JP2012060568A

JP2012060568A - Ｄ級増幅器及び無線通信装置

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Publication number: JP2012060568A
Application number: JP2010204281A
Authority: JP
Inventors: Kazushi Takanashi; 和司高梨
Original assignee: Panasonic Corp
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 2010-09-13
Filing date: 2010-09-13
Publication date: 2012-03-22
Anticipated expiration: 2030-09-13
Also published as: WO2012035713A1; JP5337120B2

Abstract

【課題】Ｄ級増幅された無線信号のＥＶＭの劣化を抑制するＤ級増幅器及び無線通信装置を提供する。
【解決手段】バンドパスΔΣ変調部１０４は、アップコンバート部１０２から出力された信号にバンドパスΔΣ変調を施し、駆動増幅部１０５は、バンドパスΔΣ変調部１０４から出力された信号をＤ級増幅部１０７が動作可能な信号レベルにまで増幅する。スイッチング電圧制御部１０６は、駆動増幅部１０５の出力信号の電力実効値ＲＭＳに基づいて、Ｄ級増幅部１０７のスイッチング電圧閾値を最適なレベルに決定し、Ｄ級増幅部１０７は、スイッチング電圧制御部１０６によって決定されたスイッチング電圧閾値を用いて、駆動増幅部１０５の出力信号をスイッチング増幅する。
【選択図】図１３

Description

本発明は、デジタル携帯電話等のデジタル無線通信システムにおいて送信信号レベルを増幅するＤ級増幅器及びこれを用いた無線通信装置に関する。

デジタル無線通信システムの基地局では、送信信号を数十Ｗ〜数百Ｗの大電力に増幅する必要があるが、大電力を扱うゆえに、増幅器の電力効率を高めることは、基地局の低消費電力化に大きく寄与する。また、移動局においても増幅器を含めた装置の低消費電力化は重要である。

電力利用効率が高い増幅器の構成の一つとして、Ｄ級増幅器がよく知られている。Ｄ級増幅器は、トランジスタなどの増幅素子の飽和領域を用いて、信号をＯＮ／ＯＦＦスイッチングすることによって実現されるものである。

一般に、Ｄ級増幅器は、およそ２０ｋＨｚ程度までの可聴域の低周波数帯域の信号の増幅に用いられており、被増幅信号としては、例えば、１ビットΔΣ変調された高ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）の信号が用いられる。この信号のサンプリング周波数は信号周波数帯域の１２８倍又は２５６倍程度のものが用いられている（なお、サンプリング周波数が高いほど高ＳＮＲとなる）。

また、無線で用いられる高周波数帯域の信号（ＲＦ信号）の増幅器としては、近年、ドハティー増幅器やＥＴ（Envelope Tracking）増幅器の検討が盛んに行われているが、電力効率の観点から、Ｄ級増幅器の採用も模索され始めている。

Ｄ級増幅器でＲＦ信号を増幅するためには、ＲＦ信号を１ビットのパルス信号に変換する必要がある。このパルス信号を生成する際に、普通にΔΣ変調をかける（以後、「ローパスΔΣ変調」と呼ぶ）と、高ＳＮＲの送信信号を得るためには、例えば、ＲＦ信号のキャリア周波数がｆｃ＝２ＧＨｚである場合、サンプリング周波数ｆｓ＝２ＧＨｚ×１２８＝２５６ＧＳａ（Samples）／ｓといった非常に高速なサンプリング信号が必要となり、現実的ではない。

そこで考え出されたのがバンドパスΔΣ変調器である。例えば、キャリア周波数ｆｃ＝２ＧＨｚであれば、２ＧＨｚの４倍である８ＧＳａ／ｓのサンプリング周波数ｆｓで、（変調信号の帯域が数十ＭＨｚ程度であれば）ローパスΔΣ変調器と遜色のないＳＮＲの信号が得られる。

このようなバンドパスΔΣ変調器は、ＲＦ信号の受信回路に積極的に用いられている。受信においては、受信信号をバンドパスΔΣ変調器にかけた後に、キャリア周波数ｆｃ周辺のＳＮＲの良い狭帯域の信号のみをバンドパスフィルタで取り出せば、良好な復調が可能となるからである。

一方、バンドパスΔΣ変調器をＲＦ信号の送信回路（増幅回路）で用いる場合には、理論上、アナログ回路が０Ｈｚ〜∞Ｈｚの周波数領域においてフラットな帯域特性を持たなければならない。そうでなければ、送信信号は歪んでしまい、例えば、送信信号の品質指標であるＥＶＭ（Error Vector Magnitude）が劣化してしまう。

ここで、ＲＦ信号のアナログ回路は分布乗数回路になることから、必要な周波数帯域において回路の周波数整合を取る必要があり、広い周波数範囲において帯域特性をフラットにすることは困難である。また、増幅器の破壊を防止するためにＤＣ信号を遮断する必要もあり、ＲＦ信号のアナログ回路は必ず帯域特性を有することになる。このため、ＲＦ信号をＤ級増幅器で増幅することは技術的に困難である。

バンドパスΔΣ変調器を用いたＤ級増幅部として、例えば、特許文献１に開示の技術が知られている。特許文献１に開示のＤ級増幅部を含む無線通信装置を図１に示す。

図１において、ベースバンド信号発生部１１では、狭帯域（〜数十ＭＨｚ）のベースバンド変調信号が生成され、ベースバンド信号発生部１１から出力されたベースバンド信号は、アップコンバート部１２においてキャリア周波数ｆｃにアップコンバートされる。アップコンバート部１２から出力された信号は、バンドパスΔΣ変調部１３において、例えば、サンプリング周波数ｆｓ＝４×ｆｃにてバンドパスΔΣ変調が施され、バンドパスΔΣ変調部１３から出力された信号は、Ｄ級増幅部１４においてＤ級増幅される。Ｄ級増幅部１４から出力された信号は、キャリア周波数ｆｃを中心としたバンドパスフィルタ部１５を介して、アンテナ部１６から無線信号として送信される。

図１の各ブロックの出力信号の時間軸波形及び周波数特性等について図２〜図６に例示する。図２は、ベースバンド信号発生部１１の出力であるＱＰＳＫ直交変調波のコンスタレーションを示し、図３は、ベースバンド信号発生部１１の出力信号の周波数特性を示し、図４は、アップコンバート部１２の出力信号の周波数特性を示す。また、図５は、バンドパスΔΣ変調部１３の出力信号の広帯域での周波数特性を示し、図６は、バンドパスΔΣ変調部１３の出力信号のキャリア周波数ｆｃ近傍における狭帯域での周波数特性を示している。

図５より、バンドパスΔΣ変調部１３の出力信号は、パルス信号であることから、０Ｈｚ〜∞Ｈｚの広い周波数成分を有することが分かる。また、図６より、バンドパスΔΣ変調部１３の出力信号は、キャリア周波数ｆｃ近傍でのＳＮＲが良好となっていることが分かる。これは、ΔΣ変調の周波数特性の特徴的な形状である。

ところで、主増幅部であるＤ級増幅部１４に入力される信号は、Ｄ級増幅部１４が動作可能な信号レベルに増幅されている必要がある。図１において、ベースバンド信号発生部１１、アップコンバート部１２、バンドパスΔΣ変調部１３は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）を用いてデジタル信号処理にて実現することが可能であるが、この場合、バンドパスΔΣ変調部１３の出力となる高速サンプリング信号の信号レベルは必然的に小さくなるため、駆動増幅部が必要となる。

図７は、図１のＤ級増幅部１４前段に駆動増幅部２１が設けられた構成を示す図である。図７において、図１と共通する構成には図１と同一の符号を付す。

図８に駆動増幅部２１の周波数特性を示し、図９に駆動増幅部２１の出力信号の周波数特性を示す。ここで、駆動増幅部２１への入力信号の周波数特性は図５に示すものである。

一般にアナログ高周波回路では、取り扱う信号の周波数において回路整合を取る。図８は、駆動増幅部２１について、キャリア周波数ｆｃ近傍における周波数整合を取ったときの駆動増幅部２１の周波数特性の例であり、キャリア周波数ｆｃ近傍の周波数成分のみを通過させるバンドパスフィルタ様の周波数特性となっており、帯域特性を有していることが分かる。図９は、駆動増幅部２１に、図５の周波数特性を有する信号を入力したときの、出力信号の周波数特性を示す。

駆動増幅部２１の入力信号の周波数特性は、図５に示すように０Ｈｚ〜∞Ｈｚの広い周波数成分を有しているため、信号の時間軸波形は綺麗なパルス波形である。一方、駆動増幅部２１の出力信号の周波数特性は、図９に示すように信号が帯域制限されてしまっているため、信号の時間軸波形はなまってしまう。この駆動増幅部２１の入出力信号の時間軸波形は図１０に示すようになる。図１０において、細線が入力パルス信号の時間軸波形を示し、太線が出力信号の時間軸波形を示す。図１０より、駆動増幅部２１の帯域特性によって、時間軸波形が大きく劣化してしまっている様子が分かる。

駆動増幅部２１の出力信号は、Ｄ級増幅部１４に入力され、増幅される。このＤ級増幅部１４の入出力信号の時間軸波形は図１１に示すようになる。図１１において、細線が入力信号の時間軸波形を示し、太線が出力信号の時間軸波形を示す。Ｄ級増幅部１４ではスイッチング動作が行われ、信号レベルが０以上のときには１、信号レベルが０未満のときには−１が出力される。このとき、スイッチング電圧閾値ＳＷＶｔｈ＝０であるから、Ｄ級増幅部１４からの出力信号の時間軸波形は、図１１の太線のようになる（ただし、増幅率は無視している）。

Design of H-Bridge Class-D Power Amplifiers for Digital Pulse Modulation Transmitters. (I4 TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL.55, NO.12, DECEMBER 2007)

しかしながら、Ｄ級増幅部１４は、バンドパスΔΣ変調部１３の出力パルス信号を線形増幅する必要があり、バンドパスΔΣ変調部１３とＤ級増幅部１４との間に周波数特性を有する駆動増幅部２１が配置されていることから、Ｄ級増幅部１４の出力である増幅された出力パルス（図１１の太線）は、被増幅信号であるバンドパスΔΣ変調部１３の出力パルス（図１０の細線）とは全く異なるものになってしまっている。このため、Ｄ級増幅部１４で増幅された送信信号のＥＶＭは劣化しており、送信コンスタレーションは、例えば、図１２のようになり、ＥＶＭは約１０．２％である。

本発明の目的は、Ｄ級増幅された無線信号のＥＶＭの劣化を抑制するＤ級増幅器及び無線通信装置を提供することである。

本発明のＤ級増幅器は、キャリア周波数信号に所定の周波数でΔΣ変調を施すバンドパスΔΣ変調手段と、ΔΣ変調が施された信号を一定の信号レベルまで増幅する第１増幅手段と、前記第１増幅手段によって増幅された信号を、スイッチング電圧閾値に基づいて、スイッチング増幅する第２増幅手段と、前記第１増幅手段によって増幅された信号に基づいて、前記スイッチング電圧閾値を決定制御するスイッチング電圧制御手段と、を具備する構成を採る。

本発明によれば、Ｄ級増幅された無線信号のＥＶＭの劣化を抑制することができる。

特許文献１に開示のＤ級増幅部を含む無線通信装置の構成を示す図ベースバンド信号発生部の出力であるＱＰＳＫ直交変調波のコンスタレーションを示す図ベースバンド信号発生部の出力信号の周波数特性を示す図アップコンバート部の出力信号の周波数特性を示す図バンドパスΔΣ変調部の出力信号の広帯域での周波数特性を示す図バンドパスΔΣ変調部の出力信号のキャリア周波数ｆｃ近傍における狭帯域での周波数特性を示す図図１のＤ級増幅部前段に駆動増幅部が設けられた構成を示す図駆動増幅部の周波数特性を示す図駆動増幅部の出力信号の周波数特性を示す図駆動増幅部の入出力信号の時間軸波形を示す図Ｄ級増幅部の入出力信号の時間軸波形を示す図Ｄ級増幅部で増幅された送信信号の送信コンスタレーションを示す図本発明の一実施の形態に係る無線通信装置の構成を示す図スイッチング電圧閾値がＳＷＶｔｈ＝＋０．２のときのＤ級増幅部の入力信号と出力信号の時間軸波形を示す図スイッチング電圧閾値ＳＷＶｔｈ＝＋０．２のときの送信コンスタレーションを示す図スイッチング電圧閾値を変化させた場合のＥＶＭの例を示す図ＲＭＳ（Root Mean Square）とスイッチング電圧制御部が出力するスイッチング電圧閾値の最適値ＳＷＶｔｈ＿ｏｐｔをプロットした図本発明の一実施の形態に係る無線通信システムの構成を示す図

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

（一実施の形態）
図１３は、本発明の一実施の形態に係る無線通信装置の構成を示す図である。以下、図１３を用いて無線通信装置の構成について説明する。

ベースバンド信号発生部１０１は、狭帯域（〜数十ＭＨｚ）のベースバンド信号を生成し、アップコンバート部１０２に出力する。

アップコンバート部１０２は、ベースバンド信号発生部１０１から出力されたベースバンド信号をキャリア周波数ｆｃにアップコンバートし、キャリア周波数信号をＤ級増幅器１０３のバンドパスΔΣ変調部１０４に出力する。

Ｄ級増幅器１０３は、バンドパスΔΣ変調部１０４、駆動増幅部１０５、スイッチング電圧制御部１０６及びＤ級増幅部１０７を備えている。

バンドパスΔΣ変調部１０４は、アップコンバート部１０２から出力されたキャリア周波数信号に、例えば、サンプリング周波数ｆｓ＝４×ｆｃにてバンドパスΔΣ変調を施し、バンドパスΔΣ変調を施した信号を駆動増幅部１０５に出力する。

駆動増幅部１０５は、バンドパスΔΣ変調部１０４から出力された信号を後段のＤ級増幅部１０７が動作可能な信号レベルにまで増幅し、スイッチング電圧制御部１０６及びＤ級増幅部１０７に出力する。

スイッチング電圧制御部１０６は、駆動増幅部１０５から出力された信号に基づいて、Ｄ級増幅部１０７のスイッチング電圧閾値ＳＷＶｔｈを決定し、決定したスイッチング電圧閾値ＳＷＶｔｈをＤ級増幅部１０７に出力する。なお、スイッチング電圧閾値ＳＷＶｔｈの決定方法については後述する。

Ｄ級増幅部１０７は、スイッチング電圧制御部１０６から出力されたスイッチング電圧閾値ＳＷＶｔｈに基づいて、駆動増幅部１０５から出力された信号をスイッチング増幅し、バンドパスフィルタ部１０８に出力する。

バンドパスフィルタ部１０８は、Ｄ級増幅部１０７から出力された信号のうち、キャリア周波数ｆｃを中心とした帯域を通過させ、アンテナ部１０９から無線信号として送信する。

ここで、図１３の各ブロックの出力信号の時間軸波形及び周波数特性等について説明する。Ｄ級増幅部１０７よりも前段の信号については、背景技術で説明した図と同一である。すなわち、図２は、ベースバンド信号発生部１０１の出力であるＱＰＳＫ直交変調波のコンスタレーションを示し、図３は、ベースバンド信号発生部１０１の出力信号の周波数特性を示し、図４は、アップコンバート部１０２の出力信号の周波数特性を示す。また、図５は、バンドパスΔΣ変調部１０４の出力信号の広帯域での周波数特性を示し、図６は、バンドパスΔΣ変調部１０４の出力信号のキャリア周波数ｆｃ近傍における狭帯域での周波数特性を示している。

また、駆動増幅部１０５について、キャリア周波数ｆｃ近傍における周波数整合を取ったときの駆動増幅部１０５の周波数特性を図８に示し、駆動増幅部１０５の出力信号の周波数特性を図９に示す。さらに、駆動増幅部１０５の入力信号の時間軸波形は図１０の細線で示し、出力信号の時間軸波形は図１０の太線で示す。

いま、Ｄ級増幅部１０７でのスイッチング増幅において、スイッチング電圧制御部１０６からのスイッチング電圧閾値がＳＷＶｔｈ＝＋０．２のときのＤ級増幅部１０７の入力信号と出力信号の時間軸波形を図１４に示す。図１４において、細線が駆動増幅部１０５の帯域特性に起因して劣化したパルス入力信号を示し、太線がＤ級増幅部１０７の出力信号を示す。

図１１の太線で示した、スイッチング電圧制御部がないときのＤ級増幅部１４の出力と、図１４の太線で示した、スイッチング電圧制御部１０６があるときのＤ級増幅部１０７の出力とを比較すると、後者の方が被増幅信号であるバンドパスΔΣ変調部の出力波形（図１０の細線）に近いことが分かる。

スイッチング電圧制御部１０６で決定したスイッチング電圧閾値がＳＷＶｔｈ＝＋０．２のときの送信コンスタレーションは、例えば、図１５に示すようになり、図１２に示した場合よりも改善していることが分かる。なお、図１５の信号のＥＶＭは約７．４％であり、図１２と比べると２．８％改善しており、本発明のＤ級増幅器がＥＶＭ改善に寄与することが分かる。

図９の信号の周波数特性に見られるように、パルス信号の高周波成分が通過しない場合には、信号の立ち上がりや立ち下がりの時間応答が遅くなり、信号波形がＤ級増幅部１０７の本来のスイッチング電圧閾値である０に到達する時間が長くなる。この到達時間の遅延は、信号波形が電圧レベル０に達する前の電圧レベルでＤ級増幅部１０７をスイッチング動作させることで相殺できるため、上述のようなＥＶＭ改善効果が得られる。

ここで、スイッチング電圧制御部１０６のスイッチング電圧閾値を変化させた場合のＥＶＭの例を図１６に示す。図１６では、縦軸をＥＶＭ、横軸をスイッチング電圧閾値としている。図１６を参照すると、従来、スイッチング電圧閾値はＳＷＶｔｈ＝０に固定であることから、ＥＶＭは約１０．２％にとどまるのに対し、本発明では、スイッチング電圧制御部１０６によってＤ級増幅部１０７のスイッチング電圧閾値を最適値（ここではＳＷＶｔｈ＝−０．１７）に設定することにより、ＥＶＭが６．７％まで改善できることが読み取られる。したがって、駆動増幅部１０５の周波数特性が図８に示されるような場合には、スイッチング電圧制御部１０６が出力するスイッチング電圧閾値をＳＷＶｔｈ＝−０．１７の固定値とすればよい。

なお、ＥＶＭの値はＳＷＶｔｈ＝０の軸に関してほぼ線対称であることが図１６から読み取れるように、ＳＷＶｔｈ＝＋０．１７を固定値として用いてもよい。

以上の説明では、駆動増幅部１０５の周波数特性が図８に示されるような場合の信号の時間軸波形や周波数特性について見てきた。しかしながら、実際には、駆動増幅部１０５の周波数特性は、回路の実現方法や整合の取り方によって様々な形状を取りうる。図１７は、駆動増幅部１０５の周波数特性がキャリア周波数ｆｃに対して線対称となる種々のケースにおいて、駆動増幅部１０５の出力信号の電力実効値であるＲＭＳ（Root Mean Square）とスイッチング電圧制御部１０６が出力するスイッチング電圧閾値の最適値（ＥＶＭが最良となるときの電圧レベル）ＳＷＶｔｈ＿ｏｐｔをプロットした図である。図１７では、縦軸をＳＷＶｔｈ＿ｏｐｔ、横軸をＲＭＳとしている。

図１７を参照すると、駆動増幅部１０５の出力信号のＲＭＳが大きくなるに従って、スイッチング電圧制御部１０６が出力するスイッチング電圧閾値の最適値が大きくなっている。このことから、スイッチング電圧制御部１０６が、図１７に示す関係を利用し、駆動増幅部１０５の出力信号からＲＭＳ値を算出し、算出したＲＭＳ値に基づいてＤ級増幅部１０７のスイッチング電圧閾値を最適なレベルに決定することにより、送信ＥＶＭを改善することができる。また、送信信号に適用する変調種別や変調帯域が時間軸上で異なったり、駆動増幅部１０５やその他アナログ回路の帯域特性が固体間で異なったりするときにも、これらに起因する信号劣化を低減することができる。

このように、本実施の形態によれば、Ｄ級増幅部への入力信号の電力実効値ＲＭＳに基づいて、Ｄ級増幅部のスイッチング電圧閾値を最適なレベルに決定し、決定したスイッチング電圧閾値を用いてＤ級増幅部がスイッチング増幅することにより、Ｄ級増幅部前段に駆動増幅部を配置した場合でも、Ｄ級増幅部で増幅された無線信号のＥＶＭの劣化を抑制することができる。よって、Ｄ級増幅器を含む無線通信装置は、ＥＶＭが良好な無線信号を送信することができる。

なお、本実施の形態では、無線通信装置単体について説明したが、本発明の無線通信装置を含む無線通信システムを構成してもよい。例えば、図１８に示すように、移動局又は固定局の無線通信装置ＲＳ１、ＲＳ２、…、ＲＳｍのうち少なくとも一つは図１３に示したＤ級増幅器を含むものとする。また、基地局にも図１３に示したＤ級増幅器が含まれてもよい。

図１８に示す無線通信システムは、図１３に示すＤ級増幅器を備える無線通信装置が多いほど、システム全体としてＥＶＭが良好な無線信号が使用される頻度が増える。また、各無線通信装置の受信においては、送信信号の品質が良好であることから、その受信性能も良好となり、結果として通信品質のよい無線通信システムを構築することができる。また、電力利用効率が高いＤ級増幅器を備える無線通信装置を使用していることから、全体として電力利用効率が高いシステムを構築することができる。

なお、本実施の形態では、スイッチング電圧閾値ＳＷＶｔｈを駆動増幅部の出力信号のＲＭＳに基づいて決定するものとして説明したが、このときの値は固定としてもよいし、可変としてもよい。また、スイッチング電圧閾値ＳＷＶｔｈとして、駆動増幅部の出力信号のＲＭＳに依存しない固定値を設定してもよい。

本発明にかかるＤ級増幅器及び無線通信装置は、無線通信システム等に適用できる。

１０１ベースバンド信号発生部
１０２アップコンバート部
１０３Ｄ級増幅器
１０４バンドパスΔΣ変調部
１０５駆動増幅部
１０６スイッチング電圧制御部
１０７Ｄ級増幅部
１０８バンドパスフィルタ部
１０９アンテナ部

Claims

キャリア周波数信号に所定の周波数でΔΣ変調を施すバンドパスΔΣ変調手段と、
ΔΣ変調が施された信号を一定の信号レベルまで増幅する第１増幅手段と、
前記第１増幅手段によって増幅された信号を、スイッチング電圧閾値に基づいて、スイッチング増幅する第２増幅手段と、
前記第１増幅手段によって増幅された信号に基づいて、前記スイッチング電圧閾値を決定制御するスイッチング電圧制御手段と、
を具備するＤ級増幅器。
前記スイッチング電圧閾値を固定値とする請求項１に記載のＤ級増幅器。
前記スイッチング電圧制御手段は、前記第１増幅手段によって増幅された信号のレベルに応じて可変制御する請求項１に記載のＤ級増幅器。
請求項１に記載のＤ級増幅器を備える無線通信装置。