WO2013051641A1 - バンドパス型δς変調器の設計方法、バンドパス型δς変調器、δς変調器を有する装置、及びδς変調を用いた方法 - Google Patents

バンドパス型δς変調器の設計方法、バンドパス型δς変調器、δς変調器を有する装置、及びδς変調を用いた方法 Download PDF

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modulator
frequency
band
unit
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前畠　貴
一幸 戸谷
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    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03828—Arrangements for spectral shaping; Arrangements for providing signals with specified spectral properties
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/08—Modifications for reducing interference; Modifications for reducing effects due to line faults ; Receiver end arrangements for detecting or overcoming line faults

Definitions

  • the present invention relates to a method for designing a bandpass type ⁇ modulator, a bandpass type ⁇ modulator, a device having a ⁇ modulator, and a method using ⁇ modulation.
  • the ⁇ modulator is a kind of oversampling modulation, and is generally a technique used for AD conversion or DA conversion (see Non-Patent Document 1).
  • noise shaping Noise Shaping
  • ⁇ modulation noise shaping (Noise Shaping) is performed in which the quantization noise in the signal band is moved outside the signal band to greatly reduce the quantization noise in the signal band.
  • ⁇ modulation often refers to low-pass type ⁇ modulation.
  • low-frequency quantization noise moves to a higher frequency side, and noise shaping is performed so that the low-frequency quantization noise is attenuated. That is, in the low-pass type ⁇ modulation, the noise transfer function has a characteristic of blocking passing noise at a low frequency (near 0 Hz).
  • ⁇ modulation in addition to the low-pass type ⁇ modulation, there is also a band-pass type ⁇ modulation in which a noise transfer function blocks passage noise at a frequency larger than 0 Hz.
  • a digital electric signal to be transmitted is converted into an optical signal by an electro-optical converter (E / O; optical link) 101a.
  • E / O electro-optical converter
  • the optical receiver 103 acquires a digital electric signal by converting an optical signal transmitted from the optical transmission path 102 into an electric signal by an optical-electric converter (O / E; optical link) 103a.
  • a laser diode is used for the electrical-optical converter 101a, and a photodiode is used for the optical-electrical converter 103a.
  • the input / output characteristics of these elements 101a and 103a are not sufficiently linear. Therefore, an optical fiber communication system can be used to transmit a value quantized with a stepwise value such as a binarized value, but to transmit a continuous value such as an analog signal. Not very suitable.
  • a digital signal pulse train is transmitted through the optical transmission line (optical fiber) 102 as shown in FIG.
  • an analog signal to be transmitted is first converted into a digital signal by an AD converter (ADC) 101b.
  • the parallel digital signal output from the AD converter 101b is converted into a serial bit string, and a pulse train of an optical signal corresponding to the serial bit string is generated by the electro-optical converter 101a for optical transmission.
  • the optical receiver 103 acquires the analog signal by converting the digital signal indicated by the received pulse train into an analog signal by the DA converter (DAC) 103b.
  • DAC DA converter
  • the pulse width of transmitting the analog signal by modulating the pulse width in addition to the method of transmitting an analog signal by modulating the optical intensity, the pulse width of transmitting the analog signal by modulating the pulse width.
  • a modulation method PWM; Plus Width Modulation
  • the pulse width modulation method represents the waveform of an analog signal by the pulse width. Since a pulse train is transmitted through the optical transmission path, the pulse width modulation method is less susceptible to non-linearity in the transmission system.
  • Wireless broadcast receivers such as television receivers or radio receivers are widespread throughout the world. For this reason, wireless broadcasting such as television broadcasting is very attractive as a means for transmitting information.
  • a large-scale wireless broadcast facility is required.
  • broadcasting equipment requires a broadcasting machine (broadcasting transmitter) and a transmission antenna.
  • the broadcaster puts a video signal or an audio signal on a carrier wave to generate an RF (Radio Frequency) signal.
  • the RF signal is output by a high-power amplifier and radiated as a radio wave from the transmitting antenna.
  • An RF signal radiated into space as a radio wave is received by a wireless broadcast receiver such as a television receiver via a receiving antenna.
  • Distorted compensation processing includes digital signal processing such as DPD (Digital Pre-Distortion).
  • DPD Digital Pre-Distortion
  • Non-Patent Document 1 z ⁇ ⁇ z 2 conversion is performed on a z-region model of a low-pass type ⁇ modulator, so that the low-pass type ⁇ modulator is converted into a bandpass type ⁇ . Can be converted to a modulator.
  • an fs / 4 bandpass ⁇ modulator that operates at a frequency that is 1 ⁇ 4 of the sampling frequency fs (the center frequency f 0 of the quantization noise stop band is fs / Only a bandpass type ⁇ modulator 4). That is, the bandpass ⁇ modulator obtained by using the z ⁇ ⁇ z 2 conversion formula is limited to the one in which the center frequency f 0 of the band of the signal to be processed is 1 ⁇ 4 of the sampling frequency fs. It is done.
  • Non-Patent Document 1 does not disclose the structure of a bandpass type ⁇ modulator for frequency f 0 other than a quarter of the sampling frequency fs. Naturally, it is not disclosed at all how to design a bandpass ⁇ modulator for an arbitrary frequency f 0 other than 1 ⁇ 4 of the sampling frequency fs.
  • a problem (first problem) for the first background is to obtain a bandpass ⁇ modulator for a desired frequency f 0 .
  • the analog signal is a signal with a relatively low frequency (for example, an audio signal).
  • the analog signal is a modulated wave obtained by modulating a carrier wave (unmodulated wave) with a transmission signal such as a radio frequency (RF) signal
  • RF radio frequency
  • a radio frequency (carrier frequency) of about 1 GHz may be used. If pulse width modulation is performed on a 1 GHz radio frequency signal (RF signal), a very high sampling rate of 128 GS / s, which is 128 times the radio frequency (1 GHz), is required. Sampling and transmitting at such a high speed is unrealistic from the viewpoint of practical use.
  • a problem (second problem) with respect to the second background is to transmit the modulated wave while suppressing the sampling rate.
  • Non-Patent Document 1 does not disclose the structure of a bandpass ⁇ modulator for frequency f 0 other than a quarter of the sampling frequency fs. For this reason, for example, even if a bandpass ⁇ modulator is used to transmit a radio frequency carrier wave, the bandpass ⁇ modulator limits the frequency to be processed as described above. The signal transmission at the carrier frequency cannot be performed.
  • a transmitter capable of performing bandpass ⁇ modulation on a modulated wave having a desired carrier frequency capable of performing bandpass ⁇ modulation on a modulated wave having a desired carrier frequency
  • a mobile body equipped with the transmitter and a signal processing device Is to provide.
  • the broadcasting equipment is configured as a large-scale system, for example, because it is configured in a duplex system for stable operation.
  • the broadcasting equipment In order to provide a broadcasting service in many regions / countries, it is necessary to install such a large-scale broadcasting facility in each region / country, which requires enormous costs.
  • the maintenance and management of broadcasting facilities will be expensive.
  • a problem (fourth problem) with respect to the third background is to perform transmission or broadcasting of an RF signal in a manner different from the conventional one.
  • the oversampling ratio (OSR) is defined as follows.
  • OSR fs / (2 ⁇ BW) fs: sampling frequency
  • BW signal frequency band
  • the sampling frequency fs of ⁇ modulation can be determined.
  • the present inventor has come up with the idea of performing bandpass ⁇ modulation on an RF signal transmitted as a radio wave.
  • the RF signal can be easily handled as a digital signal.
  • the sampling frequency fs can be determined if the frequency band fs of the RF signal and the oversampling ratio are determined.
  • the sampling frequency fs increases, the cost of the ⁇ modulator and its peripheral circuits increases.
  • the signal bandwidth may be several MHz to several tens of MHz, the sampling frequency fs is desired to be kept as low as possible.
  • the sampling frequency fs OSR ⁇ (2 ⁇ BW) may be set.
  • the sampling frequency fs of ⁇ modulation is kept low, leakage power leaking out of the signal band becomes a problem. The inventor found out.
  • leakage power that leaks out of the signal band may be a problem, and therefore, the magnitude of leakage power outside the signal band is often regulated by legal regulations or standards. This is because if the leakage power outside the signal band is increased, the adjacent channel is disturbed.
  • ⁇ modulation the quantization noise within the signal band is moved outside the signal band, so that the power due to the quantization noise tends to be relatively large even outside the signal band. Therefore, when ⁇ modulation is performed on the RF signal, quantization noise outside the signal band may increase leakage power.
  • Another problem (fifth problem) with respect to the first background is that quantization noise increases leakage power when bandpass ⁇ modulation is performed on an RF signal transmitted as a radio wave. It is to suppress.
  • an analog circuit a high-frequency circuit including analog elements such as a coupler, a low-noise amplifier, a demodulator, and an analog filter
  • an AD converter that monitor the amplifier output
  • Such a circuit is equivalent to an RF (Radio Frequency) unit in a radio receiver, and increases the circuit scale.
  • a problem related to the fourth background is to obtain the output of the amplifier without performing complicated analog signal processing.
  • This is a method for designing a bandpass ⁇ modulator.
  • fs is the sampling frequency f 0 is the center frequency of the quantization noise stop band of the bandpass ⁇ modulator
  • a bandpass ⁇ modulator for a desired frequency f 0 can be obtained.
  • f cnv (z, ⁇ 0 ) is an expression of the other side in the identity where the value of one side is 1 or ⁇ 1.
  • the identity is obtained by modifying the following expression: Preferably.
  • (1-3) z ′ is preferably represented by the following formula.
  • (1-4) z ′ is preferably represented by the following formula.
  • z ′ is preferably represented by the following formula.
  • (1-6) z ′ is preferably represented by the following formula.
  • z ′ f cnv (z, ⁇ 0 )
  • fs is the sampling frequency f 0 is the center frequency of the quantization noise stop band of the bandpass ⁇ modulator
  • the present invention as seen from one viewpoint is a transmitter for transmitting a modulated wave in which a transmission signal is added to an unmodulated wave to a signal transmission line, the modulation A bandpass ⁇ modulator that performs bandpass ⁇ modulation on the wave, and an output unit that outputs the quantized signal output from the bandpass ⁇ modulator to the signal transmission path as the modulated wave, It is the transmitter characterized by having.
  • bandpass ⁇ modulation it is sufficient if the sampling frequency is sufficiently large with respect to the signal band of the modulated wave. There is no need to increase the sampling rate.
  • the frequency of the unmodulated wave is preferably set so as to satisfy the following expression.
  • f 0 ' f 0 -n ⁇ fs
  • f 0 reception frequency on the receiver side
  • fs sampling frequency of the band-pass ⁇ modulator
  • f 0 ′ frequency of the unmodulated wave
  • n integer
  • n is preferably an integer having an absolute value of 1 or more.
  • the reception frequency f 0 of the receiver can be larger than the sampling frequency fs.
  • the sampling frequency can be set high by extending the band.
  • the band extending unit extends the band of the modulated wave by inserting a zero signal outside the signal band of the modulated wave.
  • the bandwidth can be easily expanded.
  • a digital modulation unit that generates the modulated wave by digital signal processing is further provided, and the digital modulated wave generated by the digital modulation unit is supplied to the bandpass ⁇ modulator.
  • both the generation of the modulated wave and the generation of the quantized signal can be performed by digital signal processing.
  • the digital modulation section is preferably a digital quadrature modulation section.
  • the modulated wave is preferably a radio frequency modulated wave.
  • the present invention from another viewpoint is a receiver for receiving a signal transmitted from a signal transmission path, and is a bandpass type for a modulated wave in which a transmission signal is added to an unmodulated wave.
  • An input unit that receives a quantized signal generated by performing ⁇ modulation from the signal transmission path, and an analog bandpass filter that receives the quantized signal received by the input unit as an input. It is the receiver characterized by this.
  • An analog modulated wave can be obtained by passing a quantized signal generated by performing bandpass ⁇ modulation on the modulated wave through an analog bandpass filter.
  • the analog bandpass filter is preferably set to satisfy the following expression.
  • fc f 0 '+ n ⁇ fs
  • fc center frequency of the passband of the analog bandpass filter
  • fs sampling frequency of the ⁇ modulator
  • f 0 ′ frequency of the unmodulated wave
  • n integer
  • n is preferably an integer having an absolute value of 1 or more.
  • an analog circuit for processing the modulated wave is further provided, and an output of the analog bandpass filter is preferably supplied to the analog circuit.
  • an antenna for outputting radio waves is provided, and the antenna also functions as the analog bandpass filter.
  • the analog bandpass filter can be omitted.
  • the present invention provides the transmitter according to any one of (2-1) to (2-8) described above, and (2-9) to (2-13) A receiver according to any one of the above.
  • the present invention from another viewpoint is a radio base station apparatus comprising a base station main body and a remote radio head connected to the base station main body via a signal transmission path,
  • the station main body includes the transmitter according to any one of (2-1) to (2-8), and the remote radio head is any one of (2-9) to (2-13).
  • a radio base station apparatus comprising the receiver according to item 1.
  • the present invention as seen from one viewpoint is a transmitter for transmitting a modulated wave in which a transmission signal is added to a carrier wave, and is a bandpass type ⁇ modulation for the modulated wave And a transmission unit (output unit) that transmits a quantized signal output from the bandpass ⁇ modulator.
  • the transmitter further includes a control unit that controls the bandpass ⁇ modulator so that the frequency band of the modulated wave is included in a quantization noise rejection band of ⁇ modulation performed by the bandpass ⁇ modulator. ing.
  • the control unit controls the bandpass ⁇ modulator so that the frequency band of the modulated wave is included in the quantization noise rejection band of ⁇ modulation.
  • bandpass ⁇ modulation can be performed.
  • the control unit controls the bandpass ⁇ modulator so that the frequency band of the modulated wave is included in the quantization noise blocking band of ⁇ modulation.
  • a modulated wave can be extracted from the quantized signal output from the ⁇ modulator and transmitted without frequency conversion.
  • the transmission signal is preferably a radio frequency modulated wave.
  • control unit further has a function of determining the frequency of the carrier wave.
  • determination of the frequency of the carrier wave and the control of the center frequency of the quantization noise stopband of ⁇ modulation corresponding to this can be performed collectively by the control unit.
  • the frequency of the carrier wave is set within a sampling frequency range of the band-pass ⁇ modulator.
  • the transmitter may further include a volatile storage unit, and the storage unit may be configured to store frequency information indicating the frequency of the carrier wave. In this case, when the power supplied to the storage unit is cut off, the stored frequency information is erased. For example, it is possible to prevent the frequency information from being recognized as much as possible by reverse engineering, and the confidentiality of the communication can be reduced. Can be maintained.
  • the control unit further includes a function of determining the frequency of the carrier wave by frequency hopping from a plurality of predetermined frequencies.
  • the transmission unit can extract and transmit the modulated wave from the quantized signal output from the ⁇ modulator without frequency conversion, so that the control unit determines the frequency of the carrier to determine the setting.
  • the degree of freedom is increased.
  • the plurality of frequency information can be set from a wider range.
  • the carrier frequency can be spread over a wider band than in the case of using a VCO whose setting bandwidth is limited for setting the carrier frequency, and has high fault tolerance and communication. Frequency hopping with excellent secrecy can be realized.
  • the control unit is stored in the storage unit.
  • the frequency of the carrier wave may be determined by referring to the plurality of frequency information and the pattern information. Also in this case, as described above, when the power supplied to the storage unit is cut off, a plurality of stored frequency information and hopping patterns are erased, so that the confidentiality of communication can be maintained.
  • the present invention from another viewpoint is a movable mobile body including a transmitter that transmits information, and the transmitter includes the above (3-1 ) To (3-7).
  • the mobile unit configured as described above, in information transmission, band-pass ⁇ modulation can be performed on a modulated wave having a desired carrier frequency.
  • the present invention viewed from another point of view relates to a bandpass ⁇ modulator that performs bandpass ⁇ modulation on a modulated wave with a transmission signal added to a carrier wave, A control unit that controls the band-pass ⁇ modulator so that the frequency band of the modulated wave is included in a quantization noise rejection band of ⁇ modulation performed by the band-pass ⁇ modulator.
  • This is a featured signal processing apparatus. According to the signal processing device having the above-described configuration, it is possible to perform band-pass ⁇ modulation on a modulated wave having a desired carrier frequency in information transmission.
  • the present invention viewed from one viewpoint includes a first device that transmits a signal to a signal transmission path, and a second device that receives a signal from the signal transmission path,
  • the first device includes a ⁇ modulator that performs ⁇ modulation on an RF signal and outputs a quantized signal, and a transmission unit that transmits the quantized signal output from the ⁇ modulator to the signal transmission path;
  • the second device includes a receiving unit that receives the quantized signal from the signal transmission path, a buffer that stores the quantized signal received by the receiving unit, and a quantization stored in the buffer.
  • An RF signal transmission system comprising: an output unit that outputs a signal.
  • the RF signal is converted into a quantized signal by ⁇ modulation. Therefore, the RF signal that has become the quantized signal can be transmitted as a digital signal through the signal transmission path.
  • the second device that receives the quantized signal includes the buffer, the quantized signal can be output at a necessary speed regardless of the transmission speed in the signal transmission path.
  • the transmission unit is configured to be capable of transmitting information, and the information transmitted by the transmission unit is configured to reproduce the signal waveform of the quantized signal output from the ⁇ modulator. It preferably contains information used in. In this case, since the second device can acquire information used to reproduce the signal waveform of the quantized signal output from the ⁇ modulator, it is not necessary to know the information in advance.
  • the transmission unit packetizes the quantized signal and outputs the packetized signal to the signal transmission path, and the receiving unit receives the packetized quantized signal and depackets it.
  • the quantized signal When the quantized signal is packetized, the signal can be transmitted via a signal transmission path (for example, the Internet) through which packet communication is performed.
  • the signal transmission path is preferably a wired signal transmission path. Although the RF signal is handled, the signal transmission path is wired so that it is not subject to legal restrictions regarding radio waves.
  • the output unit preferably outputs the quantized signal to a receiver that receives an RF signal.
  • the quantized signal is given to the receiver as an RF signal.
  • the second device further includes an antenna that radiates an RF signal as a radio wave to space, and the second device radiates the quantized signal output from the output unit as a radio wave by the antenna. It is preferable to use it as an RF signal. In this case, the second device can radiate the RF signal transmitted through the signal transmission path as a radio wave.
  • the RF signal preferably includes an RF signal of a video signal.
  • the RF signal is preferably an RF signal for digital television broadcasting.
  • the ⁇ modulator is preferably a bandpass type ⁇ modulator.
  • the present invention viewed from another point of view includes a receiving unit that receives a quantized signal obtained by ⁇ modulation of an RF signal from a signal transmission path, and the receiving unit.
  • a signal output device comprising: a buffer that stores a received quantized signal; and an output unit that outputs the quantized signal stored in the buffer as a signal including an RF signal.
  • the present invention viewed from still another viewpoint includes a receiver that receives an RF signal, and the signal output device according to (10), wherein the signal output device includes: The reception system outputs the quantized signal to the receiver.
  • the present invention as seen from still another aspect is an RF signal transmission method for transmitting a quantized signal obtained by ⁇ modulation of an RF signal to a signal transmission line Receiving the quantized signal from the signal transmission path; storing the received quantized signal in a buffer; and receiving the quantized signal stored in the buffer to a receiver that receives an RF signal. And a step of outputting to the RF signal transmission method.
  • the present invention as viewed from still another viewpoint includes a transmission device that transmits a signal to a signal transmission path, and one or a plurality of broadcast facilities.
  • a ⁇ modulator that performs ⁇ modulation on the RF signal for output and outputs a quantized signal; and a first transmitter that transmits the quantized signal output from the ⁇ modulator to the signal transmission path.
  • the broadcast facility includes an antenna that radiates a broadcast RF signal to space as a radio wave, and a broadcaster that outputs the broadcast RF signal to the antenna, and the broadcaster transmits the quantized signal to the signal
  • a broadcasting system comprising: a receiving unit that receives from a path; and a second transmission unit that outputs the quantized signal received by the receiving unit as the broadcasting RF signal to the antenna. It is.
  • the RF signal for broadcasting is converted into a quantized signal by ⁇ modulation. Therefore, the broadcast RF signal that has become the quantized signal can be transmitted as a digital signal through the signal transmission path.
  • the received quantized signal can be radiated from the antenna as a radio wave signal for broadcasting.
  • the broadcaster further includes a buffer for storing the quantized signal received by the receiving unit, and the second transmitting unit transmits the quantized signal stored in the buffer to the broadcast It is preferable to output to the antenna as an RF signal for use. Since the broadcaster includes a buffer, the broadcaster can output the quantized signal at a necessary speed regardless of the transmission speed in the signal transmission path.
  • the first transmission unit is configured to be capable of transmitting information, and the information transmitted by the first transmission unit is for reproducing the signal waveform of the quantized signal output from the ⁇ modulator. It preferably contains information used in the broadcaster. In this case, since the broadcaster can acquire information used to reproduce the signal waveform of the quantized signal output from the ⁇ modulator, it is not necessary to know the information in advance.
  • the first transmitting unit packetizes the quantized signal and transmits the packetized signal to the signal transmission path, and the receiving unit receives the packetized quantized signal and depackets it. preferable.
  • the quantized signal can be transmitted via a signal transmission path (for example, the Internet) through which packet communication is performed.
  • the ⁇ modulator is preferably a bandpass type ⁇ modulator.
  • the present invention which is seen from another viewpoint, provides a reception unit that receives a quantized signal obtained by ⁇ modulation of a broadcast RF signal from a signal transmission path, and the reception A transmission unit that outputs the quantized signal received by the unit to the antenna as the broadcast RF signal.
  • the present invention as viewed from another point of view relates to the broadcasting apparatus described in the above (16) and the quantized signal output from the transmission unit of the transmitter in space.
  • a broadcasting facility comprising a radiating antenna.
  • the present invention as viewed from still another aspect provides a step of obtaining a quantized signal by ⁇ modulation of a broadcast RF signal, and a step of transmitting the quantized signal to a broadcaster And a step in which the broadcaster outputs the received quantized signal as a broadcast RF signal to an antenna.
  • the present invention from one viewpoint is a signal processing device that performs processing on an RF signal transmitted as a radio wave, and performs bandpass ⁇ modulation on the RF signal.
  • a band-pass ⁇ modulator, and a quantization noise rejection band of the band-pass ⁇ modulator includes a use band of the RF signal and has a wider bandwidth than the use band of the RF signal.
  • the quantization noise stopband has a wider bandwidth than the use band of the RF signal. In the vicinity of the use band of the RF signal, the quantization noise is reduced, and it is possible to suppress the quantization noise from increasing the leakage power.
  • the RF signal has a use band extending over a plurality of communication bands, and the quantization noise stop band is a minimum including an adjacent channel and a next adjacent channel on both sides of the use band of the RF signal. It is preferable to have a narrower bandwidth than the bandwidth. When leakage power to the adjacent channel and the next adjacent channel in the RF signal usage band becomes a problem, the quantization noise stop band is larger than the band including the adjacent channel and the next adjacent channel on both sides of the RF signal usage band. Should also be a wide band. However, when viewed in each of the plurality of communication bands, the quantization noise stop band can be narrower than the minimum bandwidth including the adjacent channel and the next adjacent channel on both sides of the use band of the RF signal. This makes it possible to keep the sampling rate low.
  • each of the plurality of communication bands has a bandwidth including all adjacent channels on both sides of the used band when the used band is regarded as a used band. In this case, it is possible to prevent the quantization noise from becoming leakage power to the adjacent channel.
  • the quantization noise stop band has a bandwidth including all adjacent channels on both sides of the use band and the next adjacent channel when each of the plurality of communication bands is regarded as a use band. Is preferred. In this case, the quantization noise can be prevented from becoming leakage power to the adjacent channel and the next adjacent channel.
  • Each of the quantization noise stopbands includes both the adjacent channels on both sides of the use band and the minimum basic band including all the next adjacent channels when each of the plurality of communication bands is regarded as a use band. Preferably, it has a bandwidth equal to or less than a bandwidth that secures an additional bandwidth corresponding to one communication bandwidth. In this case, while preventing leakage power to the adjacent channel and the next adjacent channel, the quantization noise stop band is not so wide, and the sampling rate can be suppressed.
  • a band selection unit that selects a use band of the RF signal from one or a plurality of communication bands is further provided, and the quantization noise rejection band regards all the plurality of communication bands as a use band. It is preferable to have a narrower bandwidth than the minimum band including the adjacent channel and the next adjacent channel on both sides of the used band. In this case, the quantization noise stop band is not too wide, and the sampling rate can be suppressed.
  • the quantization noise stopband has a bandwidth that includes all adjacent channels on both sides of the use band and the next adjacent channels when each of the plurality of communication bands is regarded as a use band. Is preferred. In this case, it is possible to prevent the quantization noise from becoming leakage power to the adjacent channel and the next adjacent channel regardless of which communication band is selected.
  • the quantization noise stop band preferably has a bandwidth including adjacent channels on both sides of the RF signal use band. In this case, the quantization noise can be prevented from becoming leakage power to the adjacent channel.
  • the quantization noise stop band has a bandwidth including the adjacent channel and the next adjacent channel on both sides of the use band of the RF signal. In this case, it is possible to prevent the quantization noise from becoming leakage power to the adjacent channel and the next adjacent channel.
  • the present invention provides a radio apparatus comprising the signal processing device according to any one of (5-1) to (5-9) for processing an RF signal. It is.
  • the quantization noise stop band in the signal processing apparatus has a bandwidth that is equal to or greater than a bandwidth in which the magnitude of leakage power is regulated by legal regulations or standards that the radio equipment must conform to. It is preferable.
  • the present invention from one viewpoint relates to an amplifier, a digital signal processing unit that outputs a signal to be amplified by the amplifier, and an analog provided on the output side of the amplifier
  • the digital signal processing unit based on the output of the amplifier, a distortion compensation unit that performs distortion compensation of the amplifier, and performs ⁇ modulation on the signal to be amplified by the amplifier to quantize
  • a delta-sigma modulation unit that outputs a quantized signal
  • the amplifier amplifies the quantized signal
  • the analog filter generates an analog signal from the quantized signal
  • the digital signal processing unit includes the distortion signal
  • An amplifying apparatus that acquires a quantized signal output from the amplifier for distortion compensation by a compensation unit.
  • the digital signal processing unit including the distortion compensation unit obtains the quantized signal output from the amplifier for distortion compensation by the distortion compensation unit, and thus the output of the amplifier is complicated analog signal processing. Can be obtained without doing.
  • the amplifier is preferably a digital amplifier. In this case, power efficiency is improved.
  • the digital signal processing unit further includes a digital filter having the same characteristics as the analog filter, and the digital filter performs filtering on the quantized signal acquired by the digital signal processing unit,
  • the distortion compensator preferably performs distortion compensation based on the output of the digital filter. Since the digital signal processing unit has a digital filter having the same characteristics as the analog filter that generates the analog signal, the digital signal processing unit can obtain a digital signal corresponding to the analog signal output from the analog filter.
  • the digital signal processing unit further includes a demodulation unit that demodulates the output of the digital filter, and the distortion compensation unit performs distortion compensation based on the output of the demodulation unit.
  • demodulation such as quadrature demodulation
  • demodulation can also be performed by the digital signal processing unit. Further, by demodulating, it is not necessary to handle high frequencies such as carrier waves, and the processing speed in the digital signal processing unit can be suppressed.
  • the ⁇ modulator is preferably a bandpass type ⁇ modulator.
  • a bandpass ⁇ modulator is advantageous when handling high frequencies such as radio frequency signals.
  • the analog signal is preferably a radio frequency signal.
  • the present invention as seen from another viewpoint is a digital signal processing device that outputs a signal to be amplified by an amplifier, and is based on the output of the amplifier, and the distortion of the amplifier.
  • a distortion compensation unit that performs compensation
  • a ⁇ modulation unit that performs ⁇ modulation on the signal to be amplified by the amplifier and outputs a quantized signal, and for distortion compensation by the distortion compensation unit
  • a digital signal processing apparatus configured to acquire a quantized signal output from an amplifier.
  • the present invention provides the amplification device according to any one of (6-1) to (6-6) described above for amplifying a communication signal. It is the radio
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a communication system according to an embodiment. It is a block diagram of a ⁇ modulator. This is a primary low-pass type ⁇ modulator.
  • (A) is an output spectrum of the low pass type ⁇ modulator, and (b) is an output spectrum of the band pass type ⁇ modulator.
  • (A) is an output spectrum of the low pass type ⁇ modulator, and (b) is an output spectrum of the band pass type ⁇ modulator.
  • (A) is an output spectrum of the low pass type ⁇ modulator, and (b) is an output spectrum of the band pass type ⁇ modulator.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a broadcasting system according to an embodiment. It is a block diagram of broadcasting equipment (parent equipment).
  • (A) is a characteristic diagram of a noise transfer function and a signal transfer function of a bandpass type ⁇ modulator, and
  • (b) is an output spectrum showing leakage power of an RF signal. It is an output spectrum of a band pass type delta-sigma modulator which shows the 1st example of a quantization noise stop band. It is an output spectrum of the band pass type delta-sigma modulator which shows the 2nd example of a quantization noise stop band.
  • (A) is an output spectrum of a bandpass ⁇ modulator showing a second example of the quantization noise rejection band
  • (b) is an output spectrum when only the band c is regarded as a use band
  • (C) is an output spectrum when only the band d is regarded as the use band.
  • It is an output spectrum of the band pass type delta-sigma modulator which shows the 4th example of a quantization noise stop band.
  • It is a block diagram of the radio
  • FIG. 1 shows a communication system 1 according to the embodiment.
  • the communication system 1 includes a transmitter 2 and a receiver 3.
  • the communication system 1 is configured as an optical fiber communication system in which the transmission line 4 is an optical fiber (optical transmission line).
  • the transmitter 2 can be used as, for example, an OLT (station side device) in a PON (Passive Optical Network).
  • the receiver 3 can be used as, for example, an ONU (home-side device) in the PON.
  • the communication system is not limited to the optical fiber communication system.
  • the transmission path 4 may be an electric cable (electric transmission path) instead of an optical fiber (optical transmission path).
  • the transmitter 2 includes a digital signal processing unit 21.
  • the digital signal processing unit 21 outputs a quantized signal (here, 1-bit quantized signal; pulse signal) that is a digital signal.
  • the digital signal processing unit 21 is output to the optical transmission line 4 by an electro-optical converter (optical link) 22 that is an output unit of a quantized signal.
  • the output unit 22 may be a converter that converts the voltage of the quantized signal. Further, when conversion of voltage or the like is not necessary, the connection terminal to the transmission line 4 is regarded as an output unit.
  • the digital signal processing unit 21 includes a baseband unit 23 that outputs a baseband signal (IQ signal) that is a transmission signal, a processing unit (orthogonal modulator) 24 that performs processing such as orthogonal modulation on the baseband signal, A band-pass ⁇ modulator 25.
  • a baseband unit 23 that outputs a baseband signal (IQ signal) that is a transmission signal
  • a processing unit (orthogonal modulator) 24 that performs processing such as orthogonal modulation on the baseband signal
  • a band-pass ⁇ modulator 25 A band-pass ⁇ modulator 25.
  • the baseband unit 23 outputs IQ baseband signals (I signal and Q signal) as digital data.
  • the processing unit 24 modulates the carrier wave (non-modulated wave) according to the change of the IQ baseband signal, and outputs a modulated wave (orthogonal modulated wave) in which the IQ baseband signal is added to the carrier wave.
  • the quadrature modulation performed in the processing unit 24 is digital quadrature modulation that performs quadrature modulation by digital signal processing. Therefore, the processing unit (orthogonal modulator) 24 outputs a modulated wave (digital modulated wave) in a digital signal format expressed by multi-bit digital data (discrete values).
  • the processing unit 24 performs various digital signal processing such as DPD (Digital Pre-distortion), CFR (Crest Factor Reduction), and DUC (Digital Up Conversion) in addition to quadrature modulation.
  • the processing unit 24 outputs a modulated wave (digital modulated wave) generated by various digital signal processes as described above.
  • the output modulated wave is given to the bandpass type ⁇ modulator 25.
  • a normal radio frequency can be adopted as the frequency of the carrier wave.
  • the radio frequency is preferably 30 MHz or more, more preferably 300 MHz or more, and further preferably 1 GHz or more.
  • the signal bandwidth of the modulated wave is not particularly limited, but is preferably a narrow band sufficiently small with respect to the carrier frequency.
  • the signal bandwidth is preferably in the range of 5 MHz to 20 MHz, for example.
  • the modulator 24 that generates the modulated wave is not limited to the quadrature modulator, and may be a modulator of another method for generating the modulated wave. Further, since the transmitter 2 according to the embodiment includes the quadrature modulator 24, the transmitter 2 itself has a function of generating a carrier wave, but does not have a function of generating a carrier wave. May be. For example, the transmitter 2 may accept a carrier wave generated by an external device of the transmitter 2 as an input, and give the carrier wave to the bandpass ⁇ modulator 25.
  • the bandpass type ⁇ modulator 25 performs bandpass type ⁇ modulation on the modulation signal output from the quadrature modulator 24 and outputs a 1-bit quantized signal (pulse signal).
  • the bandpass type ⁇ modulator 25 is set so that its center frequency matches the frequency of the carrier wave. Note that the quantized signal output from the bandpass ⁇ modulator 25 does not have to be 1 bit.
  • the quantized signal output from the ⁇ modulator 25 may be smaller than the number of bits of digital data input to the ⁇ modulator 25.
  • the quantized signal ( ⁇ modulation signal) output from the bandpass type ⁇ modulator 25 (digital signal processing unit 21) is converted into an optical pulse signal by the electro-optical converter 22.
  • the quantized signal is output to the transmission line 4 as a modulated wave.
  • a modulated wave of an analog signal can be acquired from this quantized signal (pulse signal).
  • the ⁇ modulation will be described later.
  • the quadrature modulator 24 and the bandpass ⁇ modulator 25 are both configured as digital circuits that perform modulation by digital signal processing. Therefore, it is advantageous that an analog circuit need not be used before the electro-optical converter 22 while handling a modulated wave having a high frequency.
  • the band-pass ⁇ modulator 25 can output a pulse signal in the same manner even when an analog signal is input instead of a digital signal, so that the quadrature modulator 24 can also be configured with an analog circuit.
  • the receiver 3 includes an opto-electric converter 31, an analog bandpass filter 32, and an analog circuit 33.
  • the receiver 3 receives an optical pulse signal (quantized signal) transmitted from the transmission line 4 by an optical-electrical converter 31 as an input unit.
  • the photoelectric converter 31 converts the received optical pulse signal into an electrical pulse signal and outputs it.
  • the input unit 31 may be a converter that converts the voltage of the quantized signal.
  • the connection terminal to the transmission line 4 is regarded as an input unit.
  • the input unit 31 may obtain a signal obtained by shaping the signal in the transmission path 4 by comparing the signal received from the transmission path 4 with a reference value.
  • the analog band pass filter 32 is set with a pass band centered on the frequency of the carrier wave, and passes a band near the frequency of the carrier wave (a band slightly wider than the band of the transmission signal). For example, if the carrier frequency used for the quadrature modulator 24 of the transmitter 2 is 1 GHz, the bandpass filter 32 is set with 1 GHz as the center frequency of the passband.
  • the analog band filter 32 removes quantization noise that has been noise-shaped (described later) by ⁇ modulation.
  • the modulated wave When a quantized signal ( ⁇ modulation signal) obtained by performing ⁇ modulation on the modulated wave is applied to the input of the bandpass filter 32, the modulated wave is converted into an analog signal (continuous wave) from the output of the bandpass filter 32. ) Is output. That is, the analog bandpass filter 32 generates and outputs an analog RF signal corresponding to the digital RF signal input to the bandpass ⁇ modulator 25.
  • the output of the band pass filter 32 is given to the analog circuit 33.
  • the analog circuit 33 is not particularly limited as long as it is a circuit that processes an analog signal.
  • the analog circuit 33 can be a circuit of an RF unit in a wireless receiver.
  • the communication system of this embodiment generally transmits a modulated wave from the transmitter 2 to the receiver 3, but a pulse signal is transmitted in the transmission path 4 between the transmitter 2 and the receiver 3. Since it flows, there is almost no signal degradation due to the influence of the transmission path 4. Therefore, the modulated wave can be transmitted with high quality.
  • a pulse signal digital signal
  • the signal can be corrected on the receiving side using a digital signal processing technique. Therefore, also from this point, an analog signal (modulated wave) can be transmitted with high quality.
  • the ⁇ modulator 25 includes a loop filter 27 and a quantizer 28 (see Non-Patent Document 1).
  • an input (modulated wave in this embodiment) U is given to the loop filter 27.
  • the output Y of the loop filter 27 is supplied to a quantizer (for example, a 1-bit quantizer or a multi-bit quantizer) 28.
  • the output (quantized signal) V of the quantizer 28 is given as another input to the loop filter 27.
  • the characteristic of the delta-sigma modulator 25 can be represented by a signal transfer function (STF) and a noise transfer function (NTF; Noise Transfer Function). That is, when the input of the ⁇ modulator 25 is U, the output of the ⁇ modulator 25 is V, and the quantization noise is E, the characteristics of the ⁇ modulator 25 are expressed in the z region as follows. is there.
  • Such ⁇ modulation is a kind of oversampling modulation, and is generally a technique used for AD conversion or DA conversion.
  • noise shaping Noise Shaping
  • ⁇ modulation noise shaping is performed in which the quantization noise in the signal band is moved outside the signal band to greatly reduce the quantization noise in the signal band.
  • FIG. 3 shows a block diagram of the linear z-domain model of the first-order low-pass ⁇ modulator 125.
  • Reference numeral 127 represents a loop filter portion, and reference numeral 128 represents a quantizer.
  • the input to the ⁇ modulator 125 is U (z)
  • the output is V (z)
  • the quantization noise is E (z)
  • the characteristics of the ⁇ modulator 125 are expressed in the z region. It is as follows.
  • V (z) U (z) + (1-z ⁇ 1 ) E (z)
  • ⁇ modulation refers to low-pass ⁇ modulation.
  • noise shaping is performed so that the low-frequency quantization noise moves to a higher frequency side and the low-frequency quantization noise is attenuated. That is, in the low-pass type ⁇ modulation, the noise transfer function (NTF) has a characteristic of blocking passing noise at a low frequency (near 0 Hz).
  • the frequency of the signal subjected to ⁇ modulation needs to be sufficiently smaller than the sampling frequency fs of the low-pass ⁇ modulator.
  • a sufficiently high sampling frequency fs is required for the signal frequency.
  • a sampling frequency fs of about 128 times the signal frequency is required.
  • the noise transfer function blocks the passing noise at a frequency higher than 0 Hz.
  • the frequency (center frequency) f 0 of the signal subjected to ⁇ modulation may be equal to or lower than the sampling frequency fs.
  • the sampling frequency fs may be sufficiently larger than the signal bandwidth f B. For example, a sufficiently large sampling frequency fs of about 64 times the signal bandwidth f B is sufficient.
  • the carrier frequency f 0 of radio communication is 1 GHz and the signal band f B is 20 MHz.
  • the maximum frequency of the modulation wave is about 1 GHz, so that the maximum frequency of the modulation wave is 1 GHz.
  • the low-pass ⁇ modulation is not practical because the sampling frequency (sampling speed) becomes too high, as in the PWM modulation.
  • the band-pass type ⁇ modulation is advantageous because the sampling frequency (sampling speed) can be reduced.
  • DA conversion using ⁇ modulation a digital signal that is input to the DA converter is supplied to the ⁇ modulator, and oversampling and noise shaping are performed.
  • the low-bit quantized signal output from the ⁇ modulator is converted into an analog signal by passing through an analog filter that cuts components outside the signal band. This analog signal becomes the output of the DA converter.
  • the ⁇ modulator 25 provided in the transmitter 2 of the present embodiment performs oversampling and noise shaping on the input digital signal (modulated wave), similarly to the case where it is used in the DA converter.
  • the low-bit quantized signal output from the ⁇ modulator 25 of the present embodiment is supplied to the electro-optical converter 22 that is an output unit without passing through the analog filter as it is. It becomes an optical pulse signal.
  • the optical pulse signal is received by an optical-electrical converter 31 that is an input unit of the receiver 3, becomes an electric pulse signal, and is given to an analog filter (analog bandpass filter) 32.
  • the analog bandpass filter 32 of the receiver 3 outputs a modulated wave that is an analog signal by cutting a component outside the signal band of the modulated wave.
  • Non-Patent Document 1 a low pass type ⁇ modulator can be converted into a band pass type ⁇ modulator by performing the following conversion on the low pass type ⁇ modulator.
  • an n-order low-pass ⁇ modulator (n is an integer of 1 or more) can be converted to a 2n-order band-pass ⁇ modulator.
  • the frequency characteristic of the first-order low-pass ⁇ modulator 125 is as shown in FIG.
  • the frequency characteristic of the secondary bandpass ⁇ modulator obtained by converting the primary lowpass ⁇ modulator 125 with the above conversion formula is as shown in FIG. In FIG. 5, the horizontal axis ⁇ is the normalized frequency.
  • the bandpass type ⁇ modulator obtained by the above conversion formula has the same stability characteristics and SNR characteristics as the low-pass type ⁇ modulator 125 before conversion operating at the same oversampling ratio.
  • z ′ for obtaining a bandpass ⁇ modulator while maintaining the characteristics of the lowpass ⁇ modulator without deterioration is a function f cnv (z, ⁇ 0 ) including z and ⁇ 0.
  • a function f cnv (z, ⁇ 0 ) in which the absolute value of f cnv (z, ⁇ 0 ) is always 1 may be used.
  • T is a sampling period.
  • the bandpass ⁇ modulator operates as a complex conjugate pair at ⁇ 0 and ⁇ 0 as shown in FIGS. 6B and 7B. Therefore, considering the fact that the bandpass type ⁇ modulator has a complex conjugate pair based on the formula (7) in the low-pass type ⁇ modulator, the following formula (8) is obtained.
  • z ′ f cnv (z, ⁇ 0 ) may be ⁇ 1 (because the absolute value may be 1), z ′ may have the following format.
  • z ′ f cnv (z, ⁇ 0 )
  • f cnv (z, ⁇ 0 ) there are various expression formats. This is because there is a whole way of transforming an expression to obtain an identity with a value of 1 or ⁇ 1 on one side from Expression (8). It is clear that this is not the case.
  • FIG. 8 shows a second-order bandpass ⁇ modulator 25 obtained by converting the first-order lowpass ⁇ modulator 125 shown in FIG. 3 using the conversion equation (3).
  • FIG. 9 shows a low-pass ⁇ modulator 125 having a CRFB structure loop filter 127 described in Non-Patent Document 1.
  • reference numeral 128 denotes a quantizer.
  • the desired carrier frequency f 0 can be set as the noise rejection band of the noise transfer function (NTF), and the bandpass ⁇ with respect to the desired carrier frequency f 0 .
  • NTF noise transfer function
  • a bandpass ⁇ modulator that performs modulation can be designed.
  • the application of the designed bandpass type ⁇ modulator is not limited to the communication system shown in FIG. 1, and can be used for other applications.
  • FIG. 15 shows a configuration in which a band extension unit 29 is added to the receiver 3 of the communication system 1 of FIG.
  • a band extension unit 29 is added to the receiver 3 of the communication system 1 of FIG.
  • the points that are not described are the same as those of FIG.
  • the signal band f B only needs to be sufficiently small with respect to the sampling frequency fs.
  • the sampling frequency fs increases.
  • the carrier frequency f 0 it is possible to select the following values sampling frequency fs, the sampling frequency fs increases, also increases the range of selection of the carrier frequency f 0.
  • the signal band portions f B1 and f B2 expanded by the band extending unit 29 are substantially portions where no signal exists. Therefore, as shown in FIG. 17, the band pass filter 32 of the receiver 3 may use the signal band f B before expansion as the pass band, and the entire extended signal band f B ′ is the pass band. It does not have to be. In addition, the roll-off of the band-pass filter 32 can be widened using the extended signal band portions f B1 and f B2 , so that the design of the band-pass filter 32 is facilitated.
  • the frequency (reception frequency) f 0 desired to be received by the receiver 3 is 2 GHz.
  • the transmitter 2 side sets the carrier frequency (frequency of unmodulated wave) f 0 to 2 GHz and the sampling frequency fs to a value larger than 2 GHz. It is necessary to.
  • the output (quantized signal) of the bandpass ⁇ modulator 25 is the carrier frequency.
  • f 0 n ⁇ fs + f 0 ′ (n is an integer having an absolute value of 1 or more) by folding.
  • the center frequency fc of the passband of the analog bandpass filter in the receiver 3 is also set to 2 GHz. That is, the receiver 3 receives a modulated wave having a center frequency f 0 of 2 GHz.
  • the sampling frequency fs of the bandpass type ⁇ modulator 25 of the transmitter 2 is 1.5 GHz ( ⁇ f 0 )
  • the transmitter 2 actually handles a modulated wave having a center frequency (carrier frequency) f 0 ′ of 500 MHz, but when viewed from the receiver 3 side, the transmitter 2 is as if the center frequency (carrier wave) It can be considered that the frequency) f 0 is transmitting a modulated wave of 2 GHz. As a result, a modulated wave having a frequency higher than the sampling frequency in the transmitter 2 can be transmitted.
  • the frequency f 0 ′ of the carrier wave (unmodulated wave) used in the quadrature modulator 24 of the transmitter 2 satisfies the following expression.
  • f 0 ' f 0 -n ⁇ fs
  • f 0 reception frequency on the receiver 3 side
  • fs sampling frequency of the bandpass type ⁇ modulator 25
  • f 0 ′ frequency of carrier wave (unmodulated wave) of the quadrature modulator 24
  • n integer
  • center frequency fc of the pass band of the analog bandpass filter 32 of the receiver 3 satisfies the following expression.
  • fc f 0 '+ n ⁇ fs
  • fc center frequency of pass band of analog bandpass filter 32
  • fs sampling frequency of bandpass ⁇ modulator 25
  • f 0 ′ frequency of carrier wave (unmodulated wave) of quadrature modulator 24
  • n integer
  • the main signal component shown in FIG. 18 is transmitted as a signal of the frequency (reception frequency) desired by the receiver 3, and the other cases are the harmonics shown in FIG.
  • the wave component is transmitted as a signal having a frequency (reception frequency) desired by the receiver 3.
  • FIG. 19 shows a variation of the embodiment of the radio base station apparatus 41 using the communication system 1 described above.
  • a radio base station apparatus 41 shown in FIG. 19 includes a base station main body 42 and a remote radio head 43 that is connected to the base station main body 42 via a signal transmission path (optical transmission path or electrical transmission path) 44. And.
  • the remote radio head 43 having the antenna 35 can be installed on the building roof while the base station main body 42 is installed inside the building, and the degree of freedom of installation is high.
  • the base station apparatus main body is configured as a radio apparatus control unit (REC; Radio Equipment Control) that performs baseband signal processing, control and management in the digital domain
  • the remote radio head is It is configured as a radio device (Radio Equipment) that performs radio signal processing (modulation, amplification, etc.) in the analog domain.
  • REC Radio Equipment Control
  • Radio Equipment Radio Equipment
  • the digital baseband signal is transmitted from the base station body (REC) to the remote radio head (RE) via the transmission line. Therefore, the remote radio head (RE) needs a circuit for modulating (orthogonal modulation) the digital baseband signal transmitted from the base station body (REC).
  • a plurality of remote radio heads may be connected in parallel or in series to one base station body (REC). In this case, an orthogonal modulation circuit is provided in each remote radio head. Necessary.
  • the base station main body 42 includes the transmitter 2 in the communication system 1 of the present embodiment, and the remote radio head includes the present embodiment.
  • the receiver 3 in the communication system 1 is provided.
  • the signal output from the baseband unit 23 in the transmitter 2 of the present embodiment is transmitted as an optical pulse signal.
  • digital signal processing is performed.
  • the quadrature modulator 24 and the band-pass ⁇ modulator 25 are included as the unit 21, the quadrature-modulated modulated wave (RF signal) is transmitted as a quantized signal (optical pulse) signal.
  • the remote radio head 43 including the receiver 3 does not need to modulate (orthogonal modulation) the signal received from the base station main body 42, and the circuit scale of the remote radio head can be reduced. This is particularly advantageous when a plurality of remote radio heads 43 are connected to one base station body 42 (in parallel or in series). Note that the modulated wave (RF signal) received by the antenna 35 is subjected to ⁇ modulation (bandpass ⁇ modulation) by the remote radio head 43 and transmitted to the base station main body 42.
  • ⁇ modulation bandpass ⁇ modulation
  • the base station main body 42 has other functions necessary for the radio base station apparatus 41 in addition to the function as the transmitter 2 of the present embodiment.
  • the remote radio head 43 in FIG. 19A is configured to output the analog modulated wave (RF signal) output from the analog bandpass filter 32 from the antenna 35 without passing through an amplifier. Such a connection method is also possible when a high wireless output is not required.
  • the remote radio head 43 in FIG. 19B amplifies the analog modulated wave (RF signal) output from the analog bandpass filter 32 by the amplifier (analog amplifier) 36 and outputs it from the antenna 35.
  • the analog modulated wave is amplified by the amplifier 36, a high wireless output can be obtained.
  • the remote radio head 43 in FIG. 19C amplifies the quantized signal (1 bit pulse signal) before passing through the analog bandpass filter 32 with the digital amplifier 37 (class S amplifier), and then the analog band.
  • An analog modulated wave (RF signal) amplified by passing through the pass filter 32 is obtained.
  • the digital amplifier 37 amplifies the quantized signal (1-bit pulse signal) as it is.
  • the digital amplifier 37 is highly efficient because it operates in a saturated state.
  • the remote radio head 43 shown in FIG. 19D corresponds to the remote radio head 43 shown in FIG. 19C in which the analog bandpass filter 32 is omitted.
  • the antenna 35 of the remote radio head shown in FIG. 19D has a characteristic of blocking the passage of signals in a band other than the vicinity of the center frequency (carrier frequency) of the RF signal (modulated wave). That is, the antenna 35 has the same function as the analog bandpass filter 32 and also serves as the analog bandpass filter 32.
  • the quantized signal (1 bit pulse signal) amplified by the digital amplifier 37 is band-limited by the band-pass filter function of the antenna 35 to become an analog modulated wave. And radiated as a radio wave from the antenna 35.
  • the amplifier 37 may be omitted in FIG. 19D as in FIG. 19A. In this case, both the amplifier 37 and the bandpass filter 32 are omitted, which is advantageous.
  • the transmission speed of the signal transmitted from the base station body to the remote radio head will be considered.
  • the signal bandwidth f B of the IQ baseband signal is 5 MHz
  • the sampling rate of the IQ baseband signal is 7.68 MS / s
  • the I signal is 20 bits
  • the carrier frequency can be freely selected as long as it is 320 MHz or less. As shown in FIG. 18, when using a harmonic, a carrier frequency of 320 MHz or more can be selected.
  • the conventional radio base station apparatus transmits an IQ baseband signal at a transmission rate of 307.2 Mb / s, whereas the radio base station apparatus 41 of the present embodiment is almost the same as the conventional one. Since modulation wave transmission (RF signal transmission) can be performed at a transmission speed of about 320 Mb / s, it is advantageous.
  • FIG. 22 is a block diagram illustrating a transmitter 200 according to an embodiment of the present invention.
  • the transmitter 200 includes a digital signal processing unit 21, an analog filter 132, an amplifier 133 connected to the analog filter 132, and a transmission antenna 134 connected to the output terminal of the amplifier 133.
  • the digital signal processing unit 21 outputs a digital signal (1-bit quantized signal: 1-bit pulse train) representing an RF (Radio Frequency) signal that is an analog signal (modulated wave) of a band transmission method using a carrier wave.
  • the RF signal is a transmission signal to be radiated into the space as a radio wave, for example, an RF signal for mobile communication and an RF signal for broadcasting services such as television / radio.
  • the output from the digital signal processing unit 21 is given to an analog filter (bandpass filter or lowpass filter) 132.
  • the analog signal expressed by the 1-bit pulse train includes noise components other than the RF signal.
  • the noise component is removed by the analog filter 132.
  • the 1-bit pulse train simply passes through the analog filter 132 and becomes a pure analog signal.
  • the analog RF signal output from the analog filter 132 is given to the transmitting antenna 134 and radiated to the space. Note that the transmission antenna 134 may have a function as the analog filter 132.
  • the analog filter 132 is a band-pass filter or a low-pass filter is appropriately determined depending on the frequency of the RF signal.
  • a band-pass filter is used as the analog filter 132, and when signal conversion is performed by low-pass ⁇ modulation, the analog filter 132 is used.
  • a low-pass filter is used.
  • the signal transmission path 4 between the digital signal processing unit 21 and the analog filter 132 may be a signal wiring formed on a circuit board, or a transmission line such as an optical fiber or an electric cable.
  • the signal transmission path 4 does not have to be a dedicated line for transmitting a 1-bit pulse train, and may be a communication network that performs packet communication such as the Internet.
  • the transmission side converts a 1-bit pulse string into a bit string, transmits it to the signal transmission path 4, and receives it on the reception side (analog filter). 132 side) may restore the received bit string to the original 1-bit pulse string.
  • the digital signal processing unit 21 can be regarded as a transmitter that transmits a 1-bit pulse train to the signal transmission path 4.
  • the device having the analog filter 132 can be regarded as a receiver of the RF signal.
  • the digital signal processing unit 21 includes a baseband unit 23 that outputs a baseband signal (IQ signal) that is a transmission signal, a processing unit 24 that modulates the baseband signal, a ⁇ modulator 25, a control unit 135, And a storage unit 136.
  • the baseband unit 23 outputs IQ baseband signals (I signal and Q signal) as digital data.
  • the processing unit 24 performs processing such as digital quadrature modulation on the IQ baseband signal. Therefore, the processing unit 24 outputs a signal in a digital signal format expressed by multi-bit digital data (discrete values).
  • the modulation in the processing unit 24 is not limited to quadrature modulation, and may be modulation of another method for generating a modulated wave.
  • the processing unit 24 performs various digital signal processing such as DPD (Digital Pre-distortion), CFR (Crest Factor Reduction), and DUC (Digital Up Conversion) in addition to quadrature modulation.
  • the processing unit 24 outputs an RF signal generated by various digital signal processing as described above.
  • the processor 24 superimposes (adds) the IQ baseband signal on the carrier wave when orthogonally modulating the IQ baseband signal.
  • the carrier frequency f 0 at this time is based on the control of the control unit 135 as described later. Is set. That is, the processing unit 24 outputs a digital RF signal having a carrier frequency f 0 .
  • the processing unit 24 performs frequency conversion to the carrier frequency f 0 , but a frequency conversion unit for converting the signal frequency between the processing unit 24 and the ⁇ modulator 25. It is good also as a structure which provides.
  • the processing unit 24 generates a digital signal with a predetermined intermediate frequency, and the frequency conversion unit performs frequency conversion of the digital signal with the intermediate frequency based on the control of the control unit 135, so that the digital signal with the carrier frequency f 0 is obtained.
  • RF signal is output.
  • the digital RF signal output from the processing unit 24 is given to a bandpass type ⁇ modulator (converter) 25.
  • the converter 25 may be a low-pass type ⁇ modulator or a PWM modulator.
  • the ⁇ modulator 25 performs ⁇ modulation on the input RF signal and outputs a 1-bit quantized signal (1-bit pulse train).
  • the 1-bit pulse train output from the ⁇ modulator 25 is a digital signal, but represents an analog RF signal.
  • the 1-bit pulse train output from the ⁇ modulator 25 is output from the digital signal processing unit 21 to the signal transmission path 4 as an output signal of the digital signal processing unit 21.
  • the analog filter 132 When the quantized signal output from the ⁇ modulator 25 is given to the analog filter 132 through the signal transmission path 4, the analog filter 132 outputs an analog RF signal.
  • the analog RF signal output from the analog filter 132 reaches the transmitting antenna 134 via the amplifier 133 and is radiated. Therefore, the analog filter 132, the amplifier 133, and the transmission antenna 134 constitute a transmission unit that transmits the quantized signal output from the ⁇ modulator 25 as an analog RF signal.
  • the control unit 135 has a control function such as carrier wave frequency control described later, and controls each unit in the digital signal processing unit 21 and the analog filter 132.
  • the storage unit 136 can be accessed by the control unit 135, the processing unit 24, the ⁇ modulator 25, and the analog filter 132.
  • the storage unit 136 is configured to be able to store information necessary for controlling the carrier frequency described later. The functions of the control unit 135 and the storage unit 136 will be described in detail later.
  • the ⁇ modulator 25 is the same as the ⁇ modulator 25 described in [1.2 Bandpass ⁇ Modulation].
  • the ⁇ modulator 25 can convert the value of z based on the above-described equation (3). That is, the ⁇ modulator 25 can change the center frequency of the quantization noise stop band. In other words, the quantization noise stop band can be changed.
  • the control unit 135 converts z of the ⁇ modulator 25 based on the above-described equation (3) according to the center frequency of the signal input to the ⁇ modulator 25 (carrier frequency f 0 of the digital RF signal).
  • band-pass ⁇ modulation can be performed on a signal having an arbitrary frequency.
  • cos ⁇ 0 coefficient a
  • the coefficient of NTF shown in Expression (1) is changed, but the order of the expression is maintained.
  • the bandpass ⁇ modulator 25 is not changed.
  • the signal processing load in the case does not change.
  • the present embodiment is advantageous because the signal processing load in the band-pass ⁇ modulator 25 does not change even when the carrier frequency f 0 is changed.
  • the signal processing load in the band-pass ⁇ modulator 25 depends on the sampling frequency fs determined by the signal bandwidth according to the Nyquist theorem, but the signal bandwidth even when the carrier frequency f 0 is changed. Therefore, it is not necessary to change the sampling frequency fs.
  • the ⁇ modulator is a low-pass type, it is necessary to change the sampling frequency fs in order to cope with a change in the carrier frequency f 0 , and in this respect, the band-pass type is advantageous.
  • the ⁇ modulator 25 can be used not only as a bandpass type ⁇ modulator that can cope with an arbitrary frequency (f 0 ) but also as a low pass type ⁇ modulator. That is, the ⁇ modulator 25 can be switched between a low pass type and a band pass type.
  • control unit 135 and the bandpass ⁇ modulator 25 constitute a signal processing device that can perform bandpass ⁇ modulation on a modulated wave having a desired carrier frequency.
  • control unit 135 has a function of changing and controlling the center frequency of the quantization noise stop band by the ⁇ modulator 25, and a function of controlling the center frequency and pass band of the analog filter 132. Also have.
  • the control unit 135 has a function of determining the carrier frequency f 0 and controlling the processing unit 24 to adjust the carrier frequency f 0 of the digital RF signal output from the processing unit 24.
  • the storage unit 136 stores frequency information that is information indicating the carrier frequency f 0 determined by the control unit 135.
  • the control unit 135 causes the processing unit 24 to refer to the storage unit 136 to acquire frequency information indicating the carrier frequency f 0 determined by the control unit 135.
  • the processing unit 24 performs orthogonal modulation based on the frequency information.
  • FIG. 23 is a diagram for describing functions related to quadrature modulation of IQ baseband signals in the processing unit 24.
  • IQ baseband signal processing section 24 is given the multiplication a first multiplier 224a which multiplies the cosine wave of the carrier frequency f 0 to the I component, the sine wave of the carrier frequency f 0 to the Q component A second multiplier 224b, and an adder 224c for adding these two components.
  • the processor 24 outputs a digital RF signal having a carrier frequency f 0 by superimposing a signal wave having a carrier frequency f 0 for each component of the IQ baseband signal during quadrature modulation.
  • the control unit 135 controls the processing unit 24 and sets the carrier frequency f 0 of the digital RF signal output from the processing unit 24.
  • control unit 135 causes the ⁇ modulator 25 to refer to the storage unit 136 to acquire frequency information indicating the carrier frequency f 0 set by the control unit 135, and the frequency band of the RF signal having the carrier frequency f 0 Is controlled to be included in the quantization noise stop band of ⁇ modulation.
  • ⁇ modulator 25 obtains the frequency information from the storage unit 136, the center frequency of the quantization noise stop band is adjusted so that the carrier frequency f 0.
  • the RF signal having the carrier frequency f 0 is included in the quantization noise stop band of ⁇ modulation of the ⁇ modulator 25.
  • the control unit 135 controls the processing unit 24, the ⁇ modulator 25, and the analog filter 132 to execute a process based on the determined carrier frequency f 0 . . That is, the control unit 135, based on the carrier frequency f 0 determined, RF signal processing unit 24 outputs is adjusted to be the carrier frequency f 0. Further, the control unit 135 adjusts so that the center frequency of the quantization noise stop band in the ⁇ modulator 25 becomes the carrier frequency f 0 . Further, the control unit 135 adjusts the center frequency and pass band of the analog filter 132 so that the RF signal having the carrier frequency f 0 can be extracted.
  • control unit 135 determines the carrier frequency f 0 to a desired value, and controls the processing unit 24, the ⁇ modulator 25, and the analog filter 132 based on the determined carrier frequency f 0 .
  • An RF signal having an arbitrary carrier frequency can be transmitted from the antenna 134.
  • the control unit 135 controls the ⁇ modulator 25 so that the RF signal having the carrier frequency f 0 is included in the quantization noise stop band of ⁇ modulation. It is possible to perform bandpass ⁇ modulation on the RF signal as the modulated wave.
  • FIG. 26 is a block diagram illustrating a configuration of a wireless transmitter using a VCO.
  • This transmitter includes a digital signal processing unit 300 for digitally processing a baseband signal.
  • the digital signal output from the digital signal processing unit 300 is converted into an analog signal by the digital / analog converter 301.
  • the converted analog signal is frequency-converted by superimposing a carrier wave supplied by a VCO (Voltage Controlled Oscillator) 302.
  • the frequency-converted analog signal is amplified as an RF signal by the amplifier 303 and radiated from the antenna 304 to the space.
  • the frequency band that can be used as a carrier frequency is limited to a frequency that can be oscillated by the VCO.
  • the control unit 135 controls the ⁇ modulator 25 so that the RF signal having the carrier frequency f 0 is included in the quantization noise rejection band of ⁇ modulation.
  • the analog filter 132 and the transmission antenna 134 connected as a transmission unit in the subsequent stage can extract and transmit the RF signal from the quantized signal from the ⁇ modulator without frequency conversion. Therefore, it is not necessary to use VCO, it is possible to increase the degree of freedom in setting of the carrier frequency f 0. That is, the transmitter 200 according to the present embodiment generates an RF signal having a carrier frequency f 0 by digital processing by the digital signal processing unit 21 and transmits the generated RF signal without performing frequency conversion. Therefore, it is necessary to use a VCO. Absent. Consequently, without being limited to capable of oscillating frequency by VCO, it is possible to increase the degree of freedom in setting of the carrier frequency f 0.
  • the control unit 135 of the present embodiment is provided with the function of determining the carrier frequency f 0, the determination of the carrier frequency f 0, and a band-pass type ⁇ modulation of the quantization noise rejection band corresponding to The control of the center frequency can be performed collectively by the control unit.
  • the transmitter 200 of this embodiment has a function of determining the carrier frequency f 0 by frequency hopping.
  • Control unit 135, in order to determine the carrier frequency f 0, which refers to the information stored in the storage unit 136.
  • the storage unit 136 includes a plurality of frequency information as information necessary for determining the carrier frequency f 0 , and a hopping pattern when performing frequency hopping using the plurality of frequency information. Is remembered.
  • a plurality of frequency information is information indicating a carrier frequency f 0 which is determined in advance in order to sequentially change when applying the frequency hopping.
  • a plurality of frequency information, transmitter 200 is out of the setting range of the frequency as the carrier frequency f 0, is set to be different frequencies.
  • the control unit 135 selects and determines one frequency information from among a plurality of frequency information as the carrier frequency f 0 and controls the processing unit 24, the ⁇ modulator 25, and the analog filter 132 to execute frequency hopping. To do.
  • the hopping pattern is a plurality of frequency information registered in association with a pattern for selecting a plurality of frequency information to be sequentially changed when applying frequency hopping.
  • the control unit 135 refers to the hopping pattern stored in the storage unit 136.
  • Control unit 135 sequentially performs the determination of the carrier frequency f 0 according to a hopping pattern. As a result, the transmitter 200 transmits a transmission signal to which frequency hopping is applied.
  • a plurality of frequency information and hopping patterns are determined in advance and are shared with a receiver that receives a transmission signal from the transmitter 200. By sharing a plurality of frequency information and hopping patterns, the receiver can receive a transmission signal to which frequency hopping transmitted by the transmitter 200 is applied.
  • the transmitter 200 can adjust the carrier frequency f 0 without using the VCO. Therefore, the carrier frequency f 0 is not limited to a frequency range that can be oscillated by the VCO. Since the upper limit of the signal frequency that can be oscillated by the VCO is generally about 5 GHz, the conventional transmitter needs to set frequency information for hopping within a band of about 5 GHz.
  • the quantized signal output from the digital signal processing unit 21 is radiated as an RF signal via the analog filter 132 and the antenna 134 without frequency conversion without using a VCO.
  • the carrier frequency f 0 of the radiated RF signal is adjusted by digital processing by the processing unit 24 included in the digital signal processing unit 21. Therefore, the carrier frequency f 0 can be adjusted within a frequency range that the digital signal processing unit 21 can generate.
  • the frequency that can be generated by the digital circuit constituting the digital signal processing unit 21 is higher than about 5 GHz, which is a general upper limit of the VCO, and the carrier frequency f 0 is in a wider range than when the VCO is used. Can be set.
  • the carrier frequency f 0 indicated by the frequency information is set within the range of the sampling frequency fs of the ⁇ modulator 25. This is because if the carrier frequency f 0 exceeds the sampling frequency fs of the ⁇ modulator 25, the RF signal obtained from the quantized signal may not be accurately reproduced.
  • FIG. 24A is an example of a waveform diagram of the frequency spectrum of the output from the ⁇ modulator 25 when frequency hopping is applied.
  • the carrier frequency f 0 is set to 800 MHz, which is the frequency position indicated by the diamond mark 1 in the figure, within the range of 0 Hz to 6 GHz. That is, the power peak portion seen at 800 MHz is the frequency of the RF signal on which the signal is superimposed.
  • the center frequency of the quantization noise stop band of the ⁇ modulator 25 is also set to 800 MHz. For this reason, portions where the power value is extremely reduced are seen on both sides of the band seen at 800 MHz.
  • the power peak part is seen also in other parts, these are the harmonics of the RF signal superimposed at 800 MHz.
  • FIG. 24B is an enlarged view of the band near the carrier frequency f 0 in FIG.
  • a signal RF signal
  • the carrier frequency f 0 of the RF signal was exemplified when set to 800 MHz, it can either be set to the carrier frequency f 0 by using harmonics appearing in FIG. 24 (a), a carrier
  • the frequency f 0 can be set to an arbitrary frequency within a range up to 6 GHz.
  • a higher frequency can be generated, it can be set from a wider band than the band shown in FIG.
  • control unit 135 determines the carrier frequency f 0 by a frequency hopping, the degree of freedom is increased in setting the carrier frequency f 0, which can be set carrier frequency f 0 from a wider range of frequency bands, A plurality of frequency information can be set from a wider range.
  • the carrier frequency f 0 can be spread over a wider band, even if it is multiplexed, the possibility of overlapping of the bands is low and the use by many users is facilitated.
  • the control unit 135 stores a plurality of frequency information and hopping patterns used for frequency hopping application in the storage unit 136 .
  • the plurality of frequency information and hopping patterns are stored in a third party. Once recognized, it is important information that makes it impossible to maintain confidentiality of communication. Therefore, in order to prevent a plurality of frequency information and hopping patterns from being recognized by a third party, the storage unit 136 is volatile so that the stored information is erased when the power supply is cut off. You may comprise by a memory
  • the storage unit 136 is configured to be able to store a plurality of frequency information and hopping patterns.
  • the digital signal processing unit 21 determines a carrier frequency f 0 of the RF signal, can be adjusted, the determination and adjustment of the carrier frequency f 0 of the RF signal in the digital processing It can be carried out. Therefore, if a plurality of frequency information and hopping patterns are given from the outside and stored as information in the storage unit 136 (FIG. 22), the control unit 135 stores the stored information without performing hardware adjustment or the like. Based on the frequency hopping can be performed. Even if the storage unit 136 is configured by a volatile storage unit, the control unit 135 can perform frequency hopping in the same manner.
  • the storage unit 136 is configured by the volatile storage unit described above, even if the transmitter 200 is disassembled by a third party, the power source of the transmitter 200 is stopped. If the power supply to the storage unit 136 is cut off, the stored plurality of frequency information and hopping patterns are erased. Thereby, it is possible to prevent a third party from recognizing the frequency information and the hopping pattern by reverse engineering, and it is possible to maintain confidentiality of communication.
  • the transmitter 200 of the above embodiment if the power supply to the storage unit 136 is cut off, it is possible to prevent the frequency information and the hopping pattern from being recognized by a third party. It can be suitably used when secret communication is performed between a passenger who is on a moving body such as an airplane (a moving body with a propulsion device) and a person located outside the moving body.
  • the mobile body includes the transmitter 200 of the above embodiment and a receiver that can receive a transmission signal from the transmitter 200.
  • a person located outside the mobile body also includes the transmitter 200 and the receiver as in the mobile body. Even if the transmitter 200 mounted on the mobile body is acquired by a third party, if the transmitter 200 is broken and the power supply to the storage unit 136 is cut off, the frequency information and the hopping pattern are It is not recognized by a third party. Accordingly, the confidentiality of communication can be maintained even when the transmitter 200 is acquired by a third party.
  • FIG. 25 is a diagram showing an airplane that is equipped with the transmitter 200 of the above embodiment and can be controlled by remote control.
  • an airplane 140 is remotely controlled by receiving control information transmitted from a control device 150 located on the ground, for example.
  • the airplane 140 includes an operation control unit 141 that controls the operation of the airplane 140, the transmitter 200 of the above-described embodiment, a receiver 142 that receives control information given from the external control device 150, and an antenna 143. I have.
  • the control device 150 also includes the transmitter 200 of the above embodiment.
  • a receiver capable of receiving a transmission signal applied with frequency hopping transmitted from the transmitter 200 of the airplane 140 is provided.
  • the receiver 142 of the airplane 140 When receiving the control information from the control device 150, the receiver 142 of the airplane 140 gives the control information to the steering control unit 141.
  • the steering control unit 141 performs processing based on the control information, and gives response information (for example, the current position of the airplane 140, the speed, the surrounding situation, etc.) to the transmitter 200.
  • the transmitter 200 given the response information transmits the response information to the control device 150 by frequency hopping.
  • the airplane 140 is remotely controlled by communicating with the control device 150.
  • the transmitter 200 mounted on the aircraft 140 the degree of freedom in setting of the carrier frequency f 0 is increased in the communication between the control device 150, it can provide excellent frequency hopping communication secrecy it can. Even if the airplane 140 and the transmitter 200 are acquired by a third party, if the power supply to the storage unit 136 is cut off due to the transmitter 200 being broken or the like, the frequency information and the hopping pattern are It is not recognized by a third party. Accordingly, the confidentiality of communication can be maintained even when the airplane 140 and the transmitter 200 are acquired by a third party.
  • a plurality of frequency information and hopping patterns necessary for communication are given to the transmitter 200 as follows. That is, in the transmitter 200 of the airplane 140 before starting, the volatile storage unit 136 (FIG. 22) does not store a plurality of frequency information and hopping patterns.
  • the storage unit 136 When the transmitter 200 is activated to remotely operate the airplane 140, first, the storage unit 136 is provided with a plurality of frequency information and hopping patterns necessary for communicating with the control device 150.
  • the storage unit 136 to which a plurality of frequency information and hopping patterns are given stores them. Accordingly, the transmitter 200 can communicate with the control device 150 by using the frequency information and the hopping pattern stored in the storage unit 136.
  • the airplane 140 as a moving body is remotely controlled.
  • a missile when launched, it does not return to the original position and is suitable for a moving body with a high probability of breaking. Can be mounted on.
  • control unit 135 and the storage unit 136 in Chapter 2 can be used for devices and systems in other chapters.
  • FIG. 27 shows a broadcasting system.
  • This broadcasting system uses an RF signal transmission system 400 that transmits an RF signal for wireless broadcasting service via a signal transmission path 4.
  • the RF signal transmission system 400 is used to provide a broadcasting service to a viewer (television receiver).
  • the RF signal transmission system 400 is used to transmit an RF signal for broadcasting service to broadcasting facilities 405 and 405 at remote locations.
  • the broadcast system (RF signal transmission system 400) shown in FIG. 27 includes a broadcast facility (first device) 402 that transmits a broadcast RF signal for digital terrestrial television broadcasting.
  • the broadcasting system (RF signal transmission system 400) includes a signal output device (second device) 403 as a viewer-side device.
  • the broadcasting facility 402 has the same function as the broadcasting facility of a conventional television broadcasting station. That is, the broadcast facility 402 modulates the video signal / audio signal of the broadcast content (the content shot by the television studio 402a or the broadcast content stored in the content storage unit) with the carrier wave and converts it into an RF signal.
  • the RF signal is radiated as a radio wave from the antenna 402c.
  • Radio waves (RF signals) radiated from the antenna 402c can be received by the television receivers 407A and 407A in the area A where the antenna 402c is installed.
  • the broadcasting facility 402 can provide the wireless broadcasting service to viewers in the area A by transmitting RF signals as radio waves in the area A.
  • the broadcasting facility 402 not only has the same function as the conventional broadcasting facility, but also uses the RF signal transmission system 400 to transmit the signal transmission path 4 (outside the range where the radio waves of the antenna 402c can reach) outside the area A. 4a, 4b, 4c, 4d) can transmit RF signals.
  • the broadcasting facility 402 includes a transmission device (first device) for the RF signal transmission system 400.
  • the transmission device (first device) includes a digital signal processing unit 21.
  • the broadcasting facility 402 includes a wireless transmitter 60 for performing wireless broadcasting similar to the conventional broadcasting facility.
  • the digital signal processing unit 21 performs processing for expressing the RF signal with a quantized signal (packetized quantized signal) that is a digital signal, and outputs the generated quantized signal.
  • the quantized signal output from the digital signal processing unit 21 is output to the optical transmission line 4a by an electro-optical converter (optical link) 22 that is an output unit of the quantized signal.
  • a quantized signal as a digitized RF signal is transmitted to the optical transmission line 4a.
  • the frequency of the RF signal is several hundred MHz, a very high sampling speed of about several tens of GS / s is required.
  • a very high transmission rate is required, or the amount of information becomes very large. For this reason, conventionally, it was theoretically impossible to digitize and transmit a very high frequency RF signal, but it was not practical.
  • ⁇ modulation (particularly, band-pass type ⁇ modulation) is performed on the RF signal, so the RF signal is digitized and transmitted regardless of the frequency of the RF signal. It is practically possible to do this.
  • the digital signal processing unit 21 includes a baseband unit 23 that outputs a baseband signal (IQ signal) that is a transmission signal, a digital modulator (orthogonal modulator) 24a that modulates the baseband signal, a processing unit 24b, A path-type ⁇ modulator 25 and a transmission unit (first transmission unit) 26 are provided.
  • a baseband unit 23 that outputs a baseband signal (IQ signal) that is a transmission signal
  • a digital modulator (orthogonal modulator) 24a that modulates the baseband signal
  • a processing unit 24b A path-type ⁇ modulator 25 and a transmission unit (first transmission unit) 26 are provided.
  • the baseband unit 23 acquires the video signal and audio signal of the content acquired from the television studio 402a or the content storage unit 402b.
  • the baseband unit 23 outputs IQ baseband signals (I signal and Q signal) of the acquired video signal and audio signal as digital data.
  • the modulator 24a converts the IQ baseband signal into an intermediate frequency signal.
  • the modulator 24a is configured as a digital quadrature modulator that performs quadrature modulation by digital signal processing. Therefore, a signal (digital IF signal) in a digital signal format expressed by multi-bit digital data (discrete values) is output from the quadrature modulator 24a.
  • the modulator 24a that generates the modulated wave is not limited to the quadrature modulator, and may be a modulator of another type for generating the modulated wave.
  • the IF signal output from the modulator 24 a is given to the processing unit 24 b in the digital signal processing unit 21.
  • the IF signal output from the modulator 24 a is also given to the wireless transmitter 60.
  • the processing unit 24b performs various digital signal processing such as DPD (Digital Pre-distortion), CFR (Crest Factor Reduction), and DUC (Digital Up Conversion) on the IF signal.
  • the processing unit 24b outputs an RF signal generated by digital signal processing.
  • the frequency of the carrier wave of the RF signal is set to the frequency of the channel in the terrestrial digital television broadcast if the RF signal is for terrestrial digital television broadcast.
  • the radio transmitter 60 may be provided with an RF signal output from the processing unit 24b.
  • the digital RF signal output from the processing unit 24 b is given to the ⁇ modulator 25.
  • the ⁇ modulator 25 of the present embodiment is configured as a bandpass type ⁇ modulator, but may be a low pass type ⁇ modulator.
  • the ⁇ modulator 25 performs ⁇ modulation on the RF signal and outputs a 1-bit quantized signal (pulse signal).
  • the bandpass type ⁇ modulator 25 is set so that its center frequency matches the frequency of the carrier wave. Note that the quantized signal output from the ⁇ modulator 25 does not have to be 1 bit.
  • the quantized signal output from the ⁇ modulator 25 may be smaller than the number of bits of digital data input to the ⁇ modulator 25.
  • the quantized signal ( ⁇ modulated signal) output from the ⁇ modulator 25 is transmitted by the transmitter 26 to the signal transmission optical transmission line 4a (4).
  • the transmission unit (first transmission unit) 26 packetizes the quantized signal ( ⁇ modulation signal) as a digitized RF signal, and transmits the packetized data.
  • the transmission unit 26 performs processing necessary for packet communication such as packet retransmission.
  • the transmission unit 26 transmits necessary information to the reception side (signal output device 403 or a broadcaster 405 described later) in packet data.
  • the information transmitted by the transmission unit 26 includes the quantized signal (pulse-like) output from the ⁇ modulator 25 by the device (signal output device 403 or broadcaster 405) that has received the quantized signal.
  • the ⁇ modulator 25 outputs a pulsed quantized signal ( ⁇ modulation signal) at a rate corresponding to the sampling frequency fs. If only the quantized value indicated by such a quantized signal is simply converted into packet data, the bit data indicating the quantized value is only included in the packet data, and information regarding the rate of the quantized signal is lost. Therefore, the transmitting unit 26 receives the pulsed ⁇ modulation output from the ⁇ modulator 25 from the bit string indicating the quantized value on the reception side (the signal output device 403 or the broadcasting device 405) of the packetized quantized signal. The packet data is transmitted including the reproduction information so that the signal can be reproduced.
  • the reproduction information includes, for example, information (sampling rate information) indicating a sampling rate (sampling frequency) in the ⁇ modulator 25. If the quantized value indicated by the quantized signal is pulsed at a rate corresponding to the sampling rate, the pulsed ⁇ modulated signal output from the ⁇ modulator 25 can be reproduced.
  • the reproduction information may include information indicating the number of bits of the quantized signal.
  • the transmission unit 26 does not need to transmit the reproduction information. Further, when a quantized signal as a digitized RF signal is transmitted to the optical transmission line 4a while maintaining a signal waveform as a 1-bit or multi-bit pulse signal, the receiving side (signal output device 403 or Since the broadcaster 405) does not need to reproduce the signal, transmission of reproduction information is not required.
  • the packet data output from the transmission unit 26 is converted into an optical signal by the electro-optical converter (optical link) 22 and transmitted to the optical transmission line 4a.
  • the optical transmission line 4a is connected to the Internet. That is, the packet data is transmitted via the Internet 4 that is a signal transmission path.
  • the electro-optical converter (optical link) 22 may be provided as a device different from the transmission device in the broadcasting facility 402.
  • a communication network that performs packet communication such as the Internet 4 can be used as a signal transmission path.
  • the digitized RF signal may be transmitted by a signal transmission path configured as a dedicated line or by a circuit switching type signal transmission path. Occupying communication is performed, so it tends to be expensive. On the other hand, a communication network that performs packet communication such as the Internet 4 can be used as a signal transmission path, and the cost can be reduced. In addition, since the RF signal is digitized by ⁇ modulation (particularly, band-pass ⁇ modulation), the amount of information is relatively small, so that it is suitable for packet communication. When a signal transmission path (such as a dedicated line) that does not require packetization is used, the packetization function in the transmission unit 26 can be omitted.
  • the receiving side (signal output device 403 or broadcaster 405) can receive the pulsed ⁇ modulation signal output from the ⁇ modulator 25 even from the packetized quantized signal. It is easy to reproduce.
  • the transmission speed of the signal transmission path 4 is not sufficient to transmit the quantized signal output from the ⁇ modulator 25 as it is ( ⁇ When the transmission speed of the signal transmission path 4 is lower than the sampling speed (1 / fs) of the modulator 25), it is necessary to convert the quantized signal into a signal that is low enough to be transmitted by the signal transmission path 4. Even in this case, the receiving side (the signal output device 403 or the broadcasting device 405) can output the ⁇ modulator 25 from the quantized signal converted to low speed by exchanging the reproduction information described above. It is easy to reproduce the quantized signal.
  • the radio transmitter 60 in the broadcasting facility 402 shown in FIG. 28 includes a DA converter (DAC) 61, a frequency converter 62, and a power amplifier 63.
  • the DA converter 61 converts the digital signal (IF signal) output from the digital modulator into an analog signal.
  • the frequency converter 62 performs frequency conversion for converting the analog IF signal into an RF signal.
  • the power amplifier 63 amplifies the RF signal and outputs it to the antenna 402c of the broadcasting facility 402.
  • the frequency converter 62 can be omitted.
  • the wireless transmitter 60 and the antenna 402c may be omitted.
  • the broadcasting facility 402 does not substantially have an analog circuit that causes an increase in cost, and most of the broadcasting facility 402 is configured by the digital signal processing unit 21, so that the cost of the broadcasting facility 402 can be reduced.
  • the transmitter (first device) 2 for the RF signal transmission system 400 is additionally provided in the existing broadcasting facility 402 capable of wireless broadcasting, it is only necessary to provide the digital signal processing unit 21 and the like. Low cost.
  • the radio wave radiated from the antenna 402c of the broadcasting facility 402 can be received only by the receiver 407A within the range (area A) where the radio wave reaches.
  • the quantized signal transmitted from the broadcasting facility 402 to the signal transmission path (Internet) 4 can be received not only in the region A but also in all regions / countries in the world that can be connected to the Internet.
  • FIG. 27 shows a state where the quantized signal (digitalized RF signal) transmitted from the broadcasting equipment (first device) 2 in the area A is received by the television receiver 407B installed in the area B. It was.
  • the quantized signal transmitted from the signal transmission paths 4 and 4B is received by the signal output device (second device) 403 and output to the television receiver 407B.
  • the signal output device (second device) 403 includes an optical-electrical converter (optical link) 431, a receiving unit 432, a buffer 433, an output unit 434, and a switch unit 435.
  • the photoelectric converter 431 may be provided as a separate device from the signal output device 403.
  • the optical-electrical converter (optical link) 431 converts the optical signal (packet data; packetized quantized signal) transmitted from the optical transmission line 4b connected to the Internet 4 into an electrical signal and outputs it. To do.
  • the receiving unit 432 depackets the packet data converted into an electrical signal, and extracts a quantized signal (quantized value of the quantized signal) and other information (reproduction information) from the packet data.
  • the receiving unit 432 performs processing necessary for packet communication, such as a packet retransmission request.
  • the depacketizing function of the receiving unit 432 can be omitted.
  • the quantized signal received by the receiving unit 432 is temporarily stored in a (FIFO; First In First Out) type buffer 433.
  • the reproduction information (sampling speed information) received by the receiving unit 432 is given to the output unit 434.
  • the quantized signal is It is possible to output continuously at a predetermined rate (a rate corresponding to the sampling speed indicated by the reproduction information) without any breaks.
  • a predetermined rate a rate corresponding to the sampling speed indicated by the reproduction information
  • the output unit 434 outputs the quantized signal (quantized value of the quantized signal) stored in the buffer 433 as a pulse signal having a predetermined rate (a rate corresponding to the sampling speed indicated by the reproduction information). That is, the quantized signal output from the output unit 434 is a reproduction of the signal waveform of the quantized signal output from the ⁇ modulator 25. Note that it is not necessary to use the reproduction information received by the reception unit 432, and the reproduction information may be set in advance in the signal output device 403.
  • the quantized signal output from the ⁇ modulator (bandpass type ⁇ modulator) 25 holds information as an RF signal in the vicinity of the carrier frequency of the RF signal. Therefore, the quantized signal output from the output unit 434 also holds information as an RF signal. Therefore, when the quantized signal output from the output unit 434 is given as an RF signal input of the television receiver 407B, the television receiver 407B can receive the quantized signal as an RF signal. That is, the television receiver 407B can receive the RF signal transmitted via the RF signal transmission system 400 in the same manner as the RF signal transmitted as a wireless broadcast.
  • the quantized signal has quantized noise that is noise-shaped in the ⁇ modulator 25, and when it is desired to remove the quantized noise and extract the RF signal, the frequency near the carrier frequency of the RF signal. It is necessary to use a band-pass filter that passes. However, if the wireless broadcast receiver such as the television receiver 407B has a bandpass filter that cuts a signal having an unnecessary frequency, it is not necessary to provide the bandpass filter in the signal output device 403. Of course, a band pass filter may be provided. In this case, the output unit 434 may output a quantized signal to the television receiver 407B via a band pass filter.
  • the switch unit 435 selectively receives the quantized signal (RF signal) output from the output unit 434 and the RF signal received by the antenna 438 (a radio wave broadcast from a broadcasting facility in the region B) on the television set. This is given to the receiver 407B.
  • the signal output device 403 has an antenna terminal 436 (for example, a terminal for a coaxial cable) to which the antenna 438 is connected, and an RF signal received by the antenna 438 can be input to the signal output device 403. Yes.
  • the switch unit 435 receives only one of the RF signals from the television receiver in order to avoid interference. 407B.
  • switch unit 435 is connected to the antenna 438 side or to the output unit 434 side is appropriately set by the viewer (user) depending on which of the broadcasts is desired to be received.
  • both the RF signal from the antenna 438 and the RF signal from the output unit 434 may be supplied to the television receiver 407B.
  • the antenna 438 may not be connected to the signal output device 403.
  • the signal output device 403 is configured as a separate device from the television receiver 407B.
  • An RF signal output terminal 437 for example, a terminal for a coaxial cable
  • an antenna terminal 7B-1 for example, a terminal for a coaxial cable
  • the signal output device 403 and the television receiver 407B constitute one reception system.
  • the signal output device 403 may be configured as an integrated reception system built in the television receiver 407B. That is, a reception system that integrally has a function as a television receiver and a function as the signal output device 403 may be configured. By configuring it as an integrated reception system, it is possible to achieve high functionality with the same handling as a conventional television, and it does not burden the viewer for introducing technology.
  • the broadcasting service 402 can be provided via the Internet. Further, the signal output device 403 can also be used as a countermeasure for difficult viewing areas. That is, in an area where radio waves from the broadcast facility 402 cannot be received, the broadcast service can be received via the Internet 4 by using the signal output device 403.
  • the transmission of the RF signal from the area A to the area B is not transmitted using radio waves but via the wired signal transmission path 4, and thus is subject to legal regulations regarding radio waves. Absent.
  • the broadcast facility 402 is digitized with respect to the broadcast facilities 405 and 405 installed in other regions / countries (regions C and D in FIG. 27). It is also used for transmitting broadcast RF signals. For this reason, the broadcasting system (RF signal transmission system 400) includes broadcasting facilities 405 and 405 for other areas C and D.
  • the broadcasting facilities 405 and 405 in the regions C and D receive the RF signal transmitted from the broadcasting facility 402 in the region A, and radiate the received RF signal from the antenna 455 as radio waves. Thereby, the broadcast facilities 405 and 405 can cause the television receivers 407C and 407D in the regions C and D to receive the RF signal transmitted from the broadcast facility 402. That is, if the broadcasting facility 402 in the region A is a parent facility for broadcasting service, the broadcasting facilities 405 and 405 in the regions C and D can be said to be child facilities.
  • Broadcast facilities 405 and 405 that are sub-equipment include a broadcaster (hereinafter referred to as “broadcaster 405”) and an antenna 455.
  • a broadcaster (second device) 405 includes an optical-electrical converter (optical link) 451, a receiving unit 452, a buffer 453, and a transmitting unit (second transmitting unit) 454. I have. Note that the photoelectric converter 451 may be provided as a separate device from the broadcaster 405.
  • the optical-electrical converter (optical link) 451 converts an optical signal (packet data; packetized quantized signal) transmitted from the optical transmission lines 4c and 4d connected to the Internet 4 into an electrical signal. Output.
  • the receiving unit 452 depackets the packet data converted into the electrical signal, and extracts a quantized signal (quantized value of the quantized signal) and other information (reproduction information) from the packet data.
  • the receiving unit 452 performs processing necessary for packet communication such as a packet retransmission request. When the quantized signal is not packetized, the depacketizing function of the receiving unit 452 can be omitted.
  • the quantized signal received by the receiving unit 452 is temporarily stored in a (FIFO; First In First Out) type buffer 453.
  • the reproduction information (sampling rate information) received by the receiving unit 452 is given to the output unit 454a of the transmitting unit 454.
  • the quantized signal is It is possible to output continuously at a predetermined rate (a rate corresponding to the sampling speed indicated by the reproduction information) without any breaks. That is, by providing the buffer 453, it is possible to cope with a case where a quantized signal is transmitted by packet communication or a case where the signal transmission path 4 has no speed guarantee. Note that the buffer 453 may be omitted if the transmission speed of the signal transmission path 4 is sufficiently high.
  • the transmission unit 454 includes an output unit 454a, an analog filter (bandpass filter) 454b, and an amplifier (power amplifier) 454c.
  • the output unit 454a outputs the quantized signal (quantized value of the quantized signal) stored in the buffer 453 as a pulse signal having a predetermined rate (a rate corresponding to the sampling speed indicated by the reproduction information). That is, the quantized signal output from the output unit 454a is a reproduction of the signal waveform of the quantized signal output from the ⁇ modulator 25. Note that it is not necessary to use the reproduction information received by the receiving unit 452, and the reproduction information may be set in advance in the broadcasting device 405.
  • the band-pass filter (analog band-pass filter) 454b is a band-pass filter that passes frequencies near the carrier frequency of the RF signal.
  • the quantized signal output from the output unit 454a passes through the bandpass filter 454b, the quantization noise noise-shaped in the ⁇ modulator 25 is removed. That is, an analog RF signal is output from the band pass filter 454b.
  • the power amplifier 454c amplifies the RF signal output from the bandpass filter 454b and outputs the amplified RF signal to the antenna 455.
  • the broadcast facilities 405 and 405 can cause the television receivers 407C and 407D in the regions C and D to receive the RF signal transmitted from the broadcast facility 402.
  • the bandpass filter 454b may be omitted.
  • the amplifier 454c may be provided not only in the subsequent stage of the filter 454b but also in the previous stage of the filter 454b.
  • a digital amplifier can be adopted as the amplifier 454c provided in the previous stage of the filter 454b. Since the digital amplifier operates in a saturated state, it is highly efficient.
  • the amplifier 454c in the subsequent stage of the filter 454b may be omitted.
  • the broadcasting device (second device) 405 When the broadcasting device (second device) 405 according to the present embodiment is used, even in a region / country far away from the broadcasting facility (first device) 402 that is the parent facility, the signal transmission path such as the Internet 4 is used. A digitized RF signal can be obtained.
  • the broadcasting devices (second devices) 405 and 405 that are the subsidiary facilities have the RF signal from the baseband signal. It is not necessary to perform processing (digital signal processing such as quadrature modulation, DPD, CFR, and DUC) for generating. Therefore, the configuration of the broadcasting devices (second devices) 405 and 405 that are child facilities can be made relatively simple. As a result, it is possible to reduce the cost of the broadcasting devices (second devices) 405 and 405 that are sub-equipment. The merit of cost reduction increases as the number of broadcasting devices (second devices) 405 and 405, which are child facilities, increases.
  • the broadcasting service can be started in the areas C and D where the RF signal is provided without installing the conventional expensive broadcasting equipment, the conventional expensive broadcasting equipment is often installed in the areas C and D. Even if this is not the case, it is possible to enhance the broadcasting service.
  • the broadcasting facility 402 (the wireless transmitter 60 may be omitted) which is a parent facility is installed, contents transmitted from the regions C and D can be transmitted to various regions such as the region A. Can be offered at. Therefore, it is possible for viewers around the world to view various contents transmitted from each country.
  • the ⁇ modulator 25 is the same as the ⁇ modulator 25 described in [1.2 Bandpass ⁇ Modulation].
  • FIG. 31 shows a configuration in which a band extending unit 29 is added to the digital signal processing unit 21 of the broadcasting facility 402 of FIG.
  • the bandwidth extension unit 29 is the same as the bandwidth extension unit 29 described in [1.3 Band Extension].
  • the description of the broadcasting facility 402 in FIG. 31 is the same as that in FIG.
  • the transmission device receives the signal at the reception side (signal output device 403 or broadcaster 405) while keeping the carrier frequency f 0 ′ and the sampling frequency fs low.
  • the frequency of the modulated wave (RF signal) can be increased.
  • the terrestrial digital television broadcast has been described as an example of the broadcast service, but the digital television broadcast may be a satellite digital television broadcast. Also, the analog television broadcast may be used as the television broadcast. The broadcast may be a radio broadcast. Furthermore, the signal transmission system of the present embodiment can be used for transmission of RF signals other than broadcast RF signals.
  • FIG. 32 illustrates a wireless device 501 according to the embodiment.
  • the wireless device 501 includes a digital signal processing unit (signal processing device) 21 including a bandpass type ⁇ modulator 25, an amplifier 531, and a bandpass filter 532.
  • a digital signal processing unit signal processing device 21 including a bandpass type ⁇ modulator 25, an amplifier 531, and a bandpass filter 532.
  • the digital signal processing unit 21 outputs a digital signal (quantized signal) representing an RF signal transmitted from the antenna as a radio wave.
  • the RF signal is a signal to be radiated to the space as a radio wave, for example, an RF signal for mobile communication and an RF signal for broadcasting services such as television / radio.
  • the digital signal output from the digital signal processing unit 21 is amplified by an amplifier (for example, a digital amplifier) and supplied to an analog filter (bandpass filter) 532 that removes noise-shaped quantization noise (noise component).
  • the signal output from the analog filter 532 is radiated into the space as a radio wave from the antenna.
  • the digital signal processing unit 21 includes a baseband unit 23 that outputs a baseband signal (IQ signal) that is information transmitted by an RF signal, a processing unit 24 that performs processing such as digital quadrature modulation, and a bandpass ⁇ modulation. And a container 25.
  • a baseband unit 23 that outputs a baseband signal (IQ signal) that is information transmitted by an RF signal
  • a processing unit 24 that performs processing such as digital quadrature modulation, and a bandpass ⁇ modulation.
  • a container 25 is a container 25.
  • the baseband unit 23 outputs IQ baseband signals (I signal and Q signal) as digital data.
  • the processing unit 24 performs processing such as digital quadrature modulation on the IQ baseband signal. Therefore, the processing unit 24 outputs a signal in a digital signal format expressed by multi-bit digital data (discrete values).
  • the modulation in the processing unit 24 is not limited to quadrature modulation, and may be modulation of another method for generating a modulated wave.
  • the processing unit 24 can perform various digital signal processing such as DPD (Digital Pre-distortion), CFR (Crest Factor Reduction), and DUC (Digital Up Conversion) in addition to quadrature modulation.
  • the processing unit 24 outputs an RF signal generated by various digital signal processing as described above.
  • the digital RF signal output from the processing unit 24 is given to the bandpass ⁇ modulator 25.
  • the bandpass type ⁇ modulator 25 performs ⁇ modulation on the RF signal that is an input signal, and outputs a quantized signal of one or more bits.
  • the ⁇ modulator 25 is the same as the ⁇ modulator 25 described in [1.2 Bandpass ⁇ Modulation].
  • the bandpass type ⁇ modulator 25 can perform noise shaping by moving the quantization noise out of the quantization noise stop band NS_BW and greatly reducing the quantization noise in the quantization noise stop band.
  • the sampling frequency fs is set based on the signal band BW of the RF signal.
  • fs (2 ⁇ BW) ⁇ OSR
  • the noise stop band NS_BW matches the signal band BW.
  • leakage power leaking out of the signal band BW may be a problem.
  • the magnitude of leakage power outside the signal band is regulated.
  • 3GPP TS 36.104 version 9.1.0 Release 9 p21 "Table 6.6.2.1-2: Base Station ACLR in unpaired spectrum with synchronized operation” with regard to adjacent channel leakage power ratio (ACLR), the center frequency and next adjacent channel of adjacent channel is specified to be 45 dB, respectively.
  • the output spectrum of the ⁇ modulator 25 is a spectrum as an RF signal. Therefore, the presence of quantization noise outside the signal band of the RF signal causes a problem similar to leakage power outside the signal band, which is a problem in radio waves. That is, if quantization noise exists in the vicinity of the signal band of the RF signal, the quantization noise is superimposed on leakage power.
  • the quantization noise stop band NS_BW in the noise transfer function NTF is set larger than the bandwidth BW of the use band of the RF signal. Has been. Therefore, as shown in FIG. 34, most of the quantization noise moves outside the quantization noise stop band (bandwidth NS_BW) larger than the bandwidth BW of the RF signal.
  • the quantization noise stop band NS_BW is a band (3 dB band) in a range that is 3 dB lower than the peak value of the quantization noise.
  • the bandwidth NS_BW of the quantization noise stop band in FIG. 34 is expanded from the RF signal use band on both the high frequency side and low frequency side of the use band of the RF signal. Accordingly, there is almost no quantization noise in the vicinity of the RF signal use band even outside the use band of the RF signal, and it is suppressed that the quantization noise becomes leakage power outside the RF signal band.
  • the frequency range in which the magnitude of leakage power is regulated in the legal regulation or standard that the radio device 501 that emits the RF signal needs to conform to is the adjacent channel (the first adjacent channel).
  • the frequency range in which the magnitude of the leakage power is regulated in the legal regulation or standard that the radio device 501 that emits the RF signal needs to conform to is the adjacent channel (first adjacent channel: 1stAC) and the next adjacent channel.
  • the bandwidth NS_BW of the quantization noise stop band is the minimum bandwidth (BW ⁇ X) that covers up to the next adjacent channel (2ndAC) on both sides of the RF signal.
  • N is a magnification of the bandwidth NS_BW of the quantization noise blocking band with respect to the bandwidth BW of the RF signal.
  • multicarriers may be used. Specifically, a plurality of communication bands (bandwidth SBW) are prepared as communication bands that can be used by the radio, and the number of communication bands to be used is increased or decreased according to the increase or decrease of the number of user radios (mobile units). There are things to do.
  • the bandwidth NS_BW of the quantization noise stop band is set to be five times or more the bandwidth BW of the RF signal.
  • the quantization noise stop band is set.
  • the bandwidth NS_BW is set to be less than 5 times the bandwidth BW of the RF signal.
  • the bandwidth NS_BW of the quantization noise rejection band according to the third example is the minimum bandwidth (BW ⁇ 5) including the adjacent channel (1stAC) and the next adjacent channel (2ndAC) on both sides of the use band of the RF signal. It has a narrower bandwidth. Also in the third example, the bandwidth NS_BW of the quantization noise stop band is wider than the bandwidth BW of the use band of the RF signal.
  • the bandwidth NS_BW of the quantization noise blocking band is also twice that of the first example. ing.
  • the sampling rate is also twice that in the first example.
  • the sampling rate may be less than twice that of the first example, and an increase in the sampling rate can be suppressed.
  • FIG. 36 (b) and 36 (c) show the two communication bands c and d shown in FIG. 36 (a) that are regarded as the use bands.
  • the RF signal and the adjacent channel (1stAC) and the next adjacent channel (2ndAC) are all
  • the range in which the magnitude of leakage power is restricted is the range from a to e shown in FIG. 36 (b) and FIG. 36 (c).
  • a range of b to f is sufficient.
  • the bandwidth NS_BW of the quantization noise stop band can be (BW + (4 ⁇ SBW)) or more and less than (BW ⁇ 5).
  • the bandwidth NS_BW of the quantization noise stop band can be (BW + (4 ⁇ SBW)) or more and (BW + (6 ⁇ SBW)) or less.
  • sampling is performed while reliably including all adjacent channels (1stAC) and next adjacent channels (2ndAC) on both sides of the used bands c and d when the two communication bands c and d are regarded as used bands.
  • the rate can be kept low.
  • the two (plural) communication bands c and d constituting the use band of the RF signal are adjacent to each other, but the use band of the RF signal is formed as in the fourth example shown in FIG.
  • the two (plural) communication bands b and d to be separated may be separated.
  • the frequency range in which the magnitude of leakage power is regulated in the legal regulation or standard that the radio device 501 that emits the RF signal needs to conform to is the adjacent channel (first adjacent channel:
  • the bandwidth NS_BW of the quantization noise stopband may be ((BW (BW ′) + (2 ⁇ SBW)) or more and less than (BW (BW ′) ⁇ 3).
  • the bandwidth NS_BW of the quantization noise stop band is not less than ((BW (BW ′) + (2 ⁇ SBW)) and not more than ((BW (BW ′) + (4 ⁇ SBW))). Is more preferable.
  • FIG. 38 to 40 show a fifth example of how to set the quantization noise stopband.
  • FIG. 38 shows a wireless device 501 used in the fifth example.
  • the wireless device 501 shown in FIG. 38 is compatible with multi-carrier, and can dynamically change the frequencies (communication bands a to d) used for communication.
  • the digital signal processing unit 21 includes a control unit 135 having a selection unit 135a for selecting a communication band.
  • the selection unit 135a selects one or a plurality of communication bands to be used for communication from the communication bands a to d that can be used for communication.
  • the control unit 135 can change the use band of the RF signal output from the processing unit 24 by controlling the processing unit 24 based on the communication band selected by the selection unit 135a.
  • the ⁇ modulator 25 can convert the value of z based on the above-described equation (3). That is, the ⁇ modulator 25 can change the center frequency of the quantization noise stop band. In other words, the quantization noise stop band can be changed.
  • the control unit 135 performs ⁇ modulation based on the above equation (3) according to the center frequency f 0 (for example, the frequencies fa, fb, fc, fd, etc. in FIG. 40) of the signal input to the ⁇ modulator 25.
  • the center frequency f 0 for example, the frequencies fa, fb, fc, fd, etc. in FIG. 40
  • band-pass ⁇ modulation can be performed on a signal having an arbitrary frequency.
  • cos ⁇ 0 (coefficient a) in the conversion equation (3) according to the center frequency (carrier frequency) f 0 of the RF signal, any frequency can be obtained without changing the sampling frequency fs.
  • Bandpass ⁇ modulation corresponding to f 0 can be performed.
  • the present embodiment is advantageous because the signal processing load in the band-pass ⁇ modulator 25 does not change even when the carrier frequency f 0 is changed.
  • the signal processing load in the band-pass ⁇ modulator 25 depends on the sampling frequency fs determined by the signal bandwidth according to the Nyquist theorem, but the signal bandwidth even when the carrier frequency f 0 is changed. Therefore, it is not necessary to change the sampling frequency fs.
  • the ⁇ modulator is a low-pass type, it is necessary to change the sampling frequency fs in order to cope with a change in the carrier frequency f 0 , and in this respect, the band-pass type is advantageous.
  • control unit 135 can control the processing unit 24 to change the frequency of the RF signal output from the processing unit 24 to an arbitrary frequency and provide the ⁇ modulator 25 with the arbitrary frequency.
  • control unit 135 can also control to change the pass band of the analog filter 532 according to the communication band selected by the selection unit 135a.
  • the bandwidth BW of the RF signal usage band is dynamically changed.
  • the bandwidth of the quantization noise stop band of the ⁇ modulator 25 is changed according to the bandwidth BW of the RF signal that is dynamically changed, the circuit scale of the ⁇ modulator 25 increases. .
  • a bandwidth corresponding to the adjacent channel and the next adjacent channel where power is a problem can be secured.
  • the bandwidth NS_BW of the quantization noise rejection band may be (A_BW + (4 ⁇ SBW)) or more and less than (A_BW ⁇ 5). it can. More preferably, the bandwidth NS_BW of the quantization noise stop band can be (A_BW + (4 ⁇ SBW)) or more and (A_BW + (6 ⁇ SBW)) or less.
  • the bands c and d of the four communication bands a to d that can be used for communication may be selected as used bands, but as shown in FIG.
  • the bandwidth NS_BW of the quantization noise stop band equal to or greater than (A_BW + (4 ⁇ SBW))
  • the adjacent power leakage current becomes a problem regardless of which of the four communication bands a to d is selected.
  • a bandwidth corresponding to the channel and the next adjacent channel can be secured.
  • the frequency range in which the magnitude of leakage power is regulated in the legal regulation or standard that the radio device 501 that radiates the RF signal needs to conform to is the adjacent channel (first adjacent channel: 1stAC).
  • the bandwidth NS_BW of the quantization noise stop band can be ((A_BW + (2 ⁇ SBW)) or more and less than (A_BW ⁇ 3).
  • the bandwidth NS_BW is more preferably ((A_BW + (2 ⁇ SBW)) or more and ((A_BW + (4 ⁇ SBW)) or less).
  • FIG. 41 shows an amplifying device 601 according to the embodiment.
  • the amplifying device 601 is mounted on a radio communication device such as a radio base station device or a radio terminal device in a mobile communication system. Note that the amplifying apparatus 601 may be used for amplifying a received signal.
  • the amplifying device 601 includes a digital signal processing unit (digital signal processing device) 602 that processes a transmission signal, an amplifier (high power amplifier) 603 that amplifies the transmission signal output from the digital signal processing unit 602, and And an analog filter 604.
  • the output of the amplifier 603 passes through the analog filter 604 and is wirelessly transmitted from the antenna 605 of the wireless communication apparatus.
  • the digital signal processing unit 602 includes a baseband unit 23 that outputs a baseband signal (IQ signal) that is a transmission signal, an orthogonal modulator 24 that orthogonally modulates the baseband signal, and a ⁇ modulator 25. . Further, the digital signal processing unit 602 includes a distortion compensation unit 15 that performs distortion compensation of the amplifier 603 based on the output of the amplifier 603.
  • the baseband unit 23 outputs IQ baseband signals (I signal and Q signal) as digital data.
  • the IQ baseband signal output from the baseband unit 23 is subjected to distortion compensation processing by the distortion compensation unit 15.
  • the baseband signals (I ′ signal and Q ′ signal) after distortion compensation are supplied to the quadrature modulator (processing unit) 24.
  • the quadrature modulator 24 modulates a carrier wave (non-modulated wave) according to a change in the baseband signal, and outputs a modulated wave (orthogonal modulated wave) in which the baseband signal is added to the carrier wave. Since the quadrature modulator 24 is configured as a digital quadrature modulator that performs quadrature modulation by digital signal processing, the quadrature modulator 24 modulates in a digital signal format expressed by multi-bit digital data (discrete values). A wave (digital modulation wave; digital RF signal) is output. The output modulated wave is given to the ⁇ modulator 25.
  • the modulator 24 that generates the modulated wave is not limited to the quadrature modulator, and may be a modulator of another method for generating the modulated wave.
  • a normal radio frequency can be adopted as the frequency of the carrier wave.
  • the radio frequency is preferably 30 MHz or more, more preferably 300 MHz or more, and further preferably 1 GHz or more.
  • the signal bandwidth of the modulated wave is not particularly limited, but is preferably a narrow band sufficiently small with respect to the carrier frequency.
  • the signal bandwidth is preferably in the range of 5 MHz to 20 MHz, for example.
  • the ⁇ modulator 25 performs ⁇ modulation on the modulated signal output from the quadrature modulator 24 and outputs a 1-bit quantized signal (pulse signal).
  • the ⁇ modulator 25 may be a low-pass ⁇ modulator, but is preferably a bandpass ⁇ modulator.
  • the center frequency of the bandpass type ⁇ modulator 25 is set to coincide with the frequency of the carrier wave.
  • the quantized signal output from the ⁇ modulator 25 does not have to be 1 bit.
  • the quantized signal output from the ⁇ modulator 25 may be smaller than the number of bits of digital data input to the ⁇ modulator 25.
  • the quantized signal (pulse signal) output from the ⁇ modulator 25 is given to the amplifier 603 side as the output of the digital signal processing unit 602.
  • the amplifier 603 is a digital amplifier.
  • the amplifier 603 of this embodiment is supplied with the quantized signal (pulse signal) output from the ⁇ modulator 25 as an input, and receives an analog signal (analog RF signal) as in a general wireless communication device amplifier. Is not given as.
  • the amplifier 603 not an analog amplifier but a digital amplifier (S-class amplifier) that amplifies a pulse signal can be employed. Digital amplifiers are advantageous because they operate in saturation and are highly efficient.
  • the amplifier 603 may be an analog amplifier.
  • the amplifier 603 outputs an amplified quantized signal (pulse signal).
  • the quantized signal (pulse signal) output from the amplifier 603 is given to the analog filter 604.
  • an analog bandpass filter is used if the ⁇ modulator 25 is a bandpass type, and an analog lowpass filter is used if the ⁇ modulator 25 is a lowpass type.
  • the analog filter 604 is set so as to remove the quantization noise noise-shaped (described later) by the ⁇ modulator 25.
  • the analog filter 604 can generate the modulated wave (continuous wave) of the analog signal from the quantized signal generated by the ⁇ modulator 25. That is, the analog filter 604 generates and outputs an analog RF signal corresponding to the digital RF signal input to the ⁇ modulator 25.
  • the frequency of the pass band of the analog filter 604 is set to the frequency of the generated analog signal (analog modulated wave: analog RF signal).
  • the output of the analog filter 604 (analog modulated wave; analog RF signal) is wirelessly transmitted from the antenna.
  • the quadrature modulator 24, the ⁇ modulator 25, and the distortion compensation unit 15 are configured as a digital circuit that performs digital signal processing. Therefore, it is advantageous that an analog circuit is not used before the amplifier 603 while handling a modulated wave having a high frequency.
  • the ⁇ modulator 25 is the same as the ⁇ modulator 25 described in [1.2 Bandpass ⁇ Modulation].
  • the digital signal processing unit 602 acquires a quantized signal (pulse signal) output from the amplifier 603 for distortion compensation of the amplifier 603.
  • the output signal of the amplifier 603 is detected by the coupler 606 and supplied to the digital signal processing unit 602 via the variable attenuator 607 that adjusts the amplitude of the detection signal of the coupler 606.
  • the signal output from the amplifier 603 is a quantized signal (pulse signal)
  • a complicated analog circuit is not required between the coupler 606 and the digital signal processing unit 602, and the digital signal processing unit 602 has an amplifier output. Can be easily obtained.
  • the digital signal processing unit 602 includes a digital filter (first digital filter) 611, and the output signal (quantized signal) of the amplifier 603 acquired by the digital signal processing unit 602 is provided to the first digital filter 611.
  • the first digital filter 611 has the same filter characteristics as the analog filter 604. Therefore, the first digital filter 611 can perform the same filtering process as the analog filter 604 on the output signal (quantized signal) of the amplifier 603 to output an RF signal (carrier wave). However, unlike the analog filter 604, the first digital filter 611 performs filtering by digital signal processing, so that its output is a digital signal. That is, the output of the first digital filter 611 is a digital RF signal.
  • the digital RF signal output from the first digital filter 611 is provided to the digital quadrature demodulator 613.
  • the digital quadrature demodulator 613 outputs demodulated baseband signals (I ′′ signal, Q ′′ signal).
  • the demodulated baseband signal is given to the distortion compensator 15.
  • the distortion compensation unit (DPD) 15 performs a distortion compensation process on the transmission signal (baseband signal) and outputs a distortion-compensated transmission signal (baseband signal), and the distortion of the amplifier 603.
  • a characteristic estimation unit 15b that estimates the characteristic.
  • the compensation processing unit 15a performs distortion compensation processing so as to cancel the distortion based on the distortion characteristics of the amplifier 603 estimated by the characteristic estimation unit 15b.
  • the characteristic estimation unit 15b includes a baseband signal (I ′′ signal, Q ′′ signal) output from the quadrature demodulator 613 and a baseband signal (I ′) output from the distortion compensation unit 15 (compensation processing unit 15a). Signal, Q ′ signal) and the distortion characteristic is estimated.
  • the characteristic estimation unit 15b is input to the distortion compensation unit 15 (compensation processing unit 15a) instead of the baseband signal (I ′ signal, Q ′ signal) output from the distortion compensation unit 15 (compensation processing unit 15a).
  • Baseband signals (I signal, Q signal) to be used may be used.
  • FIG. 42 shows an amplifying apparatus 601 according to the first modification.
  • the quadrature demodulator 613 of the amplification device 601 shown in FIG. 41 is omitted.
  • the digital RF signal that is the output of the first digital filter 611 is given to the distortion compensation unit 15 (characteristic estimation unit 15b).
  • the description of the first modification and other modifications is omitted in the same way as the amplification device 601 shown in FIG.
  • the characteristic estimation unit 15b compares the digital RF signal output from the digital filter 611 with the digital RF signal output from the quadrature modulator 24, and compares the digital RF signal output from the quadrature modulator 24 with the amplifier 603. Estimate the distortion characteristics.
  • the processing speed of the distortion compensation can be suppressed, whereas the high frequency as in the amplification device 601 according to the first modification example.
  • the quadrature demodulator 613 can be omitted, so that the configuration of the digital signal processing unit 602 can be simplified.
  • FIG. 43 shows an amplifying apparatus 601 according to the second modification.
  • the distortion compensation unit 15 is provided between the quadrature modulator 24 and the ⁇ modulator 25.
  • the orthogonal demodulator 613 is omitted as in the amplification device 601 according to the first modification, and the distortion compensation unit 15 (characteristic estimation unit 15b) has the first digital signal.
  • a digital RF signal that is the output of filter 611 is provided.
  • the characteristic estimation unit 15b includes the digital RF signal output from the digital filter 611 and the digital RF signal output from the compensation processing unit 15a (or output from the quadrature modulator 24). Digital RF signal) and the distortion characteristic of the amplifier 603 is estimated. Then, the compensation processing unit 15 a performs distortion compensation processing on the digital RF signal output from the quadrature modulator 24, and gives the digital RF signal subjected to distortion compensation to the ⁇ modulator 25.
  • FIG. 44 shows an amplifying apparatus 601 according to the third modification.
  • the distortion compensation unit 15 is provided on the output side of the ⁇ modulator 25.
  • the digital filter 611 and the quadrature demodulator 613 in the amplification device 601 shown in FIG. 41 are omitted.
  • the distortion compensation unit 15 (characteristic estimation unit 15b) is given the output (quantized signal; pulse signal) of the amplifier 603 (via the attenuator 607).
  • the quantized signal (pulse signal) acquired by the digital signal processing unit 602 is not converted into an RF signal by the digital filter 611 but is given to the characteristic estimation unit 15b as it is as a quantized signal (pulse signal).
  • the characteristic estimation unit 15b includes the quantized signal that is the output of the amplifier 603 and the quantized signal that is output from the compensation processing unit 15a (or the quantum signal that is output from the ⁇ modulator 25).
  • the distortion characteristics of the amplifier 603 are estimated.
  • the compensation processing unit 15a performs distortion compensation processing on the quantized signal output from the ⁇ modulator 25, and outputs the quantized signal subjected to distortion compensation to the amplifier 603 as an output of the digital signal processing unit 602. give.
  • the compensation processing unit 15a performs distortion compensation processing by adjusting the pulse amplitude or the pulse position of the pulse signal indicating the quantized signal.
  • FIG. 45 shows an amplifying device 601 according to a fourth modification.
  • the distortion compensation unit 15 is provided on the input side of the quadrature modulator 24 as in the amplification device 601 shown in FIG.
  • the digital signal processing unit 602 acquires the output signal of the amplifier 603.
  • the output signal (quantized signal) of the amplifier 603 acquired by the digital signal processing unit 602 is provided to the first digital filter 611.
  • An input signal to the amplifier 603 is given to the second digital filter 612.
  • the first and second digital filters 611 and 612 have the same filter characteristics as the analog filter 604. Therefore, the first and second digital filters 611 and 612 perform the same filtering process as the analog filter 604 on the input / output signal (quantized signal) of the amplifier 603, and output an RF signal (carrier wave). Can do. However, unlike the analog filter 604, the first and second digital filters 611 and 612 perform filtering by digital signal processing, so that their outputs are digital signals. That is, the outputs of the first and second digital filters 611 and 612 are digital RF signals.
  • the digital RF signals output from the first and second digital filters 611 and 612 are supplied to the digital quadrature demodulator 613 and the digital quadrature demodulator 614.
  • Each of the digital quadrature demodulators 613 and 14 outputs a demodulated baseband signal.
  • the demodulated baseband signal is given to the distortion compensator 15.
  • the characteristic estimator 15b of the distortion compensator 15 compares the baseband signal output from the quadrature demodulator 613 with the baseband signal output from the quadrature demodulator 14 to estimate the distortion characteristic.
  • the harmonic emphasizing unit 626 is provided on the output side of the ⁇ modulator 25.
  • This harmonic emphasis unit can perform upsampling ( ⁇ 2) and use the harmonic component of the original signal. Note that the harmonic emphasis unit 626 may be omitted.
  • [Chapter 5] 601 Amplifying device 602 Digital signal processing unit (digital signal processing device) 603 amplifier 604 analog filter 605 antenna 606 coupler 607 variable attenuator 611 first digital filter 612 second digital filter 613 digital quadrature demodulator 614 digital quadrature demodulator 15 distortion compensation unit 15a distortion compensation processing unit 15b characteristic estimation unit 23 baseband unit 24 Quadrature modulator (modulator) 25 ⁇ modulator 626 Harmonic emphasis unit

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Abstract

　所望の周波数用のバンドパスΔΣ変換器を得る。ローパス型ΔΣ変調器のｚ領域モデルにおけるｚを、以下のｚ'に置き換えることでバンドパス型ΔΣ変調器（θ０＝±π／２×ｎを除く；ｎは１以上の整数）を得る。　ｚ'＝ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）　ただし、　ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）は、任意のｚ，θ０について、ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）の絶対値が常に１となる関数　θ０＝２π×（ｆ０／ｆｓ）　ｆｓは、サンプリング周波数　ｆ０は、前記バンドパス型ΔΣ変調器の量子化雑音阻止帯域の中心周波数

Description

バンドパス型ΔΣ変調器の設計方法、バンドパス型ΔΣ変調器、ΔΣ変調器を有する装置、及びΔΣ変調を用いた方法
　本発明は、バンドパス型ΔΣ変調器の設計方法、バンドパス型ΔΣ変調器、ΔΣ変調器を有する装置、及びΔΣ変調を用いた方法に関するものである。
＜第１の背景＞
　ΔΣ変調器は、オーバサンプリング変調の一種であり、一般的には、ＡＤ変換又はＤＡ変換に用いられている技術である（非特許文献１参照）。
　ΔΣ変調では、信号帯域内の量子化雑音を、信号帯域外に移動させて、信号帯域内の量子化雑音を大きく低下させるノイズシェイピング（Ｎｏｉｓｅ　Ｓｈａｐｉｎｇ）が行われる。
　ここで、「ΔΣ変調」という用語は、多くの場合、ローパス型ΔΣ変調を指す。
　ローパス型ΔΣ変調では、低い周波数の量子化雑音が、より高い周波数側に移動して、低い周波数の量子化雑音が減衰するようノイズシェイピングされる。つまり、ローパス型Δ変調では、雑音伝達関数は、低周波数（０Ｈｚ付近）において、通過雑音を阻止する特性を有している。
　ΔΣ変調としては、ローパス型ΔΣ変調以外に、雑音伝達関数が、０Ｈｚよりも大きい周波数において通過雑音を阻止するバンドパス型ΔΣ変調もある。
＜第２の背景＞
　量子化信号を送信するのに適した通信システムとして、光ファイバ通信システムがある。光ファイバ通信システムでは、Ｈｉｇｈ／Ｌｏｗの２値の信号を容易に伝送することができる。
　例えば、図２０に示すように、光ファイバ通信システム１００の光送信機１０１では、送信すべきデジタル電気信号を、電気－光変換器（Ｅ／Ｏ；光リンク）１０１ａにて光信号に変換し、光伝送路（光ファイバ）１０２に送信する。光受信機１０３は、光伝送路１０２から送信されてきた光信号を、光－電気変換器（Ｏ／Ｅ；光リンク）１０３ａにて電気信号に変換することで、デジタル電気信号を取得する。
　一般に、電気－光変換器１０１ａには、レーザダイオードが用いられ、光－電気変換器１０３ａには、フォトダイオードが用いられる。これらの素子１０１ａ，１０３ａは、いずれも入出力特性が十分に線形ではないことが多い。したがって、光ファイバ通信システムは、２値化された値のように段階的な値で量子化された値を伝送するのには使用できるが、アナログ信号のような連続値を伝送するのには、あまり適していない。
　光ファイバ通信システムにおいて、アナログ信号のような連続値を、直接、レーザダイオード１０１ａで光強度変調して、光伝送しようとすると、線形性が良好である特殊な電気－光変換器１０１ａ及び光－電気変換器１０３ａを用いたり、信号の補正をしたりすることが必要で、高価なシステムとなる。
　そのため、多くの場合、アナログ信号を光伝送路（光ファイバ）で伝送する場合であっても、図２１に示すように、光伝送路（光ファイバ）１０２ではデジタル信号のパルス列を伝送する。このために、光送信機１０１では、送信したいアナログ信号を、まず、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）１０１ｂにてデジタル信号に変換する。
　そして、ＡＤ変換器１０１ｂから出力されたパラレルのデジタル信号をシリアルなビット列に変換した上で、そのシリアルなビット列に対応する光信号のパルス列を、電気－光変換器１０１ａにて生成し、光伝送路１０２に送出する。
　光受信機１０３では、受信したパルス列が示すデジタル信号をＤＡ変換器（ＤＡＣ）１０３ｂにてアナログ信号に変換することで、アナログ信号を取得する。
　一方、アナログ信号を光ファイバ通信システムにて伝送するための技術としては、前述のように、アナログ信号を光強度変調して伝送する方式のほか、アナログ信号をパルス幅変調して伝送するパルス幅変調方式（ＰＷＭ；Ｐｌｕｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）がある。
　パルス幅変調方式は、パルス幅によってアナログ信号の波形を表すものであり、光伝送路には、パルス列が伝送されるため、伝送系における非線形性の影響を受けにくくなる。
＜第３の背景＞
　テレビ受信機又はラジオ受信機のような無線放送受信機は、世界中で、広く普及している。このため、テレビ放送などの無線放送は、情報発信のための手段として、非常に魅力がある。
　しかし、無線放送受信機で受信可能な無線放送サービスを提供するには、大規模な無線放送設備が必要である。
　一般的に、放送設備としては、放送機（放送用送信機）及び送信アンテナが必要である。放送機は、映像信号又は音声信号を搬送波に載せて、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号とする。ＲＦ信号は、高出力の増幅器にて出力され、送信アンテナから、電波として放射される。
　電波として空間に放射されたＲＦ信号は、受信アンテナを介して、テレビ受信機のよう無線放送受信機にて受信される。
＜第４の背景＞
　高出力増幅器（High Power Amplifier、以下、「ＨＰＡ」という）などの増幅器を用いて、電力を増幅する場合、増幅器の非線形な歪特性のため、所望の入出力特性を得ることができない。そこで、増幅器の歪を補償するため、歪補償処理が行われる（特許文献１参照）。
　歪補償処理としては、ＤＰＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　ＰｒｅＤｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）のように、デジタル信号処理によって行われるものがある。
特開２００９－１９４４３２号公報
和保　孝雄、安田　明　監訳（原著者　Richard Schreier, Gabor C. Temes）ΔΣ型アナログ／デジタル変換器入門（Understanding Delta-Sigma Data Converters）、丸善株式会社、２００７
＜第１の課題＞
　第１の背景に関し、非特許文献１によれば、ローパス型ΔΣ変調器のｚ領域モデルに対して、ｚ→－ｚ２の変換を行うことで、ローパス型ΔΣ変調器を、バンドパス型ΔΣ変調器に変換できる。
　しかし、ｚ→－ｚ２の変換式を用いても、サンプリング周波数ｆｓの１／４の周波数で動作するｆｓ／４バンドパス型ΔΣ変調器（量子化雑音阻止帯域の中心周波数ｆ０がｆｓ／４であるバンドパス型ΔΣ変調器）しか得られない。
　つまり、ｚ→－ｚ２の変換式を用いて得たバンドパス型ΔΣ変調器は、処理対象の信号の帯域の中心周波数ｆ０が、サンプリング周波数ｆｓの１／４の周波数であるものに限られる。
　そして、非特許文献１には、サンプリング周波数ｆｓの１／４の周波数以外の周波数ｆ０用のバンドパス型ΔΣ変調器の構造は全く開示されていない。当然ながら、サンプリング周波数ｆｓの１／４以外の任意の周波数ｆ０用のバンドパス型ΔΣ変調器をどのようにして設計すればよいのか、についても全く開示されていない。
　そこで、第１の背景に対する課題（第１の課題）は、所望の周波数ｆ０用のバンドパス型ΔΣ変調器を得ることである。
＜第２の課題＞
　第２の背景に関し、アナログ信号をＰＷＭ変調する場合、パルス幅でアナログ信号の振幅を表現するため、適切な精度で変調しようとすると、アナログ信号の周波数よりも非常に高いサンプリング速度（例えば、アナログ信号の周波数の１２８倍）が必要となるという欠点を有している。
　この欠点は、アナログ信号が比較的周波数の低い信号（例えば、音声信号）である場合には、あまり問題とならない。
　しかし、アナログ信号が、無線周波数（ＲＦ；Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号などのように搬送波（無変調波）を送信信号で変調した変調波の場合、搬送波自体の周波数が非常に高いため、大きな問題となる。
　例えば、移動体通信の分野では、１ＧＨｚ程度の無線周波数（搬送波周波数）が用いられることがある。１ＧＨｚの無線周波数信号（ＲＦ信号）に対してパルス幅変調を行おうとすると、無線周波数（１ＧＨｚ）の１２８倍の１２８ＧＳ／ｓという、非常に高速なサンプリング速度が要求されることになる。これほどの高速な速度でサンプリングして伝送することは、実用化という観点からは、非現実的である。
　そこで、第２の背景に対する課題（第２の課題）は、サンプリング速度を抑えつつ、変調波を伝送することである。
＜第３の課題＞
　第１の背景に関し、前述のように、非特許文献１には、サンプリング周波数ｆｓの１／４の周波数以外の周波数ｆ０用のバンドパス型ΔΣ変調器の構造は全く開示されていない。
　このため、例えば、無線周波数の搬送波の送信にバンドパス型ΔΣ変調器を用いようとしても、上記バンドパス型ΔΣ変調器では、上記のように、処理対象となる周波数が制限されるので、任意の搬送波周波数での信号送信を行うことができない。
　そこで、第１の背景に対する他の課題（第３の課題）は、所望の搬送波周波数の変調波にバンドパス型ΔΣ変調を行うことができる送信機、及びこれを搭載した移動体、信号処理装置を提供することである。
＜第４の課題＞
　第３の背景に関し、放送設備は、安定動作のために二重系に構成される等の理由により、大規模なシステムとして構成される。
　放送サービスを多くの地域・国において提供するには、そのような大規模な放送設備を各地域・国に設置する必要があり、莫大な費用を要する。また、放送設備の維持・管理にも多額の費用が生じる。
　これまでの放送サービスは、そのサービス提供のために、多額の費用を要するという問題があった。
　本発明者の一人は、この問題が、ＲＦ信号という高周波のアナログ信号を扱うことに起因していることに気付いた。
　そこで、第３の背景に対する課題（第４の課題）は、従来とは異なるやり方で、ＲＦ信号の伝送又は放送を行うことである。
＜第５の課題＞
　第１の背景に関し、ΔΣ変調において、オーバサンプリング比（ＯＳＲ）は、次のように定義される。
　ＯＳＲ＝ｆｓ／（２×ＢＷ）
　　ｆｓ：サンプリング周波数
　　ＢＷ：信号周波数帯域
　したがって、処理対象となる信号の周波数帯域ｆｓと、所望のオーバサンプリング比（例えば、ＯＳＲ＝５０）とが決まると、ΔΣ変調のサンプリング周波数ｆｓを決定することができる。
　ここで、本発明者は、無線波として送信されるＲＦ信号に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うという着想を得た。無線波として送信されるＲＦ信号に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うことで、ＲＦ信号をデジタル信号として扱うのが容易になる。
　ＲＦ信号に対してバンドパス型ΔΣ変調を行う場合も、ＲＦ信号の周波数帯域ｆｓとオーバサンプリング比とが決まると、サンプリング周波数ｆｓを決定することができる。
　ここで、サンプリング周波数ｆｓが高くなると、ΔΣ変調器及びその周辺の回路がコスト高となる。例えば、移動体通信では、信号の帯域幅が数ＭＨｚから数十ＭＨｚになることがあるため、サンプリング周波数ｆｓは、できるだけ低く抑えたいところである。
　サンプリング周波数ｆｓを低く抑えるには、サンプリング周波数ｆｓ＝ＯＳＲ×（２×ＢＷ）とすればよいが、ΔΣ変調のサンプリング周波数ｆｓを低く抑えると、信号帯域外へ漏れ出る漏洩電力が問題となることを本発明者は見出した。
　すなわち、無線波では、信号帯域外へ漏れ出る漏洩電力が問題となることがあるため、法的規制又は規格において、信号帯域外の漏洩電力の大きさが規制されることが多い。これは、信号帯域外への漏洩電力が大きくなると、隣接チャネルへの妨害となるためである。
　一方、ΔΣ変調では、信号帯域内の量子化雑音を信号帯域外に移動させるため、信号帯域外においても量子化雑音による電力が比較的大きくなり易い。
　したがって、ＲＦ信号に対してΔΣ変調を行うと、信号帯域外の量子化雑音が漏洩電力を増大させるおそれがある。
　そこで、第１の背景に対する他の課題（第５の課題）は、無線波として送信されるＲＦ信号に対してバンドパス型ΔΣ変調を行う場合において、量子化雑音が漏洩電力を増大させるのを抑制することである。
＜第６の課題＞
　第４の背景に関し、歪補償は、増幅器の出力を必要とするため、デジタル信号処理によって歪補償を行う場合であっても、アナログ信号である増幅器出力を取得する必要がある。
　アナログ信号である増幅器出力を取得するには、増幅器出力をモニターするアナログ回路（カプラ、ローノイズ増幅器、復調器、及びアナログフィルタなどのアナログ素子を含む高周波回路）及びＡＤ変換器が必要とされる。このような回路は、無線受信機におけるＲＦ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）部と同等のものであり、回路規模を大きくしてしまう。
　そこで、第４の背景に関する課題（第６の課題）は、増幅器の出力を複雑なアナログ信号処理を行うことなく取得できるようにすることである。
＜第１の課題を解決するための手段＞
（１－１）第１の課題に関して、一の観点からみた本発明は、ローパス型ΔΣ変調器のｚ領域モデルにおけるｚを、以下のｚ’に置き換えることでバンドパス型ΔΣ変調器（θ０＝±π／２×ｎを除く；ｎは１以上の整数）を得ることを特徴とするバンドパス型ΔΣ変調器の設計方法である。
　ｚ’＝ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）
　ただし、
　ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）は、任意のｚ，θ０について、ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）の絶対値が常に１となる関数
　θ０＝２π×（ｆ０／ｆｓ）
　ｆｓは、サンプリング周波数
　ｆ０は、前記バンドパス型ΔΣ変調器の量子化雑音阻止帯域の中心周波数
　上記の設計方法によれば、所望の周波数ｆ０用のバンドパス型ΔΣ変調器を得ることができる。
（１－２）ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）は、一方の辺の値が１又は－１である恒等式における他方の辺の式であり、前記恒等式は、以下の式を変形することで得られたものであるのが好ましい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
（１－３）ｚ’は、以下の式で表されるのが好ましい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
（１－４）ｚ’は、以下の式で表されるのが好ましい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
（１－５）ｚ’は、以下の式で表されるのが好ましい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
（１－６）ｚ’は、以下の式で表されるのが好ましい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
（１－７）第１の課題に関して、他の観点からみた本発明は、ローパス型ΔΣ変調器のｚ領域モデルにおけるｚを、以下のｚ’に置き換えて得られたバンドパス型ΔΣ変調器（θ０＝±π／２×ｎを除く；ｎは１以上の整数）である。
　ｚ’＝ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）
　ただし、
　ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）は、任意のｚ，θ０について、ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）の絶対値が常に１となる関数
　θ０＝２π×（ｆ０／ｆｓ）
　ｆｓは、サンプリング周波数
　ｆ０は、前記バンドパス型ΔΣ変調器の量子化雑音阻止帯域の中心周波数
＜第２の課題を解決するための手段＞
（２－１）第２の課題に関して、一の観点からみた本発明は、無変調波に送信信号が付加された変調波を、信号伝送路に対して送信する送信機であって、前記変調波に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うバンドパス型ΔΣ変調器と、前記バンドパス型ΔΣ変調器から出力された量子化信号を前記変調波として前記信号伝送路に出力する出力部と、を備えていることを特徴とする送信機である。変調波に対してバンドパス型ΔΣ変調を行う場合には、変調波の信号帯域に対して十分大きなサンプリング周波数であればよいため、変調波の周波数（無変調波の周波数）が大きくても、サンプリング速度をさほど大きくする必要がない。
（２－２）前記無変調波の周波数は、以下の式を満たすように設定されているのが好ましい。
　　ｆ０’＝ｆ０－ｎ×ｆｓ
　ただし、
　　ｆ０　 ：受信機側の受信周波数
　　ｆｓ　：前記バンドパス型ΔΣ変調器のサンプリング周波数
　　ｆ０’ ：前記無変調波の周波数
　　ｎ　　：整数
（２－３）前記ｎが、絶対値が１以上の整数であるのが好ましい。この場合、受信機側の受信周波数ｆ０をサンプリング周波数ｆｓよりも大きくすることができる。
（２－４）前記バンドパス型ΔΣ変調器に与えられる前記変調波の信号帯域を拡張する帯域拡張部を更に備えているのが好ましい。この場合、帯域を拡張することで、サンプリング周波数を高く設定することができる。
（２－５）前記帯域拡張部は、前記変調波の信号帯域外にゼロ信号を挿入することで、前記変調波の帯域を拡張するのが好ましい。この場合、容易に帯域を拡張できる。
（２－６）前記変調波をデジタル信号処理によって生成するデジタル変調部を更に備え、前記バンドパス型ΔΣ変調器には、前記デジタル変調部によって生成されたデジタル変調波が与えられるのが好ましい。この場合、変調波の生成及び量子化信号の生成をともにデジタル信号処理によって行える。
（２－７）前記デジタル変調部は、デジタル直交変調部であるのが好ましい。
（２－８）前記変調波は、無線周波数の変調波であるのが好ましい。
（２－９）他の観点からみた本発明は、信号伝送路から送信されてきた信号を受信する受信機であって、無変調波に送信信号が付加された変調波に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うことで生成された量子化信号を、前記信号伝送路から受信する入力部と、前記入力部によって受信した量子化信号が、入力として与えられるアナログバンドパスフィルタと、を備えていることを特徴とする受信機である。変調波に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うことで生成された量子化信号をアナログバンドパスフィルタを通過させることで、アナログの変調波を得ることができる。
（２－１０）前記アナログバンドパスフィルタは、以下の式を満たすように設定されているのが好ましい。
　　ｆｃ＝ｆ０’＋ｎ×ｆｓ
　ただし、
　　ｆｃ　 ：アナログバンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数
　　ｆｓ　：前記ΔΣ変調器のサンプリング周波数
　　ｆ０’ ：前記無変調波の周波数
　　ｎ　　：整数
（２－１１）前記ｎは、絶対値が１以上の整数であるのが好ましい。
（２－１２）前記変調波を処理するアナログ回路を更に備え、前記アナログバンドパスフィルタの出力は、前記アナログ回路に与えられるのが好ましい。
（２－１３）無線波を出力するアンテナを備え、前記アンテナは、前記アナログバンドパスフィルタの機能を兼ねているのが好ましい。この場合、アナログバンドパスフィルタを省略することが可能である。
（２－１４）他の観点からみた本発明は、前記（２－１）～（２－８）のいずれか１項に記載の送信機と、前記（２－９）～（２－１３）のいずれか１項に記載の受信機と、を備えた通信システムである。
（２－１５）他の観点からみた本発明は、基地局本体と、基地局本体に信号伝送路を介して接続されたリモートレディオヘッドと、を備えた無線基地局装置であって、前記基地局本体は、前記（２－１）～（２－８）のいずれか１項に記載の送信機を備え、前記リモートレディオヘッドは、前記（２－９）～（２－１３）のいずれか１項に記載の受信機を備えている無線基地局装置である。
＜第３の課題を解決するための手段＞
（３－１）第３の課題に関し、一の観点からみた本発明は、搬送波に送信信号が付加された変調波を送信する送信機であって、前記変調波に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うバンドパス型ΔΣ変調器と、前記バンドパス型ΔΣ変調器から出力された量子化信号を送信する送信部（出力部）と、を備えた送信機である。送信機は、前記変調波の周波数帯域が、前記バンドパス型ΔΣ変調器が行うΔΣ変調の量子化雑音阻止帯域に含まれるように、前記バンドパス型ΔΣ変調器を制御する制御部を更に備えている。
　上記構成の送信機によれば、変調波の周波数帯域がΔΣ変調の量子化雑音阻止帯域に含まれるように、制御部がバンドパス型ΔΣ変調器を制御するので、所望の搬送波周波数の変調波にバンドパス型ΔΣ変調を行うことができる。
　また、上記構成の送信機によれば、制御部が、変調波の周波数帯域がΔΣ変調の量子化雑音阻止帯域に含まれるように、バンドパス型ΔΣ変調器を制御するので、送信部は、周波数変換することなく、ΔΣ変調器が出力する量子化信号から変調波を取り出して送信することができる。
（３－２）上記送信機において、前記送信信号は、無線周波数の変調波であることが好ましい。
（３－３）前記制御部は、前記搬送波の周波数を決定する機能をさらに備えていることが好ましい。この場合、搬送波の周波数の決定、及び、これに応じたΔΣ変調の量子化雑音阻止帯域の中心周波数の制御を制御部にて集約して行うことができる。
（３－４）なお、前記搬送波の周波数は、前記バンドパス型ΔΣ変調器のサンプリング周波数の範囲内で設定されることが好ましい。
（３－５）上記搬送波の周波数が第三者に認知されると、通信の傍受等、通信の秘匿性を著しく低下させる。このため、上記送信機において、揮発性の記憶部をさらに備え、前記記憶部は、前記搬送波の周波数を示す周波数情報を記憶可能に構成されていてもよい。
　この場合、記憶部に供給される電力が絶たれると、記憶されていた周波数情報が消去されるので、例えば、リバースエンジニアリングによって、周波数情報が認知されるのを極力防止でき、通信の秘匿性を維持することができる。
（３－６）また、上記送信機において、前記制御部は、予め定められた複数の周波数の中から周波数ホッピングによって前記搬送波の周波数を決定する機能をさらに備えていることが好ましい。
　上記送信機において、送信部は、周波数変換することなくΔΣ変調器が出力する量子化信号から変調波を取り出して送信することができるので、制御部が搬送波の周波数を決定することでその設定の自由度が高められる。これにより、より広範な範囲の中から前記複数の周波数情報を設定することができる。この結果、例えば、搬送波の周波数の設定にその設定帯域幅が制限されるＶＣＯを用いた場合と比較して、搬送波の周波数をより広帯域に拡散させることができ、耐障害性が高く、かつ通信の秘匿性に優れた周波数ホッピングを実現することができる。
（３－７）さらに、前記記憶部は、前記複数の周波数情報、及び周波数ホッピングのホッピングパターンに関するパターン情報を記憶可能に構成されている場合には、前記制御部は、前記記憶部に記憶された前記複数の周波数情報、及び前記パターン情報を参照することで前記搬送波の周波数を決定するものであってもよい。
　この場合も上記同様、記憶部に供給される電力が絶たれると、記憶されていた複数の周波数情報及びホッピングパターンが消去されるので、通信の秘匿性を維持することができる。
（３－８）また、第３の課題に関し、他の観点からみた本発明は、情報を送信する送信機を備えた移動可能な移動体であって、前記送信機は、上記（３－１）～（３－７）に記載の送信機であることを特徴としている。
　上記構成の移動体によれば、情報送信において、所望の搬送波周波数の変調波にバンドパス型ΔΣ変調を行うことができる。
（３－９）また、第３の課題に関し、他の観点からみた本発明は、搬送波に送信信号が付加された変調波に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うバンドパス型ΔΣ変調器と、前記変調波の周波数帯域が前記バンドパス型ΔΣ変調器が行うΔΣ変調の量子化雑音阻止帯域に含まれるように、前記バンドパス型ΔΣ変調器を制御する制御部と、を備えていることを特徴とする信号処理装置である。
　上記構成の信号処理装置によれば、情報送信において、所望の搬送波周波数の変調波にバンドパス型ΔΣ変調を行うことができる。
＜第４の課題を解決するための手段＞
（４－１）第４の課題に関し、一の観点からみた本発明は、信号伝送路に信号を送信する第１装置と、前記信号伝送路から信号を受信する第２装置と、を備え、前記第１装置は、ＲＦ信号に対してΔΣ変調を行って量子化信号を出力するΔΣ変調器と、前記ΔΣ変調器から出力された前記量子化信号を前記信号伝送路に送信する送信部と、を備え、前記第２装置は、前記量子化信号を前記信号伝送路から受信する受信部と、前記受信部にて受信した前記量子化信号を保存するバッファと、バッファに保存された量子化信号を出力する出力部と、を備えていることを特徴とするＲＦ信号伝送システムである。
　上記のＲＦ信号伝送システムに係る本発明によれば、ΔΣ変調によってＲＦ信号が量子化信号に変換される。したがって、量子化信号となったＲＦ信号を、デジタル信号として信号伝送路を伝送することができる。また、量子化信号を受信する第２装置では、バッファを備えているため、信号伝送路における伝送速度に関係なく、量子化信号を必要な速度で出力することができる。
（４－２）前記送信部は、情報を送信可能に構成され、前記送信部が送信する前記情報は、前記ΔΣ変調器が出力した量子化信号の信号波形を再現するために前記第２装置において用いられる情報を含んでいるのが好ましい。この場合、第２装置は、ΔΣ変調器が出力した量子化信号の信号波形を再現するために用いられる情報を取得できるため、当該情報を予め知っておく必要がない。
（４－３）前記送信部は、前記量子化信号をパケット化して前記信号伝送路に出力し、前記受信部は、パケット化された前記量子化信号を受信し、デパケット化するのが好ましい。量子化信号がパケット化されることで、パケット通信が行われる信号伝送路（例えば、インターネット）を経由することが可能となる。
（４－４）前記信号伝送路は、有線の信号伝送路であるのが好ましい。ＲＦ信号を扱いつつも、信号伝送路が有線であることで、電波に関する法的な規制を受けない。
（４－５）前記出力部は、前記量子化信号を、ＲＦ信号を受信する受信機に対して出力するのが好ましい。この場合、受信機には、量子化信号が、ＲＦ信号として与えられる。
（４－６）前記第２装置は、ＲＦ信号を電波として空間に放射するアンテナを更に備え、前記第２装置は、前記出力部から出力された前記量子化信号を、前記アンテナによって電波として放射されるＲＦ信号として用いるのが好ましい。この場合、第２装置は、信号伝送路を介して送信されてきたＲＦ信号を電波として放射することができる。
（４－７）前記ＲＦ信号は、映像信号のＲＦ信号を含むのが好ましい。
（４－８）前記ＲＦ信号は、デジタルテレビ放送のためのＲＦ信号であるのが好ましい。
（４－９）ΔΣ変調器は、バンドパス型ΔΣ変調器であるのが好ましい。
（４－１０）第４の課題に関し、他の観点からみた本発明は、ＲＦ信号をΔΣ変調して得られた量子化信号を、信号伝送路から受信する受信部と、前記受信部にて受信した量子化信号を保存するバッファと、前記バッファに保存された前記量子化信号を、ＲＦ信号を含む信号として出力する出力部と、を備えていることを特徴とする信号出力装置である。
（４－１１）第４の課題に関し、さらに他の観点からみた本発明は、ＲＦ信号を受信する受信機と、前記（１０）項記載の信号出力装置と、を備え、前記信号出力装置は、前記受信機に対して、前記量子化信号を出力することを特徴とする受信システムである。
（４－１２）第４の課題に関し、さらに他の観点からみた本発明は、ＲＦ信号の伝送方法であって、ＲＦ信号をΔΣ変調して得られた量子化信号を信号伝送路に送信するステップと、前記量子化信号を前記信号伝送路から受信するステップと、受信した量子化信号をバッファに保存するステップと、前記バッファに保存された量子化信号を、ＲＦ信号を受信する受信機に対して出力するステップと、を含むことを特徴とするＲＦ信号の伝送方法である。
（４－１３）第４の課題に関し、さらに他の観点からみた本発明は、信号伝送路に信号を送信する送信装置と、１又は複数の放送設備と、を備え、前記送信装置は、放送用ＲＦ信号に対してΔΣ変調を行って量子化信号を出力するΔΣ変調器と、前記ΔΣ変調器から出力された前記量子化信号を前記信号伝送路に送信する第１送信部と、を備え、前記放送設備は、放送用ＲＦ信号を電波として空間に放射するアンテナと、前記アンテナに放送用ＲＦ信号を出力する放送機と、を備え、前記放送機は、前記量子化信号を前記信号伝送路から受信する受信部と、前記受信部にて受信した前記量子化信号を、前記放送用ＲＦ信号として、前記アンテナに出力する第２送信部と、を備えていることを特徴とする放送システムである。
　上記放送システムに係る本発明によれば、ΔΣ変調によって放送用ＲＦ信号が量子化信号に変換される。したがって、量子化信号となった放送用ＲＦ信号を、デジタル信号として信号伝送路を伝送することができる。
　放送機では、受信した量子化信号を放送用ＲＦ信号を、アンテナから電波として放射させることができる。
（４－１４）前記放送機は、前記受信部にて受信した前記量子化信号を保存するバッファをさらに備え、前記第２送信部は、前記バッファに保存された前記量子化信号を、前記放送用ＲＦ信号として、前記アンテナに出力するのが好ましい。放送機が、バッファを備えているため、放送機は、信号伝送路における伝送速度に関係なく、量子化信号を必要な速度で出力することができる。
（４－１５）前記第１送信部は、情報を送信可能に構成され、前記第１送信部が送信する前記情報は、前記ΔΣ変調器が出力した量子化信号の信号波形を再現するために前記放送機において用いられる情報を含んでいるのが好ましい。
　この場合、放送機は、ΔΣ変調器が出力した量子化信号の信号波形を再現するために用いられる情報を取得できるため、当該情報を予め知っておく必要がない。
（４－１６）前記第１送信部は、前記量子化信号をパケット化して前記信号伝送路に送信し、前記受信部は、パケット化された前記量子化信号を受信し、デパケット化するのが好ましい。量子化信号がパケット化されることで、パケット通信が行われる信号伝送路（例えば、インターネット）を経由することが可能となる。
（４－１７）ΔΣ変調器は、バンドパス型ΔΣ変調器であるのが好ましい。
（４－１８）第４の課題に関し、さらに他の観点からみた本発明は、放送用ＲＦ信号をΔΣ変調して得られた量子化信号を、信号伝送路から受信する受信部と、前記受信部にて受信した前記量子化信号を、前記放送用ＲＦ信号として、アンテナに出力する送信部と、を備えていることを特徴とする放送機である。
（４－１９）第４の課題に関し、さらに他の観点からみた本発明は、前記（１６）項記載の放送機と、前記送信機の前記送信部から出力された前記量子化信号を空間に放射するアンテナと、を備えていることを特徴とする放送設備である。
（４－２０）第４の課題に関し、さらに他の観点から見た本発明は、放送用ＲＦ信号をΔΣ変調して量子化信号を得るステップと、前記量子化信号を放送機に送信するステップと、前記放送機が、受信した前記量子化信号を、放送用ＲＦ信号として、アンテナに出力するステップと、を含む放送方法である。
＜第５の課題を解決するための手段＞
（５－１）第５の課題に関し、一の観点からみた本発明は、無線波として送信されるＲＦ信号に対する処理を行う信号処理装置であって、前記ＲＦ信号に対するバンドパス型ΔΣ変調を行うバンドパス型ΔΣ変調器を備え、前記バンドパス型ΔΣ変調器の量子化雑音阻止帯域は、前記ＲＦ信号の使用帯域を含み、かつ、前記ＲＦ信号の使用帯域よりも広い帯域幅を有していることを特徴とする信号処理装置である。
　上記本発明によれば、無線波として送信されるＲＦ信号に対してバンドパス型ΔΣ変調を行っても、量子化雑音阻止帯域がＲＦ信号の使用帯域よりも広い帯域幅を有しているため、ＲＦ信号の使用帯域の近傍においては、量子化雑音が少なくなり、量子化雑音が漏洩電力を増大させるのを抑制することができる。
（５－２）前記ＲＦ信号は、使用帯域が複数の通信帯域に跨っており、前記量子化雑音阻止帯域は、前記ＲＦ信号の使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネルを包含する最小の帯域幅よりも狭い帯域幅を有しているのが好ましい。
　ＲＦ信号の使用帯域の隣接チャネル及び次隣接チャネルへの漏洩電力が問題となる場合には、量子化雑音阻止帯域は、ＲＦ信号の使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネルを包含する帯域よりも広い帯域であるべきである。
　しかし、複数の通信帯域それぞれでみれば、量子化雑音阻止帯域を、ＲＦ信号の使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネルを包含する最小の帯域幅よりも狭い帯域幅とすることができる。これにより、サンプリングレートを低く抑えることが可能となる。
（５－３）前記複数の通信帯域それぞれを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域の両側の隣接チャネル全てを包含する帯域幅を有しているのが好ましい。この場合、量子化雑音が、隣接チャネルへの漏洩電力となるのを防止できる。
（５－４）前記量子化雑音阻止帯域は、前記複数の通信帯域それぞれを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネル全てを包含する帯域幅を有しているのが好ましい。この場合、量子化雑音が、隣接チャネル及び次隣接チャネルへの漏洩電力となるのを防止できる。
（５－５）前記量子化雑音阻止帯域は、前記複数の通信帯域それぞれを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネル全てを包含する最小の基本帯域の両側それぞれに一つの前記通信帯域分の付加帯域を確保した帯域幅以下の帯域幅を有しているのが好ましい。この場合、隣接チャネル及び次隣接チャネルへの漏洩電力となるのを防止ししつつ、量子化雑音阻止帯域がさほど広くなりすぎず、サンプリングレートを抑えることができる。
（５－６）１又は複数の通信帯域の中から、前記ＲＦ信号の使用帯域を選択する帯域選択部を更に備え、前記量子化雑音阻止帯域は、前記複数の通信帯域全てを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネルを包含する最小の帯域よりも狭い帯域幅を有しているのが好ましい。この場合、量子化雑音阻止帯域が広くなりすぎず、サンプリングレートを抑えることができる。
（５－７）前記量子化雑音阻止帯域は、前記複数の通信帯域それぞれを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネル全てを包含する帯域幅を有しているのが好ましい。この場合、いずれの通信帯域が選択されても、量子化雑音が、隣接チャネル及び次隣接チャネルへの漏洩電力となることを防止できる。
（５－８）前記量子化雑音阻止帯域は、前記ＲＦ信号の使用帯域の両側の隣接チャネルを包含する帯域幅を有しているのが好ましい。この場合、量子化雑音が、隣接チャネルへの漏洩電力となることを防止できる。
（５－９）前記量子化雑音阻止帯域は、前記ＲＦ信号の使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネルを包含する帯域幅を有しているのが好ましい。この場合、量子化雑音が、隣接チャネル及び次隣接チャネルへの漏洩電力となることを防止できる。
（５－１０）他の観点からみた本発明は、前記（５－１）～（５－９）のいずれか１項に記載の信号処理装置を、ＲＦ信号に対する処理のために備えた無線機である。
（５－１１）前記信号処理装置における前記量子化雑音阻止帯域は、前記無線機が適合することを要する法的規制又は規格において漏洩電力の大きさが規制される帯域幅以上の帯域幅を有しているのが好ましい。
＜第６の課題を解決するための手段＞
（６－１）第６の課題に関し、一の観点からみた本発明は、増幅器と、前記増幅器によって増幅されるべき信号を出力するデジタル信号処理部と、前記増幅器の出力側に設けられたアナログフィルタと、を備え、前記デジタル信号処理部は、前記増幅器の出力に基づいて、前記増幅器の歪補償を行う歪補償部と、前記増幅器によって増幅されるべき信号に対してΔΣ変調を行って量子化信号を出力するΔΣ変調部と、を備え、前記増幅器は、前記量子化信号を増幅し、前記アナログフィルタは、前記量子化信号からアナログ信号を生成し、前記デジタル信号処理部は、前記歪補償部による歪補償のために、前記増幅器から出力された量子化信号を取得することを特徴とする増幅装置である。
　上記本発明によれば、歪補償部を備えるデジタル信号処理部は、歪補償部による歪補償のために、増幅器から出力された量子化信号を取得するため、増幅器の出力を複雑なアナログ信号処理を行うことなく取得することができる。
（６－２）前記増幅器は、デジタル増幅器であるのが好ましい。この場合、電力効率が良くなる。
（６－３）前記デジタル信号処理部は、前記アナログフィルタと同じ特性を持つデジタルフィルタを更に備え、前記デジタルフィルタは、前記デジタル信号処理部が取得した前記量子化信号に対してフィルタリングを行い、前記歪補償部は、前記デジタルフィルタの出力に基づいて、歪補償を行うのが好ましい。デジタル信号処理部が、アナログ信号を生成するアナログフィルタと同じ特性を持つデジタルフィルタを持つことで、デジタル信号処理部は、アナログフィルタから出力されるアナログ信号に対応するデジタル信号を得ることができる。
（６－４）前記デジタル信号処理部は、前記デジタルフィルタの出力を復調する復調部を更に備え、前記歪補償部は、前記復調部の出力に基づいて、歪補償を行うのが好ましい。この場合、復調（直交復調など）もデジタル信号処理部で行える。また、復調することで、搬送波のような高周波を扱う必要がなくなり、デジタル信号処理部における処理速度を抑えることができる。
（６－５）前記ΔΣ変調器は、バンドパス型ΔΣ変調器であるのが好ましい。バンドパス型ΔΣ変調器は、無線周波数信号のような高周波を扱う際に有利である。
（６－６）前記アナログ信号は、無線周波数信号であるのが好ましい。
（６－７）第６の課題に関し、他の観点からみた本発明は、増幅器によって増幅されるべき信号を出力するデジタル信号処理装置であって、前記増幅器の出力に基づいて、前記増幅器の歪補償を行う歪補償部と、前記増幅器によって増幅されるべき信号に対してΔΣ変調を行って量子化信号を出力するΔΣ変調部と、を備え、前記歪補償部による歪補償のために、前記増幅器から出力された量子化信号を取得するよう構成されていることを特徴とするデジタル信号処理装置である。
（６－８）第６の課題に関し、さらに他の観点からみた本発明は、前記（６－１）～（６－６）のいずれか１項に記載の増幅装置を通信信号の増幅のために備えた無線通信装置である。
実施形態に係る通信システムの構成図である。 ΔΣ変調器の構成図である。 １次ローパス型ΔΣ変調器である。 （ａ）はローパス型ΔΣ変調器の出力スペクトルであり、（ｂ）はバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトルである。 （ａ）はローパス型ΔΣ変調器の出力スペクトルであり、（ｂ）はバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトルである。 （ａ）はローパス型ΔΣ変調器の出力スペクトルであり、（ｂ）はバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトルである。 （ａ）はローパス型ΔΣ変調器の動作を示す極座標であり、（ｂ）はバンドパス型ΔΣ変調器の動作を示す極座標である。 １次ローパス型ΔΣ変調器から変換して得られた２次バンドパス型ΔΣ変調器である。 ＣＲＦＢ構造のローパス型ΔΣ変調器である。 ＣＲＦＢ構造のローパス型ΔΣ変調器から変換して得られたバンドパス型ΔΣ変調器である。 θ０＝π／４用のバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトラム波形図である。 θ０＝３π／４用のバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトラム波形図である。 θ０＝５π／４用のバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトラム波形図である。 θ０＝７π／４用のバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトラム波形図である。 送信機に帯域拡張部を有する通信システムの構成図である。 拡張された信号帯域の説明図である。 拡張された信号帯域とバンドパスフィルタの通過特性を示す図である。 主信号成分と高調波成分を示す図である。 無線基地局装置を示す図である。 従来の光ファイバ通信システムの構成図である。 従来の光ファイバ通信システムの構成図である。 本発明の一実施形態に係る送信機を示すブロック図である。 変調処理部における信号の周波数変換機能を説明するための図である。 （ａ）は、周波数ホッピングを適用したときのΔΣ変調器による出力の周波数スペクトルの波形図の一例であり、（ｂ）は、（ａ）における搬送波周波数近傍の帯域を拡大した図である。 本実施形態の送信機を搭載した、遠隔制御によって操縦可能な飛行機を示す図である。 ＶＣＯを用いた無線送信機の構成を示すブロック図である。 実施形態に係る放送システムの構成図である。 放送設備（親設備）の構成図である。 信号出力装置の構成図である。 放送設備（子設備）の構成図である。 帯域拡張部を有する放送設備の構成図である。 ΔΣ変調器を有する無線機の構成図である。 （ａ）はバンドパス型ΔΣ変調器の雑音伝達関数と信号伝達関数の特性図であり、（ｂ）はＲＦ信号の漏洩電力を示す出力スペクトラムである。 量子化雑音阻止帯域の第１例を示すバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトラムである。 量子化雑音阻止帯域の第２例を示すバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトラムである。 （ａ）は、量子化雑音阻止帯域の第２例を示すバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトラムであり、（ｂ）は帯域ｃだけを使用帯域であるとみなした場合の出力スペクトラムであり、（ｃ）は帯域ｄだけを使用帯域であるとみなした場合の出力スペクトラムである。 量子化雑音阻止帯域の第４例を示すバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトラムである。 第５例のための無線機の構成図である。 量子化雑音阻止帯域の第５例を示すバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトラムである。 通信帯域の選択例を示す図である。 増幅装置を備えた通信装置の構成図である。 第１変形例に係る増幅装置を備えた通信装置の構成図である。 第２変形例に係る増幅装置を備えた通信装置の構成図である。 第３変形例に係る増幅装置を備えた通信装置の構成図である。 第４変形例に係る増幅装置を備えた通信装置の構成図である。
　以下、本発明の好ましい実施形態について図面を参照しながら説明する。
［目次］
　第１章　バンドパス型ΔΣ変調器の設計と通信への応用　［０１１９］～［０２１３］
　第２章　バンドパス型ΔΣ変調器の周波数制御　　　　　［０２１４］～［０２６７］
　第３章　ΔΣ変調によるＲＦ伝送　　　　　　　　　　　［０２６８］～［０３２９］
　第４章　量子化雑音によって生じる漏洩電力の抑制　　　［０３３０］～［０３８２］
　第５章　歪補償　　　　　　　　　　　　　　　　　　　［０３８３］～［０４１８］
［第１章　バンドパス型ΔΣ変調器の設計と通信への応用］
［１．１　通信システム］
　図１は、実施形態に係る通信システム１を示している。通信システム１は、送信機２と、受信機３と、を有している。通信システム１は、伝送路４が光ファイバ（光伝送路）である光ファイバ通信システムとして構成されている。
　送信機２は、例えば、ＰＯＮ（Ｐａｓｓｉｖｅ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｎｅｔｗｏｒｋ）におけるＯＬＴ（局側装置）として用いることができる。受信機３は、例えば、ＰＯＮにおけるＯＮＵ（宅側装置）として用いることができる。
　なお、通信システムとしては、光ファイバ通信システムに限られるものではない。例えば、伝送路４は、光ファイバ（光伝送路）ではなく、電気ケーブル（電気伝送路）であってもよい。
　送信機２は、デジタル信号処理部２１を備えている。デジタル信号処理部２１は、デジタル信号である量子化信号（ここでは、１ビット量子化信号；パルス信号）を出力する。デジタル信号処理部２１は、量子化信号の出力部である電気－光変換器（光リンク）２２によって、光伝送路４に出力される。なお、伝送路４が電気伝送路である場合には、出力部２２は、量子化信号の電圧を変換する変換器であってもよい。また、電圧などの変換が必要ない場合には、伝送路４への接続端子が出力部であるとみなされる。
　デジタル信号処理部２１は、送信信号であるベースバンド信号（ＩＱ信号）を出力するベースバンド部２３と、ベースバンド信号に対して直交変調などの処理を行う処理部（直交変調器）２４と、バンドパス型ΔΣ変調器２５と、を備えている。
　ベースバンド部２３は、ＩＱベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号それぞれ）をデジタルデータとして出力する。
　処理部２４は、搬送波（無変調波）をＩＱベースバンド信号の変化に応じて変調させて、搬送波にＩＱベースバンド信号が付加された変調波（直交変調波）を出力する。処理部２４において行われる直交変調は、デジタル信号処理で直交変調を行うデジタル直交変調である。したがって、処理部（直交変調器）２４からは、多ビットのデジタルデータ（離散値）によって表現されたデジタル信号形式の変調波（デジタル変調波）が出力される。
　処理部２４は、直交変調のほか、ＤＰＤ(Digital Pre-distortion)、ＣＦＲ(Crest Factor Reduction)、ＤＵＣ(Digital Up Conversion)などの様々なデジタル信号処理を施す。処理部２４からは、上述のような各種のデジタル信号処理によって生成された変調波（デジタル変調波）が出力される。
　出力された変調波は、バンドパス型ΔΣ変調器２５に与えられる。
　前記搬送波の周波数は、通常の無線周波数を採用できる。無線周波数としては、好ましくは３０ＭＨｚ以上、より好ましくは３００ＭＨｚ以上、さらに好ましくは１ＧＨｚ以上である。
　変調波の信号帯域幅も、特に限定されないが、搬送波周波数に対して十分小さい狭帯域であるのが好ましい。信号帯域幅は、例えば、５ＭＨｚ～２０ＭＨｚの範囲が好ましい。
　なお、変調波を生成する変調器２４としては、直交変調器に限らず、変調波を生成するための他の方式の変調器であってもよい。
　また、実施形態に係る送信機２は、直交変調器２４を有しているため、送信機２自体が、搬送波を生成する機能を有しているが、搬送波を生成する機能を有していなくてもよい。例えば、送信機２は、送信機２の外部装置にて生成された搬送波を入力として受け付け、その搬送波をバンドパス型ΔΣ変調器２５に与えても良い。
　バンドパス型ΔΣ変調器２５は、直交変調器２４から出力された変調信号に対して、バンドパス型ΔΣ変調を行って１ｂｉｔの量子化信号（パルス信号）を出力する。バンドパス型ΔΣ変調器２５は、その中心周波数が、前記搬送波の周波数と一致するように設定されている。
　なお、バンドパス型ΔΣ変調器２５から出力される量子化信号は、１ｂｉｔである必要はない。ΔΣ変調器２５から出力される量子化信号は、ΔΣ変調器２５に入力されたデジタルデータのビット数よりも少なければよい。
　バンドパス型ΔΣ変調器２５（デジタル信号処理部２１）から出力された量子化信号（ΔΣ変調信号）は、電気－光変換器２２によって光パルス信号に変換される。当該量子化信号は、変調波として伝送路４に出力される。
　受信機３側では、この量子化信号（パルス信号）からアナログ信号の変調波を取得することができる。なお、ΔΣ変調については、後述する。
　本実施形態の送信機２では、直交変調器２４及びバンドパス型ΔΣ変調器２５はいずれもデジタル信号処理によって変調を行うデジタル回路として構成されている。したがって、高周波である変調波を扱いつつも、電気－光変換器２２の手前においてアナログ回路を用いる必要がなく有利である。なお、バンドパス型ΔΣ変調器２５には、デジタル信号に代えて、アナログ信号を入力しても、同様にパルス信号を出力できるため、直交変調器２４をアナログ回路で構成することもできる。
　受信機３は、光－電気変換器３１と、アナログバンドバスフィルタ３２と、アナログ回路３３と、を備えている。
　受信機３は、伝送路４から送信されてきた光パルス信号（量子化信号）を、入力部としての光－電気変換器３１にて受信する。光－電気変換器３１は、受信した光パルス信号を電気パルス信号に変換して出力する。
　なお、伝送路４が電気伝送路である場合には、入力部３１は、量子化信号の電圧を変換する変換器であってもよい。また、電圧などの変換が必要ない場合には、伝送路４への接続端子が入力部であるとみなされる。
　また、入力部３１では、伝送路４から受信した信号を、基準値と比較することで、伝送路４において信号を整形した信号を得ても良い。
　アナログバンドパスフィルタ３２は、前記搬送波の周波数を中心周波数とする通過帯域が設定されており、前記搬送波の周波数付近の帯域（送信信号の帯域よりやや広い帯域）を通過させる。
　例えば、送信機２の直交変調器２４に用いられた搬送波周波数が１ＧＨｚであれば、バンドパスフィルタ３２は、１ＧＨｚが通過帯域の中心周波数として設定される。
　なお、アナログバンドフィルタ３２は、ΔΣ変調によってノイズシェイピング（後述）された量子化雑音を除去する。
　バンドパスフィルタ３２の入力に、変調波に対してΔΣ変調を行って得られた量子化信号（ΔΣ変調信号）を与えると、バンドパスフィルタ３２の出力からは、変調波がアナログ信号（連続波）として出力される。つまり、アナログバンドパスフィルタ３２は、バンドパス型ΔΣ変調器２５に入力されたデジタルＲＦ信号に対応するアナログＲＦ信号を生成して出力する。
　バンドパスフィルタ３２の出力は、アナログ回路３３に与えられる。アナログ回路３３は、アナログ信号を処理する回路であれば特に限定されないが、例えば、無線受信機におけるＲＦ部の回路とすることができる。
　本実施形態の通信システムは、全体的にみると、送信機２から受信機３へ変調波を伝送するものであるが、送信機２と受信機３との間の伝送路４ではパルス信号が流れるため、伝送路４の影響による信号の劣化がほとんどない。したがって、変調波を高品質で伝送することができる。
　しかも、伝送路４では、パルス信号（デジタル信号）が流れるため、伝送路４中で信号の劣化があっても、受信側においてデジタル信号処理技術を用いて、信号の訂正を行うことができる。したがって、この点からも、アナログ信号（変調波）を高品質で伝送することが可能となる。
［１．２　バンドパス型ΔΣ変調］
［１．２．１　ΔΣ変調器の基本構成］
　図２に示すように、ΔΣ変調器２５は、ループフィルタ２７と、量子化器２８と、を備えている（非特許文献１参照）。
　図２に示すΔΣ変調器２５は、入力（本実施形態では、変調波）Ｕが、ループフィルタ２７に与えられる。ループフィルタ２７の出力Ｙは、量子化器（例えば、１ｂｉｔ量子化器又は多ビットの量子化器）２８に与えられる。量子化器２８の出力（量子化信号）Ｖは、ループフィルタ２７への他の入力として与えられる。
　ΔΣ変調器２５の特性は、信号伝達関数（ＳＴＦ；Ｓｉｇｎａｌ　Ｔｒａｎｓｆｅｒ　Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）及び雑音伝達関数（ＮＴＦ；Ｎｏｉｓｅ　Ｔｒａｎｓｆｅｒ　Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）によって表すことができる。
　つまり、ΔΣ変調器２５の入力をＵとし、ΔΣ変調器２５の出力をＶとし、量子化雑音をＥとしたときに、ΔΣ変調器２５の特性を、ｚ領域において表すと、次のとおりである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　したがって、所望のＮＴＦとＳＴＦとが与えられると、ループフィルタ２７の伝達関数を得ることができる。
　このようなΔΣ変調は、オーバサンプリング変調の一種であり、一般的には、ＡＤ変換又はＤＡ変換に用いられている技術である。
　ΔΣ変調では、信号帯域内の量子化雑音を、信号帯域外に移動させて、信号帯域内の量子化雑音を大きく低下させるノイズシェイピング（Ｎｏｉｓｅ　Ｓｈａｐｉｎｇ）が行われる。
　図３は、１次ローパス型ΔΣ変調器１２５の線形ｚ領域モデルのブロック図を示している。符号１２７がループフィルタの部分を示し、符号１２８が量子化器を示している。このΔΣ変調器１２５への入力をＵ（ｚ）とし、出力をＶ（ｚ）とし、量子化雑音をＥ（ｚ）としたときに、ΔΣ変調器１２５の特性を、ｚ領域において表すと、次のとおりである。
　Ｖ（ｚ）＝Ｕ（ｚ）＋（１－ｚ－１）Ｅ（ｚ）
　つまり、図３に示す１次ローパス型ΔΣ変調器１２５において、信号伝達関数ＳＴＦ（ｚ）＝１であり、雑音伝達関数ＮＴＦ（ｚ）＝１－ｚ－１である。
［１．２．２　ローパス型ΔΣ変調とバンドパス型ΔΣ変調］
　一般に、「ΔΣ変調」という用語は、ローパス型ΔΣ変調を指す。
　ローパス型ΔΣ変調では、図４（ａ）に示すように、低い周波数の量子化雑音が、より高い周波数側に移動して、低い周波数の量子化雑音が減衰するようノイズシェイピングされている。つまり、ローパス型Δ変調では、雑音伝達関数（ＮＴＦ）は、低周波数（０Ｈｚ付近）において、通過雑音を阻止する特性を有している。
　オーバサンプリングを行うため、ΔΣ変調が施される信号の周波数は、ローパス型ΔΣ変調器のサンプリング周波数ｆｓよりも十分小さいことが必要である。換言すると、信号の周波数に対して、十分に大きなサンプリング周波数ｆｓが要求される。例えば、信号の周波数に対して、１２８倍程度のサンプリング周波数ｆｓが必要である。
　一方、バンドパス型ΔΣ変調では、図４（ｂ）に示すように、雑音伝達関数（ＮＴＦ）は、０Ｈｚよりも大きい周波数において、通過雑音を阻止する。
　バンドパス型ΔΣ変調では、信号の周波数ｆ０ではなく、信号の帯域幅ｆＢが、サンプリング周波数ｆｓよりも十分に小さければよい。
　したがって、バンドパス型ΔΣ変調では、ΔΣ変調が施される信号の周波数（中心周波数）ｆ０は、サンプリング周波数ｆｓ以下であればよい。
　換言すると、バンドパス型ΔΣ変調では、信号の帯域幅ｆＢに対して、十分に大きなサンプリング周波数ｆｓであればよい。例えば、信号の帯域幅ｆＢに対して、６４倍程度の十分に大きなサンプリング周波数ｆｓがあればよい。
　ここで、例えば、無線通信の搬送波周波数ｆ０が１ＧＨｚ、信号帯域ｆＢが２０ＭＨｚであるものとする。このような無線周波数の変調波（ＲＦ信号）に対して、ローパス型ΔΣ変調を行おうとすると、変調波の最大周波数は、約１ＧＨｚであるため、変調波の最大周波数である１ＧＨｚに対して、十分に大きな（１２８倍程度）のサンプリング周波数ｆｓ（＝約１２８ＧＨｚ）が必要となる。このように、ローパス型ΔΣ変調では、ＰＷＭ変調と同様に、サンプリング周波数（サンプリング速度）が高くなりすぎて、現実的ではない。
　これに対し、バンドパス型ΔΣ変調では、信号の帯域幅ｆＢに対して、十分に大きなサンプリング周波数ｆｓであればよいため、信号帯域が２０ＭＨｚのＲＦ信号であれば、２０ＭＨｚ×６４＝１．２８ＧＨｚ程度のサンプリング周波数ｆｓ（サンプリング速度＝１．２８ＧＳ／Ｓ）でよい。また、信号帯域が５ＭＨｚであれば、３２０ＭＨｚのサンプリング周波数（サンプリング速度＝３２０ＭＳ／ｓ）でよい。
　このように、バンドパス型ΔΣ変調では、サンプリング周波数（サンプリング速度）を小さくできるため、有利である。
［１．２．３　ΔΣ変調を用いたＤＡ変換との対比］
　ΔΣ変調を用いたＤＡ変換では、ＤＡ変換器への入力であるデジタル信号がΔΣ変調器に与えられ、オーバサンプリングとノイズシェイピングが行われる。ΔΣ変調器から出力された低ビットの量子化信号）は、信号帯域外の成分をカットするアナログフィルタを通過することで、アナログ信号となる。このアナログ信号が、ＤＡ変換器の出力となる。
　本実施形態の送信機２に設けられたΔΣ変調器２５は、ＤＡ変換器に用いられる場合と同様に、入力されたデジタル信号（変調波）に対してオーバサンプリングとノイズシェイピングを行う。
　ただし、本実施形態のΔΣ変調器２５から出力された低ビットの量子化信号は、アナログフィルタを通過することなく、量子化信号のまま、出力部である電気－光変換器２２に与えられて、光パルス信号となる。
　光パルス信号は、受信機３の入力部である光－電気変換器３１によって受信されて、電気パルス信号となり、アナログフィルタ（アナログバンドパスフィルタ）３２に与えられる。受信機３のアナログバンドパスフィルタ３２は、変調波の信号帯域外の成分をカットすることで、アナログ信号である変調波を出力する。
［１．２．４　バンドパス型のΔΣ変調器の設計］
［１．２．４．１　変換式］
　非特許文献１によれば、ローパス型ΔΣ変調器に対して、以下の変換を行うことで、ローパス型ΔΣ変調器を、バンドパス型ΔΣ変調器に変換できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　上記変換式に従って、ローパス型ΔΣ変調器１２５のｚ領域モデルにおけるｚを、ｚ’＝－ｚ２に置き換えることでバンドパス型ΔΣ変調器が得られる。
　上記変換式を用いると、ｎ次のローパス型ΔΣ変調器（ｎは１以上の整数）を、２ｎ次のバンドパス型Σ変調器に変換できる。
　例えば、１次ローパス型ΔΣ変調器１２５の周波数特性は、図５（ａ）に示すとおりである。１次ローパス型ΔΣ変調器１２５を、上記変換式で変換して得られた２次バンドパス型ΔΣ変調器の周波数特性は、図５（ｂ）に示すようになる。なお、図５において、横軸θは正規化周波数である。
　上記変換式で得られたバンドパス型ΔΣ変調器の信号伝達関数及び雑音伝達関数は、変換前のローパス型ΔΣ変調器１２５と同じ利得を持つものの、図５（ｂ）に示す周波数特性は、図５（ａ）に示す周波数特性が２分の１に圧縮され、折り返されている。
　上記変換式で得られたバンドパス型ΔΣ変調器は、同じオーバサンプリング比で動作する変換前のローパス型ΔΣ変調器１２５と同じ安定性特性とＳＮＲ特性を持つ。
　しかし、上記変換式では、図５（ｂ）に示すように、サンプリング周波数ｆｓの１／４の周波数（正規化周波数θ＝±π／２）用のバンドパス型ΔΣ変調器しか得られない。つまり、上記変換式では、サンプリング周波数ｆｓの１／４周波数（正規化周波数θ＝±π／２）が量子化雑音阻止帯域の中心周波数ｆ０であるバンドパス型ΔΣ変調器しか得られない。
　本発明者の一人は、ローパス型ΔΣ変調器から、所望の周波数ｆ０（θ＝θ０）を、中心周波数ｆ０として持つバンドパス型ΔΣ変調器を得るための変換式を見出した。当該変換式は、例えば、次の式（３）に示す通りである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　ここで、
　θ０＝２π×（ｆ０／ｆｓ）
　式（２）の変換式では、特定の周波数θ０＝π／２に関するものであったが、式（３）の変換式では、任意の周波数（θ０）に一般化されている。
［１．２．４．２　変換式の考え方］
　ローパス型ΔΣ変調器において、ｚ＝ｅｊωＴ＝１という前提に立つと、ローパス型変調器の特性を維持しつつバンドパス型ΔΣ変調器に変換するためのｚ’の絶対値は１となるべきである。
　｜ｚ’｜＝１でなければ、素子ｚを通過した信号の大きさ（振幅）が変化するため、変換前のローパス型ΔΣ変調器よりも特性が劣化するからである。
　なお、ｚ’の大きさは、１であっても、－１であってもよい。これは、ｚ’＝１とｚ’＝－１とは、単に位相が反転した関係にすぎず、信号の大きさを変化させないからである。
　したがって、ローパス型ΔΣ変調器の特性を劣化させずに維持しつつ、バンドパス型ΔΣ変調器を得るためのｚ’は、ｚ及びθ０を含む関数ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）であって、任意のｚ，θ０について、ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）の絶対値が常に１となる関数ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）であれば良い。
　そのような関数ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）を見出せば、ローパス型ΔΣ変調器を、所望の周波数ｆ０（θ０）用のバンドパス型ΔΣ変調器が得られる。
　本発明者は、次のようにして、そのような関数ｚ’＝ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）を見出し、式（２）を一般化した変換式ｚ→ｚ’（式（３））を得た。
　まず、ローパス型ΔΣ変調器から、所望の周波数ｆ０（θ＝θ０）を中心周波数ｆ０として持つバンドパス型ΔΣ変調器への変換は、周波数特性で考えると、図６に示すようになる。図６は、図５を、任意の周波数ｆ０（θ＝θ０）で一般化したものである。
　図６（ｂ）に示すように、バンドパス型ΔΣ変調器の雑音阻止帯域の中心周波数はｆ０（θ０＝２π×（ｆ０／ｆｓ））である。
　ここで、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
とおくことで、周波数領域で考える。なお、Ｔはサンプリング周期である。
　また、式（４）のωＴは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
である。
　そして、図６（ａ）に示すように、ローパス型ΔΣ変調器では、ｆ０＝０（θ＝０）で動作している。そこで、本発明者は、式（４）に関して、ローパス型ΔΣ変調器では、以下の式（６）が成り立つと考えた。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　つまり、ローパス型ΔΣ変調器では、図６（ａ）に示すように、ｅｊ０で動作していると考えることができる。
　式（６）より、以下の式（７）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　一方、バンドパス型ΔΣ変調器では、図６（ｂ）及び図７（ｂ）に示すように、θ０及び－θ０において、複素共役の対で動作する。
　したがって、ローパス型Δ変調器における式（７）に基づくとともに、バンドパス型ΔΣ変調器が複素共役の対を持つことを考慮すると、次の式（８）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　本発明者は、式（８）を利用して、ｚ’＝ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）を得た。
　すなわち、まず、上記式（８）を次のように変形して、右辺（一方の辺）の値が１である式（１０）を得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　式（１０）は、その左辺（他方の辺）の式の値が、任意のｚ，θ０について、常に左辺の値＝１となる恒等式であることが明らかである。
　したがって、式（１０）の左辺は、任意のｚ，θ０について、値が常に１となる関数ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）となっている。
　式（１０）より、ローパス型からバンドパス型へ変換するための変換式ｚ→ｚ’におけるｚ’は、次の通りである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　上記式（１１）より、式（３）の変換式が得られる。
　なお、上記式（３）において、θ０＝π／２（ｆ０＝ｆｓ／４の場合）とおくと、式（２）の変換式と等価であることがわかる。
　さらに、ローパス型ΔΣ変換器は、θ０＝０である。θ０＝０の場合、式（３）の変換式は、ｚ→ｚとなり、式（３）は、ローパス型ΔΣ変換器を変形させないことがわかる。
　また、ｚ’＝ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）の値は、－１でもよいため（絶対値が１であればよいため）、ｚ’は、次の形式であってもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　また、ｚ’＝ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）の分母と分子とを入れ替えても、１又は－１となるため、ｚ’は、次の形式であってもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
　なお、任意のｚ，θ０について、絶対値が常に１となる式ｚ’＝ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）の表現形式は、当然ながら、例示したものに限定されない。ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）について、多様な表現形式が存在することは、式（８）から一方の辺の値が１又は－１である恒等式を得るための式の変形の仕方が一通りではないことからも明らかである。
［１．２．５　バンドパス型ΔΣ変調器の例］
［１．２．５．１　第１例］
　図８は、図３に示す１次ローパス型ΔΣ変調器１２５を、式（３）の変換式で変換して得られた２次バンドパス型ΔΣ変調器２５を示している。
　なお、図３から図８への変換では、表記の便宜上、式（３）において、ａ＝ｃｏｓθ０とおいた下記の変換式を用いた。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
［１．２．５．２　第２例］
　図９は、非特許文献１に記載されたＣＲＦＢ構造のループフィルタ１２７を持つローパス型ΔΣ変調器１２５を示している。なお、図９において、符号１２８は、量子化器を示す。
　図９に示すローパス型ΔΣ変調器１２５を、式（３）の変換式で変換すると、図１０に示すバンドパス型ΔΣ変調器２５が得られる。なお、ここでも、表記の便宜上、式（３）において、ａ＝ｃｏｓθ０とおいた。
　図９の（１／（ｚ－１））と（ｚ／（ｚ－１））におけるｚが、変換式によって変換される。（１／（ｚ－１））と（ｚ／（ｚ－１））の変換後の式は、それぞれ、次の通りである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
［１．２．５．３　その他］
　バンドパス型ΔΣ変調器への変換は、その他の高次ローパス型ΔΣ変調器（例えば、非特許文献１記載のＣＩＦＢ構造、ＣＲＦＦ構造、ＣＩＦＦ構造など）に対しても適用できる。
［１．２．６　出力結果］
　図１１～図１４は、第２例（図１０）のバンドパス型ΔΣ変調器において、θ０＝π／４とした場合（図１１）、θ０＝３π／４とした場合（図１２）、θ０＝５π／４とした場合（図１３）、θ０＝７π／４とした場合（図１４）の出力スペクトラム波形を示している。
　図１１～図１４に示すように、θ０＝π／４，３π／４，５π／４，７π／４の各周波数において、信号が所望のθ０において出現しており、θ０＝±π／２以外の他の周波数用のバンドパス型ΔΣ変調器が得られていることが分かる。
　従来、任意の周波数ｆ０に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うバンドパス型ΔΣ変調器の設計手法は確立していなかった。しかし、式（３）などの変換式を用いることで、所望の搬送周波数ｆ０を、雑音伝達関数（ＮＴＦ）の雑音阻止帯域として設定でき、所望の搬送周波数ｆ０に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うバンドパス型ΔΣ変調器を設計することができる。設計されたバンドパス型ΔΣ変調器の用途は、図１に示す通信システム用に限定されるものではなく、他の用途にも用いることができる。
［１．３　帯域拡張］
　図１５は、図１の通信システム１の受信機３に帯域拡張部２９を追加したものを示している。図１５の通信システム１において、説明を省略した点については、図１のものと同様である。
　前述のように、バンドパス型ΔΣ変調では、信号帯域ｆＢがサンプリング周波数ｆｓに対して十分に小さければよい。例えば、信号帯域が２０ＭＨｚのＲＦ信号であれば、２０ＭＨｚ×６４＝１．２８ＧＨｚのサンプリング周波数ｆｓ（サンプリング速度＝１．２８ＧＳ／Ｓ）でよい。
　ここで、前述のサンプリング周波数ｆｓ（１．２８ＧＨｚ）を更に大きくできる場合、信号帯域ｆＢに余裕ができるため、図１５に示すように、帯域拡張部２９を設けておき、信号帯域ｆＢを拡張しておくのが好ましい。
　帯域拡張部２９では、アップサンプリングを行うことにより、図１６に示すように、元々の信号帯域ｆＢ（＝２０ＭＨｚ）の両側にゼロ信号を挿入して、信号帯域を２倍（ｆＢ’＝４０ＭＨｚ）に拡張する。また、信号帯域ｆＢ’の拡張に伴い、バンドパス型ΣΔ変調器２５のサンプリング周波数ｆｓも、２倍の２．５６ＧＨｚとなる。
　このように、帯域ｆＢを拡張するとサンプリング周波数ｆｓが大きくなる。ここで、搬送波周波数ｆ０は、サンプリング周波数ｆｓ以下の値を選択できるため、サンプリング周波数ｆｓが大きくなると、搬送周波数ｆ０の選択の幅も大きくなる。
　ここで、無線通信の規格であるＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）では、例えば、信号帯域ｆＢ＝２０ＭＨｚで、搬送波周波数ｆ０が２ＧＨｚである。この場合、バンドパス型ΔΣ変調のために、信号帯域ｆＢ＝２０ＭＨｚだけを基準にサンプリング周波数ｆｓを決定すると、サンプリング周波数ｆｓ＝１．２８ＧＨｚ＝２０ＭＨｚ×６４となる。しかし、サンプリング周波数ｆｓ＝１．２８ＧＨｚが、搬送波周波数ｆ０＝２ＧＨｚよりも小さいため、不適切である。
　しかし、拡張された信号帯域ｆＢ’＝４０ＭＨｚを基準にサンプリング周波数ｆｓを決定すると、サンプリング周波数ｆｓ＝２．５６ＧＨｚ＝４０ＭＨｚ×６４となる。この場合、サンプリング周波数ｆｓ＝２．５６ＭＨｚが、搬送波周波数ｆ０＝２ＧＨｚよりも大きいため適切である。
　また、帯域拡張部２９によって拡張された信号帯域部分ｆＢ１，ｆＢ２は、実質的には、信号が存在しない部分である。したがって、図１７に示すように、受信機３のバンドパスフィルタ３２では、拡張前の信号帯域ｆＢを通過帯域とするものでよく、拡張された信号帯域ｆＢ’全体が通過帯域となっていなくてもよい。
　しかも、拡張された信号帯域部分ｆＢ１，ｆＢ２を利用して、バンドパスフィルタ３２のロールオフ（ｒｏｌｌ－ｏｆｆ）を広くとることができるため、バンドパスフィルタ３２の設計が容易となる。
［１．４　高調波の利用］
　ΔΣ変調器２５の出力は、量子化信号（パルス信号）であるため、主信号成分のほか、折り返しによる高調波成分が存在する。
　この高調波成分を利用することで、送信機２側では、搬送波周波数ｆ０’及びサンプリング周波数ｆｓを低く抑えつつ、受信機３側で受信される変調波の周波数を高くすることができる。
　例えば、受信機３にて受信したい周波数（受信周波数）ｆ０が、２ＧＨｚであったとする。これまでの説明した通信システム１のように高調波を利用しない場合には、送信機２側は、搬送波周波数（無変調波の周波数）ｆ０を２ＧＨｚとし、サンプリング周波数ｆｓを２ＧＨｚよりも大きい値にする必要がある。
　しかし、図１８に示すように、バンドパス型ΔΣ変調器２５に対して、搬送波周波数ｆ０’の変調波を入力すると、バンドパス型ΔΣ変調器２５の出力（量子化信号）は、搬送波周波数ｆ０’を中心とする主信号成分を有するだけでなく、折り返しによって、ｆ０＝ｎ×ｆｓ＋ｆ０’（ｎは絶対値が１以上の整数）の高調波成分をも有している。
　この高調波成分を、受信機３側で積極的に受信させることで、送信機２側では、比較的低い周波数ｆ０’を対象に処理を行いつつも、受信機３側では、搬送波周波数ｆ０＝ｎ×ｆｓ＋ｆ０’の高い周波数の変調波を受信することが可能となる。
　具体的には、受信機３側の受信周波数ｆ０を２ＧＨｚとした場合、受信機３のアナログバンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数ｆｃも２ＧＨｚに設定される。つまり、受信機３は、中心周波数ｆ０が２ＧＨｚの変調波を受信する。
　この場合、送信機２のバンドパス型Δ変調器２５のサンプリング周波数ｆｓを１．５ＧＨｚ（＜ｆ０）とすると、直交変調器２４における搬送波（無変調波）の周波数ｆ０’は、
　　ｆ０’＝ｆ０－ｆｓ＝２ＧＨｚ－１．５ＧＨｚ＝５００ＭＨｚ
でよい。
　したがって、送信機２としては、実際には、中心周波数（搬送波周波数）ｆ０’が５００ＭＨｚの変調波を扱いつつも、受信機３側からみると、送信機２は、あたかも、中心周波数（搬送波周波数）ｆ０が２ＧＨｚの変調波を送信しているものとみなすことができる。この結果、送信機２におけるサンプリング周波数よりも高い周波数の変調波を送信することが可能となる。
　図１８に示す主信号成分を受信機３が所望する周波数（受信周波数）の信号として送信する場合、及び図１８に示す高調波成分を受信機３が所望する周波数（受信周波数）の信号として送信する場合の両者についてまとめると、送信機２の直交変調器２４において用いられる搬送波（無変調波）の周波数ｆ０’は、以下の式を満たすものとなる。
　　ｆ０’＝ｆ０－ｎ×ｆｓ
　ただし、
　　ｆ０　 ：受信機３側の受信周波数
　　ｆｓ　：バンドパス型ΔΣ変調器２５のサンプリング周波数
　　ｆ０’ ：直交変調器２４の搬送波（無変調波）の周波数
　　ｎ　　：整数
　上記式において、ｎ＝０の場合が、図１８に示す主信号成分を受信機３が所望する周波数（受信周波数）の信号として送信する場合となり、それ以外の場合が、図１８に示す高調波成分を受信機３が所望する周波数（受信周波数）の信号として送信する場合となる。
　ｎが大きくなると、高調波成分は徐々に小さくなるため、ｎ＝±１（特にｎ＝１）が好ましい。
　また、受信機３のアナログバンドパスフィルタ３２の通過帯域の中心周波数ｆｃは、以下の式を満たすものとなる。
　　ｆｃ＝ｆ０’＋ｎ×ｆｓ
　ただし、
　　ｆｃ　 ：アナログバンドパスフィルタ３２の通過帯域の中心周波数
　　ｆｓ　：バンドパス型ΔΣ変調器２５のサンプリング周波数
　　ｆ０’ ：直交変調器２４の搬送波（無変調波）の周波数
　　ｎ　　：整数
　上記式においても、ｎ＝０の場合が、図１８に示す主信号成分を受信機３が所望する周波数（受信周波数）の信号として送信する場合となり、それ以外の場合が、図１８に示す高調波成分を受信機３が所望する周波数（受信周波数）の信号として送信する場合となる。
　ｎが大きくなると、高調波成分は徐々に小さくなるため、ｎ＝±１（特にｎ＝１）が好ましい。
［１．５　無線基地局装置への適用］
　図１９は、前述の通信システム１を利用した無線基地局装置４１の実施形態のバリエーションを示している。
　図１９に示す無線基地局装置４１は、基地局本体４２と、基地局本体４２に信号伝送路（光伝送路又は電気伝送路）４４を介して接続されたリモートレディオヘッド（Ｒｅｍｏｔｅ　Ｒａｄｉｏ　Ｈｅａｄ）４３と、を備えている。
　リモートレディオヘッドを有する無線基地局装置４１では、基地局本体４２を建物内部に設置しつつ、アンテナ３５を有するリモートレディオヘッド４３を建物屋上に設置することができ、設置の自由度が高い。
　ここで、従来の無線基地局装置では、基地局装置本体は、デジタル領域のベースバンド信号処理や制御・管理などを行う無線装置制御部（ＲＥＣ；Ｒａｄｉｏ　Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ　Ｃｏｎｔｒｏｌ）として構成され、リモートレディオヘッドは、アナログ領域の無線信号処理（変調及び増幅など）を行う無線装置（Ｒａｄｉｏ　Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）として構成されている。
　また、従来の無線基地局装置では、基地局本体（ＲＥＣ）から、伝送路を介して、リモートレディオヘッド（ＲＥ）へ送信されるのは、デジタルベースバンド信号であった。したがって、リモートレディオヘッド（ＲＥ）は、基地局本体（ＲＥＣ）から送信されてきたデジタルベースバンド信号を変調（直交変調）する回路が必要とされる。しかも、無線基地局装置では、一台の基地局本体（ＲＥＣ）に、複数のリモートレディオヘッドが、並列又は直列に接続されることがあり、この場合、それぞれのリモートレディオヘッドに直交変調回路が必要となる。
　これに対し、本実施形態の無線基地局装置４１では、図１９に示すように、基地局本体４２に、本実施形態の通信システム１における送信機２を備え、リモートレディオヘッドに、本実施形態の通信システム１における受信機３を備えている。
　従来の基地局本体では、本実施形態の送信機２におけるベースバンド部２３から出力された信号を光パルス信号にして送信することになるが、本実施形態の基地局本体４２では、デジタル信号処理部２１として直交変調器２４及びバンドパス型ΔΣ変調器２５を備えていることで、直交変調された変調波（ＲＦ信号）が量子化信号（光パルス）信号によって送信される。
　したがって、受信機３を備えるリモートレディオヘッド４３では、基地局本体４２から受信した信号を変調（直交変調）する必要がなく、リモートレディオヘッドの回路規模を小さくできる。これは、一台の基地局本体４２に、複数のリモートレディオヘッド４３が（並列又は直列に）接続される場合に特に有利である。
　なお、アンテナ３５にて受信した変調波（ＲＦ信号）に対しては、リモートレディオヘッド４３にて、ΔΣ変調（バンドパスΔΣ変調）を行い、基地局本体４２に送信される。
　図１９（ａ）～（ｄ）において、基地局本体４２の構成は共通している。基地局本体４２は、本実施形態の送信機２としての機能のほか、無線基地局装置４１として必要なその他の機能を備える。
　図１９（ａ）のリモートレディオヘッド４３は、アナログバンドパスフィルタ３２から出力されたアナログの変調波（ＲＦ信号）を、増幅器を介さずに、アンテナ３５から出力するように構成されている。さほど高い無線出力が要求されない場合には、このような接続の仕方も可能である。
　図１９（ｂ）のリモートレディオヘッド４３は、アナログバンドパスフィルタ３２から出力されたアナログの変調波（ＲＦ信号）を、増幅器（アナログ増幅器）３６にて増幅して、アンテナ３５から出力する。この場合、増幅器３６にてアナログの変調波が増幅されるため、高い無線出力が得られる。
　図１９（ｃ）のリモートレディオヘッド４３は、アナログバンドパスフィルタ３２を通過する前の量子化信号（１ｂｉｔパルス信号）を、デジタル増幅器３７（Ｓ級の増幅器）にて増幅してから、アナログバンドパスフィルタ３２を通過させて増幅されたアナログの変調波（ＲＦ信号）を得る。デジタル増幅器３７は、量子化信号（１ｂｉｔパルス信号）を、そのまま増幅する。デジタル増幅器３７は、飽和状態で動作するため高効率である。
　図１９（ｄ）のリモートレディオヘッド４３は、図１９（ｃ）のリモートレディオヘッド４３におけるアナログバンドパスフィルタ３２を省略したものに相当する。図１９（ｄ）のリモートレディオヘッドのアンテナ３５は、ＲＦ信号（変調波）の中心周波数（搬送波の周波数）付近以外の帯域の信号の通過を阻止する特性を有している。つまり、アンテナ３５が、アナログバンドパスフィルタ３２と同様の機能を有しており、アナログバンドパスフィルタ３２を兼ねている。
　図１９（ｄ）のリモートレディオヘッド４３では、デジタル増幅器３７にて増幅された量子化信号（１ｂｉｔパルス信号）は、アンテナ３５のバンドパスフィルタ機能によって、帯域制限されることでアナログ変調波となって、アンテナ３５から無線波として放射される。
　なお、高い出力が要求されない場合においては、図１９（ｄ）においても、図１９（ａ）のように、増幅器３７を省略してもよい。この場合、増幅器３７及びバンドパスフィルタ３２の双方を省略することになり、有利である。
　ここで、本実施形態及び従来の無線基地局装置において、基地局本体からリモートレディオヘッドに送信される信号の伝送速度について考察する。
　ＬＴＥの場合、例えば、ＩＱベースバンド信号の信号帯域幅ｆＢ＝５ＭＨｚであり、ＩＱベースバンド信号のサンプリング速度＝７．６８ＭＳ／ｓであり、Ｉ信号が２０ｂｉｔ、Ｑ信号が２０ｂｉｔである。したがって、デジタルＩＱベースバンド信号をシリアルで、基地局本体からリモートレディオヘッドに送信するためのサンプリング速度は、（２０ｂｉｔ＋２０ｂｉｔｉ）×７．６８ＭＳ／ｓ＝３０７．２ＭＳ／ｓとなり、このサンプリング速度が伝送速度となる。
　一方、本実施形態の無線基地局装置４１では、サンプリング速度は、ＩＱベースバンド信号の信号帯域幅ｆＢ＝５ＭＨｚの６４倍程度で良いため、３２０ＭＳ／ｓとなり、このサンプリング速度が伝送速度となる。この場合、搬送波周波数は、３２０ＭＨｚ以下であれば自由に選択でき、図１８に示すように、高調波を利用する場合には、３２０ＭＨｚ以上の搬送波周波数も選択できる。
　このように、従来の無線基地局装置では、３０７．２Ｍｂ／ｓの伝送速度でＩＱベースバンド信号を伝送することになるのに対し、本実施形態の無線基地局装置４１では、従来とほぼ同程度の３２０Ｍｂ／ｓという伝送速度で、変調波伝送（ＲＦ信号伝送）が行えるため、有利である。
［第２章　バンドパス型ΔΣ変調器の周波数制御］
［２．１　システム構成］
　図２２は、本発明の一実施形態に係る送信機２００を示すブロック図である。この送信機２００は、デジタル信号処理部２１と、アナログフィルタ１３２と、アナログフィルタ１３２に接続された増幅器１３３と、増幅器１３３の出力端に接続された送信用アンテナ１３４とを有している。
　デジタル信号処理部２１は、搬送波を用いる帯域伝送方式のアナログ信号（変調波）であるＲＦ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を表現するデジタル信号（１ｂｉｔ量子化信号：１ｂｉｔパルス列）を出力する。ＲＦ信号は、無線波として空間に放射されるべき送信信号であり、例えば、移動体通信のためのＲＦ信号、テレビ／ラジオなどの放送サービスのためのＲＦ信号である。
　デジタル信号処理部２１による出力は、アナログフィルタ（バンドパスフィルタ又はローパスフィルタ）１３２に与えられる。１ｂｉｔパルス列が表現するアナログ信号は、ＲＦ信号以外のノイズ成分も含んでいる。そのノイズ成分は、アナログフィルタ１３２によって除去される。
　１ｂｉｔパルス列は、アナログフィルタ１３２を通過するだけで、純粋なアナログ信号となる。
　アナログフィルタ１３２から出力されるアナログＲＦ信号は、送信用アンテナ１３４に与えられて空間に放射される。なお、送信用アンテナ１３４が、アナログフィルタ１３２としての機能を有していてもよい。
　アナログフィルタ１３２として、バンドパスフィルタを用いるか、ローパスフィルタを用いるかは、ＲＦ信号の周波数によって、適宜決定される。
　なお、デジタル信号処理部２１が、バンドパス型ΔΣ変調によって信号変換を行う場合には、アナログフィルタ１３２としてバンドパスフィルタが用いられ、ローパス型ΔΣ変調によって信号変換を行う場合には、アナログフィルタ１３２としてローパスフィルタが用いられる。
　デジタル信号処理部２１とアナログフィルタ１３２との間の信号伝送路４は、回路基板に形成された信号配線であってもよいし、光ファイバー又は電気ケーブルなどの伝送線路であってもよい。また、信号伝送路４は、１ｂｉｔパルス列を送信するための専用線である必要は無く、インターネットなどのパケット通信を行う通信ネットワークであってもよい。パケット通信を行う通信ネットワークを信号伝送路４として用いる場合、送信側（デジタル信号処理部２１側）は、１ｂｉｔパルス列を、ビット列に変換して、信号伝送路４に送信し、受信側（アナログフィルタ１３２側）が、受信したビット列を元の１ｂｉｔパルス列に復元すればよい。
　デジタル信号処理部２１は、信号伝送路４に対して、１ｂｉｔパルス列を送信する送信機とみなすことができる。この場合、アナログフィルタ１３２を有する装置は、ＲＦ信号の受信機とみなすことができる。
　デジタル信号処理部２１は、送信信号であるベースバンド信号（ＩＱ信号）を出力するベースバンド部２３と、ベースバンド信号の変調等を行う処理部２４と、ΔΣ変調器２５と、制御部１３５と、記憶部１３６とを備えている。
　ベースバンド部２３は、ＩＱベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号それぞれ）をデジタルデータとして出力する。
　処理部２４は、ＩＱベースバンド信号に対してデジタル直交変調などの処理を行う。したがって、処理部２４からは、多ビットのデジタルデータ（離散値）によって表現されたデジタル信号形式の信号が出力される。
　なお、処理部２４における変調は、直交変調に限らず、変調波を生成するための他の方式の変調であってもよい。
　処理部２４は、直交変調のほか、ＤＰＤ(Digital Pre-distortion)、ＣＦＲ(Crest Factor Reduction)、ＤＵＣ(Digital Up Conversion)などの様々なデジタル信号処理を施す。処理部２４からは、上述のような各種のデジタル信号処理によって生成されたＲＦ信号が出力される。
　処理部２４は、ＩＱベースバンド信号を直交変調する上で当該ＩＱベースバンド信号を搬送波に重畳（付加）するが、このときの搬送波周波数ｆ０は、後述するように制御部１３５の制御に基づいて設定される。つまり、処理部２４からは、搬送波周波数ｆ０のデジタルのＲＦ信号が出力される。
　なお、本実施形態では、処理部２４が搬送波周波数ｆ０への周波数変換を行う構成としたが、処理部２４と、ΔΣ変調器２５との間に、信号周波数を変換するための周波数変換部を設ける構成としてもよい。この場合、処理部２４は、所定の中間周波数のデジタル信号を生成し、前記周波数変換部が、制御部１３５の制御に基づいて中間周波数のデジタル信号の周波数変換を行い、搬送波周波数ｆ０のデジタルのＲＦ信号を出力する。
　処理部２４から出力されるデジタルＲＦ信号は、バンドパス型ΔΣ変調器（変換器）２５に与えられる。なお、変換器２５は、ローパス型ΔΣ変調器であってもよいし、ＰＷＭ変調器であってもよい。
　ΔΣ変調器２５は、入力信号であるＲＦ信号に対して、ΔΣ変調を行って１ｂｉｔの量子化信号（１ｂｉｔパルス列）を出力する。ΔΣ変調器２５から出力された１ｂｉｔパルス列は、デジタル信号であるが、アナログＲＦ信号を表現したものとなっている。
　ΔΣ変調器２５から出力された１ｂｉｔパルス列は、デジタル信号処理部２１の出力信号として、デジタル信号処理部２１から信号伝送路４へ出力される。
　ΔΣ変調器２５が出力する量子化信号が信号伝送路４を通じてアナログフィルタ１３２に与えられると、アナログフィルタ１３２は、アナログのＲＦ信号を出力する。
　アナログフィルタ１３２が出力するアナログのＲＦ信号は、増幅器１３３を経て送信用アンテナ１３４に到達し、放射される。
　よって、アナログフィルタ１３２、増幅器１３３、及び送信用アンテナ１３４は、ΔΣ変調器２５から出力された量子化信号をアナログのＲＦ信号として送信する送信部を構成している。
　制御部１３５は、後述する搬送波周波数の制御などの制御機能を有しており、デジタル信号処理部２１における各部、及びアナログフィルタ１３２を制御する。
　記憶部１３６は、制御部１３５や、処理部２４、ΔΣ変調器２５、アナログフィルタ１３２がアクセス可能である。記憶部１３６は、後述する搬送波周波数の制御に必要な情報が記憶可能に構成されている。
　制御部１３５及び記憶部１３６の機能については、後に詳述する。
［２．２．ΔΣ変調器について］
　ΔΣ変調器２５は、［１．２　バンドパス型ΔΣ変調］にて説明したΔΣ変調器２５と同様である。
　さらに、ΔΣ変調器２５は、前述の式（３）に基づいて、ｚの値が変換可能となっている。つまり、ΔΣ変調器２５は、量子化雑音阻止帯域の中心周波数を変更可能となっている。換言すると、量子化雑音阻止帯域が変更可能となっている。
　制御部１３５は、ΔΣ変調器２５に入力される信号の中心周波数（デジタルＲＦ信号の搬送周波数ｆ０）に応じて、前述の式（３）に基づいてΔΣ変調器２５のｚを変換することにより、任意の周波数の信号に対して、バンドパス型ΔΣ変調が行える。
　このように、ＲＦ信号の搬送周波数ｆ０に応じて、上記変換式（３）におけるｃｏｓθ０（係数ａ）を変更することで、サンプリング周波数ｆｓを変更することなく、任意の周波数ｆ０に対応したバンドパスΔΣ変調が行える。ｃｏｓθ０を変更すると、式（１）に示すＮＴＦの係数が変更されたことになるが、式の次数は維持される。このため、ＲＦ信号の搬送波周波数ｆ０に応じて、バンドパス型ΔΣ変調器２５の構成を変化させても、式の複雑度（次数）は変化せず、したがって、バンドパス型ΔΣ変調器２５における信号処理負荷も変化しない。
　このように本実施形態では、搬送波周波数ｆ０を変化させても、バンドパス型ΔΣ変調器２５における信号処理負荷が変化しないため有利である。本実施形態において、バンドパス型ΔΣ変調器２５における信号処理負荷は、ナイキストの定理により、信号帯域幅によって決定されるサンプリング周波数ｆｓに依存するが、搬送波周波数ｆ０を変化させても信号帯域幅が変化するわけではないためサンプリング周波数ｆｓを変更する必要はない。なお、ΔΣ変調器がローパス型である場合、搬送波周波数ｆ０の変化に対応するには、サンプリング周波数ｆｓを変更する必要があり、この点において、バンドパス型が有利である。
　また、式（３）を利用すると、ΔΣ変調器２５を任意の周波数（ｆ０）に対応できるバンドパス型ΔΣ変調器として利用できるだけでなく、ローパス型ΔΣ変調器として利用することもできる。つまり、ΔΣ変調器２５は、ローパス型とバンドパス型とに切り替え可能となっている。
　以上のように、制御部１３５と、バンドパス型ΔΣ変調器２５とは、所望の搬送波周波数の変調波に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うことができる信号処理装置を構成している。
［２．３　搬送波周波数の制御について］
　制御部１３５は、上述のように、ΔΣ変調器２５による量子化雑音阻止帯域の中心周波数を変更し制御する機能を有している他、アナログフィルタ１３２の中心周波数、及び通過帯域を制御する機能も有している。
　また、制御部１３５は、搬送波周波数ｆ０を決定するとともに、処理部２４を制御し、処理部２４から出力されるデジタルＲＦ信号の搬送波周波数ｆ０を調整する機能を有している。
　記憶部１３６には、制御部１３５が決定する搬送波周波数ｆ０を示す情報である周波数情報が記憶されている。
　制御部１３５は、処理部２４に記憶部１３６を参照させて、当該制御部１３５が決定した搬送波周波数ｆ０を示す周波数情報を取得させる。処理部２４は、記憶部１３６から搬送波周波数ｆ０を示す周波数情報を取得すると、これに基づいて直交変調を行う。
　図２３は、処理部２４におけるＩＱベースバンド信号の直交変調に関する機能を説明するための図である。図に示すように、ＩＱベースバンド信号が与えられる処理部２４は、Ｉ成分に搬送波周波数ｆ０の余弦波を乗算する第１乗算器２２４ａと、Ｑ成分に搬送波周波数ｆ０の正弦波を乗算する第２乗算器２２４ｂと、これら両成分を加算する加算器２２４ｃとを備えている。
　処理部２４は、直交変調の際にＩＱベースバンド信号の各成分ごとに搬送波周波数ｆ０の信号波を重畳することで、搬送波周波数ｆ０のデジタルＲＦ信号を出力する。
　以上のようにして、制御部１３５は、処理部２４を制御し、当該処理部２４が出力するデジタルＲＦ信号の搬送波周波数ｆ０を設定する。
　また、制御部１３５は、ΔΣ変調器２５に記憶部１３６を参照させて、当該制御部１３５が設定した搬送波周波数ｆ０を示す周波数情報を取得させ、搬送波周波数ｆ０であるＲＦ信号の周波数帯域がΔΣ変調の量子化雑音阻止帯域に含まれるように、ΔΣ変調器２５を制御する。
　ΔΣ変調器２５は、記憶部１３６から周波数情報を取得すると、量子化雑音阻止帯域の中心周波数が、搬送波周波数ｆ０となるように調整する。これによって、搬送波周波数ｆ０とされたＲＦ信号は、ΔΣ変調器２５のΔΣ変調の量子化雑音阻止帯域に含められる。
　制御部１３５は、アナログフィルタ１３２についても、ΔΣ変調器２５と同様に、記憶部１３６を参照させて、当該制御部１３５が設定した搬送波周波数ｆ０を示す周波数情報を取得させて制御する。
　図２２を参照して、制御部１３５は、搬送波周波数ｆ０を決定すると、処理部２４、ΔΣ変調器２５、及びアナログフィルタ１３２を制御し、決定した搬送波周波数ｆ０に基づいた処理を実行させる。
　つまり、制御部１３５は、決定した搬送波周波数ｆ０に基づいて、処理部２４が出力するＲＦ信号が搬送波周波数ｆ０となるように調整する。また、制御部１３５は、ΔΣ変調器２５における量子化雑音阻止帯域の中心周波数が搬送波周波数ｆ０となるように調整する。さらに、制御部１３５は、アナログフィルタ１３２の中心周波数及び通過帯域を搬送波周波数ｆ０のＲＦ信号を取り出し可能に調整する。
　以上のように、制御部１３５は、搬送波周波数ｆ０を所望の値に決定するとともに、決定した搬送波周波数ｆ０に基づいて処理部２４、ΔΣ変調器２５、及びアナログフィルタ１３２を制御して、任意の搬送波周波数のＲＦ信号をアンテナ１３４から送信することができる。
　上記構成の送信機２００によれば、搬送波周波数ｆ０であるＲＦ信号がΔΣ変調の量子化雑音阻止帯域に含まれるように、制御部１３５がΔΣ変調器２５を制御するので、所望の搬送波周波数の変調波としてのＲＦ信号にバンドパス型ΔΣ変調を行うことができる。
　ここで、ＲＦ信号を送信する送信機では、一般に、ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator：電圧制御発振器）を用いて無線周波数の搬送波を生成する。
　図２６は、ＶＣＯを用いた無線送信機の構成を示すブロック図である。この送信機は、ベースバンド信号をデジタル処理するためのデジタル信号処理部３００を備えている。デジタル信号処理部３００が出力するデジタル信号は、デジタルアナログコンバータ３０１によってアナログ信号に変換される。変換されたアナログ信号は、ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator：電圧制御発振器）３０２が供給する搬送波が重畳されることで周波数変換される。周波数変換されたアナログ信号は、ＲＦ信号としてアンプ３０３によって増幅され、アンテナ３０４から空間に放射される。
　上記送信機のように、ＲＦ信号を得るためにＶＣＯを用いると、搬送波周波数として使用可能な周波数帯域が、ＶＣＯによって発振可能な周波数に制限されてしまう。
　この点、本実施形態の送信機２００によれば、搬送波周波数ｆ０であるＲＦ信号がΔΣ変調の量子化雑音阻止帯域に含まれるように、制御部１３５がΔΣ変調器２５を制御するので、送信部としての後段に接続されたアナログフィルタ１３２や送信用アンテナ１３４において、周波数変換することなく、ΔΣ変調器からの量子化信号からＲＦ信号を取り出して送信することができる。よって、ＶＣＯを用いる必要がなく、搬送波周波数ｆ０の設定の自由度を高めることができる。
　つまり、本実施形態の送信機２００は、デジタル信号処理部２１によるデジタル処理によって搬送波周波数ｆ０のＲＦ信号を生成し、生成したＲＦ信号を周波数変換することなく送信するので、ＶＣＯを用いる必要がない。この結果、ＶＣＯによって発振可能な周波数に制限されることなく、搬送波周波数ｆ０の設定の自由度を高めることができる。
　また、本実施形態の制御部１３５は、搬送波周波数ｆ０を決定する機能を備えているので、搬送波周波数ｆ０の決定、及び、これに応じたバンドパス型ΔΣ変調の量子化雑音阻止帯域の中心周波数の制御を制御部にて集約して行うことができる。
［２．４　周波数ホッピングについて］
　本実施形態の送信機２００は、周波数ホッピングによって搬送波周波数ｆ０を決定する機能を備えている。
　制御部１３５は、搬送波周波数ｆ０を決定するために、記憶部１３６に記憶されている情報を参照する。
　図２２のように、記憶部１３６には、搬送波周波数ｆ０を決定するために必要な情報として、複数の周波数情報と、これら複数の周波数情報を用いて周波数ホッピングを実行する際のホッピングパターンとが記憶されている。
　複数の周波数情報は、周波数ホッピングを適用する際に逐次変更するために予め定められた搬送波周波数ｆ０を示す情報である。複数の周波数情報は、送信機２００が搬送波周波数ｆ０として設定可能な周波数範囲の中から、互いに異なる周波数となるように設定されている。
　制御部１３５は、複数の周波数情報の中から一つの周波数情報を、搬送波周波数ｆ０として選択、決定し、処理部２４、ΔΣ変調器２５、及びアナログフィルタ１３２を制御することで周波数ホッピングを実行する。
　ホッピングパターンは、複数の周波数情報が、周波数ホッピングを適用する際に逐次変更すべき複数の周波数情報を選択するためのパターンに対応づけられて登録されたものである。
　制御部１３５は、搬送波周波数ｆ０を決定する際、記憶部１３６に格納されたホッピングパターンを参照する。制御部１３５は、ホッピングパターンに基づいて、複数の周波数情報の中から一つの周波数情報を選択し、搬送波周波数ｆ０を決定する。
　制御部１３５は、ホッピングパターンにしたがって搬送波周波数ｆ０の決定を逐次行う。これによって、送信機２００は、周波数ホッピングが適用された送信信号を送信する。
　なお、複数の周波数情報及びホッピングパターンは、予め定められており、送信機２００による送信信号を受信する受信機との間で共有されている。
　複数の周波数情報及びホッピングパターンを共有することで、前記受信機は、送信機２００が送信する周波数ホッピングが適用された送信信号を受信することができる。
　本実施形態の送信機２００は、上述のように、ＶＣＯを用いることなく搬送波周波数ｆ０を調整することができる。よって、搬送波周波数ｆ０がＶＣＯにより発振可能な周波数の範囲に制限されることがない。
　ＶＣＯが発振可能な信号周波数の上限は一般に５ＧＨｚ程度であるため、上記従来の送信機では、５ＧＨｚ程度の帯域内でホッピングのための周波数情報を設定する必要がある。
　一方、本実施形態の送信機２００では、ＶＣＯを用いることなく、デジタル信号処理部２１から出力された量子化信号を周波数変換することなくアナログフィルタ１３２及びアンテナ１３４等を介してＲＦ信号として放射する。
　放射されるＲＦ信号の搬送波周波数ｆ０は、デジタル信号処理部２１が備える処理部２４によって、デジタル処理によって調整される。
　したがって、搬送波周波数ｆ０は、デジタル信号処理部２１が発生可能な周波数の範囲で調整することができる。デジタル信号処理部２１を構成しているデジタル回路が発生可能な周波数は、ＶＣＯの一般的な上限である５ＧＨｚ程度よりも高く、搬送波周波数ｆ０は、ＶＣＯを用いた場合よりも広帯域の範囲で設定することができる。
　ただし、周波数情報が示す搬送波周波数ｆ０は、ΔΣ変調器２５のサンプリング周波数ｆｓの範囲内で設定される。搬送波周波数ｆ０が、ΔΣ変調器２５のサンプリング周波数ｆｓを超えると、量子化信号から得られるＲＦ信号が精度良く再現されないおそれがあるからである。
　図２４（ａ）は、周波数ホッピングを適用したときのΔΣ変調器２５による出力の周波数スペクトルの波形図の一例である。図例では、０Ｈｚ～６ＧＨｚの範囲の内、搬送波周波数ｆ０は、図中、ひし形のマーク１で示す周波数位置である８００ＭＨｚに設定されている。つまり、８００ＭＨｚにおいて見られる電力ピーク部分は、信号が重畳されているＲＦ信号の周波数である。
　搬送波周波数ｆ０に応じて、ΔΣ変調器２５の量子化雑音阻止帯域の中心周波数も８００ＭＨｚに設定されている。このため、８００ＭＨｚにおいて見られる帯域の両側には、極端に電力値が低下している部分が見られる。
　なお、他の部分においても、電力ピーク部分が見られるが、これらは、８００ＭＨｚにおいて重畳されているＲＦ信号の高調波が現れたものである。
　図２４（ｂ）は、図２４（ａ）における搬送波周波数ｆ０近傍の帯域を拡大した図である。図において、８００ＭＨｚを中心に信号（ＲＦ信号）が重畳されている。
　図２４では、ＲＦ信号の搬送波周波数ｆ０を８００ＭＨｚに設定した場合を例示したが、図２４（ａ）に現れている高調波を利用して搬送波周波数ｆ０を設定することもできるし、搬送波周波数ｆ０を、例えば、６ＧＨｚまでの範囲で任意の周波数に設定することもできる。また、より高い周波数を発生可能な場合、図２４に示す帯域よりもさらに広い帯域内から設定することもできる。
　このように、周波数ホッピングによって搬送波周波数ｆ０を決定する制御部１３５は、搬送波周波数ｆ０の設定の自由度が高められ、より広範囲の周波数帯域から搬送波周波数ｆ０を設定することができることによって、より広範な範囲の中から複数の周波数情報を設定することができる。この結果、搬送波周波数の設定範囲が制限されるＶＣＯを用いた場合と比較して、搬送波周波数ｆ０をより広帯域に拡散させることができ、耐障害性が高く、かつ通信の秘匿性に優れた周波数ホッピングを実現することができる。
　さらに、搬送波周波数ｆ０をより広帯域に拡散させることができるので、多重化したとしても帯域の重複の可能性が低く、多ユーザでの利用が容易となる。
［２．５　他の実施形態について］
　上記実施形態では、制御部１３５が周波数ホッピング適用のために用いる複数の周波数情報及びホッピングパターンを記憶部１３６に記憶した場合を例示したが、これら複数の周波数情報及びホッピングパターンは、第三者に認知されてしまうと、通信の秘匿性が維持できなくなる重要な情報である。
　そこで、複数の周波数情報及びホッピングパターンが、第三者に認知されてしまうのを防止するために、記憶部１３６を、電力の供給が絶たれると記憶している情報が消去される揮発性の記憶部によって構成してもよい。記憶部１３６は、複数の周波数情報及びホッピングパターンを記憶可能に構成されている。
　図２６に示す送信機のように、ＶＣＯを用いた場合、ＶＣＯがアナログ回路なので、周波数ホッピングを実現するには、ＶＣＯを含むハードウェアの調整や設定が必要となる。このため、リバースエンジニアリングによって、第三者に周波数情報やホッピングパターンが認知されるおそれがある。
　この点、本実施形態では、デジタル信号処理部２１が、ＲＦ信号の搬送波周波数ｆ０を決定し、調整することができるので、デジタル処理の中でＲＦ信号の搬送波周波数ｆ０の決定及び調整を行うことができる。
　したがって、複数の周波数情報及びホッピングパターンが外部から与えられて記憶部１３６（図２２）に情報として記憶しておけば、制御部１３５は、ハードウェアの調整等を行うことなく、記憶された情報に基づいて周波数ホッピングを行うことができる。また、この記憶部１３６を揮発性の記憶部によって構成したとしても、制御部１３５は、同様に周波数ホッピングを行うことができる。
　ここで、本実施形態では、記憶部１３６が上述の揮発性の記憶部によって構成されているので、仮に、送信機２００が第三者によって分解されたとしても、送信機２００の電源が停止し、記憶部１３６への電力の供給が絶たれれば、記憶していた複数の周波数情報及びホッピングパターンは消去される。これにより、第三者がリバースエンジニアリングによって、周波数情報及びホッピングパターンが認知されるのを防止でき、通信の秘匿性を維持することができる。
　また、上記実施形態の送信機２００では、記憶部１３６の電力の供給が絶たれれば、周波数情報及びホッピングパターンが第三者に認知されるのを防止できるので、例えば、陸上を走行する車両や飛行機等の移動体（推進装置付きの移動体）に搭乗している搭乗者と、移動体の外部に位置する者との間で、秘匿通信を行う場合に好適に用いることができる。
　この場合、移動体が、上記実施形態の送信機２００と、送信機２００による送信信号を受信可能な受信機を搭載する。また、移動体の外部に位置する者も移動体と同様に送信機２００及び前記受信機を備える。
　仮に、移動体に搭載された送信機２００が、第三者によって取得されたとしても、当該送信機２００が壊れ記憶部１３６への電力の供給が絶たれていれば、周波数情報及びホッピングパターンが第三者に認知されことはない。よって、送信機２００が第三者に取得された場合にも通信の秘匿性を維持することができる。
　また、移動体を外部から遠隔制御する際に、制御に必要な制御情報を送受信するための通信手段として、上記実施形態の送信機２００を用いることもできる。
　図２５は、上記実施形態の送信機２００を搭載した、遠隔制御によって操縦可能な飛行機を示す図である。図中、飛行機１４０は、例えば地上に位置する制御装置１５０から送信される制御情報を受信することで遠隔制御される。
　飛行機１４０は、当該飛行機１４０の操縦制御を行う操縦制御部１４１と、上記実施形態の送信機２００と、外部としての制御装置１５０から与えられる制御情報を受信する受信機１４２と、アンテナ１４３とを備えている。
　なお、制御装置１５０も、上記実施形態の送信機２００を備えている。また、飛行機１４０の送信機２００から送信される周波数ホッピングが適用された送信信号を受信可能な受信機を備えている。
　飛行機１４０の受信機１４２は、制御装置１５０からの制御情報を受信すると、この制御情報を操縦制御部１４１に与える。操縦制御部１４１は、制御情報に基づいた処理を行うとともに、この制御情報に対する応答情報（例えば、飛行機１４０の現在位置や、速度、周囲の状況等）を送信機２００に与える。応答情報が与えられた送信機２００は、当該応答情報を周波数ホッピングにより制御装置１５０に向けて送信する。
　以上のようにして、飛行機１４０は、制御装置１５０との間で相互に通信を行うことで遠隔制御される。
　この場合も、飛行機１４０に搭載された送信機２００は、制御装置１５０との間の通信における搬送波周波数ｆ０の設定の自由度が高められ、通信の秘匿性に優れた周波数ホッピングを行うことができる。
　また、仮に、飛行機１４０及び送信機２００が第三者に取得されたとしても、送信機２００が壊れる等して記憶部１３６への電力の供給が絶たれていれば、周波数情報及びホッピングパターンが第三者に認知されことはない。よって、飛行機１４０及び送信機２００が第三者に取得された場合にも通信の秘匿性を維持することができる。
　通信に必要な複数の周波数情報及びホッピングパターンは、以下のようにして送信機２００に与えられる。すなわち、起動する前の段階での飛行機１４０の送信機２００において、揮発性の記憶部１３６（図２２）は、複数の周波数情報及びホッピングパターンを記憶していない。
　飛行機１４０を遠隔操作するために送信機２００を起動する場合、まず、記憶部１３６に、制御装置１５０と通信を行うために必要な、複数の周波数情報及びホッピングパターンが与えられる。複数の周波数情報及びホッピングパターンが与えられた記憶部１３６は、これらを記憶する。これによって、送信機２００は、記憶部１３６に記憶された周波数情報及びホッピングパターンを利用することで、制御装置１５０と通信可能となる。
　その後、飛行機１４０に故障が生じ、送信機２００が壊れる等して記憶部１３６への電力の供給が絶たれれば、記憶部１３６が記憶していた複数の周波数情報及びホッピングパターンは消去される。この場合、記憶部１３６に対して再度電力を供給したとしても、複数の周波数情報及びホッピングパターンは消去されてしまっているので、飛行機１４０及び送信機２００が第三者に取得された場合にも通信の秘匿性を維持することができる。
　なお、上記実施形態では、移動体としての飛行機１４０を遠隔制御する場合を例示したが、例えば、ミサイル等、発射すれば、元の位置には戻って来ず、壊れる確率の高い移動体に好適に搭載することができる。
　また、第２章における制御部１３５及び記憶部１３６は、他の章における装置・システム等にも用いることができる。
［第３章　ΔΣ変調によるＲＦ伝送］
［３．１　ＲＦ信号伝送システム（放送システム）］
　図２７は、放送システムを示している。この放送システムは、無線放送サービスのためのＲＦ信号を、信号伝送路４を介して、伝送するＲＦ信号伝送システム４００を利用している。
　ＲＦ信号伝送システム４００は、視聴者（テレビ受信機）に対する放送サービスの提供に用いられる。また、ＲＦ信号伝送システム４００は、放送サービスのためのＲＦ信号を遠隔地にある放送設備４０５，４０５に伝送するために用いられる。
［３．２　視聴者に対する放送サービスの提供］
　図２７に示す放送システム（ＲＦ信号伝送システム４００）は、地上デジタルテレビ放送のための放送用ＲＦ信号を送信する放送設備（第１装置）４０２を備えている。放送システム（ＲＦ信号伝送システム４００）は、視聴者側の装置として、信号出力装置（第２装置）４０３を備えている。
　放送設備４０２は、従来のテレビ放送局の放送設備と同様の機能を有している。つまり、放送設備４０２は、放送コンテンツ（テレビスタジオ４０２ａで撮影されたコンテンツ又はコンテンツ記憶部に記憶された放送コンテンツ）の映像信号／音声信号を、搬送波で変調して、ＲＦ信号に変換する。ＲＦ信号は、アンテナ４０２ｃから、電波として放射される。
　アンテナ４０２ｃから放射された電波（ＲＦ信号）は、アンテナ４０２ｃが設置された地域Ａにあるテレビ受信機４０７Ａ，４０７Ａにて受信可能である。つまり、放送設備４０２は、地域Ａにおいて、ＲＦ信号を電波として送信して、無線放送サービスを地域Ａの視聴者に提供することができる。
　放送設備４０２は、このような従来の放送設備と同様の機能だけでなく、ＲＦ信号伝送システム４００を用いて、地域Ａ外（アンテナ４０２ｃの電波が届く範囲外）へも、信号伝送路４（４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ）を介して、ＲＦ信号を送信することができる。
　図２８に示すように、放送設備４０２は、ＲＦ信号伝送システム４００のための送信装置（第１装置）を備えている。送信装置（第１装置）は、デジタル信号処理部２１を備えている。また、放送設備４０２は、従来の放送設備と同様の無線放送を行うための無線送信機６０を備えている。
　デジタル信号処理部２１は、ＲＦ信号を、デジタル信号である量子化信号（パケット化された量子化信号）で表現するための処理を行い、生成された量子化信号を出力する。デジタル信号処理部２１から出力された量子化信号は、量子化信号の出力部である電気－光変換器（光リンク）２２によって、光伝送路４ａに出力される。
　本実施形態のＲＦ信号伝送システム４００において、光伝送路４ａには、デジタル化されたＲＦ信号としての量子化信号が送信される。ＲＦ信号をデジタル化する場合、一般的には、ＲＦ信号の周波数（搬送波周波数）よりも十分に高い周波数で、サンプリングする必要がある。例えば、ＲＦ信号の周波数が数百ＭＨｚであれば、数十ＧＳ／ｓ程度の、非常に高速なサンプリング速度が必要となる。
　このため、ＲＦ信号をデジタル化して送信しようとすると、非常に高速の伝送速度が要求されるか、又は、情報量が非常に大きくなる。このため、従来は、非常に高い周波数のＲＦ信号をデジタル化して送信することは、理論的にはありえても、現実的ではなかった。
　しかし、本実施形態のＲＦ信号伝送システム４００では、ＲＦ信号に対して、ΔΣ変調（特に、バンドパス型ΔΣ変調）が行われるため、ＲＦ信号の周波数にかかわらず、ＲＦ信号をデジタル化して送信することが、現実的に可能となっている。
　デジタル信号処理部２１は、送信信号であるベースバンド信号（ＩＱ信号）を出力するベースバンド部２３と、ベースバンド信号を変調するデジタル変調器（直交変調器）２４ａと、処理部２４ｂと、バンドパス型ΔΣ変調器２５と、送信部（第１送信部）２６と、を備えている。
　ベースバンド部２３は、テレビスタジオ４０２ａ又はコンテンツ記憶部４０２ｂなどから取得したコンテンツの映像信号及び音声信号を取得する。ベースバンド部２３は、取得した映像信号及び音声信号のＩＱベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号それぞれ）をデジタルデータとして出力する。
　変調器２４ａは、ＩＱベースバンド信号を、中間周波数の信号に変換する。変調器２４ａは、デジタル信号処理で直交変調を行うデジタル直交変調器として構成されている。したがって、直交変調器２４ａからは、多ビットのデジタルデータ（離散値）によって表現されたデジタル信号形式の信号（デジタルＩＦ信号）が出力される。
　なお、変調波を生成する変調器２４ａとしては、直交変調器に限らず、変調波を生成するための他の方式の変調器であってもよい。
　変調器２４ａから出力されたＩＦ信号は、デジタル信号処理部２１における処理部２４ｂに与えられる。また、変調器２４ａから出力されたＩＦ信号は、無線送信機６０にも与えられる。
　処理部２４ｂは、ＩＦ信号に対して、ＤＰＤ(Digital Pre-distortion)、ＣＦＲ(Crest Factor Reduction)、ＤＵＣ(Digital Up Conversion)などの様々なデジタル信号処理を施す。処理部２４ｂからは、デジタル信号処理によって生成されたＲＦ信号が出力される。
　ＲＦ信号の搬送波の周波数は、ＲＦ信号が地上デジタルテレビ放送用であれば、地上デジタルテレビ放送におけるチャンネルの周波数に設定される。
　なお、無線送信機６０には、処理部２４ｂから出力されたＲＦ信号が与えられても良い。
　処理部２４ｂから出力されたデジタルＲＦ信号は、ΔΣ変調器２５に与えられる。本実施形態のΔΣ変調器２５は、バンドパス型ΔΣ変調器として構成されているが、ローパス型ΔΣ変調器であってもよい。
　ΔΣ変調器２５は、ＲＦ信号に対して、ΔΣ変調を行って１ｂｉｔの量子化信号（パルス信号）を出力する。バンドパス型ΔΣ変調器２５は、その中心周波数が、前記搬送波の周波数と一致するように設定されている。
　なお、ΔΣ変調器２５から出力される量子化信号は、１ｂｉｔである必要はない。ΔΣ変調器２５から出力される量子化信号は、ΔΣ変調器２５に入力されたデジタルデータのビット数よりも少なければよい。
　ΔΣ変調器２５から出力された量子化信号（ΔΣ変調信号）は、送信部２６によって、信号送信の光伝送路４ａ（４）へ送信される。
　送信部（第１送信部）２６は、デジタル化されたＲＦ信号としての量子化信号（ΔΣ変調信号）を、パケット化し、パケットデータにして送信する。送信部２６は、パケットの再送など、パケット通信に必要な処理を行う。
　また、送信部２６は、受信側（信号出力装置４０３、又は後述の放送機４０５）に対して、必要な情報も、パケットデータに含めて送信する。送信部２６が送信する情報には、量子化信号を受信した装置（信号出力装置４０３、又は放送機４０５）が、受信した量子化信号を、ΔΣ変調器２５が出力した量子化信号（パルス状のΔΣ変調信号）と同じ波形（パルス波形）の信号として再現するための情報（再現情報）が含まれる。
　ΔΣ変調器２５は、サンプリング周波数ｆｓに応じたレートで、パルス状の量子化信号（ΔΣ変調信号）を出力する。このような量子化信号が示す量子化値だけを、単純に、パケットデータにすると、パケットデータには、量子化値を示すビット列が含まれるだけで、量子化信号のレートに関する情報が欠落する。そこで、送信部２６は、パケット化された量子化信号の受信側（信号出力装置４０３、又は放送機４０５）において、量子化値を示すビット列から、ΔΣ変調器２５が出力したパルス状のΔΣ変調信号を再現できるように、パケットデータに、再現情報を含めて送信する。
　再現情報には、例えば、ΔΣ変調器２５におけるサンプリング速度（サンプリング周波数）を示す情報（サンプリング速度情報）が含まれる。量子化信号が示す量子化値を、サンプリング速度に対応した速度でパルス化すれば、ΔΣ変調器２５が出力したパルス状のΔΣ変調信号を再現することができる。
　また、量子化信号が、多ビットである場合、再現情報には、量子化信号のビット数を示す情報を含めても良い。
　なお。再現情報が、受信側（信号出力装置４０３、又は放送機４０５）において既知の場合には、送信部２６は、再現情報を送信する必要はない。
　また、デジタル化されたＲＦ信号としての量子化信号が、１ｂｉｔ又は多ｂｉｔのパルス信号としての信号波形を維持したまま、光伝送路４ａに送信される場合、受信側（信号出力装置４０３、又は放送機４０５）にて信号の再現の必要がないため、再現情報の送信は、必要とされない。
　送信部２６から出力されたパケットデータは、電気－光変換器（光リンク）２２によって、光信号に変換され、光伝送路４ａへ送出される。光伝送路４ａは、インターネットに接続されている。つまり、パケットデータは、信号伝送路であるインターネット４を介して、伝送される。
　なお、電気－光変換器（光リンク）２２は、放送設備４０２における送信装置とは別の装置として設けても良い。
　本実施形態のＲＦ信号伝送システム４００では、デジタル化されたＲＦ信号としての量子化信号が、パケット化されているため、インターネット４のようにパケット通信を行う通信ネットワークを信号伝送路として活用できる。
　デジタル化されたＲＦ信号の伝送を、専用線として構成された信号伝送路での伝送、又は、回線交換方式の信号伝送路での伝送、によって行っても良いが、この場合、信号伝送路を占有して通信が行われるため、高コストになりやすい。
　これに対し、インターネット４のようにパケット通信を行う通信ネットワークを信号伝送路として活用でき、低コスト化が可能である。
　しかも、ＲＦ信号をΔΣ変調（特に、バンドパス型ΔΣ変調）によってデジタル化したため、比較的少ない情報量となっていることからも、パケット通信に適したものとなっている。
　なお、パケット化が不要な信号伝送路（専用線など）を用いる場合、送信部２６におけるパケット化の機能は省略できる。
　パケット通信の場合、信号伝送路４の伝送速度は保証されないため、ΔΣ変調器２５から出力された量子化信号を、パルス信号としての信号波形を維持したまま、信号伝送路４に送信することはできないが、前述の再現情報の交換によって、受信側（信号出力装置４０３、又は放送機４０５）は、パケット化された量子化信号からでも、ΔΣ変調器２５が出力したパルス状のΔΣ変調信号を再現することが容易となっている。
　また、パケット通信ではなく、信号伝送路を占有した通信であっても、信号伝送路４の伝送速度が、ΔΣ変調器２５から出力された量子化信号をそのまま伝送するのに十分でない場合（ΔΣ変調器２５のサンプリング速度（１／ｆｓ）よりも信号伝送路４の伝送速度が低い場合）、量子化信号を、信号伝送路４で伝送できる程度に低速の信号に変換する必要がある。この場合であっても、前述の再現情報の交換によって、受信側（信号出力装置４０３、又は放送機４０５）は、低速に変換された量子化信号からでも、ΔΣ変調器２５が出力したままの量子化信号を再現することが容易となっている。
　ここで、図２８に示す放送設備４０２における無線送信機６０は、ＤＡコンバータ（ＤＡＣ）６１と、周波数変換器６２と、パワーアンプ６３と、を備えている。ＤＡコンバータ６１は、デジタル変調器から出力されたデジタル信号（ＩＦ信号）を、アナログ信号に変換する。周波数変換器６２は、アナログＩＦ信号に対して、ＲＦ信号にするための周波数変換を行う。パワーアンプ６３は、ＲＦ信号を増幅し、放送設備４０２のアンテナ４０２ｃに出力する。なお、ＤＡコンバータ６１にＲＦ信号が与えられる場合、周波数変換器６２は省略することができる。
　また、放送設備４０２が無線放送を行わない場合、無線送信機６０及びアンテナ４０２ｃは省略してもよい。この場合、放送設備４０２は、実質的に、高コスト化を招くアナログ回路を有さず、大部分が、デジタル信号処理部２１によって構成されるため、放送設備４０２の低コスト化が可能である。
　また、既存の無線放送可能な放送設備４０２に、ＲＦ信号伝送システム４００用の送信装置（第１装置）２を追加で設ける場合にも、デジタル信号処理部２１等を設けるだけで足り、比較的低コストですむ。
　放送設備４０２のアンテナ４０２ｃから放射された電波は、その電波が届く範囲（地域Ａ）内の受信機４０７Ａでしか受信できない。
　これに対し、放送設備４０２から、信号伝送路（インターネット）４に送信された量子化信号は、地域Ａ内だけでなく、インターネット接続可能な世界中のあらゆる地域・国にて受信可能である。
　図２７では、地域Ａの放送設備（第１装置）２から送信された量子化信号（デジタル化されたＲＦ信号）を、地域Ｂに設置されたテレビ受信機４０７Ｂにて、受信する様子を示した。信号伝送路４，４Ｂから送信された量子化信号は、信号出力装置（第２装置）４０３にて受信され、テレビ受信機４０７Ｂへ出力される。
　図２９に示すように、信号出力装置（第２装置）４０３は、光－電気変換器（光リンク）４３１と、受信部４３２と、バッファ４３３と、出力部４３４と、スイッチ部４３５と、を備えている。
　なお、光－電気変換器４３１は、信号出力装置４０３とは別の装置として設けても良い。
　光－電気変換器（光リンク）４３１は、インターネット４に接続された光伝送路４ｂから送信されてきた光信号（パケットデータ；パケット化された量子化信号）を、電気信号に変換して出力する。
　受信部４３２は、電気信号に変換されたパケットデータのデパケット化を行い、パケットデータから、量子化信号（量子化信号の量子化値）及びその他の情報（再現情報）を抽出する。受信部４３２は、パケットの再送要求など、パケット通信に必要な処理を行う。
　なお、量子化信号がパケット化されていない場合、受信部４３２のデパケット化の機能は省略できる。
　受信部４３２にて受信された量子化信号は、（ＦＩＦＯ；Ｆｉｒｓｔ　Ｉｎ　Ｆｉｒｓｔ　Ｏｕｔ）型のバッファ４３３に一時的に保存される。また、受信部４３２にて受信した再現情報（サンプリング速度情報）は、出力部４３４に与えられる。
　受信した量子化信号を、バッファ４３３にて一時的に保存してから出力することで、信号伝送路の伝送速度が一定でなかったり、パケット欠落などがあったりしても、量子化信号を、切れ目なく、所定のレート（再現情報が示すサンプリング速度に応じたレート）で連続的に出力することができる。つまり、バッファ４３３を設けていることで、パケット通信で量子化信号を送信する場合や、信号伝送路４に速度保証がない場合であっても、対応できる。なお、信号伝送路４の伝送速度が、十分に高速であれば、バッファ４３３を省略することもできる。
　出力部４３４は、バッファ４３３に保存された量子化信号（量子化信号の量子化値）を、所定のレート（再現情報が示すサンプリング速度に応じたレート）のパルス信号として、出力する。
　つまり、出力部４３４から出力された量子化信号は、ΔΣ変調器２５から出力された量子化信号の信号波形を再現したものとなる。
　なお、再現情報は、受信部４３２にて受信されたものを用いる必要はなく、信号出力装置４０３において予め設定されていてもよい。
　ΔΣ変調器（バンドパス型ΔΣ変調器）２５から出力された量子化信号は、ＲＦ信号の搬送波周波数付近において、ＲＦ信号としての情報を保持している。したがって、出力部４３４から出力された量子化信号も、ＲＦ信号としての情報を保持している。
　このため、出力部４３４から出力された量子化信号を、テレビ受信機４０７ＢのＲＦ信号入力として与えると、テレビ受信機４０７Ｂでは、量子化信号を、ＲＦ信号として受信することができる。つまりテレビ受信機４０７Ｂは、ＲＦ信号伝送システム４００を介して伝送されたＲＦ信号を、無線放送として送信されたＲＦ信号と同様に受信できる。
　なお、量子化信号は、ΔΣ変調器２５においてノイズシェイピングされた量子化雑音を有しており、この量子化雑音を除去してＲＦ信号を取り出したい場合には、ＲＦ信号の搬送波周波数付近の周波数を通過させるバンドパスフィルタを用いる必要がある。ただし、テレビ受信機４０７Ｂなどの無線放送受信機が、不要な周波数の信号をカットするバンドパスフィルタを有していれば、信号出力装置４０３にバンドパスフィルタを設ける必要はない。
　もちろん、バンドパスフィルタを設けても良い。この場合、出力部４３４は、バンドパスフィルタを介して、テレビ受信機４０７Ｂに対して、量子化信号を出力すればよい。
　スイッチ部４３５は、出力部４３４から出力された量子化信号（ＲＦ信号）と、アンテナ４３８にて受信したＲＦ信号（地域Ｂの放送設備から無線放送された電波）と、を選択的に、テレビ受信機４０７Ｂに与える。
　信号出力装置４０３は、アンテナ４３８が接続されるアンテナ端子４３６（例えば、同軸ケーブル用の端子）を有しており、アンテナ４３８にて受信したＲＦ信号を、信号出力装置４０３へ入力可能となっている。スイッチ部４３５は、アンテナ４３８にて受信するＲＦ信号と同一チャネル（周波数）のＲＦ信号が、出力部４３４から出力される場合、混信を避けるため、いずれか一方のＲＦ信号だけが、テレビ受信機４０７Ｂに与えられる。
スイッチ部４３５を、アンテナ４３８側に接続させるか、出力部４３４側に接続させるかは、いずれからの放送を優先して受信したいかによって、視聴者（ユーザ）によって、適宜設定される。
　混信のおそれがない場合には、アンテナ４３８からのＲＦ信号と、出力部４３４からのＲＦ信号とを、ともに、テレビ受信機４０７Ｂに与えても良い。
　なお、信号出力装置４０３にアンテナ４３８を接続しなくてもよい。
　なお、図２９において、信号出力装置４０３は、テレビ受信機４０７Ｂとは別体の装置として構成されている。信号出力装置４０３におけるＲＦ信号の出力端子４３７（例えば、同軸ケーブル用の端子）と、テレビ受信機４０７のアンテナ端子７Ｂ－１（例えば、同軸ケーブル用の端子）とが、同軸ケーブルなどのケーブルによって接続されることで、信号出力装置４０３とテレビ受信機４０７Ｂとが、一つの受信システムを構成している。
　これに対し、信号出力装置４０３を、テレビ受信機４０７Ｂに内蔵させた、一体型の受信システムとして構成してもよい。つまり、テレビ受信機としての機能及び信号出力装置４０３としての機能を一体的に有する受信システムとして構成してもよい。
　一体型の受信システムとして構成することにより、従来型テレビと同様な取り扱いで高機能化を図る事ができ、視聴者にとって技術導入のための負担とならない。
　本実施形態に係る信号出力装置４０３を用いると、放送設備４０２から遠く離れた地域・国であっても、インターネット経由で、放送設備４０２による放送サービスの提供を受けることができる。
　また、信号出力装置４０３は、難視聴地域対策にも用いることができる。つまり、放送設備４０２からの電波を受信できない地域では、信号出力装置４０３を用いることで、放送サービスをインターネット４経由で受けることができる。
　さらに、本実施形態のＲＦ信号伝送システム４００では、地域Ａから地域ＢへのＲＦ信号の伝送が、電波ではなく、有線の信号伝送路４で送信されるため、電波に関する法的な規制を受けない。
［３．３　遠隔地の放送設備への伝送］
　図２７に示す放送システム（ＲＦ信号伝送システム４００）において、放送設備４０２は、他の地域・国（図２７の地域Ｃ，Ｄ）に設置された放送設備４０５，４０５に対して、デジタル化された放送用ＲＦ信号を送信するためにも用いられる。このため、放送システム(ＲＦ信号伝送システム４００)は、他地域Ｃ，Ｄ用の放送設備４０５，４０５を備えている。
　地域Ｃ，Ｄの放送設備４０５，４０５は、地域Ａの放送設備４０２から送信されたＲＦ信号を受信して、受信したＲＦ信号を、アンテナ４５５から、電波として放射する。これにより、放送設備４０５，４０５は、放送設備４０２から送信されたＲＦ信号を、地域Ｃ，Ｄ内のテレビ受信機４０７Ｃ，４０７Ｄに受信させることができる。
　つまり、地域Ａの放送設備４０２を放送サービスのための親設備とすると、地域Ｃ，Ｄの放送設備４０５，４０５は、子設備といえる。
　子設備である放送設備４０５，４０５は、放送機（以下、「放送機４０５」という）と、アンテナ４５５とを備えて構成されている。
　図３０に示すように、放送機（第２装置）４０５は、光－電気変換器（光リンク）４５１と、受信部４５２と、バッファ４５３と、送信部（第２送信部）４５４と、を備えている。
　なお、光－電気変換器４５１は、放送機４０５とは別の装置として設けても良い。
　光－電気変換器（光リンク）４５１は、インターネット４に接続された光伝送路４ｃ，４ｄから送信されてきた光信号（パケットデータ；パケット化された量子化信号）を、電気信号に変換して出力する。
　受信部４５２は、電気信号に変換されたパケットデータのデパケット化を行い、パケットデータから、量子化信号（量子化信号の量子化値）及びその他の情報（再現情報）を抽出する。受信部４５２は、パケットの再送要求など、パケット通信に必要な処理を行う。
　なお、量子化信号がパケット化されていない場合、受信部４５２のデパケット化の機能は省略できる。
　受信部４５２にて受信された量子化信号は、（ＦＩＦＯ；Ｆｉｒｓｔ　Ｉｎ　Ｆｉｒｓｔ　Ｏｕｔ）型のバッファ４５３に一時的に保存される。また、受信部４５２にて受信した再現情報（サンプリング速度情報）は、送信部４５４の出力部４５４ａに与えられる。
　受信した量子化信号を、バッファ４５３にて一時的に保存してから出力することで、信号伝送路の伝送速度が一定でなかったり、パケット欠落などがあったりしても、量子化信号を、切れ目なく、所定のレート（再現情報が示すサンプリング速度に応じたレート）で連続的に出力することができる。つまり、バッファ４５３を設けていることで、パケット通信で量子化信号を送信する場合や、信号伝送路４に速度保証がない場合であっても、対応できる。なお、信号伝送路４の伝送速度が、十分に高速であれば、バッファ４５３を省略することもできる。
　送信部４５４は、出力部４５４ａと、アナログフィルタ（バンドパスフィルタ）４５４ｂと、増幅器（パワーアンプ）４５４ｃと、を備えている。
　出力部４５４ａは、バッファ４５３に保存された量子化信号（量子化信号の量子化値）を、所定のレート（再現情報が示すサンプリング速度に応じたレート）のパルス信号として、出力する。
　つまり、出力部４５４ａから出力された量子化信号は、ΔΣ変調器２５から出力された量子化信号の信号波形を再現したものとなる。
　なお、再現情報は、受信部４５２にて受信されたものを用いる必要はなく、放送機４０５において予め設定されていてもよい。
　バンドパスフィルタ（アナログバンドパスフィルタ）４５４ｂは、ＲＦ信号の搬送波周波数付近の周波数を通過させるバンドパスフィルタである。出力部４５４ａから出力された量子化信号が、バンドパスフィルタ４５４ｂを通過すると、ΔΣ変調器２５においてノイズシェイピングされた量子化雑音が除去される。つまり、バンドパスフィルタ４５４ｂからは、アナログＲＦ信号が出力される。
　パワーアンプ４５４ｃは、バンドパスフィルタ４５４ｂから出力されたＲＦ信号を増幅し、アンテナ４５５に出力する。これにより、放送設備４０５，４０５は、放送設備４０２から送信されたＲＦ信号を、地域Ｃ，Ｄ内のテレビ受信機４０７Ｃ，４０７Ｄに受信させることができる。
　なお、アンテナ４５５が、バンドパスフィルタとしての特性を有している場合には、バンドパスフィルタ４５４ｂを省略してもよい。
　また、増幅器４５４ｃは、フィルタ４５４ｂの後段に設けるだけでなく、フィルタ４５４ｂの前段に設けても良い。フィルタ４５４ｂの前段に設けられる増幅器４５４ｃとしては、デジタル増幅器を採用できる。デジタル増幅器は飽和状態で動作するため高効率となる。フィルタ４５４ｂの前段に増幅器４５４ｃを設けた場合、フィルタ４５４ｂの後段の増幅器４５４ｃは省略してもよい。
　本実施形態に係る放送機（第２装置）４０５を用いると、親設備である放送設備(第１装置)４０２から遠く離れた地域・国であっても、インターネット４などの信号伝送路経由で、デジタル化されたＲＦ信号を取得することができる。
　また、親設備である放送設備（第１装置）４０２にて、ＲＦ信号が既に生成されているため、子設備である放送機（第２装置）４０５，４０５においては、ベースバンド信号からＲＦ信号を生成するための処理（直交変調、ＤＰＤ，ＣＦＲ，ＤＵＣなどのデジタル信号処理）を行う必要がない。したがって、子設備である放送機（第２装置）４０５，４０５の構成を、比較的簡素にできる。
　その結果、子設備である放送機（第２装置）４０５，４０５の低コスト化が可能である。低コスト化のメリットは、子設備である放送機（第２装置）４０５，４０５の数が多くなるほど、大きくなる。
　したがって、地域Ａで無線放送されているコンテンツを、地域Ｃ，Ｄにおいて、無線放送にて新たに提供しようとした場合、低コストの放送機を設置すればよいため、地域Ｃ，Ｄにおける放送サービスの提供を低コストで開始できる。
［３．４．放送のグローバル化］
　本実施形態の放送システムを用いると、放送サービスを地域・国を超えて、グローバルに提供することが可能となる。
　例えば、地域Ａと地域Ｃ，Ｄとに時差がある場合、地域Ａでは夜間（放送が行われない時間帯）であるため、本来であれば放送設備４０２が休止するときに、放送設備４０２を有効的に活用することができる。例えば、地域Ａでは夜間であるときに、放送設備４０２は、休止せずに、昼間（放送が行われる時間帯）である地域Ｃ，Ｄ向けに、ＲＦ信号を送信することで、放送設備４０２を有効活用できる。
　また、ＲＦ信号の提供を受ける地域Ｃ，Ｄでは、従来の高価な放送設備を設置しなくても、放送サービスを開始できるため、当該地域Ｃ，Ｄに、従来の高価な放送設備があまり設置されていない場合であっても、放送サービスの高度化が可能である。
　さらに、地域Ｃ，Ｄにおいても、親設備である放送設備４０２（無線送信機６０は無くても良い）を設置すれば、地域Ｃ，Ｄから送信されたコンテンツを、地域Ａなどの様々な地域で提供することができる。
　したがって、各国から送信された多様なコンテンツを、世界中の視聴者が視聴することが可能となる。
［３．５　バンドパス型ΔΣ変調］
　ΔΣ変調器２５は、［１．２　バンドパス型ΔΣ変調］にて説明したΔΣ変調器２５と同様である。
［３．６．帯域拡張］
　図３１は、図２８の放送設備４０２のデジタル信号処理部２１に帯域拡張部２９を追加したものを示している。
　帯域拡張部２９は、［１．３　帯域拡張］にて説明した帯域拡張部２９と同様である。その他、図３１の放送設備４０２において、説明を省略した点については、図２８のものと同様である。
［３．７　高調波の利用］
　第３章においても、［１．４　高調波の利用］にて説明した高調波成分を利用することができる。
　この高調波成分を利用することで、送信装置（第１装置）側では、搬送波周波数ｆ０’及びサンプリング周波数ｆｓを低く抑えつつ、受信側（信号出力装置４０３、又は放送機４０５）で受信される変調波（ＲＦ信号）の周波数を高くすることができる。
［３．８　付記］
　前述の説明では、放送サービスとして、地上デジタルテレビ放送を例として説明したが、デジタルテレビ放送としては、衛星デジタルテレビ放送であってもよい。また、テレビ放送としては、アナログテレビ放送であってもよい。放送は、ラジオ放送であってもよい。さらに、本実施形態の信号伝送システムは、放送用ＲＦ信号以外のＲＦ信号の伝送にも利用できる。
［第４章　量子化雑音によって生じる漏洩電力の抑制］
［４．１　無線機］
　図３２は、実施形態に係る無線機５０１を示している。無線機５０１は、バンドパス型ΔΣ変調器２５を備えたデジタル信号処理部（信号処理装置）２１と、増幅器５３１と、バンドパスフィルタ５３２と、を有している。
　デジタル信号処理部２１は、無線波としてアンテナから送出されるＲＦ信号を表現するデジタル信号（量子化信号）を出力する。ＲＦ信号は、無線波として空間に放射されるべき信号であり、例えば、移動体通信のためのＲＦ信号、テレビ／ラジオなどの放送サービスのためのＲＦ信号である。
　デジタル信号処理部２１から出力されたデジタル信号は、増幅器（例えば、デジタル増幅器）によって増幅され、ノイズシェイピングされた量子化雑音（ノイズ成分）を除去するアナログフィルタ（バンドパスフィルタ）５３２に与えられる。
　アナログフィルタ５３２から出力された信号は、アンテナから無線波として空間に放射される。
　デジタル信号処理部２１は、ＲＦ信号によって送信される情報であるベースバンド信号（ＩＱ信号）を出力するベースバンド部２３と、デジタル直交変調などの処理を行う処理部２４と、バンドパス型ΔΣ変調器２５と、を備えている。
　ベースバンド部２３は、ＩＱベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号それぞれ）をデジタルデータとして出力する。
　処理部２４は、ＩＱベースバンド信号に対してデジタル直交変調などの処理を行う。したがって、処理部２４からは、多ビットのデジタルデータ（離散値）によって表現されたデジタル信号形式の信号が出力される。
　なお、処理部２４における変調は、直交変調に限らず、変調波を生成するための他の方式の変調であってもよい。
　処理部２４は、直交変調のほか、ＤＰＤ(Digital Pre-distortion)、ＣＦＲ(Crest Factor Reduction)、ＤＵＣ(Digital Up Conversion)などの様々なデジタル信号処理を施すことができる。処理部２４からは、上述のような各種のデジタル信号処理によって生成されたＲＦ信号が出力される。
　処理部２４から出力されたデジタルＲＦ信号は、バンドパス型ΔΣ変調器２５に与えられる。
　バンドパス型ΔΣ変調器２５は、入力信号であるＲＦ信号に対して、ΔΣ変調を行って１又は複数ビットの量子化信号を出力する。
［４．２　ΔΣ変調］
　ΔΣ変調器２５は、［１．２　バンドパス型ΔΣ変調］にて説明したΔΣ変調器２５と同様である。
［４．３　ΔΣ変調と漏洩電力］
　図３３（ａ）に示すように、バンドパス型ΔΣ変調器２５は、雑音伝達関数ＮＴＦが、バンドストップ型特性を持つ。したがって、バンドパス型ΔΣ変調器２５は、量子化雑音を量子化雑音阻止帯域ＮＳ＿ＢＷ外へ移動させて、量子化雑音阻止帯域内の量子化雑音を大きく低下させるノイズシェイピングを行うことができる。
　ここで、所望のＯＳＲにおいて、サンプリング周波数ｆｓを低く抑えるために、ＲＦ信号の信号帯域ＢＷに基づいて、サンプリング周波数ｆｓを、
　ｆｓ＝（２×ＢＷ）×ＯＳＲ
　の式に従って設定すると、雑音阻止帯域ＮＳ＿ＢＷは、信号帯域ＢＷに一致することになる。
　一方、無線機が出力する信号（無線波）においては、図３３（ｂ）に示すように、信号帯域ＢＷ外へ漏れ出る漏洩電力が問題となることがあるため、法的規制又は規格において、信号帯域外の漏洩電力の大きさが規制される。
　例えば、3GPP TS 36.104 version 9.1.0 Release 9 p21 "Table 6.6.2.1-2: Base Station ACLR in unpaired spectrum with synchronized operation"では、隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）に関し、隣接チャネルの中心周波数及び次隣接チャネルの中心周波数におけるＡＣＬＲの制限（ＡＣＬＲ　ｌｉｍｉｔ）が、それぞれ、４５ｄＢであると規定されている。
　ＲＦ信号に対してバンドパス型ΔΣ変調を行った場合、ΔΣ変調器２５の出力スペクトラムは、ＲＦ信号としてのスペクトラムとなる。したがって、ＲＦ信号の信号帯域外に量子化雑音が存在するとは、無線波において問題となる信号帯域外への漏洩電力と同様の問題を生じさせる。つまり、ＲＦ信号の信号帯域近傍に量子化雑音が存在すると、その量子化雑音が、漏洩電力に重畳される。
［４．４　量子化雑音阻止帯域の設定例］
［４．４．１　第１例］
　量子化雑音が漏洩電力となることを防止するため、本実施形態のΔΣ変調器２５では、雑音伝達関数ＮＴＦにおける量子化雑音阻止帯域ＮＳ＿ＢＷが、ＲＦ信号の使用帯域の帯域幅ＢＷよりも大きく設定されている。したがって、図３４に示すように、量子化雑音のほとんどは、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷよりも大きい量子化雑音阻止帯域（帯域幅ＮＳ＿ＢＷ）の外に移動することになる。
　なお、量子化雑音阻止帯域ＮＳ＿ＢＷとは、量子化雑音のピーク値から３ｄＢ下がっている範囲の帯域（３ｄＢ帯域）である。
　図３４の量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、ＲＦ信号の使用帯域の高周波数側及び低周波数側の両方で、ＲＦ信号の使用帯域よりも拡張されている。したがって、ＲＦ信号の使用帯域の外側であっても、ＲＦ信号の使用帯域の近傍においては、量子化雑音がほとんどなく、量子化雑音がＲＦ信号帯域外の漏洩電力となることが抑制される。
　ここで、図３４に示す第１例では、ＯＳＲ＝５０、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷ＝５［ＭＨｚ］、ＲＦ信号の中心周波数はｆ１とする。また、第１例及び他の例において、ＲＦ信号を放射する無線機５０１が適合することを要する法的規制又は規格において漏洩電力の大きさが規制される周波数範囲は、隣接チャネル（第１隣接チャネル：１ｓｔＡＣ）及び次隣接チャネル（第２隣接チャネル：２ｎｄＡＣ）であるものとする。
　隣接チャネル（１ｓｔＡＣ）とは、ＲＦ信号の使用帯域（帯域幅ＢＷ）の両側において隣接する帯域であって、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷと同じ帯域幅を持つものをいう。したがって、ＲＦ信号の使用帯域とその両側の隣接チャネル（１ｓｔＡＣ）とを包含する最小の帯域幅は、ＢＷ×３（＝１５ＭＨｚ）となる。
　また、次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）とは、２つの隣接チャネルそれぞれの外側に位置する帯域であって、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷと同じ帯域幅を持つものをいう。したがって、ＲＦ信号の使用帯域並びに隣接チャネル（１ｓｔＡＣ）及び次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）を包含する最小の帯域幅は、ＢＷ×５（＝２５ＭＨｚ）となる。
　図３４では、ＲＦ信号を放射する無線機５０１が適合することを要する法的規制又は規格において漏洩電力の大きさが規制される周波数範囲が、隣接チャネル（第１隣接チャネル：１ｓｔＡＣ）及び次隣接チャネル（第２隣接チャネル：２ｎｄＡＣ）であることに対応して、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷが、ＲＦ信号の両側の次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）までを包含する最小の帯域幅（ＢＷ×Ｎ＝５ＭＨｚ×５＝２５ＭＨｚ）以上に設定されている。
ここで、Ｎは、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷに対する量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷの倍率である。Ｎ＝５の場合、量子化雑音阻止帯域は、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷの５倍の帯域幅を持つことを意味する。
　第１例において、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（ＢＷ×Ｎ）＝５ＭＨｚ×７＝３５ＭＨｚ以下であるのが好ましい。量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷを大きくすると、サンプリング周波数が大きくなってしまうため、（ＢＷ×７）以下に抑えることで、サンプリング周波数の増加を防止できる。
　図３４のように、ＲＦ信号の使用帯域の帯域幅ＢＷ＝５ＭＨｚではなく、隣接チャネル及び次隣接チャネルを含めた帯域幅（２５ＭＨｚ）を基準にサンプリング周波数（サンプリングレート）ｆｓを決定する場合、ｆｓ＝２×（ＢＷ×５）×ＯＳＲ＝２．５［ＧＳ／ｓ］となる(Ｎ＝５)。
　また、Ｎ＝７の場合の３５ＭＨｚを基準にサンプリング周波数（サンプリングレート）ｆｓを決定する場合、ｆｓ＝２×（ＢＷ×７）×ＯＳＲ＝３．５［ＧＳ／ｓ］となる。
　なお、図３４に示すＲＦ信号において、ＲＦ信号を放射する無線機５０１が適合することを要する法的規制又は規格において漏洩電力の大きさが規制される周波数範囲が、隣接チャネル（第１隣接チャネル：１ｓｔＡＣ）だけである場合、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（ＢＷ×Ｎ）＝５ＭＨｚ×３＝１５ＭＨｚ以上であるのが好ましい。この場合、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（ＢＷ×Ｎ）＝５ＭＨｚ×５＝２５ＭＨｚ以下であるのがより好ましい。
［４．４．２　第２例］
　移動体通信等では、マルチキャリアが利用されることがある。具体的には、無線機が使用可能な通信帯域として複数の通信帯域（帯域幅ＳＢＷ）が用意され、ユーザ無線機（移動体）の数の増減に応じて、使用する通信帯域の数を増減させることがある。
　図３５は、５ＭＨｚの通信帯域(ＳＢＷ＝５ＭＨｚ)を２個（複数）組み合わせて使用して合計１０ＭＨｚの帯域幅ＢＷをＲＦ信号の信号帯域として使用する例を示している。この場合、ＲＦ信号の使用帯域（ＢＷ＝１０ＭＨｚ）は、２個（複数）の通信帯域（ＳＢＷ＝５ＭＨｚ）に跨っていることになる。
　図３５に示すように、ＲＦ信号の使用帯域の帯域幅ＢＷが１０ＭＨｚとなった場合、隣接チャネル（１ｓｔＡＣ）及び次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）それぞれの帯域幅も１０ＭＨｚとなる。
　したがって、量子化雑音阻止帯域が、ＲＦ信号の両側の次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）までを包含しようとすると、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、ＢＷ×Ｎ＝１０ＭＨｚ×５＝５０ＭＨｚ）以上となっていればよい。
　図３５に示す第２例の場合も、サンプリング周波数の増大を抑えるため、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（ＢＷ×Ｎ）＝１０ＭＨｚ×７＝７０ＭＨｚ以下であるのが好ましい。
　図３５において、隣接チャネル及び次隣接チャネルを含めた帯域幅（５０ＭＨｚ）を基準にサンプリング周波数（サンプリングレート）ｆｓを決定する場合、ｆｓ＝２×（ＢＷ×５）×ＯＳＲ＝５．０［ＧＳ／ｓ］となる(Ｎ＝５)。
　また、Ｎ＝７の場合の７０ＭＨｚを基準にサンプリング周波数（サンプリングレート）ｆｓを決定する場合、ｆｓ＝２×（ＢＷ×７）×ＯＳＲ＝７．０［ＧＳ／ｓ］となる。
　なお、図３５に示すＲＦ信号において、ＲＦ信号を放射する無線機５０１が適合することを要する法的規制又は規格において漏洩電力の大きさが規制される周波数範囲が、隣接チャネル（第１隣接チャネル：１ｓｔＡＣ）だけである場合には、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（ＢＷ×Ｎ）＝１０ＭＨｚ×３＝３０ＭＨｚ以上であるのが好ましい。この場合、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（ＢＷ×Ｎ）＝１０ＭＨｚ×５＝５０ＭＨｚ以下であるのがより好ましい。
［４．４．３　第３例］
　第１例及び第２例では、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷが、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷの５倍以上に設定されたものを示したが、第３例では、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷが、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷの５倍未満に設定されたものを示す。
　つまり、第３例に係る量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、ＲＦ信号の使用帯域の両側の隣接チャネル（１ｓｔＡＣ）及び次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）を包含する最小の帯域幅（ＢＷ×５）よりも狭い帯域幅を有している。
　なお、第３例においても、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、ＲＦ信号の使用帯域の帯域幅ＢＷよりも広い。
　図３６（ａ）に示すように、第３例では、第２例と同様に、５ＭＨｚの通信帯域(ＳＷＢ＝５ＭＨｚ)ｃ，ｄを２個組み合わせて使用して合計１０ＭＨｚの帯域幅ＢＷが、ＲＦ信号の信号帯域として使用される。つまり、ＲＦ信号の使用帯域（ＢＷ＝１０ＭＨｚ）は、２個（複数）の通信帯域（ＳＢＷ＝５ＭＨｚ）に跨っている。
　前述の第２例においては、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷが第１例に比べて２倍になっていることから、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷも第１例に比べて２倍になっている。この結果、第２例では、サンプリングレートも第１例に比べて２倍になっている。
　これに対し、図３６に示す第３例の場合、第２例と同様に、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷが第１例に比べて２倍になっているものの、第３例の量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは第１例の２倍未満になっている。したがって、第３例では、サンプリングレートも第１例の２倍未満でよく、サンプリングレートの増加を抑制できている。
　図３６（ｂ）（ｃ）は、図３６（ａ）に示す２個の通信帯域ｃ，ｄそれぞれ単独を、使用帯域とみなしたものを示している。
　図３６（ｂ）に示すように、通信帯域ｃ（帯域幅ＳＢＷ＝５ＭＨｚ）がＲＦ信号の使用帯域であるとみなした場合、ＲＦ信号並びに隣接チャネル（１ｓｔＡＣ）及び次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）すべてを包含するために必要な帯域幅は、ＳＢＷ×５＝５ＭＨｚ×５＝２５ＭＨｚとなる（図３６（ｂ）のａ～ｅの範囲）。
　また、図３６（ｃ）に示すように、通信帯域ｄ（帯域幅ＳＢＷ＝５ＭＨｚ）がＲＦ信号の使用帯域であるとみなした場合も、ＲＦ信号並びに隣接チャネル（１ｓｔＡＣ）及び次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）すべてを包含するために必要な帯域幅は、ＳＢＷ×５＝５ＭＨｚ×５＝２５ＭＨｚとなる（図３６（ｂ）のｂ～ｆの範囲）。
　通信帯域ｃと通信帯域ｄとは、別のキャリアであるから、漏洩電力の大きさが規制される範囲としては、図３６（ｂ）に示すａ～ｅの範囲及び図３６（ｃ）に示すｂ～ｆの範囲で十分である。
　したがって、２個の通信帯域ｃ，ｄを組み合わせてＲＦ信号の使用帯域とする場合には、漏洩電力の大きさが規制される範囲としては、図３６（ａ）に示すａ～ｆの範囲で十分となる。
　つまり、ＲＦ信号の使用帯域（帯域幅ＢＷ＝１０ＭＨｚの両側に、それぞれ、通信帯域（帯域幅ＳＢＷ＝５ＭＨｚ）の２倍の帯域を確保すると、２個の通信帯域ｃ，ｄそれぞれを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域ｃ，ｄの両側の隣接チャネル（１ｓｔＡＣ）及び次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）全てを包含する量子化雑音阻止帯域となる。
　この結果、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷ＝ＢＷ＋（４×ＳＢＷ）＝１０ＭＨｚ＋（４×５ＭＨｚ）＝３０ＭＨｚ以上あれば、漏洩電力が問題となる隣接チャネル及び次隣接チャネルに応じた帯域幅を確保できる。
　したがって、第３例では、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（ＢＷ＋（４×ＳＢＷ））以上、（ＢＷ×５）未満とすることができる。
　より好ましくは、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（ＢＷ＋（４×ＳＢＷ））以上、（ＢＷ＋（６×ＳＢＷ））以下とすることができる。
　これは、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷとして、範囲ａ～ｆを基本帯域としたときに、当該基本帯域の両側それぞれに一つの通信帯域（帯域幅ＳＢＷ＝５ＭＨｚ）分の付加帯域を確保した帯域幅（ＢＷ＋（６×ＳＢＷ））以下としたものである。これにより、２個の通信帯域ｃ，ｄそれぞれを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域ｃ，ｄの両側の隣接チャネル（１ｓｔＡＣ）及び次隣接チャネル（２ｎｄＡＣ）全てを確実に包含しつつ、サンプリングレートを低く抑えることができる。
　例えば、帯域幅ＮＳ＿ＢＷ＝ＢＷ＋（４×ＳＢＷ）＝３０ＭＨｚを基準にサンプリング周波数（サンプリングレート）ｆｓを決定する場合、ｆｓ＝２×（ＢＷ＋（４×ＳＢＷ））×ＯＳＲ＝２×（１０ＭＨｚ＋（４×５ＭＨｚ））×５０＝３．０ＧＳ／ｓとなる。
　また、帯域幅ＮＳ＿ＢＷ＝ＢＷ＋（６×ＳＢＷ）＝４０ＭＨｚを基準にサンプリング周波数（サンプリングレート）ｆｓを決定する場合、ｆｓ＝２×（ＢＷ＋（６×ＳＢＷ））×ＯＳＲ＝２×（１０ＭＨｚ＋（６×５ＭＨｚ））×５０＝４．０ＧＳ／ｓとなる。
　いずれの場合も第２例に比べて、サンプリングレートが低くなる。
［４．４．４　第４例］
　第３例では、ＲＦ信号の使用帯域を構成する２個（複数）の通信帯域ｃ，ｄが、隣接していたが、図３７に示す第４例のように、ＲＦ信号の使用帯域を構成する２個（複数）の通信帯域ｂ，ｄが、離れていてもよい。
　第４例の場合、使用帯域は、通信帯域ｂから通信帯域ｄまでの範囲（ＳＢ’＝１５ＭＨｚ）であるとみなすことで、第３例と同様に、量子化雑音阻止帯域の帯域ＮＳ＿ＢＷを決定できる。
　つまり、第４例においても、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（ＢＷ’＋（４×ＳＢＷ））＝３５ＭＨｚ以上、（ＢＷ’×５）＝７５ＭＨｚ未満とすることができる。
　第４例においても、より好ましくは、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（ＢＷ’＋（４×ＳＢＷ））以上、（ＢＷ’＋（６×ＳＢＷ））以下とすることができる。
　なお、図３６及び図３７において、ＲＦ信号を放射する無線機５０１が適合することを要する法的規制又は規格において漏洩電力の大きさが規制される周波数範囲が、隣接チャネル（第１隣接チャネル：１ｓｔＡＣ）だけである場合には、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（（ＢＷ(ＢＷ’)＋（２×ＳＢＷ））以上、（ＢＷ（ＢＷ’）×３）未満とすることができる。この場合、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（（ＢＷ(ＢＷ’)＋（２×ＳＢＷ））以上、（（ＢＷ(ＢＷ’)＋（４×ＳＢＷ））以下とするのがより好ましい。
［４．４．５　第５例］
　図３８～図４０は、量子化雑音阻止帯域の設定の仕方の第５例を示している。図３８は、第５例において使用される無線機５０１を示している。図３８に示す無線機５０１は、マルチキャリアに対応したものであり、通信に使用する周波数（通信帯域ａ～ｄ）を動的に変更することができる。通信帯域の変更のため、デジタル信号処理部２１は、通信帯域を選択する選択部１３５ａを有する制御部１３５を備えている。選択部１３５ａは、通信に使用可能な通信帯域ａ～ｄのうち、通信に使用する１又は複数の通信帯域を選択する。
　制御部１３５は、選択部１３５ａによって選択された通信帯域に基づいて、処理部２４を制御することによって、処理部２４から出力されるＲＦ信号の使用帯域を、変更することができる。
　また、ΔΣ変調器２５は、前述の式（３）に基づいて、ｚの値が変換可能となっている。つまり、ΔΣ変調器２５は、量子化雑音阻止帯域の中心周波数を変更可能となっている。換言すると、量子化雑音阻止帯域が変更可能となっている。
　制御部１３５は、ΔΣ変調器２５に入力される信号の中心周波数ｆ０（例えば、図４０の周波数ｆａ，ｆｂ，ｆｃ，ｆｄなど）に応じて、前述の式（３）に基づいてΔΣ変調器２５のｚを変換することにより、任意の周波数の信号に対して、バンドパスΔΣ変調が行える。
　このように、ＲＦ信号の中心周波数（搬送周波数）ｆ０に応じて、上記変換式（３）におけるｃｏｓθ０（係数ａ）を変更することで、サンプリング周波数ｆｓを変更することなく、任意の周波数ｆ０に対応したバンドパスΔΣ変調が行える。ｃｏｓθ０を変更すると、式（１）に示すＮＴＦの係数が変更されたことになるが、式の次数は維持される。このため、ＲＦ信号の搬送波周波数ｆ０に応じて、バンドパス型ΔΣ変調器２５の構成を変化させても、式の複雑度（次数）は変化せず、したがって、バンドパス型ΔΣ変調器２５における信号処理負荷も変化しない。
　このように本実施形態では、搬送波周波数ｆ０を変化させても、バンドパス型ΔΣ変調器２５における信号処理負荷が変化しないため有利である。本実施形態において、バンドパス型ΔΣ変調器２５における信号処理負荷は、ナイキストの定理により、信号帯域幅によって決定されるサンプリング周波数ｆｓに依存するが、搬送波周波数ｆ０を変化させても信号帯域幅が変化するわけではないためサンプリング周波数ｆｓを変更する必要はない。なお、ΔΣ変調器がローパス型である場合、搬送波周波数ｆ０の変化に対応するには、サンプリング周波数ｆｓを変更する必要があり、この点において、バンドパス型が有利である。
　また、制御部１３５は、処理部２４を制御することによって、処理部２４から出力されるＲＦ信号の周波数を任意の周波数に変更してΔΣ変調器２５に与えることができる。
　さらに、制御部１３５は、選択部１３５ａによって選択された通信帯域に応じて、アナログフィルタ５３２の通過帯域を変更するように制御することもできる。
　さて、図３８のように構成された無線機５０１の場合、ＲＦ信号の使用帯域の帯域幅ＢＷは、動的に変更される。しかし、ΔΣ変調器２５の量子化雑音阻止帯域の帯域幅を、動的に変更されるＲＦ信号の帯域幅ＢＷに応じて、変更するように構成すると、ΔΣ変調器２５の回路規模が増大する。
　そこで、第５例では、通信に使用可能な４つの通信帯域ａ～ｄ（帯域幅ＳＢＷはそれぞれ５ＭＨｚ）全てを使用帯域（帯域幅Ａ＿ＢＷ＝２０ＭＨｚ）とみなした上で、第３例及び第４例と同じ考え方で、量子化雑音阻止帯域ＮＳ＿ＢＷを決定する。
　図３９に示すように、帯域幅Ａ＿ＢＷ＝２０ＭＨｚを使用帯域とみなした場合、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷ＝Ａ＿ＢＷ＋（４×ＳＢＷ）＝２０ＭＨｚ＋（４×５ＭＨｚ）＝４０ＭＨｚ以上あれば、漏洩電力が問題となる隣接チャネル及び次隣接チャネルに応じた帯域幅を確保できる。
　第５例においても、第３例と同様にサンプリングレートを低く抑えるため、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（Ａ＿ＢＷ＋（４×ＳＢＷ））以上、（Ａ＿ＢＷ×５）未満とすることができる。
　より好ましくは、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（Ａ＿ＢＷ＋（４×ＳＢＷ））以上、（Ａ＿ＢＷ＋（６×ＳＢＷ））以下とすることができる。
　図４０に示すように、実際には、通信に使用可能な４つの通信帯域ａ～ｄのうちの一部の帯域ｃ，ｄしか使用帯域として選択されない場合があるが、図３９に示すように、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷを、(Ａ＿ＢＷ＋（４×ＳＢＷ）)以上とすることで、４つの通信帯域ａ～ｄのうちのいずれが選択されても、漏洩電力が問題となる隣接チャネル及び次隣接チャネルに応じた帯域幅を確保できる。
　なお、第５例においても、ＲＦ信号を放射する無線機５０１が適合することを要する法的規制又は規格において漏洩電力の大きさが規制される周波数範囲が、隣接チャネル（第１隣接チャネル：１ｓｔＡＣ）だけである場合には、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（（Ａ＿ＢＷ＋（２×ＳＢＷ））以上、（Ａ＿ＢＷ×３）未満とすることができる。この場合、量子化雑音阻止帯域の帯域幅ＮＳ＿ＢＷは、（（Ａ＿ＢＷ＋（２×ＳＢＷ））以上、（（Ａ＿ＢＷ＋（４×ＳＢＷ））以下とするのがより好ましい。
［第５章　歪補償］
［５．１　増幅装置の全体構成］
　図４１は、実施形態に係る増幅装置６０１を示している。この増幅装置６０１は、移動体通信システムにおける無線基地局装置又は無線端末装置などの無線通信装置に搭載される。なお、増幅装置６０１は、受信信号の増幅に用いても良い。
　増幅装置６０１は、送信信号の処理を行うデジタル信号処理部（デジタル信号処理装置）６０２と、デジタル信号処理部６０２から出力された送信信号を増幅する増幅器（高出力増幅器；Ｈｉｇｈ　Ｐｏｗｅｒ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）６０３と、アナログフィルタ６０４と、を備えている。
　増幅器６０３の出力は、アナログフィルタ６０４を通って、無線通信装置のアンテナ６０５から無線送信される。
　デジタル信号処理部６０２は、送信信号であるベースバンド信号（ＩＱ信号）を出力するベースバンド部２３と、ベースバンド信号を直交変調する直交変調器２４と、ΔΣ変調器２５と、を備えている。
　さらに、デジタル信号処理部６０２は、増幅器６０３の出力に基づいて、増幅器６０３の歪補償を行う歪補償部１５を備えている。
　ベースバンド部２３は、ＩＱベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号それぞれ）をデジタルデータとして出力する。
　ベースバンド部２３から出力されたＩＱベースバンド信号は、歪補償部１５によって歪補償処理が行われる。歪補償後のベースバンド信号（Ｉ’信号、Ｑ’信号）は、直交変調器（処理部）２４に与えられる。
　直交変調器２４では、搬送波（無変調波）をベースバンド信号の変化に応じて変調させて、搬送波にベースバンド信号が付加された変調波（直交変調波）を出力する。直交変調器２４は、デジタル信号処理で直交変調を行うデジタル直交変調器として構成されているため、直交変調器２４からは、多ビットのデジタルデータ（離散値）によって表現されたデジタル信号形式の変調波（デジタル変調波；デジタルＲＦ信号）が出力される。出力された変調波は、ΔΣ変調器２５に与えられる。
　なお、変調波を生成する変調器２４としては、直交変調器に限らず、変調波を生成するための他の方式の変調器であってもよい。
　前記搬送波の周波数は、通常の無線周波数を採用できる。無線周波数としては、好ましくは３０ＭＨｚ以上、より好ましくは３００ＭＨｚ以上、さらに好ましくは１ＧＨｚ以上である。
　変調波の信号帯域幅も、特に限定されないが、搬送波周波数に対して十分小さい狭帯域であるのが好ましい。信号帯域幅は、例えば、５ＭＨｚ～２０ＭＨｚの範囲が好ましい。
　ΔΣ変調器２５は、直交変調器２４から出力された変調信号に対して、ΔΣ変調を行って１ｂｉｔの量子化信号（パルス信号）を出力する。ΔΣ変調器２５としては、ローパス型ΔΣ変調器であってもよいが、バンドパス型ΔΣ変調器が好ましい。ΔΣ変調器２５が、バンドパス型である場合、バンドパス型ΔΣ変調器２５の中心周波数は、前記搬送波の周波数と一致するように設定されている。
　なお、ΔΣ変調器２５から出力される量子化信号は、１ｂｉｔである必要はない。ΔΣ変調器２５から出力される量子化信号は、ΔΣ変調器２５に入力されたデジタルデータのビット数よりも少なければよい。
　ΔΣ変調器２５から出力された量子化信号（パルス信号）は、デジタル信号処理部６０２の出力として、増幅器６０３側に与えられる。
　増幅器６０３は、デジタル増幅器が採用されている。本実施形態の増幅器６０３には、ΔΣ変調器２５から出力された量子化信号（パルス信号）が入力として与えられ、一般的な無線通信装置の増幅器のようにアナログ信号（アナログＲＦ信号）が入力として与えられるわけではない。
　したがって、増幅器６０３として、アナログ増幅器ではなく、パルス信号を増幅するデジタル増幅器（Ｓ級の増幅器）を採用することができる。デジタル増幅器は飽和状態で動作するため高効率であり、有利である。なお、増幅器６０３は、アナログ増幅器であってもよい。
　増幅器６０３は、増幅された量子化信号（パルス信号）を出力する。増幅器６０３から出力された量子化信号（パルス信号）は、アナログフィルタ６０４に与えられる。
　アナログフィルタ６０４としては、ΔΣ変調器２５がバンドパス型であればアナログバンドパスフィルタが用いられ、ΔΣ変調器２５がローパス型であればアナログローパスフィルタが用いられる。
　アナログフィルタ６０４は、ΔΣ変調器２５によってノイズシェイピング（後述）された量子化雑音を除去するように設定されている。このアナログフィルタ６０４によって、ΔΣ変調器２５によって生成された量子化信号から、アナログ信号の前記変調波（連続波）を生成することができる。
　つまり、アナログフィルタ６０４は、ΔΣ変調器２５に入力されたデジタルＲＦ信号に対応するアナログＲＦ信号を生成して出力する。なお、アナログフィルタ６０４の通過帯域の周波数は、生成されるアナログ信号（アナログ変調波：アナログＲＦ信号）の周波数に設定されている。
　アナログフィルタ６０４の出力（アナログ変調波；アナログＲＦ信号）は、アンテナから無線送信される。
　本実施形態の増幅装置６０１では、直交変調器２４、ΔΣ変調器２５、及び歪補償部１５がデジタル信号処理を行うデジタル回路として構成されている。したがって、高周波である変調波を扱いつつも、増幅器６０３の手前でアナログ回路を用いる必要がなく有利である。
［５．２　ΔΣ変調］
　ΔΣ変調器２５は、［１．２　バンドパス型ΔΣ変調］にて説明したΔΣ変調器２５と同様である。
［５．３　歪補償］
　増幅器６０３において非線形特性（ＡＭ－ＡＭ特性、ＡＭ－ＰＭ特性）が存在する場合には、増幅器６０３から出力されるパルス信号の振幅及び／又は位置のずれが、歪として生じる。
　デジタル信号処理部６０２は、増幅器６０３の歪補償のため、増幅器６０３から出力された量子化信号（パルス信号）を取得する。
　増幅器６０３の出力信号は、カプラ６０６によって検出され、カプラ６０６の検出信号の振幅を調整する可変減衰器６０７を介して、デジタル信号処理部６０２に与えられる。
　増幅器６０３から出力される信号は、量子化信号（パルス信号）であるため、カプラ６０６からデジタル信号処理部６０２までの間に複雑なアナログ回路は不要であり、デジタル信号処理部６０２は、増幅器出力を容易に取得することができる。
　デジタル信号処理部６０２は、デジタルフィルタ（第１デジタルフィルタ）６１１を備えており、デジタル信号処理部６０２が取得した増幅器６０３の出力信号（量子化信号）は、第１デジタルフィルタ６１１に与えられる。
　第１デジタルフィルタ６１１は、アナログフィルタ６０４と同じフィルタ特性を有している。したがって、第１デジタルフィルタ６１１は、増幅器６０３の出力信号（量子化信号）に対して、アナログフィルタ６０４と同様のフィルタリング処理を行って、ＲＦ信号（搬送波）を出力することができる。ただし、第１デジタルフィルタ６１１は、アナログフィルタ６０４とは異なり、デジタル信号処理によってフィルタリングを行うため、その出力はデジタル信号となる。つまり、第１デジタルフィルタ６１１の出力は、デジタルＲＦ信号となる。
　第１デジタルフィルタ６１１から出力されたデジタルＲＦ信号は、デジタル直交復調器６１３に与えられる。デジタル直交復調器６１３は、復調されたベースバンド信号（Ｉ’’信号、Ｑ’’信号）を出力する。
　復調されたベースバンド信号は、歪補償部１５に与えられる。
　歪補償部（ＤＰＤ）１５は、送信信号（ベースバンド信号）に対して歪補償処理を行って、歪補償された送信信号（ベースバンド信号）を出力する補償処理部１５ａと、増幅器６０３の歪特性を推定する特性推定部１５ｂと、を備えている。
　補償処理部１５ａは、特性推定部１５ｂにて推定された増幅器６０３の歪特性に基づいて、歪を打ち消すように歪補償処理を行う。
　特性推定部１５ｂは、直交復調器６１３から出力されたベースバンド信号（Ｉ’’信号、Ｑ’’信号）と、歪補償部１５（補償処理部１５ａ）から出力されたベースバンド信号（Ｉ’信号、Ｑ’信号）とを比較して、歪特性を推定する。なお、特性推定部１５ｂは、歪補償部１５（補償処理部１５ａ）から出力されたベースバンド信号（Ｉ’信号、Ｑ’信号）に代えて、歪補償部１５（補償処理部１５ａ）に入力されるベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号）を用いても良い。
　以上のように、本実施形態の増幅装置６０１では、歪補償に必要な処理の大部分をデジタル信号処理部６０２にて行える。
［５．４．増幅装置の変形例］
［５．４．１　第１変形例］
　図４２は、第１変形例に係る増幅装置６０１を示している。図４２に示す増幅装置６０１では、図４１に示す増幅装置６０１の直交復調器６１３が省略されている。このため、歪補償部１５（特性推定部１５ｂ）には、第１デジタルフィルタ６１１の出力であるデジタルＲＦ信号が、与えられる。なお、第１変形例及びその他の変形例において説明を省略した点は、図４１に示す増幅装置６０１と同様である。
　第１変形例に係る増幅装置６０１では、特性推定部１５ｂは、デジタルフィルタ６１１から出力されたデジタルＲＦ信号と、直交変調器２４から出力されたデジタルＲＦ信号と、を比較して、増幅器６０３の歪特性を推定する。
　図４１に示す増幅装置６０１のように、ベースバンド信号を用いて歪補償をすると、歪補償の処理速度を抑えることができるのに対して、第１変形例に係る増幅装置６０１のように高周波であるＲＦ信号を用いて歪補償をすると、歪保障の処理速度を高速化する必要がある。
　ただし、第１変形例に係る増幅装置６０１では、直交復調器６１３を省略できるため、デジタル信号処理部６０２の構成を簡素化できる。
［５．４．２　第２変形例］
　図４３は、第２変形例に係る増幅装置６０１を示している。第２変形例に係る増幅装置６０１では、歪補償部１５が、直交変調器２４とΔΣ変調器２５との間に設けられている。
　第２変形例に係る増幅装置６０１では、第１変形例に係る増幅装置６０１と同様に、直交復調器６１３が省略されており、歪補償部１５（特性推定部１５ｂ）には、第１デジタルフィルタ６１１の出力であるデジタルＲＦ信号が、与えられる。
　第２変形例に係る増幅装置６０１では、特性推定部１５ｂは、デジタルフィルタ６１１から出力されたデジタルＲＦ信号と、補償処理部１５ａから出力されたデジタルＲＦ信号（又は直交変調器２４から出力されたデジタルＲＦ信号）と、を比較して、増幅器６０３の歪特性を推定する。そして、補償処理部１５ａは、直交変調器２４から出力されたデジタルＲＦ信号に対して歪補償処理を行い、歪補償がなされたデジタルＲＦ信号を、ΔΣ変調器２５に与える。
［５．４．３　第３変形例］
　図４４は、第３変形例に係る増幅装置６０１を示している。第３変形例に係る増幅装置６０１では、歪補償部１５が、ΔΣ変調器２５の出力側に設けられている。
　第２変形例に係る増幅装置６０１では、図４１に示す増幅装置６０１におけるデジタルフィルタ６１１及び直交復調器６１３が省略されている。歪補償部１５（特性推定部１５ｂ）には、増幅器６０３の出力（量子化信号；パルス信号）が、（減衰器６０７を介して）与えられる。
　つまり、デジタル信号処理部６０２が取得した量子化信号（パルス信号）は、デジタルフィルタ６１１によってＲＦ信号に変換されることなく、量子化信号（パルス信号）のまま、特性推定部１５ｂに与えられる。
　第３変形例に係る増幅装置６０１では、特性推定部１５ｂは、増幅器６０３の出力である量子化信号と、補償処理部１５ａから出力された量子化信号（又はΔΣ変調器２５から出力された量子化信号）と、を比較して、増幅器６０３の歪特性を推定する。そして、補償処理部１５ａは、ΔΣ変調器２５から出力された量子化信号に対して歪補償処理を行い、歪補償がなされた量子化信号を、デジタル信号処理部６０２の出力として、増幅器６０３に与える。
　なお、補償処理部１５ａは、量子化信号を示すパルス信号のパルス振幅又はパルス位置を調整することで歪補償処理を行う。
［５．４．４　第４変形例］
　図４５は、第４変形例に係る増幅装置６０１を示している。第４変形例に係る増幅装置６０１では、図４１に示す増幅装置６０１と同様に、直交変調器２４の入力側に歪補償部１５が設けられている。
　第４変形例に係る増幅装置６０１では、デジタル信号処理部６０２は、増幅器６０３の出力信号を取得する。
　デジタル信号処理部６０２が取得した増幅器６０３の出力信号（量子化信号）は、第１デジタルフィルタ６１１に与えられる。また、増幅器６０３への入力信号は、第２デジタルフィルタ６１２に与えられる。
　第１及び第２デジタルフィルタ６１１，６１２は、アナログフィルタ６０４と同じフィルタ特性を有している。したがって、第１及び第２デジタルフィルタ６１１，６１２は、増幅器６０３の入出力信号（量子化信号）に対して、アナログフィルタ６０４と同様のフィルタリング処理を行って、ＲＦ信号（搬送波）を出力することができる。ただし、第１及び第２デジタルフィルタ６１１，６１２は、アナログフィルタ６０４とは異なり、デジタル信号処理によってフィルタリングを行うため、その出力はデジタル信号となる。つまり、第１及び第２デジタルフィルタ６１１，６１２の出力は、デジタルＲＦ信号となる。
　第１及び第２デジタルフィルタ６１１，６１２から出力されたデジタルＲＦ信号は、デジタル直交復調器６１３及びデジタル直交復調器６１４に与えられる。デジタル直交復調器６１３，１４は、それぞれ、復調されたベースバンド信号を出力する。
　復調されたベースバンド信号は、歪補償部１５に与えられる。
　歪補償部１５の特性推定部１５ｂは、直交復調器６１３から出力されたベースバンド信号と、直交復調器１４から出力されたベースバンド信号とを比較して、歪特性を推定する。
　また、第４変形例に係る増幅装置６０１では、ΔΣ変調器２５の出力側に高調波強調部６２６が設けられている。この高調波強調部は、アップサンプリング（×２）を行い、本来の信号の高調波成分を利用することができる。なお、高調波強調部６２６は省略してもよい。
［６．付記］
　なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
［第１章］
　１　通信システム
　２　送信機
　３　受信機
　４　伝送路
　２１　デジタル信号処理部
　２２　出力部
　２３　ベースバンド部
　２４　直交変調器
　２５　バンドパスΔΣ変調器
　２７　ループフィルタ
　２８　量子化器
　２９　帯域拡張部
　３１　入力部
　３２　アナログバンドバスフィルタ
　３３　アナログ回路
　３５　アンテナ
　３６　アナログ増幅器
　３７　デジタル増幅器
　４１　無線基地局装置
　４２　基地局本体
　４３　リモートレディオヘッド
　４４　伝送路
　１２５　ローパス型ΔΣ変調器
　１２７　ループフィルタ
　１２８　量子化器
［第２章］
２００　送信機
　２１　デジタル信号処理部
１３２　アナログフィルタ
１３３　増幅器
１３４　送信用アンテナ
　２４　処理部
　２５　バンドパス型ΔΣ変調器
１３５　制御部
１３６　記憶部
　４０　飛行機（移動体）
［第３章］
４００　信号伝送システム（放送システム）
４０２　放送設備（送信装置；第１装置）
４０３　信号出力装置（第２装置）
　　４　信号伝送路
４０５　放送機（放送設備）
４０７　テレビ受信機
　２１　デジタル信号処理部
　２３　ベースバンド部
　２４ａ　変調器
　２４ｂ　処理部
　２５　ΔΣ変調器
　２６　第１送信部
４３２　受信部
４３３　バッファ
４３４　出力部
４３５　スイッチ部
４３８　アンテナ
４５２　受信部
４５３　バッファ
４５４　第２送信部
４５４ａ　出力部
４５４ｂ　バンドパスフィルタ
４５４ｃ　アンプ
　６０　無線送信機
［第４章］
５０１　ΔΣ変調システム
　２１　デジタル信号処理部（デジタル信号処理装置）
　２５　バンドパス型ΔΣ変調器
５３２　バンドパスフィルタ
１３５　制御部
１３５ａ　選択部
［第５章］
６０１　増幅装置
６０２　デジタル信号処理部（デジタル信号処理装置）
６０３　増幅器
６０４　アナログフィルタ
６０５　アンテナ
６０６　カプラ
６０７　可変減衰器
６１１　第１デジタルフィルタ
６１２　第２デジタルフィルタ
６１３　デジタル直交復調器
６１４　デジタル直交復調器
　１５　歪補償部
　１５ａ　歪補償処理部
　１５ｂ　特性推定部
　２３　ベースバンド部
　２４　直交変調器（変調器）
　２５　ΔΣ変調器
６２６　高調波強調部

Claims (69)

  1. 　ローパス型ΔΣ変調器のｚ領域モデルにおけるｚを、以下のｚ’に置き換えることでバンドパス型ΔΣ変調器（θ０＝±π／２×ｎを除く；ｎは１以上の整数）を得ることを特徴とするバンドパス型ΔΣ変調器の設計方法。
    　ｚ’＝ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）
    　ただし、
    　ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）は、任意のｚ，θ０について、ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）の絶対値が常に１となる関数
    　θ０＝２π×（ｆ０／ｆｓ）
    　ｆｓは、サンプリング周波数
    　ｆ０は、前記バンドパス型ΔΣ変調器の量子化雑音阻止帯域の中心周波数
  2. 　ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）は、一方の辺の値が１又は－１である恒等式における他方の辺の式であり、前記恒等式は、以下の式を変形することで得られたものである
    　請求項１記載の設計方法。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
  3. 　ｚ’は、以下の式で表される請求項１又は２記載の設計方法。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
  4. 　ｚ’は、以下の式で表される請求項１又は２記載の設計方法。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
  5. 　ｚ’は、以下の式で表される請求項１又は２記載の設計方法。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
  6. 　ｚ’は、以下の式で表される請求項１又は２記載の設計方法。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
  7. 　ローパス型ΔΣ変調器のｚ領域モデルにおけるｚを、以下のｚ’に置き換えて得られたバンドパス型ΔΣ変調器（θ０＝±π／２×ｎを除く；ｎは１以上の整数）。
    　ｚ’＝ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）
    　ただし、
    　ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）は、任意のｚ，θ０について、ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）の絶対値が常に１となる関数
    　θ０＝２π×（ｆ０／ｆｓ）
    　ｆｓは、サンプリング周波数
    　ｆ０は、前記バンドパス型ΔΣ変調器の量子化雑音阻止帯域の中心周波数
  8. 　無変調波に送信信号が付加された変調波を、信号伝送路に対して送信する送信機であって、
    　前記変調波に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うバンドパス型ΔΣ変調器と、
    　前記バンドパス型ΔΣ変調器から出力された量子化信号を前記変調波として前記信号伝送路に出力する出力部と、
    　を備えていることを特徴とする送信機。
  9. 　前記無変調波の周波数は、以下の式を満たすように設定されている
    　請求項８記載の送信機。
    　　ｆ０’＝ｆ０－ｎ×ｆｓ
    　ただし、
    　　ｆ０　 ：受信機側の受信周波数
    　　ｆｓ　：前記バンドパス型ΔΣ変調器のサンプリング周波数
    　　ｆ０’ ：前記無変調波の周波数
    　　ｎ　　：整数
  10. 　前記ｎは、絶対値が１以上の整数である
    　請求項９記載の送信機。
  11. 　前記バンドパス型ΔΣ変調器に与えられる前記変調波の信号帯域を拡張する帯域拡張部を更に備えている請求項８～１０のいずれか１項に記載の送信機。
  12. 　前記帯域拡張部は、前記変調波の信号帯域外にゼロ信号を挿入することで、前記変調波の帯域を拡張する
    　請求項１１記載の送信機。
  13. 　前記変調波をデジタル信号処理によって生成するデジタル変調部を更に備え、
    　前記バンドパス型ΔΣ変調器には、前記デジタル変調部によって生成されたデジタル変調波が与えられる
    　請求項８～１２のいずれか１項に記載の送信機。
  14. 　前記デジタル変調部は、デジタル直交変調部である
    　請求項１３記載の送信機。
  15. 　前記変調波は、無線周波数の変調波である
    　請求項８～１４のいずれか１項に記載の送信機。
  16. 　前記変調波の周波数帯域が、前記バンドパス型ΔΣ変調器が行うΔΣ変調の量子化雑音阻止帯域に含まれるように、前記バンドパス型ΔΣ変調器を制御する制御部を更に備えている
    　請求項８～１５のいずれか１項に記載の送信機。
  17. 　前記制御部は、前記搬送波の周波数を決定する機能をさらに備えている請求項１６に記載の送信機。
  18. 　前記搬送波の周波数は、前記バンドパス型ΔΣ変調器のサンプリング周波数の範囲内で設定される請求項１６又は１７記載の送信機。
  19. 　揮発性の記憶部を更に備え、
    　前記記憶部は、前記搬送波の周波数を示す周波数情報を記憶可能に構成されている請求項１６～１８のいずれか一項に記載の送信機。
  20. 　前記制御部は、予め定められた複数の周波数の中から周波数ホッピングによって前記搬送波の周波数を決定する機能をさらに備えている請求項１６～１９のいずれか一項に記載の送信機。
  21. 　前記複数の周波数情報、及び周波数ホッピングのホッピングパターンに関するパターン情報を記憶可能に構成された揮発性の記憶部を更に備え、
    　前記制御部は、前記記憶部に記憶された前記複数の周波数情報、及び前記パターン情報を参照することで前記搬送波の周波数を決定する請求項２０に記載の送信機。
  22. 　情報を送信する送信機を備えた移動可能な移動体であって、
    　前記送信機は、請求項１６～２１に記載の送信機であることを特徴とする移動体。
  23. 　搬送波に送信信号が付加された変調波に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うバンドパス型ΔΣ変調器と、
    　前記変調波の周波数帯域が、前記バンドパス型ΔΣ変調器が行うΔΣ変調の量子化雑音阻止帯域に含まれるように、前記バンドパス型ΔΣ変調器を制御する制御部と、を備えていることを特徴とする信号処理装置。
  24. 　信号伝送路から送信されてきた信号を受信する受信機であって、
    　無変調波に送信信号が付加された変調波に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うことで生成された量子化信号を、前記信号伝送路から受信する入力部と、
    　前記入力部によって受信した量子化信号が、入力として与えられるアナログバンドパスフィルタと、
    　を備えている
    　ことを特徴とする受信機。
  25. 　前記アナログバンドパスフィルタは、以下の式を満たすように設定されている
    　請求項２４記載の受信機。
    　　ｆｃ＝ｆ０’＋ｎ×ｆｓ
    　ただし、
    　　ｆｃ　 ：アナログバンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数
    　　ｆｓ　：前記ΔΣ変調器のサンプリング周波数
    　　ｆ０’ ：前記無変調波の周波数
    　　ｎ　　：整数
  26. 　前記ｎは、絶対値が１以上の整数である
    　請求項２５記載の受信機。
  27. 　前記変調波を処理するアナログ回路を更に備え、
    　前記アナログバンドパスフィルタの出力は、前記アナログ回路に与えられる
    　請求項２４～２６のいずれか１項に記載の受信機。
  28. 　無線波を出力するアンテナを備え、
    　前記アンテナは、前記アナログバンドパスフィルタの機能を兼ねている
    　請求項２４～２７のいずれか１項に記載の受信機。
  29. 　請求項８～２１のいずれか１項に記載の送信機と、請求項２４～２８のいずれか１項に記載の受信機と、を備えた通信システム。
  30. 　基地局本体と、基地局本体に信号伝送路を介して接続されたリモートレディオヘッドと、を備えた無線基地局装置であって、
    　前記基地局本体は、請求項８～２１のいずれか１項に記載の送信機を備え、
    　前記リモートレディオヘッドは、請求項２４～２８のいずれか１項に記載の受信機を備えている
    　無線基地局装置。
  31. 　信号伝送路に信号を送信する第１装置と、
    　前記信号伝送路から信号を受信する第２装置と、
    を備え、
    　前記第１装置は、
    　　ＲＦ信号に対してΔΣ変調を行って量子化信号を出力するΔΣ変調器と、
    　　前記ΔΣ変調器から出力された前記量子化信号を前記信号伝送路に送信する送信部と、
    　を備え、
    　前記第２装置は、
    　　前記量子化信号を前記信号伝送路から受信する受信部と、
    　　前記受信部にて受信した前記量子化信号を保存するバッファと、
    　　バッファに保存された量子化信号を出力する出力部と、
    　を備えている
    　ことを特徴とするＲＦ信号伝送システム。
  32. 　前記送信部は、情報を送信可能に構成され、
    　前記送信部が送信する前記情報は、前記ΔΣ変調器が出力した量子化信号の信号波形を再現するために前記第２装置において用いられる情報を含んでいる
    　請求項３１記載のＲＦ信号伝送システム。
  33. 　前記送信部は、前記量子化信号をパケット化して前記信号伝送路に出力し、
    　前記受信部は、パケット化された前記量子化信号を受信し、デパケット化する
    　請求項３１又は３２記載のＲＦ信号伝送システム。
  34. 　前記信号伝送路は、有線の信号伝送路である
    　請求項３１～３３のいずれか１項に記載のＲＦ信号伝送システム。
  35. 　前記出力部は、前記量子化信号を、ＲＦ信号を受信する受信機に対して出力する
    　請求項３１～３４のいずれか１項に記載のＲＦ信号伝送システム。
  36. 　前記第２装置は、ＲＦ信号を電波として空間に放射するアンテナを更に備え、
    　前記第２装置は、前記出力部から出力された前記量子化信号を、前記アンテナによって電波として放射されるＲＦ信号として用いる
    　請求項３１～３５のいずれか１項に記載のＲＦ信号伝送システム。
  37. 　前記ＲＦ信号は、映像信号のＲＦ信号を含む
    　請求項３１～３６のいずれか１項に記載のＲＦ信号伝送システム。
  38. 　前記ＲＦ信号は、デジタルテレビ放送のためのＲＦ信号である
    　請求項３１～３７のいずれか１項に記載のＲＦ信号伝送システム。
  39. 　ΔΣ変調器は、バンドパス型ΔΣ変調器である
    　請求項３１～３８のいずれか１項に記載のＲＦ信号伝送システム。
  40. 　ＲＦ信号をΔΣ変調して得られた量子化信号を、信号伝送路から受信する受信部と、
    　前記受信部にて受信した量子化信号を保存するバッファと、
    　前記バッファに保存された前記量子化信号を、ＲＦ信号を含む信号として出力する出力部と、
    　を備えていることを特徴とする信号出力装置。
  41. 　ＲＦ信号を受信する受信機と、
    　請求項４０記載の信号出力装置と、
    　を備え、
    　前記信号出力装置は、前記受信機に対して、前記量子化信号を出力する
    　ことを特徴とする受信システム。
  42. 　ＲＦ信号の伝送方法であって、
    　ＲＦ信号をΔΣ変調して得られた量子化信号を信号伝送路に送信するステップと、
    　前記量子化信号を前記信号伝送路から受信するステップと、
    　受信した量子化信号をバッファに保存するステップと、
    　前記バッファに保存された量子化信号を、ＲＦ信号を受信する受信機に対して出力するステップと、
    　を含むことを特徴とするＲＦ信号の伝送方法。
  43. 　信号伝送路に信号を送信する送信装置と、
    　１又は複数の放送設備と、
    を備え、
    　前記送信装置は、
    　　放送用ＲＦ信号に対してΔΣ変調を行って量子化信号を出力するΔΣ変調器と、
    　　前記ΔΣ変調器から出力された前記量子化信号を前記信号伝送路に送信する第１送信部と、
    　を備え、
    　前記放送設備は、
    　　放送用ＲＦ信号を電波として空間に放射するアンテナと、
    　　前記アンテナに放送用ＲＦ信号を出力する放送機と、
    　を備え、
    　前記放送機は、
    　　前記量子化信号を前記信号伝送路から受信する受信部と、
    　　前記受信部にて受信した前記量子化信号を、前記放送用ＲＦ信号として、前記アンテナに出力する第２送信部と、
    　を備えていることを特徴とする放送システム。
  44. 　前記放送機は、前記受信部にて受信した前記量子化信号を保存するバッファをさらに備え、
    　前記第２送信部は、前記バッファに保存された前記量子化信号を、前記放送用ＲＦ信号として、前記アンテナに出力する
    　請求項４３記載の放送システム。
  45. 　前記第１送信部は、情報を送信可能に構成され、
    　前記第１送信部が送信する前記情報は、前記ΔΣ変調器が出力した量子化信号の信号波形を再現するために前記放送機において用いられる情報を含んでいる
    　請求項４３又は４４記載の放送システム。
  46. 　前記第１送信部は、前記量子化信号をパケット化して前記信号伝送路に送信し、
    　前記受信部は、パケット化された前記量子化信号を受信し、デパケット化する
    　請求項４３～４５のいずれか１項に記載の放送システム。
  47. 　ΔΣ変調器は、バンドパス型ΔΣ変調器である
    　請求項４３～４６のいずれか１項に記載の放送システム。
  48. 　放送用ＲＦ信号をΔΣ変調して得られた量子化信号を、信号伝送路から受信する受信部と、
    　前記受信部にて受信した前記量子化信号を、前記放送用ＲＦ信号として、アンテナに出力する送信部と、
    　を備えていることを特徴とする放送機。
  49. 　請求項４８記載の放送機と、
    　前記放送機の前記送信部から出力された前記量子化信号を空間に放射するアンテナと、
    　を備えていることを特徴とする放送設備。
  50. 　放送用ＲＦ信号をΔΣ変調して量子化信号を得るステップと、
    　前記量子化信号を放送機に送信するステップと、
    　前記放送機が、受信した前記量子化信号を、放送用ＲＦ信号として、アンテナに出力するステップと、
    　を含む放送方法。
  51. 　無線波として送信されるＲＦ信号に対する処理を行う信号処理装置であって、
    　前記ＲＦ信号に対するバンドパス型ΔΣ変調を行うバンドパス型ΔΣ変調器を備え、
    　前記バンドパス型ΔΣ変調器の量子化雑音阻止帯域は、前記ＲＦ信号の使用帯域を含み、かつ、前記ＲＦ信号の使用帯域よりも広い帯域幅を有している
    　ことを特徴とする信号処理装置。
  52. 　前記ＲＦ信号は、使用帯域が複数の通信帯域に跨っており、
    　前記量子化雑音阻止帯域は、
    　　前記ＲＦ信号の使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネルを包含する最小の帯域幅よりも狭い帯域幅を有している
    　請求項５１記載の信号処理装置。
  53. 　前記量子化雑音阻止帯域は、前記複数の通信帯域それぞれを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域の両側の隣接チャネル全てを包含する帯域幅を有している
    　請求項５２記載の信号処理装置。
  54. 　前記量子化雑音阻止帯域は、前記複数の通信帯域それぞれを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネル全てを包含する帯域幅を有している
    　請求項５３記載の信号処理装置。
  55. 　前記量子化雑音阻止帯域は、前記複数の通信帯域それぞれを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネル全てを包含する最小の基本帯域の両側それぞれに一つの前記通信帯域分の付加帯域を確保した帯域幅以下の帯域幅を有している
    　請求項５４記載の信号処理装置。
  56. 　１又は複数の通信帯域の中から、前記ＲＦ信号の使用帯域を選択する帯域選択部を更に備え、
    　前記量子化雑音阻止帯域は、
    　　前記複数の通信帯域全てを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネルを包含する最小の帯域よりも狭い帯域幅を有している
    　請求項５１記載の信号処理装置。
  57. 　前記量子化雑音阻止帯域は、前記複数の通信帯域それぞれを使用帯域とみなしたときの当該使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネル全てを包含する帯域幅を有している
    　請求項５６記載の信号処理装置。
  58. 　前記量子化雑音阻止帯域は、前記ＲＦ信号の使用帯域の両側の隣接チャネルを包含する帯域幅を有している
    　請求項５１記載の信号処理装置。
  59. 　前記量子化雑音阻止帯域は、前記ＲＦ信号の使用帯域の両側の隣接チャネル及び次隣接チャネルを包含する帯域幅を有している
    　請求項５８記載の信号処理装置。
  60. 　請求項５１～請求項５９のいずれか１項に記載の信号処理装置を、ＲＦ信号に対する処理のために備えた無線機。
  61. 　前記信号処理装置における前記量子化雑音阻止帯域は、前記無線機が適合することを要する法的規制又は規格において漏洩電力の大きさが規制される帯域幅以上の帯域幅を有している
    　請求項６０記載の無線機。
  62. 　増幅器と、
    　前記増幅器によって増幅されるべき信号を出力するデジタル信号処理部と、
    　前記増幅器の出力側に設けられたアナログフィルタと、
    を備え、
    　前記デジタル信号処理部は、
    　　前記増幅器の出力に基づいて、前記増幅器の歪補償を行う歪補償部と、
    　　前記増幅器によって増幅されるべき信号に対してΔΣ変調を行って量子化信号を出力するΔΣ変調部と、
    　を備え、
    　前記増幅器は、前記量子化信号を増幅し、
    　前記アナログフィルタは、前記量子化信号からアナログ信号を生成し、
    　前記デジタル信号処理部は、前記歪補償部による歪補償のために、前記増幅器から出力された量子化信号を取得する
    　ことを特徴とする増幅装置。
  63. 　前記増幅器は、デジタル増幅器である
    　請求項６２記載の増幅装置。
  64. 　前記デジタル信号処理部は、前記アナログフィルタと同じ特性を持つデジタルフィルタを更に備え、
    　前記デジタルフィルタは、前記デジタル信号処理部が取得した前記量子化信号に対してフィルタリングを行い、
    　前記歪補償部は、前記デジタルフィルタの出力に基づいて、歪補償を行う
    　請求項６２又は６３記載の増幅装置。
  65. 　前記デジタル信号処理部は、前記デジタルフィルタの出力を復調する復調部を更に備え、
    　前記歪補償部は、前記復調部の出力に基づいて、歪補償を行う
    　請求項６４記載の増幅装置。
  66. 　前記ΔΣ変調器は、バンドパス型ΔΣ変調器である
    　請求項６２～６５のいずれか１項に記載の増幅装置。
  67. 　前記アナログ信号は、無線周波数信号である
    　請求項６２～６６のいずれか１項に記載の増幅装置。
  68. 　増幅器によって増幅されるべき信号を出力するデジタル信号処理装置であって、
    　前記増幅器の出力に基づいて、前記増幅器の歪補償を行う歪補償部と、
    　前記増幅器によって増幅されるべき信号に対してΔΣ変調を行って量子化信号を出力するΔΣ変調部と、
    　を備え、
    　前記歪補償部による歪補償のために、前記増幅器から出力された量子化信号を取得するよう構成されている
    　ことを特徴とするデジタル信号処理装置。
  69. 　請求項６２～６７のいずれか１項に記載の増幅装置を通信信号の増幅のために備えた無線通信装置。
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