WO2016021178A1 - 送信機、送信システムおよび送信方法 - Google Patents

送信機、送信システムおよび送信方法 Download PDF

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Definitions

  • FIG. 12 shows a block configuration diagram of a wireless communication device disclosed in Patent Document 1.
  • 12 includes a baseband signal generation unit 910, an up-conversion unit 920, a class D amplifier 930, and a bandpass filter unit 940.
  • the class D amplifier 930 includes a bandpass ⁇ modulation unit 931, a drive amplification unit 932, a switching voltage control unit 933, and a class D amplification unit 934.
  • a transmission system includes a baseband signal generation unit that outputs an amplitude value and a phase value of a baseband signal, and performs ⁇ modulation on the output amplitude value and phase value.
  • ⁇ modulation means for outputting a pulse signal train
  • branch means for branching and outputting the output pulse signal train
  • n transmission circuits to which the n-branched pulse signal train is respectively input
  • Each of the n transmission circuits includes extraction means for extracting and outputting an amplitude value of a baseband component from the input pulse signal sequence, and a subsequent stage according to the amplitude value of the extracted baseband component
  • a voltage for canceling the phase error generated in the amplifier is determined, and the power supply modulation means for supplying the determined voltage to the pre-stage amplifier, and the input pulse signal using the supplied voltage.
  • a pre-stage amplifier that adjusts the level of the string
  • a post-stage amplifier that amplifies the pulse signal string whose level is adjusted
  • a filter unit that generates and output
  • FIG. 1 is a block configuration diagram of a wireless communication apparatus 900 according to Patent Document 1.
  • FIG. It is the figure which showed the relationship between the duty ratio and distortion of a common digital transmitter.
  • the ⁇ modulation means 30 performs ⁇ modulation on the amplitude value and phase value of the input baseband signal, and quantizes them into a binary pulse signal sequence.
  • the ⁇ modulation unit 30 outputs the quantized pulse signal sequence to the preamplifier 50.
  • the ⁇ modulation means 30 performs ⁇ modulation using an envelope ⁇ modulation method, a low-pass ⁇ modulation method, or a bandpass ⁇ modulation method.
  • the power supply modulation means 40 determines a voltage for canceling the phase error generated in the post-stage amplifier 60 according to the amplitude value of the input baseband signal, and supplies the determined voltage to the pre-stage amplifier 50.
  • a class D amplifier can be applied to the post-stage amplifier 60.
  • the pulse signal string input from the pre-stage amplifier 50 is amplified while maintaining the pattern of the pulse string, and is output to the filter means 70.
  • the transmitter 10 configured as described above determines a voltage for canceling the phase error generated in the rear-stage amplifier 60 according to the amplitude value of the baseband signal input in the power supply modulation means 40 and supplies it to the front-stage amplifier 50. Supply.
  • a characteristic opposite to the AM-PM distortion generated in the post-stage amplifier 60 is added in the pre-stage amplifier 50, and a high-quality output pulse signal from which the phase error is eliminated is input to the filter means 70.
  • the baseband signal generation unit 110 generates and outputs two types of signals, that is, an amplitude value and a phase value of the input baseband signal.
  • Baseband signal generation section 110 outputs the generated amplitude value and phase value to envelope ⁇ modulator 120 and outputs the generated amplitude value to power supply modulation section 130.
  • the pre-stage amplifier 140 amplifies the output pulse signal input from the envelope ⁇ modulator 120 with the voltage supplied from the power supply modulation unit 130 and outputs the amplified signal to the class D amplifier 150.
  • the class D amplifier 150 amplifies the output pulse signal input from the pre-stage amplifier 140 to a desired level while maintaining the pulse train pattern, and outputs the amplified signal to the band pass filter 160.
  • most of the power consumed in the transmitter 100 is consumed in the class D amplifier 150.
  • the class D amplifier 150 can theoretically obtain a power conversion efficiency of 100% if there is no power loss caused by parasitic elements. Therefore, by reducing the power loss in the class D amplifier 150 by preliminarily processing the output pulse signal input to the class D amplifier 150 to cancel the AM-PM distortion generated in the class D amplifier 150, Power saving of the transmitter 100 can be achieved.
  • the pre-stage amplifier 140 and the class D amplifier 150 are formed separately, but the pre-stage amplifier 140 may be included in the class D amplifier 150.
  • the ⁇ modulator 170 quantizes the I signal and the Q signal input from the baseband signal generation unit 110B by applying the low-pass ⁇ modulation method or the band-pass ⁇ modulation method, and outputs the output pulse signal to the pre-stage amplifier 140. To do. Since the details of the low-pass ⁇ modulation method and the bandpass ⁇ modulation method are described in Non-Patent Documents 2 and 3, detailed descriptions thereof are omitted.
  • the amplitude value output from the baseband signal generation unit 110 is input to the power supply modulation unit 130, but the present invention is not limited to this.
  • the baseband component of the output spectrum from the envelope ⁇ modulator 120 is the same as the spectrum of the amplitude value input to the ⁇ modulator on the principle of envelope ⁇ modulation.
  • FIG. 5 shows a block diagram of the transmitter according to this embodiment.
  • a transmitter 100C in FIG. 5 includes a low-pass filter 210 and a power supply modulator 130 arranged in a subsequent stage of the envelope ⁇ modulator 120 in the transmitter 100 in FIG. 2 and between the envelope ⁇ modulator 120 and the preamplifier 140. It is formed by disposing the delay part 220 in the above.
  • the power supply modulator 130 calculates a voltage for canceling the AM-PM characteristic of the class D amplifier 150 and supplies it to the pre-stage amplifier 140.
  • the power supply modulation unit 130 ′ includes an LUT (Look Up Table) 131, a DAC (Digital-to-Analog Converter) 132, and a linear amplification unit 133.
  • the LUT 131 outputs a value in an address corresponding to the amplitude value input from the baseband signal generation unit 110.
  • the DAC 132 converts the value output from the LUT 131 into an analog signal and outputs the analog signal.
  • the linear amplification unit 133 amplifies the analog signal output from the DAC 132 and supplies the amplified analog signal to the pre-stage amplifier 140 ′.
  • an amplifier with high linearity such as an operational amplifier or a class A amplifier is applied.
  • the pre-stage amplifier 140 ' is realized by an inverter circuit using n-MOS and p-MOS, and the supply voltage from the power supply modulation unit 130' is supplied to the source of the p-MOS.
  • an inverter using a resistor or a class A or class B amplifier can be applied as the pre-stage amplifier 140 'instead of the p-MOS.
  • FIG. 7 shows a functional block diagram when a mechanism for updating the LUT 131 is arranged in the transmitter 100 ′ in FIG. 6.
  • a low-pass filter 310 and a pulse phase error detection unit 320 are arranged as a mechanism for updating the LUT 131.
  • the low-pass filter 310 extracts the baseband component by removing the high-frequency component of the output pulse signal output from the envelope ⁇ modulator 120, and outputs it to the pulse phase error detection unit 320 as the amplitude value of the baseband component.
  • the duty ratio of the output pulse signal output from the envelope ⁇ modulator 120 is proportional to the amplitude value of the baseband component, and the duty ratio is 50% at the maximum amplitude value and 0% at the minimum amplitude. In the present embodiment, by utilizing this property, the duty ratio of the output pulse signal output from the envelope ⁇ modulator 120 is measured, and the amplitude value of the baseband component is acquired using the duty ratio.
  • the pulse phase error detector 320 receives the amplitude value (duty ratio) of the baseband component from the low-pass filter 310 and the output pulse signals from the envelope ⁇ modulator 120 and the class D amplifier 150, respectively. Then, the pulse phase error detection unit 320 determines the phase of the baseband component from the output pulse signal (input signal) input from the envelope ⁇ modulator 120 and the output pulse signal (output signal) input from the class D amplifier 150. Get the error. For example, the pulse phase error detection unit 320 synchronizes two input output pulse signals, normalizes the two output pulse signals into binary values of 0 and 1 using a comparator, and then uses a logic circuit. By extracting both error components, the baseband phase error included in the pulse is acquired.
  • a predetermined value (initial value) set in advance is set in the LUT 131 in the initial state.
  • a predetermined voltage (a constant value) is supplied to the preamplifier 140D.
  • the phase error in each amplitude value is acquired by the pulse phase error detector 320, and the value in the address corresponding to each amplitude value of the LUT 131 is updated so as to cancel the acquired phase error (feedback control).
  • the value in the address of the LUT 131 corresponding to the amplitude value A1 is lowered.
  • the voltage of the preamplifier 140D becomes lower than before the change. Due to this voltage drop, the threshold value of the transistor of the preamplifier 140D is lowered, and as a result, the pulse rising timing is accelerated, and the baseband phase component of the preamplifier 140D is increased toward + compared to before the change.
  • the update amount for example, there is a method of setting a value proportional to the phase error amount. In this case, k is a constant value, and the value B1 in the address of the LUT 131 corresponding to the amplitude value A1 is updated to B1 + kC1.
  • the baseband phase error detector 440 synchronizes the input baseband signal and the output baseband signal, and calculates the input / output baseband phase error depending on the amplitude value of the input baseband signal.
  • AM-PM distortion generated in the transmitter 100E is detected.
  • the baseband phase error detection unit 440 updates the value in the address corresponding to each amplitude value of the LUT 131 so as to cancel the detected AM-PM distortion (feedback control).
  • the input baseband signal (two types of signals of amplitude value and phase value) is input from the baseband signal generation unit 110 to the baseband phase error detection unit 440 '. Further, a part of the RF signal output from the bandpass filter 160 is input to the baseband phase error detection unit 440 ′ as an output baseband signal by passing through the down converter 460 and the lowpass filter 450.
  • the baseband phase error detection unit 440 detects AM-PM distortion generated in the transmitter 100F by calculating the phase error by synchronizing the input baseband signal and the output baseband signal. Then, the baseband phase error detection unit 440 'updates the value in the address corresponding to each amplitude value of the LUT 131 so as to cancel the detected AM-PM distortion (feedback control).
  • each transmitting device 100G includes an O / E (optic-electric) converter 510G, a driver amplifier 520G, a low-pass filter 530G, a power supply modulator 130G, a delay unit 540G, a preamplifier 140G, a class D amplifier 150G, A band-pass filter 160G, a low-pass filter 550G, and a pulse phase error detection unit 560G are provided.
  • the power supply modulation unit 130G includes an ADC (Analog-to-Digital Converter) 134G, an LUT 131G, a DAC 132G, and a linear amplification unit 133G.
  • ADC Analog-to-Digital Converter
  • the amplitude value and the phase value output from the baseband signal generation unit 610 are ⁇ modulated by the envelope ⁇ modulator 620 and output as an output pulse signal.
  • the output pulse signal output from the envelope ⁇ modulator 620 is amplified by the driver amplifier 630, converted from an electric signal to an optical signal by the E / O converter 640, and then transmitted to the coupler 660 via the optical fiber 650.
  • the coupler 660 branches the input optical signal and outputs it to the plurality of transmission devices 100G.
  • the LUT 131G is feedback-controlled by the same method as the transmitter 100D of FIG. 7 described in the third embodiment, but the present invention is not limited to this.
  • a method similar to that of the transmitter 100E of FIG. 8 according to the modification of the third embodiment can be applied.
  • FIG. 11 shows a system configuration diagram of the transmission system 600B in this case as a reference.
  • the method of feedback control of the LUT 131G is not limited to these, and for example, a method similar to that of the transmitter 100F of FIG. 9 according to the modification of the third embodiment can be applied.

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Abstract

　プリディストータやΔΣ変調器等の機能に影響を与えることなく、ＡＭ－ＰＭ歪を高精度に補償できる送信機、送信システムおよび送信方法を提供する。　本発明の送信機は、ベースバンド信号の振幅値と位相値を出力するベースバンド信号生成手段、出力された振幅値と位相値に対してΔΣ変調を行い、パルス信号列を出力するΔΣ変調手段、出力された振幅値に応じて決定した電圧を前段増幅器へ供給する電源変調手段、出力されたパルス信号列を増幅する前段増幅器および後段増幅器、増幅されたパルス信号列から出力信号を生成して出力するフィルタ手段を備え、電源変調手段は後段増幅器において生じる位相誤差を打ち消すための電圧を決定する。

Description

送信機、送信システムおよび送信方法
　本発明は、送信機、送信システムおよび送信方法に関し、特に、信号をΔΣ変調して送信する送信機、送信システムおよび送信方法に関する。
　携帯電話システムや無線ＬＡＮ機器等の通信・放送機器で用いられる送信機には、送信波形を高精度で維持しながら、低消費電力で動作することが求められる。近年、高い電力効率が期待される送信機として、ΔΣ変調器とＤ級増幅器とを組み合わせたデジタル送信機についての研究開発が進められている。デジタル送信機におけるΔΣ変調器の変調方式としては、エンベロープΔΣ変調方式、ローパスΔΣ変調方式およびバンドパスΔΣ変調方式がある。それらは、非特許文献１－３等に開示されている。一方、ΔΣ変調器とＤ級増幅器を組み合わせたデジタル送信機は、例えば、特許文献１等に開示されている。
　特許文献１に開示されている無線通信装置のブロック構成図を図１２に示す。図１２に示された無線通信装置９００は、ベースバンド信号発生部９１０、アップコンバート部９２０、Ｄ級増幅器９３０およびバンドパスフィルタ部９４０を備える。Ｄ級増幅器９３０は、バンドパスΔΣ変調部９３１、駆動増幅部９３２、スイッチング電圧制御部９３３およびＤ級増幅部９３４から成る。
　無線通信装置９００は、ベースバンド信号発生部９１０においてベースバンド信号を生成し、生成したベースバンド信号をアップコンバート部９２０においてキャリア周波数ｆｃにアップコンバートし、キャリア周波数信号をＤ級増幅器９３０のバンドパスΔΣ変調部９３１においてΔΣ変調する。ΔΣ変調されたキャリア周波数信号は、駆動増幅部９３２およびＤ級増幅部９３４において増幅された後、バンドパスフィルタ部９４０において復元され、送信信号として外部へ送信される。
　特許文献１の無線通信装置９００は、スイッチング電圧制御部９３３がＤ級増幅部９３４への入力信号の電力実効値に基づいてＤ級増幅部９３４のスイッチング電圧閾値を最適値に制御する。このため、Ｄ級増幅部９３４の前段に駆動増幅部９３２を配置した場合においても、送信信号のＥＶＭ（Error Vector Magnitude）が劣化することを低減できる。
特開２０１２－０６０５６８号公報
S. Hori, K. Kunihiro, K. Takahashi, and M. Fukaish, "A 0.7-3GHz envelope ΔΣ modulator using phase modulated carrier clock for multimode/band switching amplifiers," IEEE RFIC Symp. Dig., pp. 35-38, June 2011. Antoine Frappe, "An All-Digital RF Signal Generator Using High-Speed Modulators", IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL. 44, NO. 10, OCTOBER 2009, p. 2722-2732. T. Maehata, S. Kameda, and N. Suematsu, "High ACLR 1-bit Direct Radio Frequency Converter Using Symmetric Waveform," Proc. 42nd European Microwave Conf., pp. 1051 - 1054, Nov. 2012.
　しかし、入力信号がＷ－ＣＤＭＡやＬＴＥといった変調波である場合、バンドパスΔΣ変調部９３１やＤ級増幅部９３４から出力される出力パルス信号のデューティ比は、時々刻々と変化する。これは、バンドパスフィルタ部９４０から出力される送信信号においてＡＭ（Amplitude Modulation）－ＰＭ（Phase Modulation）歪として現れる。例えば、図１３に示すように、デューティ比が大きくなるのに伴い、送信信号の歪が大きくなる。この場合、キャリア周波数近傍のスペクトラムが歪んでしまい、ＡＣＬＲ（ａｄｊａｃｅｎｔ ｃｈａｎｎｅｌ ｌｅａｋａｇｅ ｐｏｗｅｒ ｒａｔｉｏ）が規格値に到達できなくなる。
　ＡＭ－ＰＭ歪は、例えば、アナログ送信機の歪補償技術であるＤＰＤ（ｄｉｇｉｔａｌ ｐｒｅ－ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）を適用することによって補償することができる。ＤＰＤは、増幅器に入力される信号を事前にプリディストータで歪ませて増幅器による歪みを打ち消し、低歪みの信号増幅を実現する技術である。より具体的には、ＤＰＤは、増幅器の入力信号の振幅成分に応じた増幅器の歪特性をモデル化して、その逆特性を持つ非線形フィルタを算出して、プリディストータにおいて、入力信号に逆特性を作用させる。
　デジタル送信機に上述のＤＰＤを適用する場合、ΔΣ変調器の入力信号をプリディストータによって変更することから、ΔΣ変調器の特性も考慮する必要がある。従って、ＤＰＤを用いてＡＭ－ＰＭ歪を補償する場合、各々のＤ級増幅器に対応したプリディストータおよびΔΣ変調器を配置する必要がある。
　しかし、デジタル送信機においては、送信機に要求される出力パワーや周波数に応じて複数のＤ級アンプを並列に並べて使用する場合が多々ある。例えば、分散アンテナシステムに配置されるデジタル送信機においては、複数の送信ユニットが配置され、送信ユニットごとにＤ級増幅器、バンドパスフィルタおよびアンテナが配置される。分散アンテナシステムに配置されるデジタル送信機にＤＰＤを適用する場合、各々のＤ級増幅器に対応したプリディストータおよびΔΣ変調器を配置する必要があり、Ｄ級増幅器の数が増えるごとに装置のサイズやコストが大幅に増加する。
　本発明は上記の課題に鑑みてなされたものであり、プリディストータやΔΣ変調器等の機能に影響を与えることなく、ＡＭ－ＰＭ歪を高精度に補償できる送信機、送信システムおよび送信方法を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために本発明に係る送信機は、ベースバンド信号の振幅値と位相値を出力するベースバンド信号生成手段と、出力された振幅値と位相値に対してΔΣ変調を行い、パルス信号列を出力するΔΣ変調手段と、出力された振幅値に応じて電圧を決定し、決定した電圧を前段増幅器へ供給する電源変調手段と、供給された電圧を用いて、出力されたパルス信号列のレベルを調整する前段増幅器と、レベルが調整されたパルス信号列を増幅する後段増幅器と、増幅されたパルス信号列から出力信号を生成して出力するフィルタ手段と、を備え、電源変調手段は、出力された振幅値に応じて、後段増幅器において生じる位相誤差を打ち消すための電圧を決定することを特徴とする。
　上記目的を達成するために本発明に係る送信システムは、ベースバンド信号の振幅値と位相値を出力するベースバンド信号生成手段と、前記出力された振幅値と位相値に対してΔΣ変調を行い、パルス信号列を出力するΔΣ変調手段と、前記出力されたパルス信号列をｎ分岐して出力する分岐手段と、前記ｎ分岐されたパルス信号列がそれぞれ入力されるｎ台の送信回路と、を備え、前記ｎ台の送信回路はそれぞれ、前記入力されたパルス信号列からベースバンド成分の振幅値を抽出して出力する抽出手段と、前記抽出されたベースバンド成分の振幅値に応じて後段増幅器において生じる位相誤差を打ち消すための電圧を決定し、決定した電圧を前段増幅器へ供給する電源変調手段と、前記供給された電圧を用いて、前記入力されたパルス信号列のレベルを調整する前段増幅器と、前記レベルが調整されたパルス信号列を増幅する後段増幅器と、前記増幅されたパルス信号列から出力信号を生成して出力するフィルタ手段と、を備える、ことを特徴とする。
　上記目的を達成するために本発明に係る送信方法は、供給された電圧を用いて入力されたパルス信号列のレベルを調整する前段増幅器および入力されたパルス信号列を増幅する後段増幅器を備えた送信機を用いた送信方法であって、ベースバンド信号の振幅値と位相値を出力し、出力された振幅値と位相値に対してΔΣ変調を行い、パルス信号列を出力し、出力された振幅値に応じて、後段増幅器において生じる位相誤差を打ち消すための電圧を決定し、決定した電圧を前段増幅器へ供給し、前段増幅器において、出力されたパルス信号列のレベルを調整し、後段増幅器において、レベルが調整されたパルス信号列を増幅し、増幅されたパルス信号列から出力信号を生成して送信する。
　上述した本発明の態様によれば、プリディストータやΔΣ変調器等の機能に影響を与えることなく、ＡＭ－ＰＭ歪を高精度に補償できる送信機、送信システムおよび送信方法を提供することができる。
第１の実施形態に係る送信機１０のブロック構成図である。 第２の実施形態に係る送信機１００のブロック構成図である。 第２の実施形態に係る電源変調部１３０の機能を説明するための図である。 第２の実施形態の変形例に係る送信機１００Ｂのブロック構成図である。 第２の実施形態の変形例に係る別の送信機１００Ｃのブロック構成図である。 第３の実施形態に係る送信機１００’の機能ブロック図である。 第３の実施形態に係る送信機１００Ｄの機能ブロック図である。 第３の実施形態の変形例に係る送信機１００Ｅの機能ブロック図である。 第３の実施形態の変形例に係る別の送信機１００Ｆの機能ブロック図である。 第４の実施形態に係る送信システム６００のシステム構成図である。 第４の実施形態に係る別の送信システム６００Ｂのシステム構成図である。 特許文献１に係る無線通信装置９００のブロック構成図である。 一般的なデジタル送信機のデューティ比と歪との関係を示した図である。
＜第１の実施形態＞
　本発明の第１の実施形態について説明する。本実施形態に係る送信機のブロック構成図を図１に示す。図１において、送信機１０は、ベースバンド信号生成手段２０、ΔΣ変調手段３０、電源変調手段４０、前段増幅器５０、後段増幅器６０およびフィルタ手段７０を備える。
　ベースバンド信号生成手段２０は、ベースバンド信号の振幅値と位相値を生成し、生成したベースバンド信号の振幅値と位相値をΔΣ変調手段３０へ出力すると共に、ベースバンド信号の振幅値を電源変調手段４０へ出力する。
　ΔΣ変調手段３０は、入力されたベースバンド信号の振幅値と位相値に対してΔΣ変調を行い、２値のパルス信号列に量子化する。ΔΣ変調手段３０は、量子化したパルス信号列を前段増幅器５０へ出力する。ΔΣ変調手段３０は、エンベロープΔΣ変調方式、ローパスΔΣ変調方式またはバンドパスΔΣ変調方式を用いてΔΣ変調を行う。
　電源変調手段４０は、入力されたベースバンド信号の振幅値に応じて、後段増幅器６０において生じる位相誤差を打ち消すための電圧を決定し、決定した電圧を前段増幅器５０へ供給する。
　前段増幅器５０は、電源変調手段４０から供給された電圧を用いてΔΣ変調手段３０から入力されたパルス信号列のレベルを調整し、後段増幅器６０へ出力する。本実施形態に係る前段増幅器５０は、後段増幅器６０において生じるＡＭ－ＰＭ歪と逆の特性を有するＡＭ－ＰＭ歪が付与されるようにパルス信号列のレベルを調整する。
　後段増幅器６０は、例えば、Ｄ級増幅器を適用することができ、前段増幅器５０から入力されたパルス信号列をパルス列のパターンを保ったまま増幅し、フィルタ手段７０へ出力する。
　フィルタ手段７０は、入力されたパルス信号列を復元し、送信信号をアンテナを介して外部へ送信する。
　上記のように構成された送信機１０は、電源変調手段４０において入力されたベースバンド信号の振幅値に応じて、後段増幅器６０において生じる位相誤差を打ち消すための電圧を決定して前段増幅器５０へ供給する。この場合、後段増幅器６０において生じるＡＭ－ＰＭ歪と逆の特性が前段増幅器５０において付加され、フィルタ手段７０には位相誤差が解消された高品質の出力パルス信号が入力される。
　従って、本実施形態に係る送信機１０は、ΔΣ変調手段３０等の機能に影響を与えることなく、ＡＭ－ＰＭ歪を高精度に補償できる。
　なお、電源変調手段４０に振幅値ごとに電圧値が登録されたテーブルを配置し、入力されたベースバンド信号の振幅値に対応する電圧値を該テーブルから抽出し、抽出した電圧値に応じた電圧を生成して前段増幅器５０へ供給することもできる。この場合、前段増幅器５０へ入力される前と後段増幅器６０から出力された後の信号を比較して位相誤差を検出し、該検出した位相誤差とその時の振幅値とを用いて電源変調手段４０のテーブルを適宜更新することが望ましい。
　＜第２の実施形態＞
　第２の実施形態について説明する。本実施形態に係る送信機は、例えば、携帯電話システムや無線ＬＡＮ（Local Area Network）機器等の通信・放送機器等において用いることができる。本実施形態に係る送信機のブロック構成図を図２に示す。図２に示された送信機１００は、ベースバンド信号生成部１１０、エンベロープΔΣ変調器１２０、電源変調部１３０、前段増幅器１４０、Ｄ級増幅器１５０およびバンドパスフィルタ１６０を備える。
　ベースバンド信号生成部１１０は、入力ベースバンド信号の振幅値と位相値の２種類の信号を生成して出力する。ベースバンド信号生成部１１０は、生成した振幅値および位相値をエンベロープΔΣ変調器１２０へ出力すると共に、生成した振幅値を電源変調部１３０へ出力する。
　エンベロープΔΣ変調器１２０は、ベースバンド信号生成部１１０から入力された振幅値と位相値の２種類の信号に所定の処理を施すことによってパルス状の信号（以下、出力パルス信号と記載する。）を生成して前段増幅器１４０へ出力する。エンベロープΔΣ変調器１２０は、例えば、非特許文献１に記載されている回路構成によって実現される。エンベロープΔΣ変調器１２０の詳細動作は非特許文献１等に開示されているため、詳細な説明を省略する。
　電源変調部１３０は、ベースバンド信号生成部１１０から入力された振幅値に基づいて、Ｄ級増幅器１５０のＡＭ－ＰＭ特性（入力信号の振幅を増幅させたときの出力信号の位相特性）を打ち消すための電圧を演算して前段増幅器１４０へ供給する。具体的には、電源変調部１３０は、前段増幅器１４０において生じるＡＭ－ＰＭ歪（図３の左端の図）が、Ｄ級増幅器１５０において生じるＡＭ－ＰＭ歪（図３の真ん中の図）と逆特性になるような電圧を演算して前段増幅器１４０へ供給する。Ｄ級増幅器１５０において生じるＡＭ－ＰＭ歪と前段増幅器１４０におけるＡＭ－ＰＭ歪とが相殺されることにより、Ｄ級増幅器１５０からは位相誤差が解消された高品質の信号が出力される（図３の右端の図）。
　前段増幅器１４０は、電源変調部１３０から供給された電圧により、エンベロープΔΣ変調器１２０から入力された出力パルス信号を増幅してＤ級増幅器１５０へ出力する。
　Ｄ級増幅器１５０は、前段増幅器１４０から入力された出力パルス信号を、パルス列のパターンを保ったまま所望のレベルまで増幅してバンドパスフィルタ１６０へ出力する。ここで、一般的に、送信機１００において消費される消費電力の大半は、Ｄ級増幅器１５０において消費される。Ｄ級増幅器１５０は、寄生素子によって生じる電力ロスがなければ理論上１００％の電力変換効率が得られる。従って、Ｄ級増幅器１５０に入力される出力パルス信号に予め、Ｄ級増幅器１５０において生じるＡＭ－ＰＭ歪を相殺するための処理を施すことによって、Ｄ級増幅器１５０における電力ロスを低減することにより、送信機１００の省電力化を図ることができる。
　バンドパスフィルタ１６０は、Ｄ級増幅器１５０から入力された出力パルス信号をＲＦ（Radio Frequency）信号に復元して出力する。
　以上のように、本実施形態に係る送信機１００は、電源変調部１３０がベースバンド信号生成部１１０から入力された振幅値に基づいて、Ｄ級増幅器１５０のＡＭ－ＰＭ特性を打ち消すための電圧を演算して前段増幅器１４０へ供給する。これにより、前段増幅器１４０およびＤ級増幅器１５０を通過することによってＡＭ－ＰＭ歪が相殺され、バンドパスフィルタ１６０から歪が抑制されたＲＦ信号が出力される。すなわち、送信機１００において、歪規格値ＡＣＬＲを満足することができる。
　ここで、本実施形態においては、前段増幅器１４０とＤ級増幅器１５０とを別体に形成したが、前段増幅器１４０をＤ級増幅器１５０内に含めることもできる。
　また、エンベロープΔΣ変調器１２０および電源変調部１３０における処理時間が大きく異なる場合、前段増幅器１４０へ供給される電圧および出力パルス信号の同期を取ることが困難になる。この場合、遅延量が小さい方に遅延量を付加することによって遅延量を一致させるための遅延部を付加することが望ましい。なお、この遅延調整は、以下の全ての実施形態に適用することができる。
　＜第２の実施形態の変形例＞
　第２の実施形態においては、ΔΣ変調器における変調方式として、エンベロープΔΣ変調方式を適用したが、これに限定されない。エンベロープΔΣ変調方式の代わりに、ローパスΔΣ変調方式やバンドパスΔΣ変調方式を適用することもできる。
　第２の実施形態の変形例に係る送信機のブロック構成図を図４に示す。図４の送信機１００Ｂは、ベースバンド信号生成部１１０Ｂ、ΔΣ変調器１７０、電源変調部１３０、前段増幅器１４０、Ｄ級増幅器１５０およびバンドパスフィルタ１６０を備える。電源変調部１３０、前段増幅器１４０、Ｄ級増幅器１５０およびバンドパスフィルタ１６０は、第２の実施形態に係る図２の送信機１００のそれらと同様である。
　ベースバンド信号生成部１１０Ｂは、入力信号のＩ信号、Ｑ信号を生成してΔΣ変調器１７０へ出力すると共に、Ｉ信号およびＱ信号を用いて振幅値を演算して電源変調部１３０へ出力する。本実施形態に係るベースバンド信号生成部１１０Ｂは、電源変調部１３０へ出力する振幅値ａを、（１）式により演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
　（１）式において、ＡＩはＩ信号の振幅値、ＡＱはＱ信号の振幅値である。なお、振幅値ａの演算は、ベースバンド信号生成部１１０Ｂとは別の場所において行うこともできる。
　ΔΣ変調器１７０は、ローパスΔΣ変調方式またはバンドパスΔΣ変調方式を適用することによって、ベースバンド信号生成部１１０Ｂから入力されたＩ信号およびＱ信号を量子化し、出力パルス信号を前段増幅器１４０へ出力する。ローパスΔΣ変調方式およびバンドパスΔΣ変調方式については、非特許文献２、３に詳細がそれぞれ記載されていることから、詳細な説明を省略する。
　次に、第２の実施形態の別の変形例に係る送信機について説明する。第２の実施形態においては、ベースバンド信号生成部１１０から出力された振幅値を電源変調部１３０へ入力させたが、これに限定されない。例えば、エンベロープΔΣ変調器１２０からの出力スペクトラムのベースバンド成分は、エンベロープΔΣ変調の原理上、ΔΣ変調器に入力される振幅値のスペクトラムと同じである。第２の実施形態の別の変形例として、この性質を利用することにより、エンベロープΔΣ変調器１２０の出力パルス信号からベースバンド成分を抽出し、振動値として電源変調部１３０へ入力させる送信機について説明する。
　本実施形態に係る送信機のブロック構成図を図５に示す。図５の送信機１００Ｃは、図２の送信機１００において、エンベロープΔΣ変調器１２０の後段に、ローパスフィルタ２１０および電源変調部１３０を配置すると共に、エンベロープΔΣ変調器１２０と前段増幅器１４０との間に遅延部２２０を配置することによって形成される。
　図５において、ベースバンド信号生成部１１０において生成された入力ベースバンド信号の振幅値と位相値の２種類の信号は、分岐されることなくエンベロープΔΣ変調器１２０へ入力される。一方、エンベロープΔΣ変調器１２０において所定の処理が施されて出力された出力パルス信号は、分岐され、ローパスフィルタ２１０および遅延部２２０へ入力される。
　エンベロープΔΣ変調器１２０からローパスフィルタ２１０へ入力された出力パルス信号は、ローパスフィルタ２１０を通過することによってベースバンド成分だけが抽出され、入力信号の振幅値として電源変調部１３０へ入力される。そして、電源変調部１３０は、ローパスフィルタ２１０からの出力に基づいて、Ｄ級増幅器１５０のＡＭ－ＰＭ特性を打ち消すための電圧を演算して前段増幅器１４０へ供給する。
　一方、エンベロープΔΣ変調器１２０から遅延部２２０へ入力された出力パルス信号は、遅延部２２０においてローパスフィルタ２１０および電源変調部１３０を通過することによって生じる遅延量と同じ遅延量が付加され、前段増幅器１４０へ入力される。遅延部２２０においてローパスフィルタ２１０および電源変調部１３０を通過することによって生じる遅延量と同じ遅延量を付加することにより、前段増幅器１４０へ供給される電圧と出力パルス信号との同期を取ることができる。
　＜第３の実施形態＞
　第３の実施形態について説明する。本実施形態に係る送信機の機能ブロック図を図６に示す。図６に示された送信機１００’は、ベースバンド信号生成部１１０、エンベロープΔΣ変調器１２０、電源変調部１３０’、前段増幅器１４０’、Ｄ級増幅器１５０およびバンドパスフィルタ１６０を備える。本実施形態に係る送信機１００’は、図２の送信機１００において、電源変調部１３０および前段増幅器１４０の具体的な構成例を示したものである。ベースバンド信号生成部１１０、エンベロープΔΣ変調器１２０、Ｄ級増幅器１５０およびバンドパスフィルタ１６０は、第２の実施形態で説明した図２の送信機１００のそれらと同様である。
　図６において、電源変調部１３０’は、ＬＵＴ（Ｌｏｏｋ Ｕｐ Ｔａｂｌｅ）１３１、ＤＡＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ－ｔｏ－Ａｎａｌｏｇ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１３２および線形増幅部１３３によって構成される。ＬＵＴ１３１は、ベースバンド信号生成部１１０から入力された振幅値に対応するアドレス内の値を出力する。ＤＡＣ１３２は、ＬＵＴ１３１から出力された値をアナログ信号に変換して出力する。線形増幅部１３３は、ＤＡＣ１３２から出力されたアナログ信号を増幅し、前段増幅器１４０’へ供給する。線形増幅部１３３としては、例えば、オペアンプやＡ級増幅器等の線形性の高い増幅器が適用される。
　一方、前段増幅器１４０’は、ｎ－ＭＯＳおよびｐ－ＭＯＳを用いたインバータ回路によって実現されており、電源変調部１３０’からの供給電圧がｐ－ＭＯＳのソースに供給される。なお、前段増幅器１４０’として、ｐ－ＭＯＳの代わりに、例えば、抵抗を用いたインバータや、Ａ級やＢ級の増幅器を適用することもできる。
　次に、上記のように構成された送信機１００’において、電源変調部１３０’のＬＵＴ１３１を更新する方法について説明する。図６の送信機１００’に、ＬＵＴ１３１を更新するための機構を配置した時の機能ブロック図を図７に示す。図７の送信機１００Ｄは、ＬＵＴ１３１を更新するための機構として、ローパスフィルタ３１０およびパルス位相誤差検知部３２０が配置されている。
　ローパスフィルタ３１０は、エンベロープΔΣ変調器１２０から出力された出力パルス信号の高周波成分を取り除くことによってベースバンド成分を抽出し、ベースバンド成分の振幅値としてパルス位相誤差検知部３２０へ出力する。エンベロープΔΣ変調器１２０から出力された出力パルス信号のデューティ比は、ベースバンド成分の振幅値と比例し、最大振幅値においてデューティ比は５０％、最小振幅においてデューティ比は０％となる。本実施形態においては、この性質を利用することにより、エンベロープΔΣ変調器１２０から出力された出力パルス信号のデューティ比を測定し、該デューティ比を用いてベースバンド成分の振幅値を取得する。
　パルス位相誤差検知部３２０は、ローパスフィルタ３１０からベースバンド成分の振幅値（デューティ比）が入力されると共に、エンベロープΔΣ変調器１２０とＤ級増幅器１５０からそれぞれ出力パルス信号が入力される。そして、パルス位相誤差検知部３２０は、エンベロープΔΣ変調器１２０から入力された出力パルス信号（入力信号）とＤ級増幅器１５０から入力された出力パルス信号(出力信号)とから、ベースバンド成分の位相誤差を取得する。例えば、パルス位相誤差検知部３２０は、入力された２つの出力パルス信号の同期を取り、２つの出力パルス信号をコンパレータを用いて０と１の２値に規格化した後、論理回路を用いて両者の誤差成分を抽出することにより、パルスに含まれるベースバンドの位相誤差を取得する。
　そして、上述のローパスフィルタ３１０およびパルス位相誤差検知部３２０を用いて、電源変調部１３０ＤのＬＵＴ１３１を制御する場合、初期状態において、ＬＵＴ１３１に予め定められた所定の値（初期値）を設定して前段増幅器１４０Ｄに所定の電圧（一定値）を供給する。次に、パルス位相誤差検知部３２０によって各振幅値における位相誤差を取得し、取得した位相誤差を打ち消すように、ＬＵＴ１３１の各振幅値に対応するアドレス内の値を更新する（フィードバック制御）。
　具体的には、ある振幅値Ａ１に対応する位相誤差が－Ｃ１°である場合、その振幅値Ａ１に対応するＬＵＴ１３１のアドレス内の値を下げる。アドレス内の値を下げることによって、エンベロープΔΣ変調器１２０の入力振幅がＡ１の時に、前段増幅器１４０Ｄの電圧が変更前よりも低くなる。この電圧降下により、前段増幅器１４０Ｄのトランジスタにおける閾値が下がり、その結果、パルスの立ち上がりのタイミングが早くなることにより、前段増幅器１４０Ｄにおけるベースバンドの位相成分が、変更前と比べて＋の方に増加する。更新量としては、例えば、位相誤差量に比例した値を設定する方法がある。この場合、ｋを定数値として、振幅値Ａ１に対応するＬＵＴ１３１のアドレス内の値Ｂ１を、Ｂ１＋ｋＣ１に更新する。
　パルス位相誤差検知部３２０において取得した位相誤差に基づいてＬＵＴ１３１のアドレス内の値の更新を繰り返すことにより、各アドレス内の値が最適値に収束する。すべての振幅値に対応するＬＵＴ１３１のアドレス内の値が最適値に設定されることにより、前段増幅器１４０Ｄに振幅値に応じた最適な電圧が供給され、デジタル送信機全体で生じるＡＭ－ＰＭ歪が補償される。
　なお、ベースバンド信号生成部１１０、エンベロープΔΣ変調器１２０、ＬＵＴ１３１、ＤＡＣ１３２は、全て、または、それらの一部を、ＦＰＧＡ（field-programmable gate array）やＤＳＰ（Digital Signal Processor）等のデジタル回路によって実現することができる。
　また、第２の実施形態の変形例で説明した図４の送信機１００Ｂと同様に、エンベロープΔΣ変調器１２０の代わりに、ローパスΔΣ変調方式やバンドパスΔΣ変調方式のΔΣ変調器を適用することもできる。
　＜第３の実施形態の変形例＞
　第３の実施形態の変形例について説明する。第３の実施形態においては、パルス位相誤差検知部３２０は、エンベロープΔΣ変調器１２０から出力された出力パルス信号とＤ級増幅器１５０から出力された出力パルス信号とから、論理演算等を用いて両パルスに含まれるベースバンド成分の位相誤差を取得し、ＡＭ－ＰＭ歪を間接的に算出した。これに対して、第３の実施形態の変形例においては、エンベロープΔΣ変調器１２０から出力された出力パルス信号からベースバンド信号を抽出し、抽出したベースバンド信号（入力信号）とバンドパスフィルタ１６０から出力されたベースバンド信号（出力信号）とからＡＭ－ＰＭ歪を直接算出する。
　第３の実施形態の変形例に係る送信機の機能ブロック図を図８に示す。図８に示すように、送信機１００Ｅは、第３の実施形態で説明した図７の送信機１００Ｄに、バンドパスフィルタ４１０、ダウンコンバータ４２０、４６０、ローパスフィルタ４３０、４５０およびベースバンド位相誤差検知部４４０を配置することによって構成される。
　上記のように構成された送信機１００Ｅにおいて、エンベロープΔΣ変調器１２０から出力された出力パルス信号は、２分岐されてバンドパスフィルタ４１０と前段増幅器１４０Ｄへ出力される。
　バンドパスフィルタ４１０に入力された出力パルス信号は、バンドパスフィルタ４１０においてＲＦ信号に復元され、その後、ダウンコンバータ４２０およびローパスフィルタ４３０によって入力ベースバンド信号に変換され、ベースバンド位相誤差検知部４４０へ入力される。
　一方、前段増幅器１４０Ｄに入力された出力パルス信号は、前段増幅器１４０Ｄにおいて電源変調部１３０Ｄからの供給電圧に応じて増幅され、Ｄ級増幅器１５０においてパルス列のパターンを保ったまま所望のレベルまで増幅される。そして、Ｄ級増幅器１５０から出力された出力パルス信号は、バンドパスフィルタ１６０においてＲＦ信号に復元されて外部に送信される。そして、バンドパスフィルタ１６０から出力されたＲＦ信号は、一部が分岐されてダウンコンバータ４６０へ入力される。ダウンコンバータ４６０に入力されたＲＦ信号は、入力ベースバンド信号と同様に、ダウンコンバータ４６０およびローパスフィルタ４５０によって出力ベースバンド信号に変換され、ベースバンド位相誤差検知部４４０へ入力される。
　ベースバンド位相誤差検知部４４０は、入力された入力ベースバンド信号と出力ベースバンド信号とを同期させ、入力ベースバンド信号の振幅値に依存した、入出力ベースバンドの位相誤差を算出することによって、送信機１００Ｅにおいて生じるＡＭ－ＰＭ歪を検知する。そして、ベースバンド位相誤差検知部４４０は、検知したＡＭ－ＰＭ歪を打ち消すように、ＬＵＴ１３１の各振幅値に対応するアドレス内の値を更新する（フィードバック制御）。
　なお、ベースバンド信号生成部１１０、エンベロープΔΣ変調器１２０、ＬＵＴ１３１、ＤＡＣ１３２は、全て、または、それらの一部を、ＦＰＧＡやＤＳＰ等のデジタル回路によって実現することもできる。また、エンベロープΔΣ変調器１２０の代わりに、ローパスΔΣ変調方式やバンドパスΔΣ変調方式のΔΣ変調器を適用することもできる。
　さらに、第３の実施形態の変形例においては、ベースバンド位相誤差検知部４４０へ入力させる入力ベースバンド信号を、エンベロープΔΣ変調器１２０から出力された出力パルス信号をバンドパスフィルタ４１０、ダウンコンバータ４２０およびローパスフィルタ４３０を通過させることによって取得したが、これに限定されない。例えば、ベースバンド位相誤差検知部４４０へ入力させる入力ベースバンド信号を、ベースバンド信号生成部１１０から取得することもできる。この場合の送信機１００Ｆの機能ブロック図を参考に図９に示す。
　図９の送信機１００Ｆにおいて、ベースバンド位相誤差検知部４４０’には、ベースバンド信号生成部１１０から入力ベースバンド信号（振幅値と位相値の２種類の信号）が入力される。さらに、ベースバンド位相誤差検知部４４０’には、バンドパスフィルタ１６０から出力されたＲＦ信号の一部が、ダウンコンバータ４６０およびローパスフィルタ４５０を通過することによって、出力ベースバンド信号として入力される。
　ベースバンド位相誤差検知部４４０’は、入力された入力ベースバンド信号と出力ベースバンド信号とを同期させて位相誤差を算出することにより、送信機１００Ｆにおいて生じるＡＭ－ＰＭ歪を検知する。そして、ベースバンド位相誤差検知部４４０’は、検知したＡＭ－ＰＭ歪を打ち消すように、ＬＵＴ１３１の各振幅値に対応するアドレス内の値を更新する（フィードバック制御）。
　＜第４の実施形態＞
　第４の実施形態について説明する。本実施形態では、上述の実施形態に係る送信機が複数配置された送信システムについて説明する。本実施形態に係る送信システムのシステム構成図を図１０に示す。図１０において、送信システム６００は、ベースバンド信号生成部６１０、エンベロープΔΣ変調器６２０、ドライバアンプ６３０、Ｅ／Ｏ（electric-optic）変換部６４０、光ファイバ６５０、カプラ６６０および複数の送信装置１００Ｇによって構成される。
　また、図１０において、各送信装置１００Ｇは、Ｏ／Ｅ（optic-electric）変換部５１０Ｇ、ドライバアンプ５２０Ｇ、ローパスフィルタ５３０Ｇ、電源変調部１３０Ｇ、遅延部５４０Ｇ、前段増幅器１４０Ｇ、Ｄ級増幅器１５０Ｇ、バンドパスフィルタ１６０Ｇ、ローパスフィルタ５５０Ｇ、および、パルス位相誤差検知部５６０Ｇを備える。
　さらに、電源変調部１３０Ｇは、ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ－ｔｏ－Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１３４Ｇ、ＬＵＴ１３１Ｇ、ＤＡＣ１３２Ｇおよび線形増幅部１３３Ｇによって構成される。
　上記のように構成された送信システム６００において、ベースバンド信号生成部６１０から出力された振幅値と位相値は、エンベロープΔΣ変調器６２０においてΔΣ変調され、出力パルス信号として出力される。エンベロープΔΣ変調器６２０から出力された出力パルス信号は、ドライバアンプ６３０において増幅され、Ｅ／Ｏ変換部６４０において電気信号から光信号に変換された後、光ファイバ６５０を介してカプラ６６０まで伝送される。カプラ６６０は、入力された光信号を分岐し、複数の送信装置１００Ｇへ出力する。
　複数の送信装置１００Ｇはそれぞれ、光ファイバ６５０によって伝送され、カプラ６６０によって分岐されて入力された２値（振幅値と位相値）の光信号を、Ｏ／Ｅ変換部５１０Ｇにおいて電気信号に変換し、ドライバアンプ５２０Ｇにおいて所望のレベルまで増幅する。ドライバアンプ５２０Ｇにおいて増幅された信号は、分岐されてローパスフィルタ５３０Ｇと遅延部５４０Ｇとへ出力される。
　ドライバアンプ５２０Ｇからローパスフィルタ５３０Ｇに入力された信号は、ローパスフィルタ５３０Ｇにおいてベースバンド成分のみが抽出され、振幅値が取り出されて電源変調部１３０Ｇへ出力される。電源変調部１３０Ｇは、入力された信号を、ＡＤＣ１３４Ｇにおいてデジタル値に変換し、ＬＵＴ１３１Ｇにおいて入力された振幅値に応じた補正を行う。すなわち、ＬＵＴ１３１Ｇは、入力された振幅値に対応するアドレス内の値を出力する。ＬＵＴ１３１Ｇにおいて補正された信号は、ＤＡＣ１３２Ｇにおいてアナログ値に変換され、線形増幅部１３３Ｇにおいて所定のレベルまで増幅された後、供給電圧として前段増幅器１４０Ｇへ供給される。
　一方、ドライバアンプ５２０Ｇから遅延部５４０Ｇに入力された信号は、遅延部５４０Ｇにおいて、ローパスフィルタ５３０Ｇおよび電源変調部１３０Ｇを通過することによって生じる遅延量と同じ遅延量が付加される。そして、遅延部５４０Ｇから出力された信号は３分岐されて前段増幅器１４０Ｇ、ローパスフィルタ５５０Ｇおよびパルス位相誤差検知部５６０Ｇへ出力される。
　これ以降の動作は、第３の実施形態に係る図７の送信機１００Ｄと同様であるため、詳細な説明を省略する。すなわち、ローパスフィルタ５５０Ｇにおいて信号の高周波成分を取り除き、ベースバンド成分を抽出することによって取得されたベースバンドの振幅値が、パルス位相誤差検知部５６０Ｇへ入力される。パルス位相誤差検知部５６０Ｇは、遅延部５４０Ｇから入力された信号とＤ級増幅器１５０Ｇから入力された信号とから、ベースバンド成分の位相誤差を取得し、取得した振幅値と位相誤差とに基づいて電源変調部１３０ＧのＬＵＴ１３１Ｇをフィードバック制御する。
　ここで、本実施形態に係る送信システム６００では、第３の実施形態で説明した図７の送信機１００Ｄと同様の方法でＬＵＴ１３１Ｇをフィードバック制御したが、これに限定されない。例えば、第３の実施形態の変形例に係る図８の送信機１００Ｅと同様の方法を適用することもできる。この場合の送信システム６００Ｂのシステム構成図を参考に図１１に示す。さらに、ＬＵＴ１３１Ｇをフィードバック制御する方法はこれらに限定されず、例えば、第３の実施形態の変形例に係る図９の送信機１００Ｆと同様の方法を適用することもできる。
　本願発明は上記実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があってもこの発明に含まれる。また、各実施形態で用いたブロック構成図、機能ブロック図、システム構成図等における図面中の矢印の向きは、一例を示すものであり、信号等の入出力方向を限定するものではない。
　本願発明は、ΔΣ変調された送信信号を送受信する光通信システムに広く適用することができる。
　この出願は、２０１４年８月４日に出願された日本出願特願２０１４－１５８４００を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
　１０　　送信機
　２０　　ベースバンド信号生成手段
　３０　　ΔΣ変調手段
　４０　　電源変調手段
　５０　　前段増幅器
　６０　　後段増幅器
　７０　　フィルタ手段
　１００、１００Ｂ、１００’、１００Ｃ、１００Ｄ、１００Ｅ、１００Ｆ　　送信機
　１００Ｇ　　送信装置
　１１０、１１０Ｂ、６１０　　ベースバンド信号生成部
　１２０、６２０　　エンベロープΔΣ変調器
　１３０、１３０Ｄ、１３０Ｇ　　電源変調部
　１３１　　ＬＵＴ
　１３２　　ＤＡＣ
　１３３　　線形増幅部
　１４０、１４０Ｄ、１４０Ｇ　　前段増幅器
　１５０、１５０Ｇ　　Ｄ級増幅器
　１６０、１６０Ｇ　　バンドパスフィルタ
　１７０　　ΔΣ変調器
　２１０、５３０Ｇ　　ローパスフィルタ
　２２０、５４０Ｇ　　遅延部
　３１０、５５０Ｇ　　ローパスフィルタ
　３２０、５６０Ｇ　　パルス位相誤差検知部
　４１０　　バンドパスフィルタ
　４２０、４６０　　ダウンコンバータ
　４３０、４５０　　ローパスフィルタ
　４４０　　ベースバンド位相誤差検知部
　５１０Ｇ　　Ｏ／Ｅ変換部
　５２０Ｇ　　ドライバアンプ
　６００　　送信システム
　６３０　　ドライバアンプ
　６４０　　Ｅ／Ｏ変換部
　６５０　　光ファイバ
　６６０　　カプラ
　９００　　無線通信装置
　９１０　　ベースバンド信号発生部
　９２０　　アップコンバート部
　９３０　　Ｄ級増幅器
　９３１　　バンドパスΔΣ変調部
　９３２　　駆動増幅部
　９３３　　スイッチング電圧制御部
　９３４　　Ｄ級増幅部
　９４０　　バンドパスフィルタ部

Claims (10)

  1. ベースバンド信号の振幅値と位相値を出力するベースバンド信号生成手段と、
    前記出力された振幅値と位相値に対してΔΣ変調を行い、パルス信号列を出力するΔΣ変調手段と、
    前記出力された振幅値に応じて電圧を決定し、決定した電圧を前段増幅器へ供給する電源変調手段と、
    前記供給された電圧を用いて、前記出力されたパルス信号列のレベルを調整する前段増幅器と、
    前記レベルが調整されたパルス信号列を増幅する後段増幅器と、
    前記増幅されたパルス信号列から出力信号を生成して出力するフィルタ手段と、
    を備え、
    前記電源変調手段は、前記出力された振幅値に応じて、前記後段増幅器において生じる位相誤差を打ち消すための電圧を決定することを特徴とする送信機。
  2. 前記ΔΣ変調手段から出力されたパルス信号列からベースバンド成分の振幅値を抽出して出力する抽出手段をさらに備え、
    前記電源変調手段は、前記ベースバンド信号生成手段から出力された振幅値に応じて電圧を決定する代わりに、前記抽出されたベースバンド成分の振幅値に応じて前記電圧を決定する、
    請求項１に記載の送信機。
  3. 前記ΔΣ変調手段と前記前段増幅器との間に配置され、前記抽出手段および前記電源変調手段を通過することによって生じる遅延量と同じ遅延量を、前記出力されたパルス信号列へ付加する遅延手段をさらに備える、請求項２に記載の送信機。
  4. 前記電源変調手段は、
    振幅値ごとに電圧値が登録されたテーブルを備え、
    前記出力された振幅値に対応する電圧値を前記テーブルから抽出し、該抽出した電圧値を前記決定した電圧として用いる、
    請求項１乃至３のいずれか１項に記載の送信機。
  5. 前記前段増幅器へ入力される前と前記後段増幅器から出力された後との状態を比較することによって位相誤差を検出し、該検出した位相誤差とその時の振幅値とを用いて前記テーブルを更新する更新手段をさらに備える、請求項４に記載の送信機。
  6. 前記ΔΣ変調手段から出力されたパルス信号列から高周波成分を取り除くことによってベースバンド成分の振幅値を抽出する第２抽出手段をさらに備え、
    前記更新手段は、前記ΔΣ変調手段から出力されたパルス信号列と前記後段増幅器から出力されたパルス信号列との位相誤差を検出し、該検出した位相誤差を打ち消すように、前記第２抽出手段によって抽出された振幅値に対応する前記テーブル内の電圧値を更新する、請求項５に記載の送信機。
  7. 前記更新手段は、前記ベースバンド信号生成手段から出力された入力ベースバンド信号または前記ΔΣ変調手段から出力されたパルス信号列から生成された入力ベースバンド信号のどちらか一方と、前記フィルタ手段から出力された出力信号から生成された出力ベースバンド信号と、の位相誤差を検出し、該検出した位相誤差を打ち消すように、前記入力ベースバンド信号の振幅値に対応する前記テーブル内の電圧値を更新する、請求項５に記載の送信機。
  8. 前記出力されたパルス信号列は、前記前段増幅器を通過することによって、前記後段増幅器において生じるＡＭ－ＰＭ歪と逆の特性を有するＡＭ－ＰＭ歪が付与され、
    前記後段増幅器は、前記ＡＭ－ＰＭ歪が付与されたパルス信号列を、パルス列のパターンを保ったまま所望のレベルまで増幅する、
    請求項１乃至７のいずれか１項に記載の送信機。
  9. ベースバンド信号の振幅値と位相値を出力するベースバンド信号生成手段と、
    前記出力された振幅値と位相値に対してΔΣ変調を行い、パルス信号列を出力するΔΣ変調手段と、
    前記出力されたパルス信号列をｎ分岐して出力する分岐手段と、
    前記ｎ分岐されたパルス信号列がそれぞれ入力されるｎ台の送信回路と、
    を備え、
    前記ｎ台の送信回路はそれぞれ、前記入力されたパルス信号列からベースバンド成分の振幅値を抽出して出力する抽出手段と、前記抽出されたベースバンド成分の振幅値に応じて後段増幅器において生じる位相誤差を打ち消すための電圧を決定し、決定した電圧を前段増幅器へ供給する電源変調手段と、前記供給された電圧を用いて、前記入力されたパルス信号列のレベルを調整する前段増幅器と、前記レベルが調整されたパルス信号列を増幅する後段増幅器と、前記増幅されたパルス信号列から出力信号を生成して出力するフィルタ手段と、を備える、
    ことを特徴とする送信システム。
  10. 供給された電圧を用いて入力されたパルス信号列のレベルを調整する前段増幅器および入力されたパルス信号列を増幅する後段増幅器を備えた送信機を用いた送信方法であって、
    ベースバンド信号の振幅値と位相値を出力し、
    前記出力された振幅値と位相値に対してΔΣ変調を行い、パルス信号列を出力し、
    前記出力された振幅値に応じて、前記後段増幅器において生じる位相誤差を打ち消すための電圧を決定し、決定した電圧を前記前段増幅器へ供給し、
    前記前段増幅器において、前記出力されたパルス信号列のレベルを調整し、
    前記後段増幅器において、前記レベルが調整されたパルス信号列を増幅し、
    前記増幅されたパルス信号列から出力信号を生成して送信する、
    送信機を用いた送信方法。
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