JP2005311472A - Ｄ級増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】 ＰＷＭキャリア周波数の高調波を中心として、特に音声入力信号の変調度が低いほどその中心的周波数のレベルが高く現れるＤ級増幅器の電磁波妨害を低減するものである。
【解決手段】 デジタル音声信号が音声信号入力端子１から入力され、デルタシグマ変調部２によりデルタシグマ変調された後、ＰＷＭ信号生成部３に入力される。ＰＷＭ信号生成部３には変調信号入力端子７から音声帯域外信号が入力され、この音声帯域外信号により変調されたＰＷＭ信号が生成される。このＰＷＭ信号は電力スイッチ４、フィルタ５により復調され、音声信号出力端子６から音声信号が出力される。
【選択図】 図１

Description

本発明は、音声信号の電力増幅を主目的とするＤ級増幅器の電磁波妨害（ＥＭＩ）低減に関するものである。

従来より、音声信号の電力増幅を高効率・低損失に行うことで機器の小型化を可能とする方式としてＤ級増幅が用いられてきた。Ｄ級増幅器の変調方式としては、パルス幅変調（ＰＷＭ）タイプとデルタシグマ（ΔΣ）変調タイプに大別され、ΔΣ変調タイプにはＰＷＭを併用する場合もある。例えば、特許文献１に示されているのは、デジタル化された音声入力信号をＰＷＭ信号に変換して電力スイッチに導く構成であり、ＰＷＭ変換を行うために必要となる再量子化手段による丸め誤差をΔΣ変調を用いて低減する手法をとっている。

Ｄ級増幅器では、ＰＷＭ信号によって電力スイッチのＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返すため、その度に大電流を流したり止めたりすることになり、大きな電磁波妨害を発生させるという特徴がある。この改善策として、特許文献２では出力ＬＣフィルタにより復調されたアナログ信号から高周波成分のみを抽出し、その反転信号を作成し、チョークトランスを介して元のアナログ信号から高周波成分を相殺除去する手段を使用し、電磁波妨害の低減を行っている。当文献に記載されている方式は電力スイッチの後段においてなされているので、前述の両変調方式に対応可能なものと推測される。
特開２００１−２９２０４０号公報（段落０００３、図７） 特開２００２−１１８４３０号公報（段落００１６、図１）

しかしながら、前述のＤ級増幅器の電磁波妨害低減方式では、確かにアナログ信号出力ラインからの電磁波妨害を低減しうるが、電力スイッチにおけるＯＮ／ＯＦＦ動作に由来する高周波電流による、電源ラインからの電磁波妨害に対しては何ら低減効果がなかった。つまり、アナログ信号出力ライン及び電源ラインに現れる電磁波妨害の根源は、電力スイッチにおける高周波のＯＮ／ＯＦＦ動作であり、両ラインに共通した発生源に対する改善策は採られていなかった訳である。

また、Ｄ級増幅器の電磁波妨害は、ＰＷＭキャリア周波数の高調波を中心として現れ、音声入力信号の変調度が低いほど中心周波数のレベルが高く現れるという特徴がある。特にＰＷＭ信号のデューティ比が５０％の時、即ち音声入力信号が無変調の場合に最大となる。このことは、あるＥＭＩ規格基準値に対する超過を判定する上で明らかに不利となる現象である。

本発明の課題は、電力スイッチにおけるＯＮ／ＯＦＦ動作に由来する高調波のレベルを低減し、電磁波妨害を抑えたＤ級増幅器を提供することである。

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたものであり、以下のような特徴を備えている。

本発明に係わる請求項１のＤ級増幅器は、デジタル音声信号をデルタシグマ変調するデルタシグマ変調手段と、前記デルタシグマ変調されたデジタル音声信号からＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、前記ＰＷＭ信号を電力増幅する電力スイッチ手段と、前記電力スイッチ手段に接続されＰＷＭ復調するフィルタ手段とを備えたＤ級増幅器であって、
前記ＰＷＭ信号生成手段が、前記デルタシグマ変調されたデジタル音声信号をＰＷＭ変換するＰＷＭ変換手段と、音声帯域外信号入力に基づいて前記ＰＷＭ変換手段出力のＰＷＭキャリアの周波数を変動させるＰＷＭキャリア変動手段とを備えたことを特徴とする。

また、請求項２のＤ級増幅器は、請求項１のＤ級増幅器において、前記電力スイッチ手段の電源電圧変動を検出する電源電圧検出手段と、前記デルタシグマ変調手段の前段に前記電源電圧検出手段の出力に基づいて前記デジタル音声信号の振幅を補償する振幅補償手段とを備え、前記電力スイッチ手段の電源電圧変動により生ずる前期ＰＷＭ復調信号の歪みを補償する構成としたことを特徴とする。

また、請求項３のＤ級増幅器は、請求項１又は請求項２のＤ級増幅器のＰＷＭ変換手段において、前記ＰＷＭキャリア変動手段が、音声信号出力のミュート動作時においてのみＰＷＭキャリア周波数の変動を行うようにしたことを特徴とする。

また、請求項４のＤ級増幅器は、デジタル音声信号と音声帯域外信号とを入力とする信号重畳手段と、前記信号重畳手段出力をデルタシグマ変調するデルタシグマ変調手段と、前記デルタシグマ変調されたデジタル音声信号をＰＷＭ変換するＰＷＭ変換手段と、前記ＰＷＭ信号を電力増幅する電力スイッチ手段と、前記電力スイッチ手段に接続されＰＷＭ復調するフィルタ手段とを備え、
前記信号重畳手段において、デジタル音声信号に、前記音声帯域外信号に基づいた信号が重畳されることを特徴とする。

また、請求項５のＤ級増幅器は、請求項４のＤ級増幅器において、前記電力スイッチ手段の電源電圧変動を検出する電源電圧検出手段と、前記デルタシグマ変調手段の前段に前記電源電圧検出手段の出力に基づいて前記デジタル音声信号の振幅を補償する振幅補償手段とを備え、前記電力スイッチ手段の電源電圧変動により生ずる前期ＰＷＭ復調信号の歪みを補償する構成としたことを特徴とする。

また、請求項６のＤ級増幅器は、請求項４又は請求項５のＤ級増幅器において、前記信号重畳手段が、音声信号出力のミュート動作時においてのみ前記音声帯域外信号の重畳を行うようにしたことを特徴とする。

本発明によれば、ＰＷＭ信号に対して、音声信号帯域外の信号による変調を、ＰＷＭキャリア周波数或いはＰＷＭ変調に与えることになるので、電力スイッチにおけるＯＮ／ＯＦＦ動作に由来する高調波に関して、特に音声信号無変調時のようにその中心周波数にエネルギーが集中する場合において、エネルギーを分散することになるので、アナログ信号出力ライン及び電源ラインからの電磁波妨害が低減されるという効果がある。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１に係わるＤ級増幅器の構成を示すブロック図である。図において、デジタル音声信号が音声信号入力端子１から入力され、デルタシグマ変調部２によりデルタシグマ変調された後、ＰＷＭ信号生成部３に入力される。ＰＷＭ信号生成部３には変調信号入力端子７から音声帯域外信号が入力され、この音声帯域外信号により変調されたＰＷＭ信号が生成される。このＰＷＭ信号は電力スイッチ４、フィルタ５により復調され、音声信号出力端子６から音声信号が出力される。

以下、動作について詳細に述べる。このように構成されたＤ級増幅器において、デルタシグマ変調部２では、デジタル音声信号は減算器２ａの一方の入力として与えられる。減算器２ａの他の入力には再量子化器２ｃからの出力が１サンプル周期の遅延を与える遅延器２ｄを通して与えられる。尚、ここでデジタル音声信号はデルタシグマ変調動作に適するよう予めオーバーサンプルされる。

こうして減算器２ａの出力にはデジタル音声信号入力と再量子化器２ｃ出力の１サンプル周期前のデジタル音声信号との誤差が与えられる。積分器２ｂではこの誤差を積分し、これを再量子化器２ｃに出力する。

再量子化器２ｃでは、その出力信号をＰＷＭ信号生成部３に与える適当な精度、例えば６ビット程度に打ち切る操作を行うものである。このため再量子化器２ｃの出力には入力信号と比較した場合、瞬時的には比較的大きな誤差を含むこととなるが、この誤差は積分器２ｂでの累積を伴いながら帰還して補償されることにより比較的低周波数の音声信号領域では十分に低減されることとなる。

ＰＷＭ信号生成部３を構成するＰＷＭ変換部３ａでは、再量子化器２ｃの出力に対し、その数値に対応するデューティ比率をもつ矩形波信号、即ちＰＷＭ信号を出力する。図２は入力が６ビットの場合のＰＷＭ信号の出力波形を例示するものである。この例では６ビットで表現できる正負対称の数値範囲である−３１から３１までに範囲を限り、波形の１周期を６４分割し、この単位で出力のデューティ比を入力数値に対応して変えるものである。図は数値−３１に対し最小デューティ比、数値０に対し５０％のデューティ比、数値３１に対しては最大のデューティ比の波形をそれぞれ出力する様子を示している。

図３はＰＷＭ信号生成部３を構成するＰＷＭキャリア変動部３ｂの構成を例示するものであり、図４はその動作概念を説明するＰＷＭ信号の波形を示している。図３において、ＰＷＭキャリア変動部３ｂはメモリ３ｂ１と読出クロック生成部３ｂ２により構成される。メモリ３ｂ１への書込みは上記の例に従えば、例えばＰＷＭ信号の１周期を６４分割した時間幅のクロック信号（書込クロック）により行われる。メモリ３ｂ１からの読出しは、読出クロック生成部３ｂ２からの読出クロックにより行われる。読出クロック生成部３ｂ２には音声帯域外信号が入力され、書込クロックと同じ周波数を中心とし、音声帯域外信号に基づいて周波数が連続的に変動する読出クロックを発生させる。また、読出クロック生成部３ｂ２の具体例としては、電圧制御発振器の制御電圧を音声帯域外信号に基づいて変化させる構成とすることにより実現できる。尚、この例では外部より音声帯域外信号を供給する構成としているが内部発振で行ってもよい。

図４において、（ａ）はＰＷＭ変換部３ａの出力であり、ＰＷＭキャリア変動部３ｂにおけるメモリ３ｂ１の入力、（ｂ）はメモリ３ｂ２の出力、（ｃ）は読出クロックを周波数変調する音声帯域外信号の１周期を示している。なお、図の横軸は時間軸、縦軸は信号振幅である。実際には（ａ）と（ｂ）の各矩形状信号は時間的な位置関係にずれを生じているが、この図では各矩形状信号の周期（ＰＷＭキャリアの周期）の関係を概念的に示すためにずれがないものとして示している。上述の例に従えば、（ａ）のように一定周波数のクロックにより６４サンプル期間で１ＰＷＭ周期Ｔ１が構成されている。メモリ３ｂ１では一定周波数の書込クロックにより順次記憶され、音声帯域外信号で変調された読出クロックに従って読み出される。その結果、（ｂ）に示すようにＰＷＭ信号の周期が変化する。各ＰＷＭ信号の周期は、Ｔ２＜Ｔ１＜Ｔ３の関係となっている。

ここで特徴的なのは、読出クロックが音声帯域外信号に基づいて変動することであり、結果的にＰＷＭ信号生成部３の出力は（ｂ）のようにＰＷＭキャリアを音声帯域外信号に基づいて周波数変調した形態となる。また、音声帯域外信号の１周期分について見れば、（ａ）と（ｂ）のサンプルデータ数が同じであることは言うまでもない。尚、メモリ３ｂ１の容量は、少なくともメモリの書込みと読出しの関係で追越しを生じない規模が必要であるが、例えば音声帯域外信号の１周期分あれば十分である。

図５及び図６は本発明によるＥＭＩ低減の効果を説明するための図であり、音声信号による変調がなくＰＷＭ信号のデューティ比が５０％の場合に対して、これに音声帯域外信号に基づいて約２％の変調レベルで周波数変調した場合との周波数分布の差を模擬的に比較したものである。音声帯域外信号として３０ｋＨｚ正弦波を用いており、ＰＷＭ信号のスペクトラムを観測することにより示している。このときＰＷＭキャリア周波数は４００ｋＨｚとしている。両図とも（ａ）が音声帯域外信号による変調のない状態でデューティ比が５０％固定の場合、（ｂ）は３０ｋＨｚで約２％変調の周波数変調した例である。図５（ａ）のピークレベルは奇数次高調波であり、矩形波のフーリエ級数展開式の係数変化とほぼ一致している。図４（ａ）は１０１次高調波付近（４０．４ＭＨｚ）を拡大したものである。

図５及び図６の（ａ）と（ｂ）の比較から、音声帯域外信号に基づいてＰＷＭキャリアの周波数を変動させることにより、ＰＷＭキャリア信号の高調波中心周波数のエネルギーが分散するので、ＰＷＭキャリア信号の高調波によるＥＭＩのピークレベルは全周波数に渡って低減していることがわかる。

以上のように、音声信号が無変調のときにＰＷＭキャリア信号の高調波のレベルが最も高くなるので、この場合は特にＥＭＩ低減効果が高くなる。そのため、音声信号のミュート動作と連動し、ミュート時にのみＰＷＭキャリア変動部３ｂを動作させる構成をとることによっても低減効果を得られる。

実施の形態２．
図７は本発明の実施の形態２に係わるＤ級増幅器の構成を示すブロック図である。図において、電力スイッチ４の電源変動を電源変動検出部８により検出し、振幅補償部９の係数生成部９ｂにより電源変動を補償する振幅補償係数を発生し、乗算器９ａによりデジタル音声信号入力信号にこの振幅補償係数を乗じてデジタル音声信号の振幅補償を行う。なお、その他の構成と動作は図１と同様であるので、説明を省略する。

図８は電力スイッチ４及びフィルタ５の構成例を示すものである。図中、電力スイッチ４は、タイミング制御部４ａ、電源側スイッチ素子４ｂとダイオード４ｄ、グラウンド側スイッチ素子４ｃとダイオード４ｅで構成され、フィルタ５は、インダクタ５ａとコンデンサ５ｂで構成される。

以下、動作について詳細に述べる。タイミング制御部４ａはＰＷＭ変換部３からの信号を受けて２つのスイッチ素子４ｂ、４ｃの一方がオンとなる場合に他方がオフとするための信号を生成するものであり、スイッチのターンオン、ターンオフ遅延により２つの素子が同時にオンとなることが無いように駆動信号のタイミングを制御するものである。２つのスイッチ素子４ｂ、４ｃは効率の良い増幅を行うために内部インピーダンスの低いＭＯＳ−ＦＥＴなどで構成され、フィルタ５が誘導性であるために生ずる起電力に基づく電流を還流させるためにダイオード４ｄ、４ｅを設けるが、スイッチ素子にＭＯＳ−ＦＥＴを使用する場合などでは素子内部の寄生ダイオードで代用することもある。

このようにして、電力スイッチ４は例えばＰＷＭ信号生成部３出力が高レベル期間で、電源側スイッチ素子４ｂをオン、グランド側スイッチ素子４ｃをオフとして出力端子電圧は電源電位、ＰＷＭ信号生成部３出力が低レベル期間ではスイッチ素子動作が逆となって出力端子電圧はグラウンド電位とするように動作する。

フィルタ５は、電力スイッチ４の出力を平滑して元の音声信号を取り出し、音声信号復調出力を得ることになる。フィルタとしては簡便には図示のようにインダクタ５ａとコンデンサ５ｂによる２次の低域フィルタとすることができる。

ここで、入力信号Ｖｉが−１〜１の範囲でＰＷＭ信号のデューティ比ｄが０〜１となる場合、
ｄ＝０．５＋０．５＊Ｖｉ ・・・（１）
の関係にあるとする。このとき、電力スイッチ４の電源電圧をＶｓｕｐとすると、低域フィルタの出力電圧Ｖｏは、
Ｖｏ＝Ｖｓｕｐ＊ｄ
＝Ｖｓｕｐ（０．５＋０．５＊Ｖｉ）
＝０．５＊Ｖｓｕｐ＋Ｖｏｔ ・・・（２）
である。出力される音声信号成分Ｖｏｔは、
Ｖｏｔ＝０．５＊Ｖｓｕｐ＊Ｖｉ ・・・（３）
となり、入力信号Ｖｉと電力スイッチ４の電源電圧をＶｓｕｐに比例するものとなる。更に、Ｖｓｕｐを定格電圧Ｖｎｏｍと変動成分Ｖｒｐｌに分けて考えると、
Ｖｓｕｐ＝Ｖｎｏｍ＋Ｖｒｐｌ ・・・（４）
とするとき、
Ｖｏｔ＝０．５＊Ｖｉ＊Ｖｎｏｍ＊（Ｖｓｕｐ／Ｖｎｏｍ）
＝Ｖｏｎ＊（Ｖｓｕｐ／Ｖｎｏｍ） ・・・（５）
となる。ここで、Ｖｏｎ＝０．５＊Ｖｉ＊Ｖｎｏｍは電力スイッチ４の電源電圧がＶｎｏｍに固定され、変動がない場合の理想的な出力である。

従って、入力音声信号Ｖｉに対する補償によりＶｏｎを得るためには、式（５）の括弧内の値を打ち消すために、補償係数Ｖｎｏｍ／Ｖｓｕｐを掛ければよいことが分かる。図７の電源変動検出部８ではこの電源電圧Ｖｓｕｐを検出し、係数生成部９ｂにおいてＶｎｏｍ／Ｖｓｕｐを算出し、乗算器９ａによってデジタル音声信号入力に電源変動の補償を行うことで電源変動による歪みが低減される。具体的には、電源変動検出部８において、例えばＡＤコンバータにより電力スイッチ４の電源電圧を逐次数値化し、係数生成部９ｂは例えば変換テーブルや変換式演算により上記補償係数Ｖｎｏｍ／Ｖｓｕｐに相当する数値に変換し、乗算器９ａにおいてデジタル音声信号入力に補償係数を乗ずる構成により実現できる。なお、電源変動検出部８と振幅補償部９以外の構成と動作は実施の形態１と同様であるので、説明を省略する。

実施の形態３
図９は本発明の実施の形態３に係わるＤ級増幅器の構成を示すブロック図である。図において、信号重畳部１１は、加算器１１ａと重畳信号生成部１１ｂで構成される。なお、ＰＷＭ変換部１０は実施の形態１のＰＷＭ変換部３ａと同様であり、その他の構成と動作は図１と同様であるので、説明を省略する。

信号重畳部１１において、音声帯域外信号を所望の変調レベルとして重畳するために重畳信号生成部１１ｂにおいて音声帯域外信号に基づく重畳信号を作成し、加算器１１ａにおいてデジタル音声信号と加算し、デルタシグマ変調部２の減算器２ａへと供給する。このとき、音声帯域外信号のサンプリング周波数はオーバーサンプルされたデジタル音声信号の周波数と一致させるのが望ましいので、音声帯域より高く、かつ、サンプリング周波数で十分に表現可能なやや低い周波数の音声帯域外信号が選ばれることになる。

図１０及び図１１は本発明によるＥＭＩ低減の効果を説明するための図であり、音声信号による変調がなくＰＷＭ信号のデューティ比が５０％の場合に対して、これに音声帯域外信号を約２％の変調レベルで重畳した場合との周波数分布の差を模擬的に比較したものである。コンパレータで構成するＰＷＭ変換部において、入力信号を０レベルとしたときにＰＷＭ信号のデューティ比が５０％となる設定とし、３０ｋＨｚ正弦波を約２％の変調レベルで入力した場合との差を、ＰＷＭ信号のスペクトラムを観測することにより示している。このときＰＷＭキャリア周波数は４００ｋＨｚとしている。両図とも（ａ）が音声帯域外信号による変調のない状態でデューティ比が５０％固定の場合、（ｂ）は３０ｋＨｚで約２％変調の信号を入力した例である。図１０（ａ）のピークレベルは奇数次高調波であり、矩形波のフーリエ級数展開式の係数変化とほぼ一致している。図１１（ａ）は１０１次高調波付近（４０．４ＭＨｚ）を拡大したものである。

図１０及び図１１の（ａ）と（ｂ）の比較から、音声帯域外信号をデジタル音声信号入力に重畳することにより、ＰＷＭキャリア信号の高調波中心周波数のエネルギーが分散するので、ＰＷＭキャリア信号の高調波によるＥＭＩのピークレベルは全周波数に渡って低減していることがわかる。

以上のように、音声信号が無変調のときにＰＷＭキャリア信号の高調波のレベルが最も高くなるので、この場合は特にＥＭＩ低減効果が高くなる。そのため、音声信号のミュート動作と連動し、ミュート時にのみ信号重畳部１１において音声帯域外信号を重畳させる構成をとることによっても低減効果を得られる。

図１２は図９の構成において、実施の形態２で説明した電源変動検出部８と振幅補償部９を含めた構成を示したものであり、電源電圧変動を補償する形態としたものである。その他の構成と動作については上述とほぼ同様であるので、説明を省略する。

この発明の実施の形態１のＤ級増幅器の構成例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１のＤ級増幅器のＰＷＭ変換部の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１のＰＷＭキャリア変動部の構成例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１のＰＷＭキャリア変動部の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１の構成によるＥＭＩ低減効果の一例を示す図である。 この発明の実施の形態１の構成によるＥＭＩ低減効果の一例を示す図である。 この発明の実施の形態２のＤ級増幅器の構成例を示すブロック図である。 電力スイッチ及びフィルタの構成例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態３のＤ級増幅器の構成例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態３の構成によるＥＭＩ低減効果の一例を示す図である。 この発明の実施の形態３の構成によるＥＭＩ低減効果の一例を示す図である。 この発明の実施の形態３のＤ級増幅器の他の構成例を示すブロック図である。

符号の説明

１ 音声信号入力端子
２ デルタシグマ変調部
２ａ 減算器
２ｂ 積分器
２ｃ 再量子化器
２ｄ 遅延器
３ ＰＷＭ信号生成部
３ａ ＰＷＭ変換部
３ｂ ＰＷＭキャリア変動部
４ 電力スイッチ
５ フィルタ
６ 音声信号出力端子
７ 変調信号入力端子

Claims (6)

1. デジタル音声信号をデルタシグマ変調するデルタシグマ変調手段と、
   前記デルタシグマ変調されたデジタル音声信号からＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   前記ＰＷＭ信号を電力増幅する電力スイッチ手段と、
   前記電力スイッチ手段に接続されＰＷＭ復調するフィルタ手段とを備えたＤ級増幅器において、
   前記ＰＷＭ信号生成手段が、前記デルタシグマ変調されたデジタル音声信号をＰＷＭ変換するＰＷＭ変換手段と、音声帯域外信号入力に基づいて前記ＰＷＭ変換手段出力のＰＷＭキャリアの周波数を変動させるＰＷＭキャリア変動手段とを備えたことを特徴とするＤ級増幅器。
2. 前記電力スイッチ手段の電源電圧変動を検出する電源電圧検出手段と、前記デルタシグマ変調手段の前段に前記電源電圧検出手段の出力に基づいて前記デジタル音声信号の振幅を補償する振幅補償手段とを備え、前記電力スイッチ手段の電源電圧変動により生ずる前期ＰＷＭ復調信号の歪みを補償する構成としたことを特徴とする請求項１に記載のＤ級増幅器。
3. 前記ＰＷＭキャリア変動手段が、音声信号出力のミュート動作時においてのみＰＷＭキャリア周波数の変動を行うようにしたことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のＤ級増幅器。
4. デジタル音声信号と音声帯域外信号とを入力とする信号重畳手段と、
   前記信号重畳手段出力をデルタシグマ変調するデルタシグマ変調手段と、
   前記デルタシグマ変調されたデジタル音声信号をＰＷＭ変換するＰＷＭ変換手段と、
   前記ＰＷＭ信号を電力増幅する電力スイッチ手段と、
   前記電力スイッチ手段に接続されＰＷＭ復調するフィルタ手段とを備え、
   前記信号重畳手段において、デジタル音声信号に、前記音声帯域外信号に基づいた信号が重畳されることを特徴とするＤ級増幅器。
5. 前記電力スイッチ手段の電源電圧変動を検出する電源電圧検出手段と、前記デルタシグマ変調手段の前段に前記電源電圧検出手段の出力に基づいて前記デジタル音声信号の振幅を補償する振幅補償手段とを備え、前記電力スイッチ手段の電源電圧変動により生ずる前期ＰＷＭ復調信号の歪みを補償する構成としたことを特徴とする請求項４に記載のＤ級増幅器。
6. 前記信号重畳手段が、音声信号出力のミュート動作時においてのみ前記音声帯域外信号の重畳を行うようにしたことを特徴とする請求項４又は請求項５に記載のＤ級増幅器。
   

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