CN103795670A - 数字传送器及其信号处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种信号处理装置及其信号处理方法。本发明所提出的信号处理装置包括：一调制器根据一信息承载数字信号产生一基频数字信号。该基频数字信号具有随时间变化且由一串复数数据字语定义的相位与振幅。各复数数据字语具有一同相成分及一正交成分。一噪声移频调制器根据该基频数字信号产生噪声移频后数字信号，使该噪声移频调制器中的量化噪声被一噪声转移函数的频谱零衰减。该频谱零是根据对应于一选定输出频率的一噪声移频参数所决定，该选定输出频率是自多个输出频率中选出。一信号转换器产生承载于一模拟载波信号的一模拟信号。该模拟载波信号具有该选定输出频率。

Description

数字传送器及其信号处理方法

技术领域

本发明与信号的数字调制相关。

背景技术

在频分多工通讯系统(例如宽频分码多重存取系统)中，传送器是操作于某一频段而接收器是操作于另一频段，且同一频段中的传送频率和接收频率间的差异(又称为双工频率)皆相同，而不同频段可能有不同的双工频率。传送信号中的寄生频率成分可能会干扰或遮蔽接收信号，对高度敏感的接收器来说尤其严重。某些系统，例如低频带的增强数据率全球行动通讯演进(enhanced datarates for GSM evolution,EDGE)系统，在传送器发送信号时会隔离同一行动装置中的接收器，借此保护接收器免于受传送器的影响。

图1为上述系统的频谱范例。对传送频率110a-110n(统称频率110)而言，接收频段120的宽度及位置是固定的。在某些装置中，频率110为可调整的。也就是说，传送频率110和接收频段120间的偏移115a-115n(统称偏移115)是可变的。因此，要针对所有传送频率110降低接收频段120的噪声有相当高的挑战性。借由噪声移频(noise shaping)来减少噪声(例如利用积分三角调制)需要高采样率来扩大噪声移频后频率范围(例如自偏移115n对应的20MHz至偏移115a对应的70MHz)，始能有效涵盖所有传送频率110。这种使用高采样率的做法对系统资源来说通常负担太大。

发明内容

本发明提出一种信号处理装置及其信号处理方法。

本发明所提出的信号处理装置，包括：一调制器根据一信息承载数字信号产生一基频数字信号。该基频数字信号具有随时间变化的一相位与一振幅。该相位与该振幅是由一串复数数据字语定义，各复数数据字语具有一同相成分及一正交成分。一噪声移频调制器根据该基频数字信号产生一噪声移频后数字信号，使得该噪声移频调制器中的一量化噪声被一噪声转移函数的一频谱零衰减。该频谱零是根据对应于一选定输出频率的一噪声移频参数所决定，该选定输出频率是自多个输出频率中选出。一信号转换器产生承载于一模拟载波信号的一模拟信号。该模拟信号能传达该信息承载数字信号所带有的信息。该模拟载波信号具有该选定输出频率。

附图说明

为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明，其中：

图1为一通讯系统的传送/接收频谱范例。

图2(A)为根据本发明的一实施例中的信号调制器的方块图。

图2(B)为能配合本发明实施例的数字-模拟转换器的一种实施范例的示意图。

图3为根据本发明的一实施例中的信号时序图。

图4为能用以实现可变噪声移频调制的一数字-数字积分三角调制器的方块图。

图5为两个不同载波频率各自对应的传送频谱及其频谱零。

图6为根据本发明的一实施例中的信号调制程序的流程图。

图7是绘示根据本发明的一信号调制电路的设计及制作程序。

图中元件标号说明：

110a-110n：传送频率      115a-115n：偏移

120：接收频段            200：信号调制器

201：储存装置            202：数字信号

203：处理器              205：调制器

207：基频信号            210：升采样器

213：升采样后信号        215：噪声移频调制器

217：噪声移频后信号      220：绝对值处理器

223：取绝对值后信号      225：编码器

227：编码后符号          230：多工器

233：混合后数据串流      240：频谱零选择处理器

245：载波频率选择信号    250：数字功率放大器

252：射频数字-模拟转换器 254：功率放大器

255：输出信号            260：振荡器

263：本地振荡信号        265：噪声移频调制振荡器

267：振荡信号            270：多相位振荡器

273a～273d：相位信号     275：相位选择处理器

276、277：控制信号       281、289：转换单元

282：晶体管              284：寄存器

290：负载                305：同相/正交数据

400：积分三角调制器      401：输入端口

405、410：加法器         420：量化器

422：总线                425：输出端口

430：反馈电路            431、433：寄存器

432：总线                435：反馈电路

437：电路分支            438：可变增益乘法器

439：电路分支            440：增益处理器

600：信号调制程序         605～640：步骤

700：电路制作程序        703、710、720：处理器指令

705：EDA界面处理器       715：设计资料实现处理器

725：电路制作系统        730：集成电路

具体实施方式

以下各实施例及其相关附图可充分说明本申请的发明概念。各附图中相似的元件编号是对应于相似的功能或元件。须说明的是，此处所谓“本发明”一词是用以指称这些实施例所呈现的发明概念，但其涵盖范畴并未受限于这些实施例本身。此外，本说明书中的数学表示式是用以说明与本发明的实施例相关的原理和逻辑，除非有特别指明的情况，否则不对本发明的范畴构成限制。本发明所属技术领域中普通技术人员可理解，有多种技术可实现这些数学式所对应的物理表现形式。

图2(A)为信号调制器200的方块图，其中的信息承载数字信号202是根据频率为F_C的载波信号被调制。该载波信号是根据载波频率选择信号245所选定。须说明的是，信号调制器200仅为一种组态范例；其他不违背本发明的精神的系统组态及信号皆可用以实现本发明。举例而言，信号调制器200可包含一处理器203及一储存装置201。也就是说，以下某些信号处理操作可以是由处理器203执行储存在储存装置201中的指令。须说明的是，本发明的实施方式涵盖多种固定式或可编程的逻辑电路，亦涵盖多种数字及模拟电路。

调制器205将数字信号202调制为一基频信号207。基频信号207包含同时具有实部及虚部(以下称为同相成分和正交成分)的数据符号，用来代表基频信号207随着时间变化的相位及振幅。易言之，基频信号207中的数据可被表示为一复数z=i+jq，i代表同相成分，q代表正交成分。此复数的振幅为 $r=\sqrt{i^2+q^2}$ ，相位为：

$\mathrm{\&phi;}=\arg (i,o)=\left\{\begin{array}{cc}\arctan (q,i)& i>0\\ \mathrm{\&pi;}/2-\arctan (i,a),& q>0\\ -\mathrm{\&pi;}/2-\arctan (i,q),& q<0\\ \mathrm{\&pi;}+\arctan (q/i),& i<0,i\&GreaterEqual;0\\ -\mathrm{\&pi;}+\arctan (q/i),& i<0,q<0\\ \mathrm{Undefined},& i=0,q=0\end{array}\right.$

其中r和ψ分别相对于复数平面中的原点及正实数轴。根据i、q的绝对值及正负号可决定r和ψ。

如图2(A)所示，在基频调制之后、将数据混合为单一串流之前，信号调制器200中的信号处理包含两个独立但相似的处理路径，分别称为I路径和Q路径。本发明所属技术领域中普通技术人员可理解，虽然针对图2(A)中某些处理元件的相关叙述仅提及于单一元件，但实际上表示其中有分别处理同相成分和正交成分的多个元件。

如图2(A)所示，载波频率选择信号245被提供至可编程的本地振荡器260。举例而言，振荡器260可利用依据一系统时脉运作的分数型频率合成器(fractional-N synthesizer)来实现。振荡器260负责产生对应于载波频率F_C的一本地振荡信号263。此外，载波频率选择信号245被提供至一频谱零选择处理器240。频谱零选择处理器240根据选定的载波频率F_C产生一个或多个噪声移频参数。

基频信号207被升采样器210升采样，以产生提供至噪声移频调制器215的一升采样后信号213。噪声移频调制器215随后调整升采样后信号213的频率，以降低信号解析度，并使一选定频带中的噪声的频谱能量被噪声移频调制器215中的量化效果衰减。此类噪声移频可借由积分三角调制达成，容后详述。

在某些实施例中，噪声移频调制器215的运作速度是由噪声移频调制振荡器265产生的噪声移频调制振荡信号267来控制。噪声移频调制振荡信号267的频率F_SDM可根据载波频率F_C决定。举例而言，在某些实施例中，若本地振荡信号263的频率低于一特定频率，例如1千兆赫(GHz)，则噪声移频调制振荡信号267的频率与本地振荡信号263的频率相同；若本地振荡信号263的频率高于该特定频率，例如在1到2.1千兆赫之间，则噪声移频调制振荡信号267可具有另一频率，例如为本地振荡信号263的频率的一半。须说明的是，如本发明所属技术领域中普通技术人员根据此说明书可理解的，本发明的精神并未限定于特定噪声移频调制技术。

噪声移频后信号217可被提供至绝对值处理器220，以移除信号217的MI、MQ元素的正负号。MI、MQ的正负号被传送至相位选择处理器275储存，以等待噪声移频调制器215和数字功率放大器250间的处理程序造成的延迟。绝对值处理器220输出的取绝对值后信号223被提供至编码器225编码，转换为配合后续数字-模拟转换的形式。在某些实施例中，编码器225将信号223转换为一元编码后符号(亦称为温度计编码)，且编码后符号227的比特状态被用于选择数字-模拟转换器中的电流元件的状态。举例而言，一元编码零表示不选择任何元件，亦即令所有电流元件皆不导通，而一元编码最大输入(例如N个1并于最低有效位加上一个0)表示选择所有元件，亦即令所有电流元件皆导通。相对于二元编码，采用一元编码的数字-模拟转换所需的元件尺寸皆相同，可消除二元码中的大幅度切换动作(例如出现在二元编码中由3切换为4、由7切换为8、由15切换为16时)。须说明的是，本发明的范畴并不限于特定数字-模拟转换编码方案。

编码后符号227可被多工器230混合为一混合后数据串流233。混合后数据串流233可为序列{DI，DQ，DI，DQ，…}，其中DI和DQ为编码器225分别对应于I路径和Q路径的输出。混合后数据串流233被提供至数字功率放大器250，以产生一放大后模拟信号(亦即输出信号255)，其中带有信息承载数字信号202中的信息。数字功率放大器250可包含一射频数字-模拟转换器252，用以将混合后数据串流233转换为模拟信号，并包含一合适的功率放大器254，用以放大该模拟信号。须说明的是，虽然数字功率放大器250在功能上被绘示为包含以个别组件型态出现的射频数字-模拟转换器及功率放大器，但本发明的范畴不限于任何特定后端功能架构(可能会随着不同的应用而变化)。

图2(B)为射频数字-模拟转换器252的一种实施范例的示意图。射频数字-模拟转换器252可包含一个或多个结构280，各结构280又包含多个晶体管(统称晶体管282)。这些晶体管282为并联。提供至负载290的输出电流的大小正比于处于导通状态的晶体管282的数量。这些晶体管282的导通与否是决定于寄存器284提供的一元编码后数据的元件状态组合及控制信号LOP276、LOM277的状态。控制信号LOP276、LOM277可为多相位振荡器270及相位选择处理器275产生的一相位信号，细节容后详述。

如同任何数字-模拟转换器，射频数字-模拟转换器252只能改变输出的电流量(范围自零至最大电流)，无法制造负(反向)电流。如图2(B)所示，射频数字-模拟转换器252包含一对转换单元281、289，借以变换流经负载290的电流的方向。借由利用LOP信号276开启正号-转换单元281中特定数量的晶体管282可提供正输出；借由利用LOM信号277开启负号-转换单元289中特定数量的晶体管282则可提供负输出。选择零(0)表示关闭所有的元件。此外，可借由间歇性开启一个或多个晶体管282来产生分数值。

请参阅图2(A)，信号调制器200包含用以产生相位信号273a-273d(统称相位信号273)的多相位振荡器270。相位信号273透过相位选择处理器275被提供至数字功率放大器250，成为用以控制数字功率放大器250的选择信号LOP276和LOM277。选择信号LOP276和LOM277分别被提供至射频数字-模拟转换器252中的转换单元281、289，其提供顺序是由升采样后信号213控制。这些信号的时序图范例是绘示于图3。振荡器260根据载波频率选择信号245产生本地振荡信号263。本地振荡信号263被提供至多相位振荡器270，以产生相位信号273。须说明的是，虽然图3中的相位信号273为工作周期等于25%的未重叠脉波，但本发明的范畴不限于此。实现本发明时所采用的本地振荡信号亦可为工作周期较低且相位差等于90度的未重叠脉波，或是相位差不等于90度的本地振荡信号。本发明所属技术领域中普通技术人员可理解，亦可利用不同于前述射频数字-模拟转换时序的方案实现本发明的概念。

混合后数据串流233依照一预定的顺序被转换，产生正确的模拟信号OUT，亦即输出信号255。在图2(A)呈现的范例中，输出信号255的输出顺序是对应于{I,Q,-I,-Q,I,Q,-I,-Q,…}或等效于{|I|,|Q|,-|I|,-|Q|,|I|,|Q|,-|I|,-|Q|,…}，如同图3中绘示的同相/正交数据305。提供至数字功率放大器250的数据的产生依据为噪声移频后数据的绝对值，表示为{|MI|,|MQ|,|MI|,|MQ|,|MI|,|MQ|,|MI|,|MQ|,…}，而其正负号仅用以决定负载290中的电流方向。也就是说，这些正负号被用以选择相位信号273的相位，举例而言，其对应关系可为：

情况	选择的相位
		MI>0且MQ>0	提供LOIP(相位0)至LOP
MI>0且MQ<0	提供LOQM(相位3)至LOM
		MI<0且MQ>0	提供LOQP(相位1)至LOP
MI<0且MQ<0	提供LOIM(相位2)至LOM

表一

如图3所示，在各个本地振荡信号263的周期中，编码后符号227都保持稳定，这表示射频数字-模拟转换器252中处于导通状态的晶体管282的数量保持不变。数字功率放大器250等效于以相位信号273采样混合后数据串流233中的DI及DQ输入，且借由以四倍于本地振荡频率的频率转换DI、DQ、-DI、-DQ，以将基频信号207升频转换。也就是说，DI、DQ、-DI、-DQ等四个输出在本地振荡信号263的一个周期中被相位信号273采样。因此，输出信号255的周期相同于本地振荡信号的周期，亦对应于载波频率F_C。

图4为可用以实现图2(A)中的噪声移频调制器215的一种积分三角调制器400。升采样后信号213中的每一个采样可以是宽度为M+L位的数字字语(digitalword)，其代表调制后的信息承载信号(即基频信号207)的数值。本发明并未限定该数字字语的宽度或是M和L在字语中的分配方式。以下说明假设M代表该数字字语中的最高有效位(MSB)的数量，而L代表该数字字语其余的位数量，亦为最低有效位(LSB)数量。举例而言，一采样值可能包含二十位，其数值M和L各自等于12和8。该数字字语中的M+L位可透过M+L位宽的总线中的通道传递。

升采样后信号213可依采样频率F_SDM透过输入端口401进入积分三角调制器400。噪声移频后采样亦以采样频率F_SDM透过输出端口425离开积分三角调制器400。量化器420将量化后的数字字语中的M个最高有效位提供至输出端口425，并将另外L个最低有效位透过路径435反馈。量化器420可借由适当的总线实现，使该M个最高有效位(以下称为输出字语)透过M位宽的总线422传递，并使该L个最低有效位(以下称为量化误差字语)透过L位宽的总线432传递。须说明的是，在符合本发明提出的技术精神的前提下，亦可采用其他组态的量化器。

反馈路径435用以传送量化误差字语(表示为Q[i])。透过反馈电路430，量化误差字语Q[i]被分别传送至加法器410、405。在寄存器431中停留一单位采样储存时间后，量化误差字语Q[i-1]被传递至电路分支437和寄存器433。在寄存器433中停留另一单位采样储存时间后，量化误差字语Q[i-2]沿过电路分支439被传递至加法器405。反馈电路430在电路分支437中包含可变增益乘法器438，其输出α*Q[i-1]被提供至加法器410。积分三角调制器400利用上述处理架构达成噪声移频。此技术领域中普通技术人员可理解积分三角调制器中的噪声移频可将大部分量化噪声推移至基频频段之外。此外，增益处理器440可决定增益α的大小，使可变增益乘法器438提供的增益α被设定为令调制后数字信号232的频谱中的频谱零(spectrum zero)出现在一期望频率。

本发明所属技术领域中普通技术人员可理解积分三角调制器400的噪声转移函数(noise transfer function,NTF)为：

$\mathrm{NTF}=\frac{\mathrm{OUT}\left(z\right)}{N\left(z\right)}{|}_{\mathrm{IN}\left(z\right)=0}=1-{\mathrm{az}}^{-1}+z^{-2}.$

在某些实施例中，该噪声转移函数(NTF)可被分段，例如：

$\mathrm{NTF}\left(z\right)=\left\{\begin{array}{cc}1+{2z}^{-1}-[z^{-1}>>(4-\mathrm{nfz})]+z^{-2}& \mathrm{nfz}=\mathrm{0,1,2,3}\\ 1+{2z}^{-1}-[z^{-1}>>(\mathrm{nfz}-3)]+z^{-2}& \mathrm{nfz}=\mathrm{4,5,6}\\ 1-z^{-1}+z^{-2}& \mathrm{nfz}=7\end{array}\right.$ 或，

$\mathrm{NTF}\left(z\right)=\left\{\begin{array}{cc}1+(2-2^{-(4-\mathrm{nfz})})z^{-1}+z^{-2}& \mathrm{nfz}=\mathrm{0,1,2,3}\\ 1+(1+2^{-(\mathrm{nfz}-3)})z^{-1+z^{-2}}& \mathrm{nfz}=\mathrm{4,5,6}\\ 1-z^{-1}+z^{-2}& \mathrm{nfz}=7\end{array}\right.,$

其中增益α可控制各个载波频率的频谱零的位置，并且会随着一个三比特的参数nfz变化。根据下列方程式可找出噪声转移函数的频谱零：

$\mathrm{NTF}\left(e^{j2\mathrm{\&pi;}\frac{f}{F_{\mathrm{SDM}}}}\right)=0.$

频谱零的出现位置为：

$f=f_z=f_{\mathrm{SDM}}\frac{\mathrm{\&alpha;}\cos \left(\frac{\mathrm{nfz}}{2}\right)}{2\mathrm{\&pi;}}.$

表二呈现了参数nfz的设定范例及相对应的频谱零位置f_z：

nfz	Α	fz/FSDM
			0	31/16	0.0399
1	15/8	0.0566
			2	7/4	0.0804
3	3/2	0.115
			4	3/2	0.115
5	5/4	0.1425
			6	9/8	0.1549
7	1	0.1667

表二

表三列举了数种可利用单一通讯装置实现本发明的概念的通讯系统：

表三

其中缩写TDSCDMA为分时同步分码多重存取(time division synchronouscode division multiple access)。

表二及/或表三的数据可被储存于存储器(例如储存装置201)中，以协助连接至一通讯装置的特定通讯系统选择合适的频谱零来进行噪声移频。

图5为两个不同载波频率各自对应的传送频谱。这两个频谱被重叠绘示，以呈现载波频率与频谱零之间的偏移量。如图5所示，在噪声移频调制器215中，频谱零f_z(high)对应的载波频率高于频谱零f_z(low)对应的载波频率。频谱零f_z(high)和f_z(low)分别被选择为配合一特定频段，例如图1中的接收频段120。须说明的是，本发明并未限定于采用单一接收频段和多重传送频率的系统；根据本发明的实施例可配合许多种不同的传送/接收频段组合。

图6为根据本发明的一实施例中的信号调制程序600的流程图。信号调制程序600可透过适当的硬件及/或软件达成，例如前述各种电路。在步骤605中，数据被调制为一基频信号。该基频信号的相位和振幅会随着时间变化，且其振幅及相位信息可被承载于同相符号和正交符号中。该同相符号和正交符号在步骤610中被升采样。步骤615为选择载波频率。在步骤620中，同相符号和正交符号被施以噪声移频，使相对应产生的一频谱零距离载波频率的偏移量对应于该载波频率。在步骤625中，同相符号和正交符号的正负号被储存，且于一绝对值程序中，正负号自该同相符号和正交符号被移除。在步骤630中，同相符号和正交符号的振幅信息(亦即其绝对值)被编码且混合为一数据串流。在步骤635中，先前储存的正负号被用以选择一相位信号。步骤640为转换产生具有该载波频率的一模拟输出信号。

图7绘示根据本发明的一信号调制器电路的电路设计及制作程序。本发明的某些实施例中的功能性元件的制作、传递、销售型态可为储存于非暂态电脑可读取媒体中的处理器指令。举例而言，此类电脑可读取媒体(未绘示)中的处理器指令703被提供至电路制作程序700。被电子设计自动化(electronic designautomation,EDA)界面处理器705执行后，本发明的实施例的图样化表示，例如透过一显示装置(未绘示)，可被呈现给使用者浏览。透过EDA介面705，电路设计者可将本发明整合进更大的电路中。在电路设计完成后，另一载有处理器指令710(例如硬件描述语言)的非暂态电脑可读取媒体(未绘示)，可被提供至一设计资料实现处理器715。设计资料实现处理器715可利用有形的集成电路将指令710转换为另一组处理器指令720。处理器指令720可被电路制作系统725执行，实现实体的集成电路730。此等指令资料720包括建立元件及连线的掩模图样信息、元件设置位置信息、包装信息等各种于制作集成电路730过程中需要的资料。处理器指令720还可包含铣床操作指令和布线操作指令。须说明的是，处理器指令720的形式无关于集成电路730的实体类型。

处理器指令703、710和720可被编码并储存于非暂态电脑可读取媒体内，并且不受限于处理平台的类型，亦不受限于将这些处理器指令存入电脑可读取媒体的编码方式。

须说明的是，上述电脑可读取媒体可为任何一种非暂态媒体，储存有能被处理器读取、解码并执行的指令703、710、720和用以实现图6所示的程序600的处理器指令。非暂态媒体包含电子、磁性及光学储存装置。非暂态电脑可读取媒体包含但不限于：只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)和其他电子储存装置、CD-ROM、DVD和其他光学储存装置、磁带、软盘、硬盘及其他磁性储存装置。这些处理器指令可利用各种程序语言实现本发明。

虽然本发明已以较佳实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的修改和完善，因此本发明的保护范围当以权利要求书所界定的为准。

Claims (18)

1.一种信号处理装置，包含：

一调制器，用以根据一信息承载数字信号产生一基频数字信号，该基频数字信号具有随时间变化的一相位与一振幅，该相位与该振幅是由一串复数数据字语定义，各复数数据字语具有一同相数据字语及一正交数据字语；

一噪声移频调制器，用以根据该基频数字信号产生一噪声移频后数字信号，使一量化噪声被一噪声转移函数的一频谱零衰减，该噪声转移函数为该噪声移频调制器的一特征，该频谱零是根据对应于一选定输出频率的一噪声移频参数所决定，该选定输出频率是自多个输出频率中选出；以及

一信号转换器，用以产生承载于一模拟载波信号的一模拟信号，该模拟信号能传达该信息承载数字信号所带有的信息，该模拟载波信号具有该选定输出频率。

2.如权利要求1所述的信号处理装置，其特征在于，该噪声移频调制器包含：

一量化器，用以针对该基频数字信号中的每一该复数同相数据字语及正交数据字语各产生一量化后数字字语及一量化错误字语；

一可变乘法器，用以将该同相数据字语及该正交数据字语的该多个量化错误字语乘以根据该噪声移频参数选择的一数值，使该量化器造成的一量化噪声被该噪声转移函数的该频谱零衰减；以及

一加法器，用以将乘以该数值后的该多个量化错误字语与各相对应的一后续同相数据字语或一后续正交数据字语相加。

3.如权利要求2所述的信号处理装置，其特征在于，该量化器包含：

一总线，用以将该同相数据字语及该正交数据字语的多个较高位自该噪声移频调制器导出至对应的多个电路路径，做为该噪声移频后数字信号，该总线并且将该同相数据字语及该正交数据字语的多个较低位导向该可变乘法器，做为该同相数据字语及该正交数据字语的该量化错误字语。

4.如权利要求3所述的信号处理装置，其特征在于，该噪声移频调制器包含用以处理该同相数据字语的一同相积分三角调制器以及用以处理该正交数据字语的一正交积分三角调制器。

5.如权利要求4所述的信号处理装置，进一步包含：

一频谱零选择单元，用以根据该选定输出频率产生该噪声移频参数。

6.如权利要求5所述的信号处理装置，其特征在于，该频谱零选择单元产生的该噪声移频参数被分别提供至该同相积分三角调制器及该正交积分三角调制器。

7.如权利要求1所述的信号处理装置，进一步包含：

一振荡器，用以产生具有该选定输出频率的一本地振荡信号；以及

一多相位振荡器，耦接至该信号转换器以提供具有该选定输出频率的多个相位信号至该信号转换器，该多个相位信号被同步至该本地振荡信号，使该多个相位信号的多个周期是于该本地振荡信号的一个周期内完成。

8.如权利要求7所述的信号处理装置，进一步包含：

一相位选择电路，用以根据该多个同相数据字语及该多个正交数据字语的各自正负号，将该多个相位信号构成的一信号序列提供至该信号转换器。

9.一种信号处理方法，包含：

接收一信息承载信号，该信息承载信号具有随时间变化的一相位与一振幅，该相位与该振幅是由一串复数数据字语定义，每一该复数数据字语具有一同相数据字语及一正交数据字语；

根据一选定输出频率为该串复数数据字语选择一噪声移频参数，该选定输出频率是自多个输出频率中选出；

根据该噪声移频参数调制该多个复数数据字语，以调整该串复数数据字语的一频谱形状；以及

产生一电流，与经过调制后的该多个复数数据字语成比例，以于该选定输出频率形成一输出信号。

10.如权利要求9所述的信号处理方法，其特征在于，调制该多个复数数据字语包含：

量化该同相数据字语及该正交数据字语，其中该量化产生一量化错误，其特征是由一噪声转换函数表示；

根据该噪声移频参数建立该噪声转换函数的一频谱零；以及

根据具有该频谱零的该噪声转换函数调制该同相数据字语及该正交数据字语。

11.如权利要求10所述的信号处理方法，其特征在于，建立该频谱零的步骤包含：

建立一可变系数，以找到该噪声转换函数的零值；以及

根据该选定输出频率为该可变系数选择一数值。

12.如权利要求11所述的信号处理方法，进一步包含：

针对该可变系数，建立相对于该多个输出频率的多个数值；

将该多个数值储存于一储存装置；

自该多个输出频率中选出该选定输出频率；以及

自该储存装置撷取对应于该选定输出频率的该数值，做为该可变系数。

13.如权利要求10所述的信号处理方法，其特征在于，根据该噪声转换函数调制该同相数据字语及该正交数据字语包含：

利用积分三角调制，调制该同相数据字语及该正交数据字语。

14.如权利要求9所述的信号处理方法，进一步包含：

产生彼此存在相位偏移的多个振荡信号；

将该调制后同相数据字语及该调制后正交数据字语编码为一比特串；

将该比特串混合为一转换后串流；

决定该多个振荡信号的一序列，使该多个振荡信号与该转换后串流被提供至一数字-模拟转换器时，能产生对应于该选定输出频率的一电流；以及

产生对应于该选定输出频率的该电流。

15.如权利要求14所述的信号处理方法，其特征在于，产生该电流包含：

决定该同相数据字语及该正交数据字语各自的一正负号；

根据该同相数据字语及该正交数据字语的该多个正负号，决定该多个振荡信号的该序列；以及

将该多个振荡信号序列应用至该比特串。

16.如权利要求14所述的信号处理方法，其特征在于，产生该多个振荡信号包含：

建立该多个振荡信号，使该多个振荡信号对应的多个周期皆短于一本地振荡信号的周期，该本地振荡信号是对应于该选定输出频率。

17.如权利要求16所述的信号处理方法，其特征在于，建立该多个振荡信号包含：

使该多个振荡信号与该本地振荡信号同步，使该多个振荡信号对应的该多个周期于该本地振荡信号的一个周期内完成。

18.如权利要求17所述的信号处理方法，其特征在于，同步该多个振荡信号包含：

同步该多个振荡信号，使得该多个振荡信号彼此互不重叠。

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