JP2014014066A - 信号変換装置、信号出力装置、及び送信機 - Google Patents

Abstract

【課題】パルス信号に歪があっても、アナログ信号の信号特性の劣化を抑制する。
【解決手段】信号変換装置は、入力信号を、帯域伝送方式のアナログ信号を信号成分として有するパルス信号に変換して出力する変換器２５と、パルス信号に対するベースバンド伝送路符号化処理を実行して符号化パルス信号を出力する符号化部７１と、を備えている。ベースバンド伝送路符号化処理は、アナログ信号に対する周波数変換となる処理である。符号化部７１は、符号化パルス信号を出力する出力部７１ｂを備えている。出力部７１ｂは、高精度クロック信号によって動作して、符号化パルス信号を出力するよう構成されている。高精度クロック信号は、アナログ信号に要求される周波数精度を満たしている。
【選択図】図１

Description

本発明は、信号変換装置、信号出力装置、及び送信機に関するものである。

アナログ信号を信号成分として有するパルス信号を生成する技術として、例えば、ΔΣ変調（Delta Sigma Modulation）がある。
ΔΣ変調については、非特許文献１に記載されている。

ΔΣ変調は、オーバサンプリング変調の一種である。ΔΣ変調器は、ループフィルタと量子化器とを備えて構成される。量子化器は、量子化信号としてパルス信号を出力することができる。

和保 孝雄、安田 明 監訳（原著者 Richard Schreier, GaborC. Temes）ΔΣ型アナログ／デジタル変換器入門（Understanding Delta-Sigma Data Converters）、丸善株式会社、２００７，ｐｐ１−１７

本発明者は、アナログ信号を信号成分として有するパルス信号（ΔΣ変調信号など）において、パルス信号の波形の歪が、アナログ信号の信号特性にどのように影響しているかを初めて解明した。

そして、本発明者は、パルス信号に歪があっても、アナログ信号の信号特性の劣化を抑制する方法を見出した。
そこで、本発明は、パルス信号に歪があっても、アナログ信号の信号特性の劣化を抑制することを目的とする。

（１）一の観点からみた本発明は、入力信号を、帯域伝送方式のアナログ信号を信号成分として有するパルス信号に変換して出力する変換器と、前記パルス信号に対するベースバンド伝送路符号化処理を実行して符号化パルス信号を出力する符号化部と、を備え、前記ベースバンド伝送路符号化処理は、前記アナログ信号に対する周波数変換となる処理であり、前記符号化部は、前記符号化パルス信号を出力する出力部を備え、前記出力部は、高精度クロック信号によって動作して、前記符号化パルス信号を出力するよう構成され、前記高精度クロック信号は、前記アナログ信号に要求される周波数精度を満たしていることを特徴とする信号変換装置である。

本発明者は、パルス信号の立ち上がり波形の第１歪と、パルス信号の立ち下り波形の第２歪と、が、時間軸に対して非線対称であると、アナログ信号の信号特性が劣化することを見出した。
そして、本発明者は、パルス信号に対するベースバンド伝送路符号化処理が、アナログ信号に対する周波数変換となる処理になることを見出した。
さらに、本発明者は、パルス信号の立ち上がり波形と立ち下り波形との非線対称性があっても、前記ベースバンド伝送路符号化処理によって、パルス信号の非対称性による歪電力成分を、特定の周波数に移行させることができることを見出した。
また、本発明者は、非線対称性による歪電力成分を特定の周波数に移行させるには、符号化パルス信号のジッタが小さいことが好ましいことを見出した。

以上の知見によれば、上記の本発明のように構成することで、パルス信号の立ち上がり波形と立ち下り波形との非線対称性があっても、その非線対称性による歪電力成分を、パルス信号に含まれるＲＦ信号の信号帯域の外側に偏在させるのが容易となる。

（２）前記高精度クロック信号は、周波数許容偏差が０．０１〜１ｐｐｍの信号であるのが好ましい。この場合、アナログ信号がＲＦ信号である場合において要求される周波数精度を満たすことができる。

（３）前記ベースバンド伝送路符号化処理は、前記符号化パルス信号のランレングスの最大値を所定の値にする処理であるのが好ましい。この場合、非線対称性による歪電力成分を特性の周波数に偏在させることができる。

（４）前記ベースバンド伝送路符号化処理は、マンチェスタ符号化処理であるのが好ましい。この場合、符号化パルス信号のランレングスの最大値を２にすることができる。

（５）前記ベースバンド伝送路符号化処理は、ＲＺ符号化処理であってもよい。

（６）前記高精度クロック信号は、矩形波よりも狭帯域の信号であるのが好ましい。この場合、ジッタを小さくすることができる。

（７）前記高精度クロック信号は、正弦波であるのが好ましい。この場合、ジッタを小さくすることができる。

（８）他の観点からみた本発明は、入力信号を、帯域伝送方式のアナログ信号を信号成分として有するパルス信号に変換して出力する変換器と、前記パルス信号に対するベースバンド伝送路符号化処理を実行して符号化パルス信号を出力する符号化部と、を備え、前記アナログ信号は、前記パルス信号の立ち上がり波形の第１歪と、前記パルス信号の立ち下り波形の第２歪と、が、時間軸に対して非線対称であることによって生じる歪電力成分を有し、前記ベースバンド伝送路符号化処理は、前記アナログ信号に対する周波数変換となる処理であり、前記符号化部は、前記ベースバンド伝送路符号化処理を行って、前記歪電力成分を周波数変換された前記アナログ信号の信号帯域の外側に偏在させることを特徴とする信号変換装置である。

（９）他の観点からみた本発明は、帯域伝送方式のアナログ信号を信号成分として有するパルス信号を出力する出力部を備え、前記アナログ信号は、前記パルス信号の立ち上がり波形の第１歪と、前記パルス信号の立ち下り波形の第２歪と、が、時間軸に対して非線対称であることによって生じる歪電力成分を有し、前記パルス信号の信号波形は、前記歪電力成分を、前記アナログ信号の信号帯域の外側に偏在させる信号波形であることを特徴とする信号出力装置。

（１０）他の観点からみた本発明は、前記（１）〜（８）のいずれか１項に記載の前記信号変換装置、又は、前記（９）記載の前記信号出力装置を備え、前記信号変換装置から出力された前記符号化パルス信号、又は、前記信号出力装置から出力された前記パルス信号を送信することを特徴とする送信機である。

信号変換装置を備えたシステム（送信機）の構成図である。 ΔΣ変調器の構成図である。 １次ローパス型ΔΣ変調器である。 １次ローパス型ΔΣ変調器から変換して得られた２次バンドパス型ΔΣ変調器である。 シミュレーション用の装置の構成図である。 対称波形の波形図である。 非対称波形の波形図である。 シミュレーションパラメータの説明図である。 対称波形のパワースペクトラムである。 非対称波形のパワースペクトラムである。 実測結果を示す図である。 ＲＺ符号と周波数変換の説明図である。 マンチェスタ符号と周波数変換の説明図である。 ミキサの説明図である。 （ａ）はバンドパス型ΔΣ変調器の出力のスペクトラムであり、（ｂ）は、バンドパス型ΔΣ変調器の出力をＲＺ符号化した信号のスペクトラムであり、（ｃ）は、バンドパス型ΔΣ変調器の出力をマンチェスタ符号化した信号のスペクトラムである。 符号化部の第１例を示す図である。 符号化部の第２例を示す図である。 符号化部の第３例を示す図である。 符号化部の第４例を示す図である。 非符号化パルス信号に関する波形図である。 非符号化パルス信号の周波数スペクトラム（広帯域特性）である。 非符号化パルス信号に含まれるＲＦ信号の信号帯域付近の周波数スペクトラムである。 符号化パルス信号に関する波形図である。 符号化パルス信号の非対称成分の波形図である。 符号化パルス信号の周波数スペクトラム（広帯域特性）である。 符号化パルス信号の非対称成分の周波数スペクトラムである。 出力部の入出力波形及び動作クロックを示す波形図である。

以下、本発明の好ましい実施形態について図面を参照しながら説明する。

［１．システム構成］
図１は、実施形態に係る信号変換装置（信号変換部；信号出力装置；信号出力部）７０を備えたシステム１を示している。このシステム１は、デジタル信号処理部２１と、出力部７１ｂと、増幅器４１と、アナログフィルタ３２と、を有している。

信号変換装置７０は、変換器２５及び符号化部７１を有して構成されている。符号化部７１は、デジタル信号処理部２１の一部である符号化処理部７１ａと、デジタル信号処理部２１の外側に設けられた出力部７１ｂと、を備えている。
すなわち、信号変換装置７０は、デジタル信号処理部２１の一部（変換器２５及び符号化処理部７１ａ）及び出力部７１ｂによって構成されている。
なお、出力部７１ｂは、デジタル信号処理部２１の一部として設けられていてもよい。

デジタル信号処理部２１は、帯域伝送方式のアナログ信号（変調波）であるＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を表現するデジタル信号（１ｂｉｔ量子化信号；１ｂｉｔパルス列；パルス信号）を出力する。
デジタル信号処理部２１から出力されるデジタル信号（パルス信号）は、帯域伝送方式のアナログ信号（変調波）であるＲＦ信号を、信号成分として有している。
ＲＦ信号は、無線波として空間に放射されるべき信号であり、例えば、移動体通信のためのＲＦ信号、テレビ／ラジオなどの放送サービスのためのＲＦ信号である。

このように、デジタル信号処理部２１では、デジタル信号処理でパルス信号を生成することで、ＲＦ信号を生成する。
したがって、ＲＦ信号を信号成分として有するパルス信号を、ＲＦ信号を処理する回路（例えば、無線通信機、テレビ受信機などのＲＦ信号受信機）に与えれば、その回路は、パルス信号をアナログ信号として処理することができる。なお、この場合、アナログフィルタ３２は、ＲＦ信号を処理する回路に備わっていればよい。

増幅器４１は、信号変換装置７０から出力されたパルス信号を増幅する。増幅器４１としては、ローノイズアンプ４１が用いられるのが好ましい。ローノイズアンプ４１としては、雑音指数が３ｄＢ以下のものが用いられる。

アナログフィルタ３２は、パルス信号に含まれるＲＦ信号成分の信号帯域を通過帯域とするものである。
アナログフィルタ３２として、バンドパスフィルタを用いるか、ローパスフィルタを用いるかは、ＲＦ信号の周波数によって、適宜決定される。
なお、信号変換装置７０が、バンドパス型ΔΣ変調によって信号変換を行う場合には、アナログフィルタ３２としてバンドパスフィルタが用いられ、ローパス型ΔΣ変調によって信号変換を行う場合には、アナログフィルタ３２としてローパスフィルタが用いられる。

デジタル信号処理部２１と出力部７１ｂとの間の信号伝送路４ａ、出力部７１ｂと増幅器４１との間の信号伝送路４ｂ、及び、増幅器４１とアナログフィルタ３２との間の信号伝送路４ｃは、回路基板に形成された信号配線であってもよいし、光ファイバー又は電気ケーブルなどの伝送線路であってもよい。また、信号伝送路４ａ，４ｂ，４ｃは、パルス信号を送信するための専用線である必要は無く、インターネットなどのパケット通信を行う通信ネットワークであってもよい。
信号伝送路４ａとして、パケット通信を行う通信ネットワークを用いる場合、送信側（デジタル信号処理部２１側）は、パルス信号を、ビット列に変換して、信号伝送路４ａに送信し、受信側（出力部７１ｂ、増幅器７１及びアナログフィルタ３２側）が、受信したビット列を元のパルス信号に復元すればよい。

デジタル信号処理部２１は、信号伝送路４ａに対して、パルス信号を送信する送信機とみなすことができる。この場合、増幅器４１、出力部７１ｂ及びアナログフィルタ３２を有する装置は、ＲＦ信号の受信機となる。
また、システム１全体が送信機１であってもよい。例えば、送信機１は、出力部７１ｂから出力された信号を増幅器４１にて増幅し、アンテナから出力するよう構成されていてもよい。この場合、アナログフィルタ３２は、出力部７１ｂからアンテナの間に設けても良いし、アンテナがアナログフィルタ３２として機能してもよい。

デジタル信号処理部２１は、送信信号であるベースバンド信号（ＩＱ信号）を出力するベースバンド部２３と、デジタル直交変調などの処理を行う処理部２４と、変換器２５と、符号化処理部７１ａと、制御部３５と、を備えている。

ベースバンド部２３は、ＩＱベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号それぞれ）をデジタルデータとして出力する。
処理部２４は、ＩＱベースバンド信号に対してデジタル直交変調などの処理を行う。したがって、処理部２４からは、多ビットのデジタルデータ（離散値）によって表現されたデジタル信号形式の信号が出力される。
なお、処理部２４における変調は、直交変調に限らず、変調波を生成するための他の方式の変調であってもよい。

処理部２４は、直交変調のほか、ＤＰＤ(Digital Pre-distortion)、ＣＦＲ(Crest Factor Reduction)、ＤＵＣ(Digital Up Conversion)などの様々なデジタル信号処理を施す。処理部２４からは、上述のような各種のデジタル信号処理によって生成されたＲＦ信号が出力される。

処理部２４から出力されたデジタルＲＦ信号は、信号変換装置７０の一部を構成する変換器２５に与えられる。本実施形態の変換器２５は、バンドパス型ΔΣ変調器として構成されている。なお、変換器２５は、ローパス型ΔΣ変調器であってもよいし、ＰＷＭ変調器であってもよい。

ΔΣ変調器２５は、入力信号であるＲＦ信号に対して、ΔΣ変調（変換）を行ってパルス信号（量子化信号；ΔΣ変調信号）を出力する。ΔΣ変調器２５から出力されたパルス信号は、デジタル信号であるが、アナログＲＦ信号を信号成分として有している。
Σ変調器２５から出力されたパルス信号は、符号化部７１の一部を構成する符号化処理部７１ａに与えられる。

符号化処理部７１ａは、後述のようにアナログ信号に対する周波数変換機能を有している。符号化処理部７１ａは、符号化処理によって、ＲＦ信号の周波数変換を行う。したがって、符号化処理部７１ａから出力されるパルス信号は、周波数変換されたアナログＲＦ信号を信号成分として有することになる。

符号化処理部７１ａから出力されたパルス信号（符号化パルス信号）は、出力部７１ｂに与えられる。
出力部７１ｂは、フリップフロップによって構成されている。出力部７１ｂは、デジタル信号処理部２１から出力されたパルス信号から、ジッタの少ない高精度のパルス信号（符号化パルス信号）を生成し、出力する（詳細は後述）。
出力部７１ｂから出力されたパルス信号（符号化パルス信号）は、増幅器４１によって増幅され、アナログフィルタ（バンドパスフィルタ又はローパスフィルタ）３２に与えられる。パルス信号は、ＲＦ信号の信号帯域外にＲＦ信号以外のノイズ成分も含んでいる。そのノイズ成分は、アナログフィルタ３２によって除去される。

制御部３５は、周波数の制御などの制御機能を有しており、デジタル信号処理部２１における各部、及びアナログフィルタ３２を制御する。

システム１は、デジタル信号処理部２１の動作クロックを発生する第１発振器５１と、出力部７１ｂの動作クロックを発生する第２発振器５２と、を備えている。第１発振器５１の発振周波数は、例えば、１０ＭＨｚであり、第２発振器２５の発振周波数は、例えば、１ＧＨｚである。第１発振器５１は、デジタル回路用の発振器であり、第２発振器５２はアナログ回路用の発振器である。

第２発振器５２は、デジタル回路である出力部７１ｂ（フリップフロップ）用の動作クロックを生成するためのものであるが、アナログ信号であるＲＦ信号に要求される周波数精度を満たしたものとなっている。したがって、第２発振器５２は、第１発振器５１よりも周波数精度が高い。より具体的には、第２発振器５２は、その周波数精度としての周波数許容偏差が０．０１〜１ｐｐｍの範囲とされている。

第１発振器５１は、動作クロックとして矩形パルスをデジタル信号処理部２１に与える。一方、第２発振器５２は、動作クロックとして動作クロックとして正弦波を、出力部７１ｂに与える。

［２．ΔΣ変調］
図２に示すように、ΔΣ変調器２５は、ループフィルタ２７と、量子化器２８と、を備えている（非特許文献１参照）。
図２に示すΔΣ変調器２５は、入力（本実施形態では、ＲＦ信号）Ｕが、ループフィルタ２７に与えられる。ループフィルタ２７の出力Ｙは、量子化器（１ｂｉｔ量子化器）２８に与えられる。量子化器２８の出力（量子化信号）Ｖは、ループフィルタ２７への他の入力として与えられる。

ΔΣ変調器２５の特性は、信号伝達関数（ＳＴＦ；Ｓｉｇｎａｌ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）及び雑音伝達関数（ＮＴＦ；Ｎｏｉｓｅ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）によって表すことができる。
つまり、ΔΣ変調器２５の入力をＵとし、ΔΣ変調器２５の出力をＶとし、量子化雑音をＥとしたときに、ΔΣ変調器２５の特性を、ｚ領域において表すと、次のとおりである。

したがって、所望のＮＴＦとＳＴＦとが与えられると、ループフィルタ２７の伝達関数を得ることができる。

図３は、１次ローパス型ΔΣ変調器１２５の線形ｚ領域モデルのブロック図を示している。符号１２７がループフィルタの部分を示し、符号１２８が量子化器を示している。このΔΣ変調器１２５への入力をＵ（ｚ）とし、出力をＶ（ｚ）とし、量子化雑音をＥ（ｚ）としたときに、ΔΣ変調器１２５の特性を、ｚ領域において表すと、次のとおりである。
Ｖ（ｚ）＝Ｕ（ｚ）＋（１−ｚ^−１）Ｅ（ｚ）

つまり、図３に示す１次ローパス型ΔΣ変調器１２５において、信号伝達関数ＳＴＦ（ｚ）＝１であり、雑音伝達関数ＮＴＦ（ｚ）＝１−ｚ^−１である。

非特許文献１によれば、ローパス型ΔΣ変調器に対して、以下の変換を行うことで、ローパス型ΔΣ変調器を、バンドパス型ΔΣ変調器に変換できる。

上記変換式に従って、ローパス型ΔΣ変調器１２５のｚ領域モデルにおけるｚを、ｚ’＝−ｚ^２に置き換えることでバンドパス型ΔΣ変調器が得られる。

上記変換式を用いると、ｎ次のローパス型ΔΣ変調器（ｎは１以上の整数）を、２ｎ次のバンドパス型Σ変調器に変換できる。

本発明者は、ローパス型ΔΣ変調器から、所望の周波数ｆ_０（θ＝θ_０）を、中心周波数ｆ_０として持つバンドパス型ΔΣ変調器を得るための変換式を見出した。当該変換式は、例えば、次の式（３）に示す通りである。

ここで、
θ_０＝２π×（ｆ_０／ｆｓ） ｆｓはΔΣ変調器のサンプリング周波数

式（２）の変換式では、特定の周波数θ_０＝π／２に関するものであったが、式（３）の変換式では、任意の周波数（θ_０）に一般化されている。

図４は、図３に示す１次ローパス型ΔΣ変調器１２５を、式（３）の変換式で変換して得られた２次バンドパス型ΔΣ変調器２５を示している。
なお、図３から図４への変換では、表記の便宜上、式（３）において、ａ＝ｃｏｓθ_０とおいた下記の変換式を用いた。

なお、バンドパス型ΔΣ変調器への変換は、その他の高次ローパス型ΔΣ変調器（例えば、非特許文献１記載のＣＩＦＢ構造、ＣＲＦＦ構造、ＣＩＦＦ構造など）に対しても適用できる。

ΔΣ変調器２５は、前述の式（３）に基づいて、ｚの値が変換可能となっている。つまり、ΔΣ変調器３０７は、量子化雑音阻止帯域の中心周波数を変更可能となっている。換言すると、量子化雑音阻止帯域が変更可能となっている。

制御部３５は、ΔΣ変調器２５に入力される信号の中心周波数（上述の搬送周波数ｆ_０）に応じて、前述の式（３）に基づいてΔΣ変調器２５のｚを変換することにより、任意の周波数の信号に対して、バンドパスΔΣ変調が行える。
このように、ＲＦ信号の搬送周波数ｆ_０に応じて、上記変換式（３）におけるｃｏｓθ_０（係数ａ）を変更することで、サンプリング周波数ｆｓを変更することなく、任意の周波数ｆ_０に対応したバンドパスΔΣ変調が行える。ｃｏｓθ_０を変更すると、式（１）に示すＮＴＦの係数が変更されたことになるが、式の次数は維持される。このため、ＲＦ信号の搬送波周波数ｆ_０に応じて、バンドパス型ΔΣ変調器２５の構成を変化させても、式の複雑度（次数）は変化せず、したがって、バンドパス型ΔΣ変調器２５における信号処理負荷も変化しない。

このように本実施形態では、搬送波周波数ｆ_０を変化させても、バンドパス型ΔΣ変調器２５における信号処理負荷が変化しないため有利である。本実施形態において、バンドパス型ΔΣ変調器２５における信号処理負荷は、ナイキストの定理により、信号帯域幅によって決定されるサンプリング周波数ｆｓに依存するが、搬送波周波数ｆ_０を変化させても信号帯域幅が変化するわけではないためサンプリング周波数ｆｓを変更する必要はない。なお、ΔΣ変調器がローパス型である場合、搬送波周波数ｆ_０の変化に対応するには、サンプリング周波数ｆｓを変更する必要があり、この点において、バンドパス型が有利である。

また、式（３）を利用すると、ΔΣ変調器２５を任意の周波数（ｆ_０）に対応できるバンドパス型ΔΣ変調器として利用できるだけでなく、ローパス型ΔΣ変調器として利用することもできる。つまり、ΔΣ変調器２５は、ローパス型とバンドパス型とに切り替え可能となっている。

また、制御部３５は、処理部２４を制御することによって、処理部２４から出力されるＲＦ信号の周波数を任意の周波数に変更してΔΣ変調器２５に与えることができる。

後述のように、符号化処理部７１ａでは、信号の周波数変換（周波数シフト）がなされるため、処理部２４から出力されるＲＦ信号の周波数は、符号化処理部７１からＲＦ信号として出力したい周波数から、符号化部７１による周波数シフト量が考慮された周波数とすればよい。
制御部３５は、符号化処理部７１からＲＦ信号として出力したい周波数を決定するとともに、決定した周波数に応じて、処理部２４から出力されるＲＦ信号の周波数を変更するように制御する。
また、制御部３５は、符号化処理部７１から出力したいＲＦ信号の周波数に適合するように、符号化処理部７１を制御するとともに、及びアナログフィルタ３２の中心周波数、及び通過帯域を制御する。

［３．信号特性とパルス信号形との間の関係］
図５は、ΔΣ変調器（変換器）２５から出力されたパルス信号が表現するＲＦ信号の信号特性と、その１ビットパルス列のアナログ波形と、の関係を検討するために用いた装置構成を示している。
図１に示す実際のバンドパス型ΔΣ変調器２５は、量子化信号をパルスとして出力するため、フリップフロップなどのハードウェアを、少なくとも一部に有することになる。

ただし、図５のΔΣ変調器としては、ソフトウェアで構成したバンドパス型ΔΣ変調器２５ａを用いた。ソフトウェアで構成されたバンドパス型ΔΣ変調器２５ａから出力された量子化信号ｄ_ｋは、パルスパターン生成器（ＰＰＧ；Pulse Pattern Generator）２５ｂに与えられる。パルスパターン生成器２５ｂは、量子化信号ｄ_ｋに基づき、理想的な波形（完全な矩形波）に対して任意の形状に歪んだパルス信号Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）を出力することができる。歪んだ信号Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）は、実際のバンドパス型ΔΣ変調器２５から出力されるパルス信号に相当する。

また、パルスパターン生成器２５ｂの出力回路は、理想的な波形とみなすことができる波形を生成できるように、十分な高速応答性能を有している。したがって、パルスパターン生成器２５ｂは、理想的な波形の１ｂｉｔパルス列Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）を出力することもできる。

パルスパターン生成器２５ｂから出力された信号は、アナログバンドパスフィルタ３２を通過し、測定器２５ｃに与えられる。

パルスパターン生成器２５ｂの出力Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）は、下記式（Ａ）のように定義される。

式（Ａ）の第１項であるＳ_{ｉｄｅａｌ}は、量子化信号ｄ_ｋ（＝±１）を理想的な矩形波で表現したものであり、式（Ｂ）のように定義される。量子化信号ｄ_ｋは、パルスのＨｉｇｈレベルに対応した値として＋１をとり、パルスのＬｏｗレベルに対応した値として−１をとる。Ｕ（ｔ）は、単位ステップ関数である。

式（Ａ）の第２項は、実際の波形に相当するＳ_ｏｕｔ（ｔ）と、理想的な波形Ｓ_{ｉｄｅａｌ}との差を示している。第２項におけるｆ（ｔ−ｋｔ）は、下記式（Ｃ）のように定義される。Ｓｉｇｎは、符号関数である。

式（Ｃ）において、（Ｃ−１）は、ある量子化信号の値ｄ_ｋと時間的に一つ前の量子化信号の値ｄ_ｋ−１との差分を示す値の符号がプラスである場合、すなわち、量子化信号ｄ_ｋが、パルスの立ち上がりとなる場合である。
（Ｃ−２）は、ある量子化信号の値ｄ_ｋと時間的に一つ前の量子化信号の値ｄ_ｋ−１との差分を示す値の符号がマイナスである場合、すなわち、量子化信号ｄ_ｋが、パルスの立ち下がりとなる場合である。
（Ｃ−３）は、ある量子化信号の値ｄ_ｋと時間的に一つ前の量子化信号の値ｄ_ｋ−１との差分を示す値がゼロである場合、すなわち、パルスの値に変化がない場合である。

ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）とｆ_ｆａｌｌ（ｔ）は、それぞれ、立ち上がり波形と立ち下がり波形である。立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）は、シミュレーションのため、任意の形状に設定される。

さらに、ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）とｆ_ｆａｌｌ（ｔ）は、式（Ｄ）に示すように、対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）と非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）に分解することができる。
非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）は、式（Ｄ）より、下記式（Ｅ）によって求めることができる。

式（Ｅ）は、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）とが、下記式（Ｆ）の関係を有している場合に、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）が無くなることを示している。

式（Ｆ）を満たす場合、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）とは、時間軸に対して線対称となる。つまり、式（Ｆ）を満たすパルス波形をアイパターンで示した場合、そのアイパターンは時間軸に対して線対称となる。

図６は、式（Ｆ）を満たすパルス波形（対称波形）を示している。図６（ａ）は、対称波形Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）のアイパターンを示している。このアイパターンは、時間軸に対して線対称となっている。なお、時間軸は、パルスのＬｏｗレベル（−１）とＨｉｇｈレベル（＋１）の中間（０）にあるものとする（以下、同様）。
また、図６（ｂ）は、対称波形Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）の時間軸波形を示し、図６（ｃ）は、対称波形についての理想的な波形Ｓ_{Ｉｄｅａｌ}（ｔ）を示し、図６（ｄ）は、対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）を示し、図６（ｅ）は、対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を示している。

図６に示すように、対称波形は、理想的な波形Ｓ_{Ｉｄｅａｌ}（ｔ）に対して歪んでおり、歪成分を有する。具体的には、パルスの立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）に歪成分（第１の歪成分）を有するとともに、パルスの立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）に歪成分（第２の歪成分）を有する。

式（Ｆ）を満たす場合、歪成分は、対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）を有しているが（図６（ｄ）参照）、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）は有していない（図６（ｅ）参照）。

対称波形において、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）とを、アイパターンのように、立ち上がり開始時点と立ち下がり開始時点とを時間軸上で一致させて重ねた場合、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）とは、遷移時間（立ち上がり時間、立ち下がり時間）が同一であるため、時間軸に対して線対称となる。
換言すると、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）における歪成分（第１歪成分）と、立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における歪成分（第２歪成分）とは、時間軸に対して線対称となっており、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）はゼロとなる。

図７は、式（Ｆ）を満たさないパルス波形（非対称波形）を示している。図７（ａ）は、非対称波形Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）のアイパターンを示している。このアイパターンは、時間軸に対して非対称となっている。具体的には、図７に示す非対称波形は、パルスの立ち上がり時間よりも、パルスの立ち下がり時間の方が長い波形となっている。

図７（ｂ）は、非対称波形Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）の時間軸波形を示し、図７（ｃ）は、対称波形についての理想的な波形Ｓ_{Ｉｄｅａｌ}（ｔ）を示し、図７（ｄ）は、非対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）を示し、図７（ｅ）は、非対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を示している。

図７に示すように、非対称波形も、理想的な波形Ｓ_{Ｉｄｅａｌ}（ｔ）に対して歪んでおり、歪成分を有する。具体的には、パルスの立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）に歪成分（第１の歪成分）を有するとともに、パルスの立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）に歪成分（第２の歪成分）を有する。

式（Ｆ）を満たさない場合、歪成分は、対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）とともに、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を有する（図７（ｄ）、図７（ｅ）参照）。

［３．２ 非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）の信号特性への影響］
パルスの波形が、アナログ信号としての信号特性（ＡＣＬＲ）へ与える影響を調べるため、シミュレーションを行った。その結果を、以下に示す。
このシミュレーションでは、ΔΣ変調器２５として、６次のＣＲＦＢ構造のバンドパス型ΔΣ変調器を用いた。バンドパス型ΔΣ変調器２５に入力される試験信号は、ＬＴＥ（Long Term Evolution）のＲＦ信号であり、搬送波周波数８００ＭＨｚ、帯域５ＭＨｚ、４キャリアである。つまり、ＲＦ信号としての全帯域は、２０ＭＨｚである。

シミュレーションでは、パルス波形として、遷移時間（立ち上がり時間α及び立ち下り時間βがゼロである理想波形”Ｉｄｅａｌ”、立ち上がり波形及び立ち下がり波形が指数関数である波形”ｅｘｐ（ｘ）”、立ち上がり波形及び立下り波形が双曲線正接関数である波形”ｔａｎｈ（ｘ）”を用いた。

ｅｘｐ（ｘ）及びｔａｎｈ（ｘ）については、立ち上がり波形と立下り波形とが、時間軸に対して線対称である対称波形（Ｓｙｍｍ．）と、時間軸に対して非線対称である非対称波形（Ａｓｙｍｍ．）を用いた。

線対称である波形については、立ち上がり時間α及び立ち下り時間βを同一にし（α＝β）、α＝β＝０．２の場合、及び、α＝β＝０．４の場合の２つのケースについてシミュレーションを行った。
非線対称である波形については、立ち上がり時間α及び立ち下り時間βを異ならせ（α≠β）、α＝０．２，β＝０．４の場合、及び、α＝０．４，β＝０．２の場合の２つのケースについてシミュレーションを行った。

図８において、シミュレーションパラメータ（波形と遷移時間α，β）の定義を、図８に示す。図８において、ｅｘｐ（ｘ）の立ち上がり波形及び立ち下がり波形は、実線で示し、ｔａｎｈ（ｘ）の立ち上がり波形及び立ち下がり波形は、点線で示した。
遷移時間α，βは、単位区間（ＵＩ；unit interval）に対する割合で表される。単位区間は、一つの量子化信号に対応する１パルスの区間であり、その長さは、１／ｆｓである。
立ち上がり時間は、パルスのＬｏｗレベル（−１）からＨｉｇｈレベル（＋１）に至るまでの時間であり、立ち下り時間は、パルスのＨｉｇｈレベル（＋１）からＬｏｗレベル（−１）に至るまでの時間である。

表１のシミュレーション結果において、ＡＣＬＲ１は、隣接チャネル漏洩電力比を示し、ＡＣＬＲ２は、次隣接チャネル漏洩電力比を示す。ＡＣＬＲ１’，ＡＣＬＲ２’は、それぞれ、非対称波形（Ａｓｙｍｍ．）から、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を除去した場合の隣接チャネル漏洩電力比及び次隣接チャネル漏洩電力比である。

表１のシミュレーション結果によれば、対称波形（Ｓｙｍｍ．）については、理想波形ではないｅｘｐ（ｘ），ｔａｎｈ（ｘ）についても、理想波形と同様のＡＣＬＲ１，ＡＣＲＬ２が得られた。また、対称波形（Ｓｙｍｍ．）において、遷移時間α、βの違いは、ＡＣＬＲ１，ＡＣＲＬ２に影響がなかった。
したがって、遷移時間α，βの長短は、信号特性ＡＣＬＲ１，２にとって重要ではないと考えられる。すなわち、パルス波形が理想波形から歪んでいても、対称波形である限りは、ＡＣＬＲ１，ＡＣＲＬ２は低下しないため、パルス波形に歪成分が含まれること自体は、信号特性に悪影響を与えないと考えられる。

一方、非対称波形（Ａｓｙｍｍ．）については、いずれも、対称波形（Ｓｙｍｍ．）の場合よりも、ＡＣＬＲ１，ＡＣＬＲ２が低下した。しかし、それぞれの非対称波形（Ａｓｙｍｍ．）から、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を除去した場合、ＡＣＬＲ１’，ＡＣＬＲ２’は、対称波形（Ｓｙｍｍ．）のＡＣＬＲ１，ＡＣＬＲ２と同じになった。
したがって、ＡＣＬＲ１，ＡＣＬＲ２の劣化は、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）が原因であることがわかる。

図９は、パルス波形”ｅｘｐ（ｘ）”を対称波形（Ｓｙｍｍ．）とした場合のパワースペクトラムを示し、図１０は、パルス波形”ｅｘｐ（ｘ）”を非対称波形（Ａｓｙｍｍ．）とした場合のパワースペクトラムを示している。

図９（ａ）は、α＝β＝０．２の１ｂｉｔパルス列Ｓｏｕｔ（ｔ）のパワースペクトルを示し、図９（ｂ）は、α＝β＝０（理想波形）の１ｂｉｔパルス列Ｓｏｕｔ（ｔ）のパワースペクトルを示している。図９によれば、α＝β＝０．２の場合も、α＝β＝０（理想波形）の場合も、パワースペクトラムはほぼ同じである。つまり、α＝β＝０．２にしても、α＝β＝０（理想波形）からの劣化は認められない。

図１０（ａ）は、α＝０．２，β＝０．３であるパルス波形”ｅｘｐ（ｘ）”のパワースペクトラムを示し、図１０（ｂ）は、α＝０．２，β＝０．３であるパルス波形”ｅｘｐ（ｘ）”から、非対称成分を除去した場合のパワースペクトラムを示している。

非対称成分を除去する前（図１０（ａ）のパワースペクトラム）では、ＲＦ信号の帯域（７９０ＭＨｚ〜８１０ＭＨｚ）外では、漏洩電力が認められる。一方、非対称成分を除去すると（図１０（ｂ）のパワースペクトラム）では、帯域外の漏洩電力が低下しており、図９（ｂ）と同様のパワースペクトルが得られている。

なお、ｔａｈｎ（ｘ）についても、図９及び図１０と同様の測定結果が得られた。
また、ｅｘｐ（ｘ）及びｔａｈｎ（ｘ）以外の他の波形についても確認したところ、同様の結果が得られた。

シミュレーション結果によると、完全な矩形波である理想波形であれば、ＡＣＬＲ１，ＡＣＬＲ２は良好な値が得られる。しかし、より完全な矩形波を生成しようとすると、装置のコスト高を招く。また、矩形波は、多くの高調波成分を有するため好ましくなく、消費電力も増大させる。
したがって、実際の信号変換部７０（ΔΣ変調器２５）としては、完全な矩形波である理想波形ではなく、歪成分を有するパルス波形を出力するものとして構成できれば、好適である。

この点に関し、シミュレーション結果によれば、パルス波形が、歪成分を有していても、時間軸に対して線対称であれば、つまり、非対称成分がなければ、信号特性の劣化を生じさせない。

また、歪成分の対称性は、単位区間（ＵＩ）分の個々のパルスに着目して考える必要はなく、多数の単位区間（ＵＩ）における歪成分の平均で考えれば足りる。

図１１は、図１のΔΣ変調器２５から出力されたパルス信号を実測した結果を示している。図１１（ａ）は実測したアイパターンであり、図１１（ｂ）は実測したパワースペクトラムである。実測したパルス波形（図１１（ａ）のアイパターン）には、非対称成分が含まれており、ＡＣＬＲは４６．１［ｄＢ］であった。

図１１（ａ）のアイパターンの軌道を数値化して、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）とを抽出した。抽出した立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）とから、式（Ｅ）に基づいて、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を算出した。
実測したパルス波形から、算出した非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を取り除いて、ＡＣＬＲを再計算すると、ＡＣＬＲは、５２．３［ｄＢ］に改善した。

［４．符号化部］
図１に示す符号化部７１は、ΔΣ変調器２５から出力されるパルス信号に対して、符号化処理（ベースバンド伝送路符号化処理）を実行する。符号化処理によって、ΔΣ変調器２５から出力されるパルス信号における非対称成分によって発生する歪電力成分を、ＲＦ信号の信号帯域の外側に移行させることができる。

本実施形態の符号化部７１は、ＲＺ（Return to Zero）符号又はマンチェスタ符号による符号化処理を行う。本発明者は、様々なベースバンド伝送路符号化処理のうち、ＲＺ符号化とマンチェスタ符号化であれば、パルス信号に含まれるアナログ信号成分の周波数が変換されるだけで、パルス信号に含まれるアナログ信号成分のスペクトラムの保存が可能であること実験的に見出した。

ＲＺ符号による符号化では、図１２に示すように、０（Ｌｏｗ）が”００”に、１（Ｈｉｇｈ）が”１０”に変換される。ＲＺ符号によって符号化することで、ΔΣ変調器２５の出力（１ｂｉｔパルス列）に１（Ｈｉｇｈ）が連続しても、ＲＺ符号では、１（Ｈｉｇｈ）と０（Ｌｏｗ）の繰り返しとなる。
したがって、ΔΣ変調器２５の出力（１ｂｉｔパルス列）に１（Ｈｉｇｈ）が連続しても、符号化部７１の出力（１ｂｉｔパルス列）には、連続する１（Ｈｉｇｈ）の発生が抑えられる。

つまり、ＲＺ符号では、連続する１（Ｈｉｇｈ）の数（ランレングス）は、最大１となる。
なお、ＲＺ符号では、連続する０（Ｌｏｗ）の発生は抑制できない。したがって、連続する０（Ｌｏｗ）の数（ランレングス）の最大値は、不定である。

マンチェスタ符号による符号化では、図１３に示すように、０（Ｌｏｗ）が”０１”に、１（Ｈｉｇｈ）が”１０”に変換される。マンチェスタ符号によって符号化することで、ΔΣ変調器２５の出力（パルス信号）に１（Ｈｉｇｈ）が連続しても、マンチェスタ符号では、１（Ｈｉｇｈ）と０（Ｌｏｗ）の繰り返しとなる。
また、ΔΣ変調器２５の出力（パルス信号）に０（Ｌｏｗ）が連続しても、マンチェスタ符号では、０（Ｌｏｗ）と１（Ｈｉｇｈ）の繰り返しとなる。

したがって、ΔΣ変調器２５の出力（パルス信号）において１（Ｈｉｇｈ）又は０（Ｌｏｗ）が連続しても、符号化部７１の出力（符号化パルス信号）では、連続する１（Ｈｉｇｈ）又は０（Ｌｏｗ）の発生が抑えられる。
マンチェスタ符号では、連続する１（Ｈｉｇｈ）又は０（Ｌｏｗ）の数（ランレングス）は、１又は２である。つまり、ランレングスの最大値は、２である。

このように、ＲＺ符号では、２値のいずれか一方のランレングスを短く制御することができ、マンチェスタ符号では、２値それぞれのランレングスを短く制御することができる。

図１２に示すように、パルスのＨｉｇｈ（１）とＬｏｗ（０）を、＋１［Ｖ］と０［Ｖ］とで表現する場合、ΔΣ変調器２５の出力ｄに対してＲＺ符号化処理（ΔΣ変調器出力ｄとクロックＣＬＫとの論理積（ｄ ＡＮＤ ＣＬＫ））を実行した結果と、ΔΣ変調器２５の出力ｄとクロックＣＬＫとの算術積（ｄ×ＣＬＫ）と、が一致する。

また、図１３に示すように、パルスのＨｉｇｈ（１）とＬｏｗ（０）を、＋１［Ｖ］と−１［Ｖ］で表現する場合、ΔΣ変調器２５の出力ｄに対してマンチェスタ符号化処理を実行した結果と、ΔΣ変調器の出力ｄとクロックＣＬＫとの算術積（ｄ×ＣＬＫ）と、は、０，１が反転していることを除き、一致する。なお、マンチェスタ符号化処理は、ΔΣ変調器出力ｄとクロックＣＬＫとの排他的論理和（ｄ ＸＯＲ ＣＬＫ）を反転したものに対応する。

図１４に示すように、アナログ信号において、周波数ｆ１（ｄ）の信号と周波数ｆ２（ＣＬＫ）との算術積は、周波数ｆ１＋ｆ２及びｆ１−ｆ２への周波数変換となる。
したがって、ΔΣ変調器２５から出力されるパルス信号に対するＲＺ符号化処理又はマンチェスタ符号化処理は、パルス信号に含まれるアナログ信号成分に対する周波数変換になる。

図１５に、ΔΣ変調器２５の出力（パルス信号）、ΔΣ変調器２５の出力をＲＺ符号化したもの（ＲＺ符号化パルス信号）、ΔΣ変調器２５の出力をマンチェスタ符号化したもの（マンチェスタ符号化パルス信号）、それぞれのスペクトラムを示す。図１５より、ＲＺ符号化・マンチェスタ符号化のいずれにおいても、周波数変換（周波数シフト）がされているだけで、スペクトラムは保存されている。

ただし、ＲＺ符号では、どの周波数においても、ほぼ同一レベルで出力されるのに対し、マンチェスタ符号では、ＤＣ成分（周波数＝０）が無くなっており、低周波成分が抑制される一方、高周波成分が強調され、全体としてＶ字状のスペクトラムとなっている。
これは、マンチェスタ符号では、０（Ｌｏｗ）が”０１”に、１（Ｈｉｇｈ）が”１０”に変換されるため、ΔΣ変調器２５からどのような信号が出力されても、０と１（２種類のｂｉｔ値）が同頻度で発生することになるため、ＤＣ成分を含む低周波成分が減少し、しかも、０と１の変化が高頻度で起きるため高周波成分が増加しているものと考えられる。
これに対し、ＲＺ符号では、０と１（２種類のｂｉｔ値）の頻度は、異なるため、マンチェスタ符号のように低周波成分が抑制されることはない。なお、ＲＺ符号では、符号化前よりも、連続する０が増加するため、ＤＣ成分は増加する。

図１６（ａ）は、ＲＺ符号化処理を行う符号化処理部７１ａの構成例を示している。図１６（ａ）において符号化処理部７１ａは、ＡＮＤ回路７１１ａして構成されている。ＡＮＤ回路７１１の入力には、ΔΣ変調器２５の出力（サンプリング周波数ｆｓ）と、クロック（ｆｓの２倍の周波数の矩形パルス）とが与えられる。なお、クロックは、ｆｓのｎ倍（ｎは２以上の整数）の周波数であってもよい。ｎを変化させることで、周波数変換量を変化させることができる。クロックの周波数は、ΔΣ変調器２５の出力の周波数に応じて、制御部３５にて決定される。
また、符号化処理部７１ａがマンチェスタ符号化処理を行う場合には、図１６（ａ）のＡＮＤ回路７１１に代えて、図１６（ｂ）に示すように、ＸＮＯＲ回路(ＸＯＲ回路及びＮＯＴ回路)７１１ｂを採用すればよい。

図１７（ａ）は、符号化処理を行う符号化処理部７１ａの他の構成例を示している。図１７（ａ）の符号化処理部７１ａは、ルックアップテーブル７１２を有している。符号処理化部７１ａは、ルックアップテーブル７１２を参照して、符号化処理を行うため、論理回路（ＡＮＤ回路）を用いた処理よりも高速化が可能である。

図１７（ｂ）に示すように、ルックアップテーブル７１２には、ΔΣ変調器２５の出力における２種類のビット値（０と１）それぞれに応じた伝送路符号化値を規定している。ＲＺ符号の場合、ΔΣ変調器２５の出力が”０”であれば、ＲＺ符号化値は”００”であり、ΔΣ変調器２５の出力が”１”であれば、ＲＺ符号化値は”０１”である。

また、ルックアップテーブル７１２には、ＲＺ符号化値だけでなく、マンチェスタ符号化値も格納されている。
マンチェスタ符号の場合、ΔΣ変調器２５の出力が”０”であれば、マンチェスタ符号化値は”０１”であり、ΔΣ変調器２５の出力が”１”であれば、マンチェスタ符号化値は”１０”である。
符号化処理部７１ａが、ＲＺ符号化値を参照するか、マンチェスタ符号化値を参照するかは、制御部３５からの制御信号に応じて決定される。
なお、ルックアップテーブル７１２には、ＲＺ符号化値だけを格納していてもよいし、マンチェスタ符号化値だけを格納してもよい。

前述のように、マンチェスタ符号は、低周波側では出力が小さくなるものの、高周波側において大きな出力を得られる。したがって、高周波側では、ＲＺ符号よりもマンチェスタ符号を用いたほうが大きな出力を得ることができる。逆に、低周波側では、マンチェスタ符号よりもＲＺ符号のほうが大きな出力を得ることができる。
そこで、出力する周波数によって、符号化処理を切り替えて実行することが好ましい。制御部３５は、最終的に出力されるＲＦ信号の周波数を決定するとともに、その周波数に応じて、符号化処理部７１ａにおいて実行される符号化処理の種類を決定し、符号化処理の種類を指定する制御信号を符号化処理部７１ａに与える。符号化処理部７１ａは、制御信号に応じて、符号化処理を切り替えて実行することができる。

複数の符号化処理を選択的に切り替えて実行する場合、図１７（ｂ）に示すようにルックアップテーブル７１２において複数の種類の符号化値を規定しておくことで、符号化部７１では、複数の異なる伝送路符号化処理を実行するのが容易となる。
例えば、複数の符号化処理それぞれに対応した複数の論理回路（ＡＮＤ回路及びＸＮＯＲ回路）を用意しておき、複数の論理回路を使い分けようとした場合、回路規模が大きくなる。これに対し、ルックアップテーブル７１２において複数の種類の符号化値を規定する場合には、符号化処理によってルックアップテーブル７１２の内容が異なるだけで、符号化処理部７１ａとしての回路構成は共通化できる。

なお、ルックアップテーブル７１２に規定する符号化値としては、ΔΣ変調器２５の出力”０”に対して、”１０”、ΔΣ変調器２５の出力”１”に対して、”０１”であってもよい。
また、ルックアップテーブル７１２に規定する他の符号化値としては、ΔΣ変調器２５の出力”０”に対して、”１１”、ΔΣ変調器２５の出力”１”に対して、”０１”であってもよい。
さらに、ルックアップテーブル７１２に規定する他の符号化値としては、ΔΣ変調器２５の出力”０”に対して、”００”、ΔΣ変調器２５の出力”１”に対して、”０１”であってもよい。

さらに、ルックアップテーブル７１２に規定する符号化値は、２ｂｉｔである必要はなく、それ以上のビット数であってもよい。
例えば、ルックアップテーブル７１２に規定する他の符号化値としては、ΔΣ変調器２５の出力”０”に対して、”０１０１”、ΔΣ変調器２５の出力”１”に対して、”１０１０”であってもよい。

これらいずれの符号化値であっても、符号化処理は、ＲＦ信号に対する周波数変換となる。

図１８は、ΔΣ変調器２５及び符号化処理部７１ａの他の構成例を示している。図１８において、ΔΣ変調器２５は、量子化器２８のシリアル出力（１ｂｉｔ量子化信号）を、パラレルに変換するシリアル−パラレル変換部２９を有している。図１８のシリアル−パラレル変換部２９は、４ｂｉｔパラレル信号に変換するものであるが、パラレル信号のビット数は特に限定されるものではなく、例えば，８ｂｉｔパラレルであってもよい。
パラレル出力となった１ｂｉｔ量子化信号は、信号速度が低速となるため、信号の取り扱いが容易となる。
なお、ΔΣ変調器２５は、シリアル−パラレル変換部２９を備えることで、パラレル出力をするように構成するほか、量子化器２８自体が、パラレルの量子化信号を出力するよう構成されていてもよい。

ΔΣ変調器２５から出力されたパラレルの１ｂｉｔ量子化信号は、符号化処理部７１ａに与えられる。
符号化処理部７１ａは、ΔΣ変調器２５から出力されたパラレルの１ｂｉｔ量子化信号（４ｂｉｔ）それぞれに、並列的に０信号を追加するよう構成されているとともに、０信号が追加された８ｂｉｔのパラレル信号をシリアル信号に変換するパラレル−シリアル変換部７１３を備えている。

符号化処理部７１ａにおいて、０信号を並列的に追加することは、パラレルでのＲＺ符号化処理に相当する。０信号を追加するだけでよいため、ＲＺ符号化処理を容易に行える。
そして、パラレルでのＲＺ符号化処理が施された８ｂｉｔパラレル信号を、パラレル−シリアル変換部７１３にてシリアル信号に変換することで、符号化処理が施された１ｂｉｔ量子化信号のシリアル信号（符号化パルス信号）が得られる。

図１９は、符号化処理部７１ａのさらに他の構成例を示している。なお、図１９のΔΣ変調器２５は、図１８のΔΣ変調器２５と同様に、１ｂｉｔ量子化信号をパラレル出力するよう構成されている。

図１９の符号化処理部７１ａは、図１８の符号化処理部７１ａと同様に、パラレル−シリアル変換部７１３を備えているほか、ルックアップテーブル７１４ａ〜７１４ｄを備えている。これらのルックアップテーブル７１４ａ〜７１４ｄそれぞれは、図１７のルックアップテーブル７１２と同様のものである。
符号化処理部７１ａは、制御部３５からの制御信号によって、ルックアップテーブル７１４ａ〜７１４ｄのＲＺ符号化値を参照するか、マンチェスタ符号化値を参照するかを決定し、符号化処理を行う。パラレル信号それぞれについて、ルックアップテーブル７１４ａ〜７１４ｄを参照した符号化処理によって、４ｂｉｔパラレルの１ｂｉｔ量子化信号が、８ｂｉｔパラレルの信号となる。８ｂｉｔパラレルの信号は、パラレル−シリアル変換部７１３にてシリアル信号に変換され、符号化処理が施された１ｂｉｔ量子化信号のシリアル信号（符号化パルス信号）が得られる。
パラレル信号に対して符号化処理を行うことで、ルックアップテーブル７１４ａ〜７１４ｄを参照して行われる符号化処理を低速で行うことができ有利である。

［５．符号化処理と歪電力成分の偏在化］
マンチェスタ符号化処理又はＲＺ符号化処理などの符号化処理は、前述のように、符号化パルス信号のランレングスを短く制御する機能がある。
ここで、本発明者は、符号化処理によってランレングスを短くすることが、パルス信号の非対称成分による歪電力成分を、特定の周波数に移行させて、歪電力成分を周波数領域において偏在させる作用があることを見出した。
歪電力成分を、ＲＦ信号成分の信号帯域外の特定の周波数領域に偏在させることで、歪電力成分があっても、ＲＦ信号成分に影響を与えることを防止することができる。

まず、符号化処理によるランレングス制御が行われない場合、パルス信号のＨｉｇｈ，Ｌｏｗは、不規則に発生するため、パルス信号における非対称成分は、不規則な間隔で間欠的に発生することになる。
図２０は、間欠的に発生する非対称成分を示している。図２０（ａ）に示すようなパルス信号（矩形波）がΔΣ変調器２５から出力された場合、そのパルス信号には、図２０（ｂ）に示す対称成分（図７（ｄ）参照）と、図２０（ｃ）に示す非対称成分（図７（ｅ）参照）が含まれる。なお、図２０（ａ）に示すパルス信号は、符号化処理が行われていないパルス信号（非符号化パルス信号）である。
図２０（ｄ）は、図２０（ｃ）に示す非対称成分を、非符号化パルス信号に含まれるＲＦ信号成分の次隣接チャネルまで通過させるバンドパスフィルタでフィルタリング処理（帯域制約）した場合の時間波形を示している。

図２０（ｃ）に示すように、パルス信号における非対称成分は、図２０（ａ）のパルス信号の変化点（立ち上がり又は立ち下がり）で発生する。
例えば、図２０（ａ）のパルス信号のデータレートが１Ｇｂ／ｓである場合（１ｂｉｔ＝１単位区間（１ＵＩ）の長さは１ｎｓｅｃ）において、例えば、ランレングスが４０ビットになると、非対称成分は、４０ｎｓｅｃ間隔で存在することになる。

実際には、パルス信号のＨｉｇｈ，Ｌｏｗは、不規則に発生するため、ランレングスの長さが制御されていない場合、ランレングスは不定であり様々な値をとる。したがって、間欠的に発生する非対称成分の時間間隔も様々な大きさとなる。
このため、非符号化パルス信号には、ランレングスの長いパルス波形（周波数が低い成分）とランレングスの短いパルス波形（周波数が高い成分）とが混在する。非対称成分による歪電力成分は、ランレングスの大きさ毎に特定の周波数に位置するため、ランレングスの大きさが無数に存在すると、非対称成分の周波数スペクトラムは、広い周波数範囲に広がることになる。

ここで、図２１（ａ）は、非符号化パルス信号の対称成分の周波数スペクトラム（広帯域特性）を示し、図２１（ｂ）は、非符号化パルス信号の非対称成分（歪電力成分）の周波数スペクトラム（広帯域特性）を示している。
図２１（ａ）に示す周波数スペクトラムにおいて、ＲＦ信号の周波数は、３００ＭＨｚである。図２１（ａ）では、ＲＦ信号の帯域（±３００ＭＨｚ付近）外に量子化雑音がノイズシェイピングされている。
図２１（ｂ）に示すように、非符号化パルス信号の非対称成分（歪電力成分）は、ランレングスの大きさが無数に存在するため、周波数軸上で広く分布する。つまり、図２１（ｂ）に示す非対称成分（歪電力成分）は、図２１（ａ）におけるＲＦ信号成分の信号帯域（±３００ＭＨｚ付近）にも存在している。

図２２は、非符号化パルス信号に含まれるＲＦ信号の信号帯域付近（非符号化パルス信号に含まれるＲＦ信号成分の信号帯域、隣接チャネル、及び次隣接チャネル）における周波数スペクトラムを示している。
図２２（ａ）は非符号化パルス信号の対称成分の周波数スペクトラムであり、図２２（ｂ）は非符号化パルス信号の非対称成分の周波数スペクトラム（図２０（ｄ）に示す時間波形の周波数スペクトラム）である。
図２２（ｂ）に示すように、非対称成分による歪電力成分は、ＲＦ信号の隣接チャネル及び次隣接チャネルにも分布していることがわかる。

非符号化パルス信号の周波数スペクトラムは、図２２（ａ）に図２２（ｂ）を重畳したものになるため、非符号化パルス信号においては、非対称成分による歪電力成分によって、隣接チャネル漏洩電力が大きくなり、ＡＣＬＲを悪化させる。

一方、符号化処理を行うと、符号化パルス信号のランレングスは制御される。図２３は、符号化処理部７１ａによってマンチェスタ符号化処理が施された符号化パルス信号を示している。図２３(ａ)に示すような符号化パルス信号が符号化部７１から出力された場合、その符号化パルス信号には、図２３（ｂ）に示す対称成分と、図２３（ｃ）に示す非対称成分が含まれる。

図２４は、符号化前のパルス信号においてＨｉｇｈ又はＬｏｗが連続し、ランレングスが非常に大きい場合の符号化パルス信号の非対称成分を示している。図２４に示すように、符号化前のパルス信号においてランレングスが大きくなっても、符号化パルス信号ではランレングスは１になり、非対称成分は、単位区間（１ＵＩ）毎に発生する。
また、符号化前のパルス信号においてＨｉｇｈ又はＬｏｗが不規則に発生しても、マンチェスタ符号化処理された符号化パルス信号では、ランレングスは１又は２だけである。
したがって、マンチェスタ符号化処理された符号化パルス信号では、非対称成分は、短い時間間隔で、常時、発生する。このため、ランレングスが長いことによって生じる低い周波数成分は無くなる。

図２４に示すように短い周期だけで発生する非対称成分は、特定の周波数成分を持つことになる。したがって、図２４に示す非対称性分波形を、図２０（ｄ）に示す波形と同様に符号化パルス信号に含まれるＲＦ信号成分の次隣接チャネルまで通過させるバンドパスフィルタでフィルタリング処理（帯域制約）した場合、ほとんど時間変動しない波形が得られる。つまり、符号化パルス信号の非対称成分は、ＲＦ信号の信号帯域成分をほとんど持たない。

図２５（ａ）は、符号化パルス信号の対称成分の周波数スペクトラム（広帯域特性）を示し、図２５（ｂ）は、符号化パルス信号の非対称成分の周波数スペクトラム（広帯域特性）を示している。
図２５（ｂ）に示すように、非対称成分による歪電力成分は、周波数軸上の特定の周波数に偏在する。
ここで、非対称成分による歪電力成分の周波数は、以下の式のとおりになる。
非対称成分による歪電力成分の周波数＝符号化パルス信号のレート（周波数ｆｓ）／ランレングスの長さ

よって、例えば、符号化パルス信号のレート（周波数）ｆｓが２ＧＨｚであり、符号化パルス信号に出現するランレングスの大きさが１と２だけであれば、図２５（ｂ）に示すように、歪電力成分は、ｆｓ＝２ＧＨｚ／１＝２ＧＨｚと、ｆｓ／２＝２ＧＨｚ／２＝１ＧＨｚに偏在する。
したがって、符号化パルス信号に含まれるＲＦ信号の中心周波数が４５０ＭＨｚであり、ＲＦ信号の信号帯域が５ＭＨｚであるとすると、図の信号帯域、隣接チャネル、及び次隣接チャネルでは、図２６に示すように、歪電力成分が存在しなくなる。
このように、符号化パルス信号の信号波形は、ランレングスの最大値が不規則でなく所定の値に短く制御された波形である。このような信号波形は、歪電力成分を、ＲＦ信号の信号帯域の外側に偏在させるものとなっている。

なお、歪電力成分は、図２５（ｂ）に示す周波数よりもさらに高い周波数に存在することがありえるが、ＲＦ信号の信号帯域及びその近傍からは、さらに遠く離れるため、ＲＦ信号に対する問題とはならない。
つまり、符号化パルス信号に非対称成分が含まれていても、その非対称成分は、ＲＦ信号の隣接チャネル及び次隣接チャネルにおける漏洩電力とはならない。

また、マンチェスタ符号化処理では、図２５（ｂ）に示すように、歪電力成分のほとんどを、特定の周波数に移行させることができる。ただし、ＲＺ符号化処理では、０（Ｌｏｗ）のランレングスは抑制できないが、１（Ｈｉｇｈ）のランレングスは抑制できるため、歪電力成分の一部を特定の周波数に移行させることになる。

このように、符号化部７１は、符号化処理を行うことで、歪電力成分を、符号化処理によって周波数変換されたＲＦ信号の信号帯域の外側に偏在させることができる。

［６．符号化パルス信号の精度］
符号化パルス信号のジッタが大きくなると、符号化パルス信号の非対称成分が増大する。ジッタとは、信号波形の時間的な揺らぎである。符号化パルス信号は、理想的には、単位区間（ＵＩ）は、一定の時間となるべきであるが、ジッタが大きくなると、単位区間の大きさにランダムな時間的な揺らぎが発生する。
つまり、符号化パルス信号は、ジッタが大きくなると、図２７（ａ）に示すように、立ち上がり波形及び立ち下り波形の位置が理想的な位置から時間的にランダムに揺らぎ、ジッタＴ１の大きさが大きくなる。

ジッタによる非対称成分は、ランダムに発生するため、歪電力成分を、周波数軸上の広い範囲に存在させる。つまり、歪電力成分が、比較的低い周波数にも存在し、ＲＦ信号の信号帯域内又はその近傍にも存在することになる。
このため、符号化部７１から出力される符号化パルス信号が大きなジッタを持つと、符号化処理を行っても、ジッタによる歪電力成分が、ＲＦ信号の信号帯域内又はその近傍に残ってしまい、歪電力成分をＲＦ信号の信号帯域の外側に十分に偏在させることができなくなる。
この結果、符号化処理を行っても、ＡＣＬＲを十分に良くすることができないことがある。

ここで、デジタル回路であるデジタル信号処理部２１では、ある程度の大きさのジッタは問題とならない。デジタル回路では、パルス波形の上限値又は下限値がデジタル値を示すため、パルス波形の立ち上がり波形及び立ち下がり波形が安定しておらず、ジッタがある程度大きくなっても問題とならない。このため、デジタル信号処理部２１では、高精度の動作クロックは必要なく、動作クロックの周波数許容偏差は、例えば、１０〜１００ｐｐｍ程度でもよい。このため、デジタル信号処理部２１に動作クロックを供給する第１発振器５１は、その程度に精度の低いものが用いられることがある。
第１発振器５１の周波数精度が低いと、デジタル信号処理部２１（符号化部７１ａ）から出力される符号化パルス信号は、図２７に示すように、大きなジッタＴ１を持つ。

デジタル信号処理部２１（符号化部７１ａ）から出力される符号化パルス信号は、デジタル信号（パルス信号）であるが、符号化パルス信号に含まれるＲＦ信号成分にとっては、前述のように、パルス信号の立ち上がり波形及び立ち下り波形の非対称性が信号特性を劣化させる。
このため、符号化部７１における符号化処理がデジタル信号処理であるからといって、符号化部７１から出力される符号化パルス信号に大きなジッタＴ１が発生するようなクロック精度で符号化部７１を動作させると、符号化部７１による符号化処理のメリットが低下する。

そこで、本実施形態では、符号化部７１は、高い周波数精度で動作する出力部（Ｄ型フリップフロップ）７１ｂを備えている。出力部７１ｂは、図２７（ａ）に示すようにジッタＴ１の大きいパルス信号が入力されても、図２７（ｄ）に示すようにジッタＴ２の小さいパルス信号を出力する。
出力部７１ｂは、図１に示すように、高精度の第２発振器５２から発生した高精度の動作クロックによって動作する。

第２発振器５２の動作クロックの周波数は、出力部７１ｂに入力される符号化パルス信号の周波数と同じである。第２発振器５２の動作クロックは、出力部７１ｂに入力される符号化パルス信号の単位区間の中間位置（パルスが上限値又は下限値で安定する位置）に、クロックのエッジ（立ち上がりエッジ）が位置するように、出力部７１ｂに与えられる。
出力部７１ｂに与えられる動作クロックは、高精度でありジッタが少ないため、出力部７１ｂから出力される符号化パルス信号もジッタＴ２が少ないものとなる。
なお、出力部７１ｂから出力される符号化パルス信号は、入力された符号化パルス信号に対して、単位区間未満の時間長ほど遅延したものとなる。

本実施形態において、出力部７１ｂに与えられる動作クロックは、図２７（ｂ）に示すように、正弦波が用いられる。出力部７１ｂに与えられる動作クロックとしては、図２７（ｃ）に示すように、矩形波であってもよいが、正弦波のように、矩形波よりも帯域が狭い信号波が好ましい。
出力部７１ｂに与えられる動作クロックが正弦波のように、矩形波よりも狭帯域の信号であると、ジッタの発生を抑制し易くなる。

第２発振器５２から発生する動作クロックの周波数精度は、周波数許容偏差が０．０１〜１ｐｐｍの範囲とされている。この周波数精度は、ＲＦ信号において要求される周波数精度を満たしたものとなっている。

符号化パルス信号は、ΔΣ変調信号であり、ＲＦ信号の信号成分を含んでいるため、符号化パルス信号における周波数誤差は、ＲＦ信号としての周波数誤差を生じさせることになる。
しかし、第２発振器５２から出力される動作クロックの周波数精度が、ＲＦ信号に要求される周波数精度を持つことで、ＲＦ信号としての周波数精度を確保することができる。
この結果、システム１によれば、アナログのＲＦ信号を無線電波として空間に放射する場合においても、無線通信において許容される周波数誤差の範囲内とされた、法規制等に準拠した適切なＲＦ信号を送信することができる。

本実施形態では、周波数許容偏差が０．０１〜１ｐｐｍの範囲の第２発振器５２を用いた場合を例示したが、この第２発振器５２の周波数精度は、アナログ信号（ＲＦ信号）の周波数特性が、電波に関する法規制に準拠した周波数特性となる精度であればよい。

例えば、３ＧＰＰの仕様書（3GPP2 C.S0010-D Version 1.0 September 2010，4.1.2.3）によれば、マクロ基地局装置において要求される搬送波周波数の許容誤差が±０．０５ｐｐｍ、ピコ基地局装置及びフェムト基地局装置において要求される搬送波周波数の許容誤差が±０．１０ｐｐｍと規定されている。
したがって、周波数許容偏差が上記３ＧＰＰで要求される搬送波周波数の許容誤差よりも小さい第２発振器５０を用いれば、第２発振器５２に起因する搬送波周波数の誤差については、前記許容誤差を満たす程度に抑制ことができる。

なお、出力部７１ｂをデジタル信号処理部２１に組み込んで、デジタル信号処理部２１に高精度の動作クロックを与えるようにしてもよい。

また、本実施形態では、雑音指数が３ｄＢ以下であるローノイズアンプ４１を、デジタル信号処理部２１と、アナログフィルタ３２との間に設けたので、アナログのＲＦ信号として用いられる量子化信号を増幅する際に大きなノイズが含まれるのを防止し、より適切なＲＦ信号を送信することができる。

［７．付記］
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ システム
２５ ΔΣ変調器（変換器）
３２ アナログフィルタ
５１ 第１発振器
５２ 第２発振器
７０ 信号変換装置
７１ 符号化部
７１ａ 符号化処理部
７１ｂ 出力部

Claims (10)

1. 入力信号を、帯域伝送方式のアナログ信号を信号成分として有するパルス信号に変換して出力する変換器と、
   前記パルス信号に対するベースバンド伝送路符号化処理を実行して符号化パルス信号を出力する符号化部と、
   を備え、
   前記ベースバンド伝送路符号化処理は、前記アナログ信号に対する周波数変換となる処理であり、
   前記符号化部は、前記符号化パルス信号を出力する出力部を備え、
   前記出力部は、高精度クロック信号によって動作して、前記符号化パルス信号を出力するよう構成され、
   前記高精度クロック信号は、前記アナログ信号に要求される周波数精度を満たしている
   ことを特徴とする信号変換装置。
2. 前記高精度クロック信号は、周波数許容偏差が０．０１〜１ｐｐｍの信号である
   請求項１記載の信号変換装置。
3. 前記ベースバンド伝送路符号化処理は、前記符号化パルス信号のランレングスの最大値を所定の値にする処理である
   請求項１又は２記載の信号変換装置。
4. 前記ベースバンド伝送路符号化処理は、マンチェスタ符号化処理である
   請求項１〜３のいずれか１項に記載の信号変換装置。
5. 前記ベースバンド伝送路符号化処理は、ＲＺ符号化処理である
   請求項１又は２記載の信号変換装置。
6. 前記高精度クロック信号は、矩形波よりも狭帯域の信号である
   請求項１〜５のいずれか１項に記載の信号変換装置。
7. 前記高精度クロック信号は、正弦波である
   請求項１〜６のいずれか１項に記載の信号変換装置。
8. 入力信号を、帯域伝送方式のアナログ信号を信号成分として有するパルス信号に変換して出力する変換器と、
   前記パルス信号に対するベースバンド伝送路符号化処理を実行して符号化パルス信号を出力する符号化部と、
   を備え、
   前記アナログ信号は、前記パルス信号の立ち上がり波形の第１歪と、前記パルス信号の立下り波形の第２歪と、が、時間軸に対して非線対称であることによって生じる歪電力成分を有し、
   前記ベースバンド伝送路符号化処理は、前記アナログ信号に対する周波数変換となる処理であり、
   前記符号化部は、前記ベースバンド伝送路符号化処理を行って、前記歪電力成分を、周波数変換された前記アナログ信号の信号帯域の外側に偏在させる
   ことを特徴とする信号変換装置。
9. 帯域伝送方式のアナログ信号を信号成分として有するパルス信号を出力する出力部を備え、
   前記アナログ信号は、前記パルス信号の立ち上がり波形の第１歪と、前記パルス信号の立下り波形の第２歪と、が、時間軸に対して非線対称であることによって生じる歪電力成分を有し、
   前記パルス信号の信号波形は、前記歪電力成分を、前記アナログ信号の信号帯域の外側に偏在させる信号波形である
   ことを特徴とする信号出力装置。
10. 請求項１又は８記載の前記信号変換装置、又は、請求項９記載の前記信号出力装置を備え、
    前記信号変換装置から出力された前記符号化パルス信号、又は、前記信号出力装置から出力された前記パルス信号を送信する
    ことを特徴とする送信機。