３２の通過帯域を変更するように制御することもできる。
さて、図１０のように構成された無線機１の場合、ＲＦ信号の使用帯域の帯域幅ＢＷは、動的に変更される。しかし、ΔΣ変調器２５の量子化雑音阻止帯域の帯域幅を、動的に変更されるＲＦ信号の帯域幅ＢＷに応じて、変更するように構成すると、ΔΣ変調器２５の回路規模が増大する。
そこで、第５例では、通信に使用可能な４つの通信帯域ａ〜ｄ（帯域幅ＳＢＷはそれぞれ５ＭＨｚ）全てを使用帯域（帯域幅Ａ＿ＢＷ＝２０ＭＨｚ）とみなした上で、第３例及び第４例と同じ考え方で、量子化雑音阻止帯域ＮＳ＿ＢＷを決定する。
図１１に示すように、帯域幅Ａ＿ＢＷ＝２０ＭＨｚを使用帯域とみなした場合、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷ＝Ａ＿ＢＷ＋（４×ＳＢＷ）＝２０ＭＨｚ＋（４×５ＭＨｚ）＝４０ＭＨｚ以上あれば、漏洩電力が問題となる隣接チャネル及び次隣接チャネルに応じた帯域幅を確保できる。
第５例においても、第３例と同様にサンプリングレートを低く抑えるため、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（Ａ＿ＢＷ＋（４×ＳＢＷ））以上、（Ａ＿ＢＷ×５）未満とすることができる。
より好ましくは、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（Ａ＿ＢＷ＋（４×ＳＢＷ））以上、（Ａ＿ＢＷ＋（６×ＳＢＷ））以下とすることができる。
より好ましくは、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（Ａ＿ＢＷ＋（４×ＳＢＷ））以上、（Ａ＿ＢＷ＋（６×ＳＢＷ））以下とすることができる。
図１２に示すように、実際には、通信に使用可能な４つの通信帯域ａ〜ｄのうちの一部の帯域ｃ，ｄしか使用帯域として選択されない場合があるが、図１１に示すように、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷを、(Ａ＿ＢＷ＋（４×ＳＢＷ）)以上とすることで、４つの通信帯域ａ〜ｄのうちのいずれが選択されても、漏洩電力が問題となる隣接チャネル及び次隣接チャネルに応じた帯域幅を確保できる。
なお、第５例においても、ＲＦ信号を放射する無線機１が適合することを要する法的規制又は規格において漏洩電力の大きさが規制される周波数範囲が、隣接チャネル（第１隣接チャネル：１ｓｔＡＣ）だけである場合には、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（（Ａ＿ＢＷ＋（２×ＳＢＷ））以上、（Ａ＿ＢＷ×３）未満とすることができる。この場合、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（（Ａ＿ＢＷ＋（２×ＳＢＷ））以上、（（Ａ＿ＢＷ＋（４×ＳＢＷ））以下とするのがより好ましい。
［５．付記］
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
１ ΔΣ変調システム
２１ デジタル信号処理部（デジタル信号処理装置）
２５ バンドパス型ΔΣ変調器
３２ バンドパスフィルタ
３５ 制御部
３５ａ 選択部
２１ デジタル信号処理部（デジタル信号処理装置）
２５ バンドパス型ΔΣ変調器
３２ バンドパスフィルタ
３５ 制御部
３５ａ 選択部
Claims (7)
- 無線波として送信されるＲＦ信号に対する処理を行う信号処理装置であって、
前記ＲＦ信号に対するバンドパス型ΔΣ変調を行うバンドパス型ΔΣ変調器を備え、
前記バンドパス型ΔΣ変調器の量子化雑音阻止帯域は、前記ＲＦ信号の使用帯域を含み、かつ、前記ＲＦ信号の使用帯域よりも広い帯域幅を有し、
前記ＲＦ信号は、使用帯域が複数の通信帯域に跨っており、
前記量子化雑音阻止帯域は、
前記ＲＦ信号の使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネルを包含する最小の帯域幅よりも狭い帯域幅を有し、
前記量子化雑音阻止帯域は、前記複数の通信帯域それぞれを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域の両側の隣接チャネル全てを包含する帯域幅を有している
信号処理装置。 - 前記量子化雑音阻止帯域は、前記複数の通信帯域それぞれを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネル全てを包含する帯域幅を有している
請求項１記載の信号処理装置。 - 前記量子化雑音阻止帯域は、前記複数の通信帯域それぞれを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネル全てを包含する最小の基本帯域の両側それぞれに一つの前記通信帯域分の付加帯域を確保した帯域幅以下の帯域幅を有している
請求項２記載の信号処理装置。 - 無線波として送信されるＲＦ信号に対する処理を行う信号処理装置であって、
前記ＲＦ信号に対するバンドパス型ΔΣ変調を行うバンドパス型ΔΣ変調器を備え、
前記バンドパス型ΔΣ変調器の量子化雑音阻止帯域は、前記ＲＦ信号の使用帯域を含み、かつ、前記ＲＦ信号の使用帯域よりも広い帯域幅を有し、
複数の通信帯域の中から、前記ＲＦ信号の１又は複数の使用帯域を選択する帯域選択部を更に備え、
前記量子化雑音阻止帯域は、
前記複数の通信帯域全てを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネルを包含する最小の帯域よりも狭い帯域幅を有し、
前記量子化雑音阻止帯域は、前記複数の通信帯域それぞれを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネル全てを包含する帯域幅を有している
信号処理装置。 - 請求項１〜４のいずれか１項に記載の信号処理装置を、ＲＦ信号に対する処理のために備えた無線機。
- 無線波として送信されるＲＦ信号に対する処理を行う信号処理装置を備えた無線機であって、
前記信号処理装置は、前記ＲＦ信号に対するバンドパス型ΔΣ変調を行うバンドパス型ΔΣ変調器を備え、
前記バンドパス型ΔΣ変調器の量子化雑音阻止帯域は、前記ＲＦ信号の使用帯域を含み、かつ、前記ＲＦ信号の使用帯域よりも広い帯域幅を有し、
前記量子化雑音阻止帯域は、前記無線機が適合することを要する法的規制又は規格において漏洩電力の大きさが規制される帯域幅以上の帯域幅を有し、
前記量子化雑音阻止帯域は、前記ＲＦ信号の使用帯域の７倍以下である
無線機。 - 前記量子化雑音阻止帯域は、前記ＲＦ信号の使用帯域の５倍以下である
請求項６記載の無線機。
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