TW201417544A - 數位傳送器及其信號處理方法 - Google Patents

數位傳送器及其信號處理方法 Download PDF

Info

Publication number
TW201417544A
TW201417544A TW102137545A TW102137545A TW201417544A TW 201417544 A TW201417544 A TW 201417544A TW 102137545 A TW102137545 A TW 102137545A TW 102137545 A TW102137545 A TW 102137545A TW 201417544 A TW201417544 A TW 201417544A
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
signal
phase
noise
frequency
data word
Prior art date
Application number
TW102137545A
Other languages
English (en)
Other versions
TWI513249B (zh
Inventor
Dennis Mahoney
Bernard Ginetti
Zhongxuan Zhang
Khurram Muhammad
Chih-Ming Hung
Ming-Yu Hsieh
Original Assignee
Mstar Semiconductor Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mstar Semiconductor Inc filed Critical Mstar Semiconductor Inc
Publication of TW201417544A publication Critical patent/TW201417544A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI513249B publication Critical patent/TWI513249B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/50—Digital/analogue converters using delta-sigma modulation as an intermediate step
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
    • H03M7/30—Compression; Expansion; Suppression of unnecessary data, e.g. redundancy reduction
    • H03M7/3002—Conversion to or from differential modulation
    • H03M7/3004—Digital delta-sigma modulation
    • H03M7/3015—Structural details of digital delta-sigma modulators
    • H03M7/3031—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. having a first order loop filter in the feedforward path
    • H03M7/3042—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. having a first order loop filter in the feedforward path the modulator being of the error feedback type, i.e. having loop filter stages in the feedback path only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
    • H04L5/06—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different frequencies

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)

Abstract

一調變器根據一資訊承載數位信號產生一基頻數位信號。該基頻數位信號具有隨時間變化且由一串複數資料字語定義之相位與振幅。各複數資料字語具有一同相成分及一正交成分。一雜訊移頻調變器根據該基頻數位信號產生雜訊移頻後數位信號，使該雜訊移頻調變器中之量化雜訊被一雜訊轉移函數之頻譜零衰減。該頻譜零係根據對應於一選定輸出頻率之一雜訊移頻參數所決定，該選定輸出頻率係自複數個輸出頻率中選出。一信號轉換器產生承載於一類比載波信號之一類比信號。該類比載波信號具有該選定輸出頻率。

Description

數位傳送器及其信號處理方法
本發明與信號之數位調變相關。
在分頻多工通訊系統(例如寬頻分碼多重存取系統)中，傳送器係操作於某一頻段而接收器係操作於另一頻段，且同一頻段中之傳送頻率和接收頻率間的差異(又稱為雙工頻率)皆相同，而不同頻段可能有不同的雙工頻率。傳送信號中的寄生頻率成分可能會干擾或遮蔽接收信號，對高度敏感的接收器來說尤其嚴重。某些系統，例如低頻帶的增強資料率全球行動通訊演進(enhanced data rates for GSM evolution,EDGE)系統，在傳送器發送信號時會隔離同一行動裝置中的接收器，藉此保護接收器免於受傳送器的影響。
圖一為上述系統的頻譜範例。對傳送頻率110a-110n(統稱頻率110)而言，接收頻段120的寬度及位置是固定的。在某些裝置中，頻率110為可調整的。也就是說，傳送頻率110和接收頻段120間的偏移115a-115n(統稱偏移115)是可變的。因此，要針對所有傳送頻率110降低接收頻段120的雜訊有相當高的挑戰性。藉由雜訊移頻(noise shaping)來減少雜訊(例如利用積分三角調變)需要高取樣率來擴大雜訊移頻後頻率範圍(例如自偏移115n對應之20MHz至偏移115a對應之70MHz)，始能有效涵蓋所有傳送頻率110。這種使用高取樣率的做法對系統資源來說通常負擔太大。
一調變器根據一資訊承載數位信號產生一基頻數位信號。該基頻數位信號具有隨時間變化之一相位與一振幅。該相位與該振幅係由一串複數資料字語定義，各複數資料字語具有一同相成分及一正交成分。一雜訊移頻調變器根據該基頻數位信號產生一雜訊移頻後數位信號，使得該雜訊移頻調變器中之一量化雜訊被一雜訊轉移函數之一頻譜零衰減。該頻譜零係根據對應於一選定輸出頻率之一雜訊移頻參數所決定，該選定輸出頻率係自複數個輸出頻率中選出。一信號轉換器產生承載於一類比載波信號之一類比信號。該類比信號能傳達該資訊承載數位信號所帶有之資訊。該類比載波信號具有該選定輸出頻率。
關於本發明的優點與精神可以藉由以下發明詳述及所附圖式得到進一步的瞭解。
110a-110n‧‧‧傳送頻率
115a-115n‧‧‧偏移
120‧‧‧接收頻段
200‧‧‧信號調變器
201‧‧‧儲存裝置
202‧‧‧數位信號
203‧‧‧處理器
205‧‧‧調變器
207‧‧‧基頻信號
210‧‧‧升取樣器
213‧‧‧升取樣後信號
215‧‧‧雜訊移頻調變器
217‧‧‧雜訊移頻後信號
220‧‧‧絕對值處理器
223‧‧‧取絕對值後信號
225‧‧‧編碼器
227‧‧‧編碼後符號
230‧‧‧多工器
233‧‧‧混合後資料串流
240‧‧‧頻譜零選擇處理器
245‧‧‧載波頻率選擇信號
250‧‧‧數位功率放大器
252‧‧‧射頻數位-類比轉換器
254‧‧‧功率放大器
255‧‧‧輸出信號
260‧‧‧振盪器
263‧‧‧本地振盪信號
265‧‧‧雜訊移頻調變振盪器
267‧‧‧振盪信號
270‧‧‧多相位振盪器
273a~273d‧‧‧相位信號
275‧‧‧相位選擇處理器
276、277‧‧‧控制信號
281、289‧‧‧轉換單元
282‧‧‧電晶體
284‧‧‧暫存器
290‧‧‧負載
305‧‧‧同相/正交資料
400‧‧‧積分三角調變器
401‧‧‧輸入埠
405、410‧‧‧加法器
420‧‧‧量化器
422‧‧‧匯流排
425‧‧‧輸出埠
430‧‧‧回授電路
431、433‧‧‧暫存器
432‧‧‧匯流排
435‧‧‧回授電路
437‧‧‧電路分支
438‧‧‧可變增益乘法器
439‧‧‧電路分支
440‧‧‧增益處理器
600‧‧‧信號調變程序
605~640‧‧‧步驟
700‧‧‧電路製作程序
703、710、720‧‧‧處理器指令
705‧‧‧EDA介面處理器
715‧‧‧設計資料實現處理器
725‧‧‧電路製作系統
730‧‧‧積體電路
圖一為一通訊系統的傳送/接收頻譜範例。
圖二(A)為根據本發明之一實施例中的信號調變器之方塊圖。
圖二(B)為能配合本發明實施例之數位-類比轉換器的一種實施範例之示意圖。
圖三為根據本發明之一實施例中的信號時序圖。
圖四為能用以實現可變雜訊移頻調變之一數位-數位積分三角調變器的方塊圖。
圖五為兩個不同載波頻率各自對應之傳送頻譜及其頻譜零。
圖六為根據本發明之一實施例中的信號調變程序之流程圖。
圖七係繪示根據本發明之一信號調變電路的設計及製作程序。
以下各實施例及其相關圖式可充分說明本申請案的發明概念。各圖式中相似的元件編號係對應於相似的功能或元件。須說明的是，此處 所謂本發明一辭係用以指稱該等實施例所呈現的發明概念，但其涵蓋範疇並未受限於該等實施例本身。此外，本揭露書中的數學表示式係用以說明與本發明之實施例相關的原理和邏輯，除非有特別指明的情況，否則不對本發明之範疇構成限制。本發明所屬技術領域中具有通常知識者可理解，有多種技術可實現該等數學式所對應的物理表現形式。
圖二(A)為信號調變器200之方塊圖，其中的資訊承載數位信號202係根據頻率為F C 的載波信號被調變。該載波信號係根據載波頻率選擇信號245所選定。須說明的是，信號調變器200僅為一種組態範例；其他不違背本發明之精神的系統組態及信號皆可用以實現本發明。舉例而言，信號調變器200可包含一處理器203及一儲存裝置201。也就是說，以下某些信號處理操作可以是由處理器203執行儲存在儲存裝置201中的指令。須說明的是，本發明的實施方式涵蓋多種固定式或可程式化的邏輯電路，亦涵蓋多種數位及類比電路。
調變器205將數位信號202調變為一基頻信號207。基頻信號207包含同時具有實部及虛部(以下稱為同相成分和正交成分)的資料符號，用來代表基頻信號207隨著時間變化的相位及振幅。易言之，基頻信號207中的資料可被表示為一複數z=i+jq，i代表同相成分，q代表正交成分。此複數之振幅為，相位為： 其中r和ψ分別相對於複數平面中的原點及正實數軸。根據i、q的絕對值及正負號可決定r和ψ。
如圖二(A)所示，在基頻調變之後、將資料混合為單一串流之前，信號調變器200中的信號處理包含兩個獨立但相似的處理路徑，分別 稱為I路徑和Q路徑。本發明所屬技術領域中具有通常知識者可理解，雖然針對圖二(A)中某些處理元件的相關敘述僅提及於單一元件，但實際上表示其中有分別處理同相成分和正交成分的多個元件。
如圖二(A)所示，載波頻率選擇信號245被提供至可程式化的本地振盪器260。舉例而言，振盪器260可利用依據一系統時脈運作的分數型頻率合成器(fractional-N synthesizer)來實現。振盪器260負責產生對應於載波頻率F C 之一本地振盪信號263。此外，載波頻率選擇信號245被提供至一頻譜零選擇處理器240。頻譜零選擇處理器240根據選定的載波頻率F C 產生一個或多個雜訊移頻參數。
基頻信號207被升取樣器210升取樣，以產生提供至雜訊移頻調變器215之一升取樣後信號213。雜訊移頻調變器215隨後調整升取樣後信號213的頻率，以降低信號解析度，並使一選定頻帶中的雜訊之頻譜能量被雜訊移頻調變器215中的量化效果衰減。此類雜訊移頻可藉由積分三角調變達成，容後詳述。
在某些實施例中，雜訊移頻調變器215的運作速度係由雜訊移頻調變振盪器265產生之雜訊移頻調變振盪信號267來控制。雜訊移頻調變振盪信號267的頻率F SDM 可根據載波頻率F C 決定。舉例而言，在某些實施例中，若本地振盪信號263的頻率低於一特定頻率，例如1千兆赫(GHz)，則雜訊移頻調變振盪信號267之頻率與本地振盪信號263的頻率相同；若本地振盪信號263的頻率高於該特定頻率，例如在1到2.1千兆赫之間，則雜訊移頻調變振盪信號267可具有另一頻率，例如為本地振盪信號263的頻率之一半。須說明的是，如本發明所屬技術領域中具有通常知識者根據此揭露書可理解的，本發明的精神並未限定於特定雜訊移頻調變技術。
雜訊移頻後信號217可被提供至絕對值處理器220，以移除信號217之MI、MQ元素的正負號。MI、MQ的正負號被傳送至相位選擇處理 器275儲存，以等待雜訊移頻調變器215和數位功率放大器250間之處理程序造成的延遲。絕對值處理器220輸出之取絕對值後信號223被提供至編碼器225編碼，轉換為配合後續數位-類比轉換的形式。在某些實施例中，編碼器225將信號223轉換為一元編碼後符號(亦稱為溫度計編碼)，且編碼後符號227的位元狀態被用於選擇數位-類比轉換器中的電流元件之狀態。舉例而言，一元編碼零表示不選擇任何元件，亦即令所有電流元件皆不導通，而一元編碼最大輸入(例如N個1並於最低有效位元加上一個0)表示選擇所有元件，亦即令所有電流元件皆導通。相對於二元編碼，採用一元編碼的數位-類比轉換所需之元件尺寸皆相同，可消除二元碼中的大幅度切換動作(例如出現在二元編碼中由3切換為4、由7切換為8、由15切換為16時)。須說明的是，本發明的範疇並不限於特定數位-類比轉換編碼方案。
編碼後符號227可被多工器230混合為一混合後資料串流233。 混合後資料串流233可為序列{DI，DQ，DI，DQ，…}，其中DI和DQ為編碼器225分別對應於I路徑和Q路徑的輸出。混合後資料串流233被提供至數位功率放大器250，以產生一放大後類比信號(亦即輸出信號255)，其中帶有資訊承載數位信號202中的資訊。數位功率放大器250可包含一射頻數位-類比轉換器252，用以將混合後資料串流233轉換為類比信號，並包含一合適的功率放大器254，用以放大該類比信號。須說明的是，雖然數位功率放大器250在功能上被繪示為包含以個別組件型態出現的射頻數位-類比轉換器及功率放大器，但本發明的範疇不限於任何特定後端功能架構(可能會隨著不同的應用而變化)。
圖二(B)為射頻數位-類比轉換器252的一種實施範例之示意圖。 射頻數位-類比轉換器252可包含一個或多個結構280，各結構280又包含多個電晶體(統稱電晶體282)。該等電晶體282為並聯。提供至負載290的輸出電流之大小正比於處於導通狀態之電晶體282的數量。該等電晶體 282之導通與否是決定於暫存器284提供之一元編碼後資料的元件狀態組合及控制信號LOP 276、LOM 277的狀態。控制信號LOP 276、LOM 277可為多相位振盪器270及相位選擇處理器275產生之一相位信號，細節容後詳述。
如同任何數位-類比轉換器，射頻數位-類比轉換器252只能改變輸出的電流量(範圍自零至最大電流)，無法製造負(反向)電流。如圖二(B)所示，射頻數位-類比轉換器252包含一對轉換單元281、289，藉以變換流經負載290的電流之方向。藉由利用LOP信號276開啟正號-轉換單元281中特定數量的電晶體282可提供正輸出；藉由利用LOM信號277開啟負號-轉換單元289中特定數量的電晶體282則可提供負輸出。選擇零(0)表示關閉所有的元件。此外，可藉由間歇性開啟一個或多個電晶體282來產生分數值。
請參閱圖二(A)，信號調變器200包含用以產生相位信號273a-273d(統稱相位信號273)的多相位振盪器270。相位信號273透過相位選擇處理器275被提供至數位功率放大器250，成為用以控制數位功率放大器250的選擇信號LOP 276和LOM 277。選擇信號LOP 276和LOM 277分別被提供至射頻數位-類比轉換器252中的轉換單元281、289，其提供順序係由升取樣後信號213控制。該等信號的時序圖範例係繪示於圖三。振盪器260根據載波頻率選擇信號245產生本地振盪信號263。本地振盪信號263被提供至多相位振盪器270，以產生相位信號273。須說明的是，雖然圖三中的相位信號273為工作週期等於25%的未重疊脈波，但本發明的範疇不限於此。實現本發明時所採用之本地振盪信號亦可為工作週期較低且相位差等於90度的未重疊脈波，或是相位差不等於90度的本地振盪信號。本發明所屬技術領域中具有通常知識者可理解，亦可利用不同於前述射頻數位-類比轉換時序的方案實現本發明的概念。
混合後資料串流233依照一預定的順序被轉換，產生正確的類 比信號OUT，亦即輸出信號255。在圖二(A)呈現的範例中，輸出信號255的輸出順序係對應於{I,Q,-I,-Q,I,Q,-I,-Q,…}或等效於{|I|,|Q|,-|I|,-|Q|,|I|,|Q|,-|I|,-|Q|,…}，如同圖三中繪示的同相/正交資料305。提供至數位功率放大器250的資料之產生依據為雜訊移頻後資料的絕對值，表示為{|MI|,|MQ|,|MI|,|MQ|,|MI|,|MQ|,|MI|,|MQ|,…}，而其正負號僅用以決定負載290中的電流方向。也就是說，該等正負號被用以選擇相位信號273的相位，舉例而言，其對應關係可為：
如圖三所示，在各個本地振盪信號263的週期中，編碼後符號227都保持穩定，這表示射頻數位-類比轉換器252中處於導通狀態的電晶體282之數量保持不變。數位功率放大器250等效於以相位信號273取樣混合後資料串流233中的DI及DQ輸入，且藉由以四倍於本地振盪頻率的頻率轉換DI、DQ、-DI、-DQ，以將基頻信號207升頻轉換。也就是說，DI、DQ、-DI、-DQ等四個輸出在本地振盪信號263的一個週期中被相位信號273取樣。因此，輸出信號205之週期相同於本地振盪信號的週期，亦對應於載波頻率F C 。
圖四為可用以實現圖二(A)中之雜訊移頻調變器215的一種積分三角調變器400。升取樣後信號213中的每一個取樣可以是寬度為M+L位元的數位字語(digital word)，其代表調變後的資訊承載信號(即基頻信號 207)之數值。本發明並未限定該數位字語的寬度或是M和L在字語中的分配方式。以下說明假設M代表該數位字語中之最高有效位元(MSB)的數量，而L代表該數位字語其餘的位元數量，亦為最低有效位元(LSB)數量。舉例而言，一取樣值可能包含二十位元，其數值M和L各自等於12和8。該數位字語中的M+L位元可透過M+L位元寬的匯流排中之通道傳遞。
升取樣後信號213可依取樣頻率FSDM透過輸入埠401進入積分三角調變器400。雜訊移頻後取樣亦以取樣頻率FSDM透過輸出埠425離開積分三角調變器400。量化器420將量化後之數位字語中的M個最高有效位元提供至輸出埠425，並將另外L個最低有效位元透過路徑435回授。量化器420可藉由適當的匯流排實現，使該M個最高有效位元(以下稱為輸出字語)透過M位元寬的匯流排422傳遞，並使該L個最低有效位元(以下稱為量化誤差字語)透過L位元寬的匯流排432傳遞。須說明的是，在符合本發明提出之技術精神的前提下，亦可採用其他組態的量化器。
回授路徑435係用以傳送量化誤差字語(表示為Q[i])。透過回授電路430，量化誤差字語Q[i]被分別傳送至加法器410、405。在暫存器431中停留一單位取樣儲存時間後，量化誤差字語Q[i-1]被傳遞至電路分支437和暫存器433。在暫存器433中停留另一單位取樣儲存時間後，量化誤差字語Q[i-2]沿過電路分支439被傳遞至加法器405。回授電路430在電路分支437中包含可變增益乘法器438，其輸出α*Q[i-1]被提供至加法器410。積分三角調變器400利用上述處理架構達成雜訊移頻。此技術領域中具有通常知識者可理解積分三角調變器中的雜訊移頻可將大部分量化雜訊推移至基頻頻段之外。此外，增益處理器440可決定增益α的大小，使可變增益乘法器438提供的增益α被設定為令調變後數位信號232之頻譜中的頻譜零(spectrum zero)出現在一期望頻率。
本發明所屬技術領域中具有通常知識者可理解積分三角調變器400的雜訊轉移函數(noise transfer function,NTF)為：
在某些實施例中，該雜訊轉移函數(NTF)可被分段，例如 其中增益α可控制各個載波頻率的頻譜零的位置，並且會隨著一個三位元的參數nfz變化。根據下列方程式可找出雜訊轉移函數的頻譜零：
頻譜零的出現位置為：
表二呈現了參數nfz的設定範例及相對應的頻譜零位置f z ：
表三列舉了數種可利用單一通訊裝置實現本發明之概念的通訊系統：
其中縮寫TDSCDMA為分時同步分碼多重存取(time division synchronous code division multiple access)。
表二及/或表三的資料可被儲存於記憶體(例如儲存裝置201)中，以協助連接至一通訊裝置之特定通訊系統選擇合適的頻譜零來進行雜訊移頻。
圖五為兩個不同載波頻率各自對應之傳送頻譜。這兩個頻譜被重疊繪示，以呈現載波頻率與頻譜零之間的偏移量。如圖五所示，在雜訊移頻調變器215中，頻譜零f z (high)對應之載波頻率高於頻譜零f z (low)對應的載波頻率。頻譜零f z (high)和f z (low)分別被選擇為配合一特定頻段，例如圖一中的接收頻段120。須說明的是，本發明並未限定於採用單一接收頻段和多重傳送頻率的系統；根據本發明之實施例可配合許多種不同的傳送/接收頻段組合。
圖六為根據本發明之一實施例中的信號調變程序600之流程圖。信號調變程序600可透過適當的硬體及/或軟體達成，例如前述各種 電路。在步驟605中，資料被調變為一基頻信號。該基頻信號之相位和振幅會隨著時間變化，且其振幅及相位資訊可被承載於同相符號和正交符號中。該同相符號和正交符號在步驟610中被升取樣。步驟615為選擇載波頻率。在步驟620中，同相符號和正交符號被施以雜訊移頻，使相對應產生之一頻譜零距離載波頻率之偏移量對應於該載波頻率。在步驟625中，同相符號和正交符號的正負號被儲存，且於一絕對值程序中，正負號自該同相符號和正交符號被移除。在步驟630中，同相符號和正交符號的振幅資訊(亦即其絕對值)被編碼且混合為一資料串流。在步驟635中，先前儲存的正負號被用以選擇一相位信號。步驟640為轉換產生具有該載波頻率之一類比輸出信號。
圖七係繪示根據本發明之一信號調變器電路的電路設計及製作程序。本發明之某些實施例中的功能性元件之製作、傳遞、銷售型態可為儲存於非暫態電腦可讀取媒體中的處理器指令。舉例而言，此類電腦可讀取媒體(未繪示)中的處理器指令703被提供至電路製作程序700。被電子設計自動化(electronic design automation,EDA)介面處理器705執行後，本發明之實施例的圖樣化表示，例如透過一顯示裝置(未繪示)，可被呈現給使用者瀏覽。透過EDA介面705，電路設計者可將本發明整合進更大的電路中。在電路設計完成後，另一載有處理器指令710(例如硬體描述語言)的非暫態電腦可讀取媒體(未繪示)，可被提供至一設計資料實現處理器715。設計資料實現處理器715可利用有形的集成電路將指令710轉換為另一組處理器指令720。處理器指令720可被電路製作系統725執行，實現實體的積體電路730。此等指令資料720包括建立元件及連線之遮罩圖樣資訊、元件設置位置資訊、包裝資訊等各種於製作積體電路730過程中需要的資料。處理器指令720還可包含銑床操作指令和佈線操作指令。須說明的是，處理器指令720的形式無關於積體電路730的實體類型。
處理器指令703、710和720可被編碼並儲存於非暫態電腦可讀 取媒體內，並且不受限於處理平台的類型，亦不受限於將該等處理器指令存入電腦可讀取媒體的編碼方式。
須說明的是，上述電腦可讀取媒體可為任何一種非暫態媒體，儲存有能被處理器讀取、解碼並執行的指令703、710、720和用以實現圖六所示之程序600的處理器指令。非暫態媒體包含電子、磁性及光學儲存裝置。非暫態電腦可讀取媒體包含但不限於：唯讀記憶體(ROM)、隨機存取記憶體(RAM)和其他電子儲存裝置、CD-ROM、DVD和其他光學儲存裝置、磁帶、軟碟、硬碟及其他磁性儲存裝置。該等處理器指令可利用各種程式語言實現本發明。
藉由以上較佳具體實施例之詳述，係希望能更加清楚描述本發明之特徵與精神，而並非以上述所揭露的較佳具體實施例來對本發明之範疇加以限制。相反地，其目的是希望能涵蓋各種改變及具相等性的安排於本發明所欲申請之專利範圍的範疇內。
200‧‧‧信號調變器
201‧‧‧儲存裝置
202‧‧‧數位信號
203‧‧‧處理器
205‧‧‧調變器
207‧‧‧基頻信號
210‧‧‧升取樣器
213‧‧‧升取樣後信號
215‧‧‧雜訊移頻調變器
217‧‧‧雜訊移頻後信號
220‧‧‧絕對值處理器
223‧‧‧取絕對值後信號
225‧‧‧編碼器
227‧‧‧編碼後符號
230‧‧‧多工器
233‧‧‧混合後資料串流
240‧‧‧頻譜零選擇處理器
245‧‧‧載波頻率選擇信號
250‧‧‧數位功率放大器
252‧‧‧射頻數位-類比轉換器
254‧‧‧功率放大器
255‧‧‧輸出信號
260‧‧‧振盪器
263‧‧‧本地振盪信號
265‧‧‧雜訊移頻調變振盪器
267‧‧‧振盪信號
270‧‧‧多相位振盪器
273a~273d‧‧‧相位信號
275‧‧‧相位選擇處理器
276、277‧‧‧控制信號

Claims (18)

  1. 一種信號處理裝置，包含：一調變器，用以根據一資訊承載數位信號產生一基頻數位信號，該基頻數位信號具有隨時間變化之一相位與一振幅，該相位與該振幅係由一串複數資料字語定義，各複數資料字語具有一同相資料字語及一正交資料字語；一雜訊移頻調變器，用以根據該基頻數位信號產生一雜訊移頻後數位信號，使一量化雜訊被一雜訊轉移函數之一頻譜零衰減，該雜訊轉移函數為該雜訊移頻調變器之一特徵，該頻譜零係根據對應於一選定輸出頻率之一雜訊移頻參數所決定，該選定輸出頻率係自複數個輸出頻率中選出；以及一信號轉換器，用以產生承載於一類比載波信號之一類比信號，該類比信號能傳達該資訊承載數位信號所帶有之資訊，該類比載波信號具有該選定輸出頻率。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之信號處理裝置，其中該雜訊移頻調變器包含：一量化器，用以針對該基頻數位信號中之每一該複數同相資料字語及正交資料字語各產生一量化後數位字語及一量化錯誤字語；一可變乘法器，用以將該同相資料字語及該正交資料字語之該等量化錯誤字語乘以根據該雜訊移頻參數選擇之一數值，使該量化器造成之一量化雜訊被該雜訊轉移函數之該頻譜零衰減；以及一加法器，用以將乘以該數值後之該等量化錯誤字語與各相對應之一後續同相資料字語或一後續正交資料字語相加。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之信號處理裝置，其中該量化器包含：一匯流排，用以將該同相資料字語及該正交資料字語之複數個較高位元自該雜訊移頻調變器導出至對應之複數電路路徑，做為該雜 訊移頻後數位信號，該匯流排並且將該同相資料字語及該正交資料字語之複數個較低位元導向該可變乘法器，做為該同相資料字語及該正交資料字語之該量化錯誤字語。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之信號處理裝置，其中該雜訊移頻調變器包含用以處理該同相資料字語之一同相積分三角調變器以及用以處理該正交資料字語之一正交積分三角調變器。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之信號處理裝置，進一步包含：一頻譜零選擇單元，用以根據該選定輸出頻率產生該雜訊移頻參數。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之信號處理裝置，其中該頻譜零選擇單元產生之該雜訊移頻參數被分別提供至該同相積分三角調變器及該正交積分三角調變器。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之信號處理裝置，進一步包含：一振盪器，用以產生具有該選定輸出頻率之一本地振盪信號；以及一多相位振盪器，耦接至該信號轉換器以提供具有該選定輸出頻率之複數個相位信號至該信號轉換器，該複數個相位信號被同步至該本地振盪信號，使該複數個相位信號之複數週期係於該本地振盪信號之一個週期內完成。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之信號處理裝置，進一步包含：一相位選擇電路，用以根據該等同相資料字語及該等正交資料字語之各自正負號，將該複數個相位信號構成之一信號序列提供至該信號轉換器。
  9. 一種信號處理方法，包含：接收一資訊承載信號，該資訊承載信號具有隨時間變化之一相位與一振幅，該相位與該振幅係由一串複數資料字語定義，每一該複數資料字語具有一同相資料字語及一正交資料字語；根據一選定輸出頻率為該串複數資料字語選擇一雜訊移頻參數，該 選定輸出頻率係自複數個輸出頻率中選出；根據該雜訊移頻參數調變該等複數資料字語，以調整該串複數資料字語之一頻譜形狀；以及產生一電流，與經過調變後之該等複數資料字語成比例，以於該選定輸出頻率形成一輸出信號。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之信號處理方法，其中調變該等複數資料字語包含：量化該同相資料字語及該正交資料字語，其中該量化產生一量化錯誤，其特徵係由一雜訊轉換函數表示；根據該雜訊移頻參數建立該雜訊轉換函數之一頻譜零；以及根據具有該頻譜零之該雜訊轉換函數調變該同相資料字語及該正交資料字語。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之信號處理方法，其中建立該頻譜零包含：建立一可變係數，以找到該雜訊轉換函數之零值；以及根據該選定輸出頻率為該可變係數選擇一數值。
  12. 如申請專利範圍第11項所述之信號處理方法，進一步包含：針對該可變係數，建立相對於該複數個輸出頻率之複數個數值；將該複數個數值儲存於一儲存裝置；自該複數個輸出頻率中選出該選定輸出頻率；以及自該儲存裝置擷取對應於該選定輸出頻率之該數值，做為該可變係數。
  13. 如申請專利範圍第10項所述之信號處理方法，其中根據該雜訊轉換函數調變該同相資料字語及該正交資料字語包含：利用積分三角調變，調變該同相資料字語及該正交資料字語。
  14. 如申請專利範圍第9項所述之信號處理方法，進一步包含：產生彼此存在相位偏移之複數個振盪信號； 將該調變後同相資料字語及該調變後正交資料字語編碼為一位元串；將該位元串混合為一轉換後串流；決定該複數個振盪信號之一序列，使該複數個振盪信號與該轉換後串流被提供至一數位-類比轉換器時，能產生對應於該選定輸出頻率之一電流；以及產生對應於該選定輸出頻率之該電流。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之信號處理方法，其中產生該電流包含：決定該同相資料字語及該正交資料字語各自之一正負號；根據該同相資料字語及該正交資料字語之該等正負號，決定該複數個振盪信號之該序列；以及將該複數個振盪信號序列應用至該位元串。
  16. 如申請專利範圍第14項所述之信號處理方法，其中產生該複數個振盪信號包含：建立該複數個振盪信號，使該複數個振盪信號對應之複數週期皆短於一本地振盪信號之週期，該本地振盪信號係對應於該選定輸出頻率。
  17. 如申請專利範圍第16項所述之信號處理方法，其中建立該複數個振盪信號包含：使該複數個振盪信號與該本地振盪信號同步，使該複數個振盪信號對應之該複數週期係於該本地振盪信號之一個週期內完成。
  18. 如申請專利範圍第17項所述之信號處理方法，其中同步該複數個振盪信號包含：同步該複數個振盪信號，使得該複數個振盪信號彼此互不重疊。
TW102137545A 2012-10-26 2013-10-17 數位傳送器及其信號處理方法 TWI513249B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US13/661,412 US8890634B2 (en) 2012-10-26 2012-10-26 Multiplexed configurable sigma delta modulators for noise shaping in a 25-percent duty cycle digital transmitter

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201417544A true TW201417544A (zh) 2014-05-01
TWI513249B TWI513249B (zh) 2015-12-11

Family

ID=50546521

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW102137545A TWI513249B (zh) 2012-10-26 2013-10-17 數位傳送器及其信號處理方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8890634B2 (zh)
CN (1) CN103795670B (zh)
TW (1) TWI513249B (zh)

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9130584B1 (en) * 2010-01-05 2015-09-08 Syntropy Systems, Llc Multi-mode sampling/quantization converters
US9419637B1 (en) 2010-01-05 2016-08-16 Syntropy Systems, Llc Multi-mode sampling/quantization converters
US9654128B2 (en) 2010-01-05 2017-05-16 Syntropy Systems, Llc Multi-mode sampling/quantization converters
US9621175B2 (en) 2015-02-11 2017-04-11 Syntropy Systems, Llc Sampling/quantization converters
WO2017037744A2 (en) * 2015-09-03 2017-03-09 Indian Institute Of Technology Madras A delta sigma modulator with noise attenuating feedback filters
CN108871385B (zh) * 2017-05-12 2021-09-07 西门子公司 编码器、电机、编码器数据处理方法及存储介质
US10044367B1 (en) * 2017-08-08 2018-08-07 Intel Corporation Arbitrary noise shaping transmitter with receive band notches
US11196436B1 (en) 2020-09-21 2021-12-07 Apple Inc. Hybrid digital-to-analog converter non-linearity calibration
US11581901B2 (en) * 2020-09-21 2023-02-14 Apple Inc. Digital pre-distortion compensation of digital-to-analog converter non-linearity

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1161044B1 (en) * 2000-05-30 2006-11-15 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Quadrature modulator
US6768391B1 (en) * 2000-06-22 2004-07-27 Ericsson Inc. Class-B biased gilbert cells and quadrature modulators
DE60010512T2 (de) * 2000-12-20 2004-09-23 Motorola, Inc., Schaumburg Quadraturmodulator mit programmierbarer Pulsformung
US6587010B2 (en) * 2001-11-27 2003-07-01 Motorola, Inc. Modulated radio frequency signal generation method and modulated signal source
US20030123566A1 (en) * 2001-12-27 2003-07-03 Jaime Hasson Transmitter having a sigma-delta modulator with a non-uniform polar quantizer and methods thereof
US6987953B2 (en) 2003-03-31 2006-01-17 Nortel Networks Limited Digital transmitter and method
US7190288B2 (en) * 2003-06-27 2007-03-13 Northrop Grumman Corp. Look-up table delta-sigma conversion
EP1564883B1 (fr) * 2004-02-10 2011-04-20 STMicroelectronics N.V. Procédé et dispositif de transposition de fréquence, en particulier pour le contrôle de la puissance d'émission d'un téléphone mobile cellulaire
US7706495B2 (en) * 2004-03-12 2010-04-27 Panasonic Corporation Two-point frequency modulation apparatus
US20050266805A1 (en) * 2004-05-28 2005-12-01 Jensen Henrik T Digital delta sigma modulator and applications thereof
US7460612B2 (en) 2004-08-12 2008-12-02 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for a fully digital quadrature modulator
WO2006023726A1 (en) * 2004-08-19 2006-03-02 Intrinsix Corporation Hybrid heterodyne transmitters and receivers
WO2007069178A2 (en) * 2005-12-13 2007-06-21 Nxp B.V. Radio frequency σδ-modulator
US7715493B2 (en) * 2006-08-14 2010-05-11 Intel Corporation Digital transmitter and methods of generating radio-frequency signals using time-domain outphasing
US8099072B2 (en) * 2006-11-21 2012-01-17 Qualcomm Incorporated Frequency changer circuits
WO2009055897A1 (en) * 2007-11-02 2009-05-07 Ghannouchi Fadhel M All-digital multi-standard transmitter architecture using delta- sigma modulators
US20100124290A1 (en) * 2008-11-19 2010-05-20 Kablotsky Joshua A Digital Signal Transmission for Wireless Communication
US8278982B2 (en) * 2009-12-29 2012-10-02 Analog Devices, Inc. Low noise fractional divider using a multiphase oscillator
US8339208B2 (en) * 2010-06-08 2012-12-25 The Hong Kong University Of Science And Technology Method and apparatus for tuning frequency of LC-oscillators based on phase-tuning technique
US8755447B2 (en) * 2010-12-22 2014-06-17 Shure Acquisition Holdings, Inc. Wireless audio equipment using a quadrature modulation system

Also Published As

Publication number Publication date
CN103795670A (zh) 2014-05-14
US8890634B2 (en) 2014-11-18
TWI513249B (zh) 2015-12-11
CN103795670B (zh) 2018-09-04
US20140118081A1 (en) 2014-05-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI513249B (zh) 數位傳送器及其信號處理方法
US7787563B2 (en) Transmitter for wireless applications incorporation spectral emission shaping sigma delta modulator
JP6261821B2 (ja) マルチ帯域信号を生成するシステム及び方法
EP1492239B1 (en) Look-up table delta-sigma conversion
Li et al. A 21-GS/s single-bit second-order delta–sigma modulator for FPGAs
WO2006033722A2 (en) Method and apparatus for a fully digital quadrature modulator
JP6271764B2 (ja) 無線周波数通信のための信号変調
US9379742B2 (en) RF transmitter, integrated circuit device, wireless communication unit and method therefor
US7183956B1 (en) High speed digital delta-sigma modulator with integrated upsampler
EP1662665A1 (en) Direct conversion delta-sigma transmitter
US20100124290A1 (en) Digital Signal Transmission for Wireless Communication
US8781026B2 (en) Digital quadrature transmitter using generalized coordinates
US10284400B2 (en) Delta-sigma modulator, transmitter, and integrator
JP2005295521A (ja) データ変換装置、データ変換方法、それらを用いた送信回路、通信機器、および電子機器
EP2728746B1 (en) Signal modulation for radiofrequency communications
US10708113B2 (en) Digital power amplification circuit
Sotiriadis et al. Single-bit all digital frequency synthesis with homodyne sigma-delta modulation for Internet of Things applications
CA2245072C (en) One bit digital quadrature vector modulator
KR20110070675A (ko) 디지털 ｒｆ 컨버터 및 이를 포함하는 디지털 ｒｆ 변조기와 송신기
KR100487354B1 (ko) 디지털 엠에스케이 변조방법과 그 장치 및 이를 이용한 변조 시스템
EP2728745B1 (en) Signal modulation by pulse train segments for radiofrequency communications
Shruthi et al. Implementation of Reconfigurable, Coding-Efficient All Digital RF-Transmitter
JP2014022906A (ja) デルタシグマ変調器