JP6271764B2 - 無線周波数通信のための信号変調 - Google Patents

Description

本発明は、無線周波数通信のための、具体的には無線周波数フロントエンド、特に、スイッチング式パワー増幅器に出力信号を供給するための、信号変調装置及び方法の技術分野に関する。

スイッチング式は、無線周波数（ＲＦ）パワー増幅器で高いパワー効率を実現するための新技術である。スイッチング式は、パワートランジスタが完全導通状態と完全遮断状態のいずれか一方であることを意味する。そして出力部のフィルタは、スイッチング周波数の不要な高調波及び量子化ノイズを除去するのに必要とされることが多い。

帯域通過ＲＦ信号を実現する方法は、ＲＦ搬送周波数の４倍で動作する帯域通過シグマデルタ変調（ＢＰＳＤＭ）を利用することである。この方法に基づく開発が、例えばＥＰ−Ａ１−２３３０７３４又はＥＰ−Ａ１−２４０３１３６に開示されている。しかしながら、そのような技術は、１搬送周期に対して４つのパルスを生成するともにＢＰＳＤＭを含む全デジタルチェーンを有するという制約をもたらし、必要とされるＲＦ搬送周波数よりも非常に高い周波数で動作することから、非常に大きな技術的制約が生じてしまう。

Ｊ．Ａｕｄｉｏ Ｅｎｇ．Ｓｏｃ．，Ｖｏｌ．４１，Ｎｏ５．（ＸＰ０００４３２１００）の、Ｃｒａｖｅｎ．Ｐ．“Ｔｏｗａｒｄ ｔｈｅ ２４−ｂｉｔ ＤＡＣ：ｎｏｖｅｌ ｎｏｉｓｅ−ｓｈａｐｉｎｇ ｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｉｎｇ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ ｆｏｒ ｔｈｅ ｎｏｎｌｉｎｅａｒｉｔｙ ｉｎ ａ ＰＷＭ ｏｕｔｐｕｔ ｓｔａｇｅ”では、非線形ノイズ整形器を開示しており、それはフィードバック又はフィードフォワードとフィードバックの組合せを介する固有のＰＷＭ非線形性及び補正のデジタルシミュレーションを含む。

ＷＯ−Ａ１−２００１／９７３８４では、パルスにおける所望の出力信号と実際の出力信号との間の差異をパルスごとに測定することによって、高出力デジタルＰＷＭ増幅器の歪み及びノイズを低減する方法を開示している。

ＷＯ−Ａ２−９２１５１５３では、パルス変調器、及びそれに対する出力の過去の値の誤差に応じて信号入力を修正するための手段を備え、所望の信号帯域内の誤差の影響を低減する信号変換器を開示している。

国際公開第ＷＯ２００１／９７３８４号 国際公開第ＷＯ１９９２／１５１５３号

Ｊ．Ａｕｄｉｏ Ｅｎｇ．Ｓｏｃ．，Ｖｏｌ．４１，Ｎｏ５．（ＸＰ０００４３２１００）の、Ｃｒａｖｅｎ．Ｐ．"Ｔｏｗａｒｄ ｔｈｅ ２４−ｂｉｔ ＤＡＣ：ｎｏｖｅｌ ｎｏｉｓｅ−ｓｈａｐｉｎｇ ｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｉｎｇ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ ｆｏｒ ｔｈｅ ｎｏｎｌｉｎｅａｒｉｔｙ ｉｎ ａ ＰＷＭ ｏｕｔｐｕｔ ｓｔａｇｅ"

第１の目的によると、発明は、量子化シンボルに対する第１のオーバーサンプリングクロックレートで動作する変調装置について量子化複素出力状態の有限数をマッピングするために、メモリにシンボルマッピングテーブルを生成する方法を提供し、この方法は、搬送周波数を選択するステップと、第２のオーバーサンプリングクロックレートに対応する時間粒度を有するパルストレインセグメントの初期セットを選択するステップと、搬送周波数で初期セットのパルストレインセグメントの複素エネルギー係数を特定するステップと、搬送周波数の複素エネルギー係数が変調装置の量子化複素出力状態に非常に近似したパルストレインセグメントのサブセットを選択するステップであって、それにより各量子化複素出力状態がサブセットのパルストレインセグメントに対して一意的にマッピングされる、ステップと、量子化複素出力状態にマッピングされた各パルストレインセグメントに対して、量子化複素出力状態に対応するメモリアドレスに、パルストレインセグメントを符号化する量子化シンボルを記録するステップとを備える。

実施形態によると、このような方法は、以下の１以上の特徴を備えることができる。

実施形態では、方法はさらに、メモリにデジタルプレディストーションテーブルを生成するためのものであり、この方法は、量子化複素出力状態にマッピングされた各パルストレインセグメントに対して、その搬送周波数におけるパルストレインセグメントの複素エネルギー係数の関数として、複素プレディストーションシンボルを特定するステップ、及び量子化複素出力状態に対応するメモリアドレスにプレディストーションシンボルを記録するステップをさらに備える。

実施形態では、パルストレインセグメントのサブセットを選択するステップは、変調装置の量子化複素出力状態と各パルストレインセグメントの複素エネルギー係数との間の複素平面距離を演算するステップ、複素平面距離の最小値をもたらすパルストレインセグメントに、量子化複素出力状態をマッピングするステップ、及び量子化複素出力状態にマッピングされないパルストレインセグメントを破棄するステップを備える。

実施形態では、方法は、搬送周波数で複素エネルギー係数の複素コンステレーションの中心を特定するステップ、及び複素数によって複素コンステレーションをオフセットして、変調装置の量子化複素出力状態から生成される複素コンステレーションの中心を第２のコンステレーションの中心に実質的に整合させるステップをさらに備える。

実施形態では、方法は、搬送周波数において複素エネルギー係数の複素コンステレーション内で幾何学的に内接した第１の円を特定するステップ、及び変調装置の量子化複素出力状態のピークエネルギーと内接円の半径とを実質的に同一視するように複素コンステレーションをスケーリングするステップをさらに備える。

実施形態では、パルストレインセグメントの初期セットを選択するステップは、２進ワード長を選択すること、及び選択される２進ワード長を有する２進ワードによって一意的に表示され得る１組の幅変調型及び／又は位置変調型のパルストレインセグメントを構築することを備える。

実施形態では、パルストレインセグメントの初期セットを選択するステップは、制約を選択すること、及びその制約を満たす１組の幅変調型及び／又は位置変調型のパルストレインセグメントを構築することを備える。

そのような初期の制約は、種々の目的を満たすように課されることがある。実施形態では、制約は、搬送周波数で第２のナイキストゾーンに位置するパルストレインセグメントの高調波を強調するために、パルストレインセグメントを予め構成する役割を果たし、それにより、第１のオーバーサンプリングクロックレートよりも高い搬送周波数が、最大パワー及び最小量子化ノイズで合成され得る。

実施形態では、制約は、１つのパルストレインセグメント当たり一定数のパルス、特に１つのパルストレインセグメント当たり１つのパルス、又は１つのパルストレインセグメント当たり２つのパルスを定義する。

実施形態では、制約は、パルストレインセグメントの第１のハーフ部と第２のハーフ部との間の論理的関係を定義し、特にパルストレインセグメントの第１のハーフ部と第２のハーフ部との間の同等性、記号の対向性又は相補性を定義する。

実施形態では、制約は、パルストレインセグメントの第２のハーフ部に対して固定値を定義する。

実施形態では、パルストレインセグメントのパルスは、シングルレベルパルスを備える。

実施形態では、パルストレインセグメントのパルスは、マルチレベルパルス、特にゼロを超える２つ又は３つの振幅状態を有するパルスを備える。

実施形態では、搬送周波数でパルストレインセグメントの複素エネルギー係数を特定するステップは、所望の搬送周波数でパルストレインセグメントの離散フーリエ変換の点を演算することを備える。

実施形態では、搬送周波数でパルストレインセグメントの複素エネルギー係数を特定するステップは、電磁場を放射し、搬送周波数で放射された電磁場のエネルギー含有量を測定するために、パルストレインセグメントを無線周波数フロントエンドに供給することを備える。

一実施形態では、発明はまた、上記の方法によって生成されるシンボルマッピングテーブル及びデジタルプレディストーションテーブルのうちの少なくとも１つを有するメモリを提供する。

一実施形態では、そのようなメモリを利用する方法は、第１のオーバーサンプリングクロックレートで中間信号を受信するステップ、中間信号の現時点の量子化複素状態に対応するメモリアドレスでシンボルマッピングテーブルの量子化シンボルを読み出すステップ、中間信号の現時点の量子化複素状態に対応するメモリアドレスでデジタルプレディストーションテーブルのプレディストーションシンボルを読み出すステップ、その量子化シンボルで符号化されたパルストレインセグメントを生成するステップ、及び
シグマデルタ変調器にフィードバック信号としてプレディストーションシンボルを供給するステップを備える。

実施形態によると、このような方法は、以下の１以上の特徴を備えることができる。

一実施形態では、生成されるパルストレインセグメントはマルチレベルパルスを含み、方法は、マルチレベルパルストレインセグメントを多分岐パワー増幅器設計の関数として複数の並列シングルレベルパルストレインセグメントに変換し、各シングルレベルパルストレインセグメントをパワー増幅器の対応する饋電分岐に供給することをさらに備える。

実施形態では、多分岐パワー増幅器設計は、二方向対称性パルス供給、二方向非対称性１：２パルス供給ドハティ又は三方向対称性パルス供給ドハティなどであればよい。

発明の第１の目的の態様は、１搬送周期に対して多数のパルスを変動させ、又は所与の搬送周波数に対して最適化されたセットのパルスを選択するために、予め演算されたコードブックの利用を通じてパルスの任意な選択を可能とする発想に基づく。発明の第１の目的の態様は、利用されるパルスの慎重な選択によって、種々のシステムの特徴及び要求、すなわち、クロックレートの要求、符号化の効率、帯域中の信号対ノイズ比、ドライバとパワー増幅器の容量性損失などに、好影響を及ぼすことができるという知見に基づいている。

第２の目的によると、発明は、無線周波数フロントエンドに出力信号を供給するための信号変調装置を提供し、この装置は、同相成分信号及び直交位相成分信号を有する複素入力信号を受信するための入力部、オーバーサンプリングクロックレートの複素入力信号を、量子化複素状態の第１の有限数を採る中間信号に変調するためのシグマデルタ変調器、中間信号の量子化複素状態を、それぞれが出力信号のパルストレインセグメントを符号化する所定の量子化シンボルにマッピングするためのシンボルマッピングテーブル、及び選択搬送周波数で発振し、量子化状態の第２の有限数を採る位相信号を生成するための数値発振器を備え、シンボルマッピングテーブルは、中間信号の各量子化複素状態及び位相信号の各量子化状態に対して所定の量子化シンボルを有し、各オーバーサンプリングクロック周期で動作し、中間信号の現時点の量子化複素状態及び位相信号の現時点の量子化状態についての関数として量子化シンボルを選択する。

実施形態によると、そのような信号変調装置は、以下の１以上の特徴を備えることができる。

実施形態では、装置は、中間信号の量子化複素状態を所定のプレディストーションシンボルにマッピングするためのデジタルプレディストーションテーブル、及びプレディストーションシンボルをシグマデルタ変調器に供給するためのフィードバックループをさらに備える。

実施形態では、デジタルプレディストーションテーブルは、中間信号の各量子化複素状態及び位相信号の各量子化状態に対する所定のプレディストーションシンボルを有し、各オーバーサンプリングクロック周期で動作し、中間信号の現時点の量子化複素状態及び位相信号の現時点の量子化状態についての関数としてプレディストーションシンボルを選択する。

実施形態では、中間信号の複素量子化状態及び位相信号の量子化状態に対応するプレディストーションシンボルは、搬送周波数で対応する量子化シンボルによって符号化されたパルストレインセグメントのエネルギー係数、及び複素位相信号の量子化状態に対応する複素位相係数についての関数である。

実施形態では、装置は、各オーバーサンプリングクロック周期で選択される量子化シンボルを受信するように構成されたパルス発生器をさらに備え、パルス発生器は、受信した量子化シンボルの関数としてパルストレインセグメントを生成するのに適しており、第２のオーバーサンプリングクロックレートで動作する。

実施形態では、量子化シンボルは並列２進シーケンスを有し、パルス発生器は、第２のオーバーサンプリングクロックレートで並列２進シーケンスを直列化するのに適したシリアライザを備える。

実施形態では、位相信号は、所定のビット数で、例えば、４ビットで符号化される。

実施形態では、数値発振器は、所定のビット数で符号化され選択搬送周波数を定義する制御信号、及び第１のオーバーサンプリングクロックレートのクロック信号についての関数として動作する位相アキュムレータを備え、装置は、より高いビット数で符号化された正確な制御信号をフィルタ処理することによって、所定のビット数で符号化された制御信号を供給するように構成される、多段階ローパスノイズ整形シグマデルタフィルタをさらに備える。

実施形態では、装置は、第１のオーバーサンプリングクロックレートでクロック信号を供給するように構成されたレート調整可能なクロックをさらに備え、第１のオーバーサンプリングクロックレートは、狭い調整範囲で調整可能である。

実施形態では、シンボルマッピングテーブルは、
第２のオーバーサンプリングクロックレートに対応する時間粒度を有するパルストレインセグメントの初期セットを選択するステップ、
搬送周波数で初期セットのパルストレインセグメントの複素エネルギー係数を特定するステップ、
位相信号の各量子化状態に対して、
複素位相信号の量子化状態に対応する複素位相係数を演算するステップ、
搬送周波数で複素エネルギー係数が複素位相係数を乗じた中間信号の量子化複素出力状態に非常に近似したパルストレインセグメントのサブセットを選択するステップであって、それにより、中間信号の各量子化複素状態は、サブセットのパルストレインセグメントに、例えば、最も合致しているパルストレインセグメントに対して一意的にマッピングされる、ステップ、
量子化複素出力状態にマッピングされた各パルストレインセグメントに対して、結合された中間信号の量子化複素状態と位相信号の量子化状態との組合せに対応するメモリアドレスに、パルストレインセグメントを符号化する量子化シンボルを記録するステップを実行することによって取得される。

第２の目的によると、発明はまた、出力信号を無線周波数フロントエンドに供給するための信号変調方法を提供し、この方法は、
同相成分信号及び直交位相成分信号を有する複素入力信号を受信し、
オーバーサンプリングクロックレートで複素入力信号を量子化複素状態の第１の有限数を採る中間信号にシグマデルタ変調し、
選択搬送周波数で発振し量子化状態の第２の有限数を採る位相信号を生成し、
各オーバーサンプリングクロック周期でシンボルマッピングテーブルにアクセスし、中間信号の現時点の量子化複素状態及び位相信号の現時点の量子化状態についての関数として、出力信号のパルストレインセグメントを符号化している量子化シンボルを選択することを備え、
シンボルマッピングテーブルは、中間信号の各量子化複素状態及び位相信号の各量子化状態に対して所定の量子化シンボルを有する。

発明の第２の目的の態様は、搬送オーバーサンプリング比率を選択可能なアイデアに基づいており、それによってクロックレートの要求を制限する。発明の第２の目的の態様は、同じオーバーサンプリングクロックレートでより高い搬送周波数を生成可能とすることで、パルス密度を低減してパワー増幅器及びチェーンの制約を緩和し、したがって、それによってゲートキャパシタの充放電における消費電力を低下させるという所見から発している。

発明のこれら及びその他の態様は、図を参照し、例示として、以降に説明する実施形態から明らかとなり、解釈される。

図１は、デジタル通信のための無線周波数送信機の機能的表示である。 図２は、図１の送信機で使用され得る信号変調装置の機能的表示である。 図３は、図２の変調装置のシグマデルタ変調器で取得され得る複素コンステレーションを示すグラフである。 図４は、図２の変調装置のシンボルマッピングテーブルに符号化され得るパルストレインセグメントの概略的表示である。 図５及び図６は、２つの異なる搬送周波数における所定セットのパルストレインセグメントについての複素コンステレーションを図示する。 図５及び図６は、２つの異なる搬送周波数における所定セットのパルストレインセグメントについての複素コンステレーションを図示する。 図７は、２つのパルスの制約を満たすパルストレインセグメントの概略的表示である。 図８は、搬送周波数で２つのパルスの制約を満たすデュアルパルストレインセグメントの１組の複素エネルギーコンステレーションを図示している。 図９は、Ｐ−０の制約を満たすパルストレインセグメントの概略的表示である。 図１０は、対称的制約を満たすパルストレインセグメントの概略的表示である。 図１１は、対向する制約を満たすパルストレインセグメントの概略的表示である。 図１２は、相補的制約を満たすパルストレインセグメントの概略的表示である。 図１３は、図２の変調装置で生成され得るＰＰＷＭ信号のスペクトルを示すグラフである。 図１４は、一実施形態において図２の変調装置によって生成され得る３レベルパルストレインを示す時間ドメインのグラフである。 図１５は、一実施形態において図２の変調装置によって生成され得る４レベルパルストレインを示す時間ドメインのグラフである。 図１６は、別の実施形態による図１の送信機に利用することができる、信号変調装置の機能的表示である。 図１７は、別の実施形態による図１の送信機に利用することができる、信号変調装置の概念的表示である。 図１８は、図１７の信号変調装置をエミュレートした信号変調装置の機能的表示である。 図１９は、図１８の信号変調装置の変形実施形態の機能的表示である。 図２０は、図１７−図１９の変調装置のシグマデルタ変調器で取得され得る複素エネルギーコンステレーションを示すグラフである。 図２１は、コードブック選択方法のフロー図である。

例えば、３Ｇ、４Ｇ及びそれ以上の無線通信ネットワークに利用することができるスイッチング式パワー増幅器が設けられた信号変調装置の実施形態を説明する。そのようなネットワークに利用される無線搬送周波数は、技術的及び領域的スペクトル規制の制約の双方に依存し、一般的に７００ＭＨｚ〜２．７ＧＨｚを範囲とする。

図１を参照して、デジタルＲＦ送信機を概略的に図示する。デジタルＲＦ送信機は、デジタル変調装置１、パワー増幅器２、帯域通過出力フィルタ３及びアンテナ４を備える。パワー増幅器２、帯域通過出力フィルタ３及びアンテナ４は、デジタル変調装置１と対比して無線フロントエンド５ということもある。

変調装置１は、第１のオーバーサンプリングクロックレートＦ１及び第２のオーバーサンプリングクロックレートＦ２でそれぞれ動作する２つの量子化器段階を備える。オーバーサンプリングクロックレートＦ１とＦ２の間の比率を、Ｎ＝Ｆ２／Ｆ１で表記する。

変調装置１は、入力部で複素ベースバンド信号６を受信する。ベースバンド信号６のサンプリングレートをＦ０と表記する。サンプリングレートＦ０と第１のオーバーサンプリングクロックレートＦ１との間のオーバーサンプリング比率を、Ｍ＝Ｆ１／Ｆ０で表記する。

実施例において、ベースバンド信号６は、２つの並列スカラー成分、すなわち、Ｉで表記する同相成分及びＱで表記する直交位相成分として受信され得る。以下に、複素ベースバンド信号６、例えば、シグマデルタ変調に用いられる信号処理方法を説明する。線形性によって、複素信号のシグマデルタ変調が、複素信号を生成する各スカラー成分に対して２つの並列シグマデルタ変調プロセスとして実装され得ることは当業者には明らかである。

変調装置１は、パルスの位置、幅及び／又は振幅におけるベースバンド信号６の情報内容を符号化する周波数変換された時間ドメインパルス信号７を、無線フロントエンド５に送信する。

ここで、図２を参照して、ＢＰＳＤＭを用いる変調装置１の一実施形態を説明する。本技術分野で周知のように、帯域通過シグマデルタ変調器は、クリーンな帯域幅ともいわれる目的の周波数帯域に有用な情報信号を周波数変換するように動作し、その一方で目的の周波数帯域外の量子化ノイズを破棄する。そのような変調器のノイズ転送機能は、図１３のシミュレーションの結果に示す標準的なノッチを備えたエンベロープを有する。クリーンな帯域幅外に破棄された量子化ノイズは、帯域通過出力フィルタ３によってポストフィルタ処理され得る。

簡潔にするために、図２の帯域通過シグマデルタ変調器１０は、そのクリーンな帯域幅がＲＦ送信機の選択搬送周波数の中心となるように設計されることに留意すれば十分である。搬送周波数を、以下にＦＣで表記する。ＢＰＳＤＭは周知の技術であるため、当業者はＢＰＳＤＭの実施についてのさらなる情報を熟知している。エミュレートされた帯域通過シグマデルタ変調器の特定の実施形態を、本明細書の以降の部分でも説明する。

したがって、図２の変調装置は、ベースバンド信号６を受信及び処理するように構成された帯域通過シグマデルタ変調器１０を備える。帯域通過シグマデルタ変調器１０は、第１の量子化器１１を備え、それはオーバーサンプリングクロックレートＦ１で動作して出力部で中間信号１２を伝達する。図のように、オーバーサンプリング比率Ｍは１０〜３０となり得る。帯域通過シグマデルタ変調器１０は、通常、第３又は第４次数の積分段階を含み、ＳＤＭ帯域の最大で５％までにわたって約６０ｄＢ以上の信号対ノイズ比を取得することができる。

したがって、中間信号１２は、各Ｆ１クロック周期で所与の複素コンステレーション２０内の量子化状態を採る量子化複素信号である。一実施形態では、中間信号１２の量子化状態は、６ビットで、すなわち、Ｉ成分に対して３ビット及びＱ成分に対して３ビットで符号化された複素状態である。図３は、この実施形態において、中間信号１２の量子化状態の複素コンステレーション２０を図示する。もちろん、量子化器１１は、同様に異なる状態数を生成し、すなわち、より密又は疎なコンステレーションを生じることがある。

次に、ランダムアクセスメモリ１３が設けられ、シンボルマッピングテーブル１４及びデジタルプレディストーションテーブル１５を記憶する。シンボルマッピングテーブル１４は、中間信号１２の現時点の状態に対応するメモリアドレスにおいて各Ｆ１クロック周期でアクセスされ、そのアドレスに記憶されパルスコード１６ともいわれる量子化シンボルを伝達する。パルスコード１６は、各Ｆ１クロック周期でパルスコード１６を受信するのに応じて、パルス発生器１７によって時間ドメインパルス化信号７として生成される所定のパルストレインセグメントを符号化する。パルス発生器１７は第２のオーバーサンプリング周波数Ｆ２で動作し、それにより、生成され得る最短パルスはＦ２クロック周期と等しくなる。

一実施形態では、パルスコード１６はオーバーサンプリング比率Ｎと等しいワード長を有する２進ワードであり、パルス発生器１７は、パルスコード１６の逐次化、すなわち、第２のオーバーサンプリング周波数Ｆ２の２進振幅符号化信号によって、シングルレベルパルストレインセグメント３０を生成するシリアライザである。２つのそのようなパルスコード１６及び対応するパルストレインセグメント３０の表示を図４に示す。

同様にして、デジタルプレディストーションテーブル１５は、中間信号１２の現時点の状態に対応するメモリアドレスにおいて各Ｆ１クロック周期でアクセスされ、そのアドレスに記憶された複素パワー係数１８ともいわれる複素プレディストーションシンボルを伝達する。複素パワー係数１８は、フィードバックループを介して帯域通過シグマデルタ変調器１０にフィードバックされ、中間信号１２の直接形式プレディストーションとして作用する。

上記の機能により、非常に多様なパルストレインを生成することができ、それは多くの場合、シンボルマッピングテーブル１４が取り込まれた形態に依存するということが分かる。シンボルマッピングテーブル１４は、時間ドメインパルス化信号７が最終的に構成されるパルストレインセグメントの有限セットを予め定義する、パルスコードブックともいわれるディクショナリとして動作する。そのため、上記システムの適応性は高い。特に、パルスコードブックの選択は、適用事例の多数の制約及び要件の関数として最適化され得る。

図２１を参照すると、パルスコードブックを選択し、それにしたがってシンボルマッピングテーブル１４及びデジタルプレディストーションテーブル１５を取り込むための方法を説明する。コードブックの選択は、中間信号１２のすべての量子化複素状態の的確な表示を可能にすることを目的としている。以下では、中間信号１２が一定のエンベロープ信号によって制限されていると仮定する。したがって、名目上の信号パワーを表す一元的な円内において少なくとも統計的に有意な形態で、中間信号１２の量子化状態は限定される。そのような一元的な円を図３の数字２１で図示する。

パルスコードブックの選択は、ステップ４０の候補パルストレインセグメントの初期セットの選択によって開始するオフラインプロセスである。この初期の選択は、いくらか必要となる制約を考慮すればよく、すなわち、より大きい又はより小さい初期セットの候補パルストレインセグメントを取得することができる。

考慮される制約は、パルスコードの２進ワード長である。シングルレベルのパルスについて、実行可能な２進ワード長は最大でもオーバーサンプリング比率Ｎに等しい。説明の便宜上、以下では、２進ワード長はオーバーサンプリング比率Ｎに等しいと仮定する。

ワード長が、課される唯一の制約である場合、２^Ｎ（２パワーＮ）個のパルストレインセグメントの初期セットが結果として生じる。図４は、Ｎ＝８に対する、２つのそのようなパルストレインセグメント３０を図示する。つまり、パルストレインセグメント３０の時間長はＦ１クロック周期であり、パルスの時間粒度はＦ２クロック周期である。パルストレインセグメントの情報は、パルスの位置と幅の両方においてパルス位置及び幅変調（ＰＰＷＭ）といわれる手法で符号化される。

候補パルストレインセグメントの初期セットが特定されると、この方法は、ステップ４１では、対象ＦＣのＲＦ搬送周波数で各候補パルストレインセグメントの複素エネルギーを演算することに進む。この演算は、時間ドメインパルストレインセグメントの直接フーリエ変換によって実行され得る。候補パルストレインセグメントの複素コンステレーション２５が得られる。そのようなコンステレーションを、一実施形態では図５及び６に図示する。

ステップ４２では、任意に、結果として得られた複素コンステレーション２５をオフセット及び／又はスケーリングし、複素コンステレーション２５の高密度部分を、中間信号１２の量子化複素状態の統計上有意な部分に重畳する。複素平面におけるコンステレーションをオフセットすることは、パルストレインセグメントの連続波成分を変動させることに相当し、これは放出されたＲＦ信号には実質的な関係を有さない。コンステレーションのスケーリングは、パルスのピークエネルギーのバラつきに相当する。

一実施形態では、ステップ４２が以下のように実施され得る。元の複素コンステレーション２５の中心２７は、複素コンステレーション２５の有効部分の質量中心として幾何学的な検討を通じて特定される。その後、中心２７をオフセットし、複素コンステレーション２０の中心と整合させる。その後、複素コンステレーション２５内で最大の内接円２６を特定する。その後、コンステレーション２５をスケーリングし、円２６の半径を円２１の半径と整合させる。これは、ＳＤＭループゲインを調整すること及びＩ−Ｑ信号の入力ピークエネルギーを定義することに対応する。

方法は、距離最適化方法を適用するステップ４３に進み、コンステレーション２０内の各複素量子化状態に対して、−オフセット及び／又はスケーリングの可能性がある場合として−コンステレーション２５内で最接近したマッピングシンボルを検索する。例えば、複素量子化状態がコンステレーション２０内で選択され、その後、コンステレーション２５の各ポイントに対するその状態の複素平面距離を演算し、その距離を最小化するコンステレーション２５のコンステレーションポイントをマッピングシンボルとして選択する。マッピングを、周波数ドメインにおいて、すなわち、搬送周波数ＦＣのサンプルのエネルギーを通じて説明するが、時間ドメイン信号の選択が結果として生じること、すなわち、候補パルストレインセグメントのサブセットは、搬送周波数ＦＣの複素エネルギーが、中間信号１２の量子化複素状態に最も近接して整合するそのパルストレインセグメントとして選択されることに留意すべきである。中間信号１２の最も整合したパルストレインセグメントと複素状態との間の残余の既約の不整合によって、この方法のシステム上の誤差として最終的な量子化ノイズが生じる。しかしながら、そのシステム上の誤差のレベルは制御可能である。もちろん、オーバーサンプリング比率Ｎが高いほど、増大するパラメータＮによって利用可能なコードブックはより豊富になるために、システム上の量子化ノイズは低下する。

ステップ４４では、選択される各パルストレインセグメントに対して、搬送周波数ＦＣの複素エネルギーが、中間信号１２の対応する量子化複素状態に対応したアドレスでプレディストーションテーブル１５に記憶され、パルストレインセグメントを符号化するパルスコードは、中間信号１２の対応する量子化複素状態に対応したアドレスでマッピングテーブル１４に記憶される。

ここで、初期セットの選択のためにステップ４０で利用され得る異なる規則を説明する。

規則の第１のクラスは、無線フロントエンド５における消費電力及び必要とされる増幅器帯域幅を低減する目的で、Ｆ１クロック周期の信号遷移の数を限定することにある。特に、１パルストレインセグメント当たりのパルス数は、０−１遷移の数及び１−０遷移の数を、シングルパルスの制約ともいう１パルストレインセグメント当たり１つに限定することによって、この形態では１つに限定され得る。図示するように、３７個のパルストレインセグメントは、８ビットのパルスコードに対して２５６個の無制約セット内でシングルパルスの制約を満たす。図４は、シングルパルスの制約を満たすパルスコード００１１１１００、及びシングルパルスの制約を満たしていないパルスコード０００１０１００を示す。同様にして、１３７個のパルストレインセグメントは、１６ビットのパルスコードに対してシングルパルスの制約を満たす。

シングルパルスの制約を、この制約を適用することによって得られる複素コンステレーション２５を示す図５及び６にさらに図示する。これらの例では、搬送周波数ＦＣが周波数比率＝ＦＣ／Ｆ１によって定義される。コンステレーション２５の円形度、及びそれによる円２６内の有効なパルストレインセグメントの数は、比率Ｒの関数として変動することが分かる。すなわち、Ｒが１／２に近づく場合、円形度は向上する。

図７は、異なる選択の制約、すなわち、Ｎ／２より短い長さの各パルスで１つのパルストレインセグメント当たり２つのパルスを課す、別名、ツインパルス制約を図示する。結果として、より多くの情報が、１搬送周期当たりより多くのパルスを費やして符号化される。Ｎ＝１６では、３７^２＝１３６９個のパルストレインセグメントの初期セットが得られる。図８は、対応する複素コンステレーション２５を図示する。

選択の制約は、結果として生じるスペクトルの特定部分の信号を強調させることもできる。そのような制約の例示的実施形態では、パルストレインセグメント３０が２つのハーフセグメント３１及び３２に分割され、その第２のハーフ部３２を定義するのに特定の規則が適用される。

図９は、第２のハーフ部３２が一様にゼロである、すなわち、第２のハーフ部３２にはパルスがない場合を図示する。この規則を利用すると、低いパワー、例えば、６ｄＢのバックオフでパルス密度を低減することができる。

図１０は、第２のハーフセグメント３２が第１のハーフセグメント３１の複製である場合を図示する。この規則を利用すると、０．５Ｆ１を超えるスペクトルのノイズ及び画像を低減することができる。

一実施形態では、図９及び１０に図示する規則の結果生じるコードブックを、信号パワーの関数として追加のコードブック選択ステップを実行する同じ送信機装置に用いることができる。すなわち、図９のコードブックが低パワーで利用され、図１０のコードブックが高パワーで利用される。これによって、ドハティ効果と同様の良好な符号器効率を維持しながら、低パワーで１搬送周期当たりのパルス数を２だけ低下させることになる。

変形実施形態では、図９及び１０から生じる双方のコンステレーションがステップ４０で連結される。そのため、ＳＤＭフィードバックループは、入力信号６の平均及びピークエネルギーに依存して一方のコードブック（図９）から他方のコードブック（図１０）へ切り替えるように最終的には動作する。

図１１は、第２のハーフセグメント３２が第１のハーフセグメント３１の対向形である場合を図示する。この規則を利用すると、０及び２＊Ｆ１の周波数付近の、すなわち、０モジュロ２＊Ｆ１のスペクトルのノイズ及び画像を低減することができる。これは、無線フロントエンド５においてＦ１に接近した搬送周波数ＦＣ及び高域通過ドライバチェーンに対して適切な選択である。実際に、ＤＣの近傍ではノイズのエネルギーは存在せず、それにより、ドライバチェーンに連結されたＡＣにおいてエンベロープ再構築を引き続き生じる危険性がなく、チェーンに沿ってクリーンな２進パルスを維持するのに役立つ。

図１２は、第２のハーフセグメント３２が第１のハーフセグメント３１の相補形である場合を図示する。この規則は、図１１と同様の条件下で利用されることができ、さらに、周波数Ｆ１で適切なＰＷＭ搬送波抑制を与えて符号器の効率を向上させる。これらのフィルタ処理の効果は、第２のオーバーサンプリングクロックレートＦ２を倍増し、したがって、比率Ｎ、及び因子Ｋともいわれる１搬送周期当たりのパルス数を倍増することによって現れる。

定量的例示
４ＷＣＤＭＡ無線送信が、コンピュータによってシミュレートされた。

第１のシミュレーション結果では、パラメータ及び結果は、ＦＣ＝１．８７５ＧＨｚ；Ｍ＝２；Ｆ１＝２ＧＨｚ；Ｎ＝１６；Ｆ２＝３２ＧＨｚ；Ｋ＝３．０４；ＡＣＬＲ＝７３．３ｄＢ；フィルタ未処理６０ｄＢ ＡＣＬＲ帯域幅＝８８ＭＨｚ：最大ＩＢＷ＝６０ＭＨｚ；ＤＣから２＊Ｆ１までのフィルタ未処理符号化効率＝８５．１％；ＤＣから２＊Ｆ１までのフィルタ処理符号化効率＝９６．１％；フィルタ処理６０ｄＢ ＡＣＬＲ帯域幅＝１４０ＭＨｚである。コードブックは、第１のハーフセグメントにおけるシングルパルス規則と併せて相補的規則（図１２）によって制約される。

第２のシミュレーション結果では、変更パラメータは、ＦＣ＝２．１２５ＧＨｚ：Ｍ＝０．９４１２だけである。結果は、Ｋ＝２．７３；ＡＣＬＲ＝７４ｄＢ；ＤＣから２＊Ｆ１までのフィルタ処理符号化効率＝９６．９％のように変更されるだけである。

ＰＰＷＭコンステレーションは、入力バックオフに向かうロバストな効率及びＡＣＬＲを可能とすることが分かる。効率及びＡＣＬＲは、最初の１０ｄＢのバックオフにわたって徐々に低下する。

図１３は、ＦＣ＝２．１２５ＧＨｚ；Ｆ１＝２ＧＨｚ；Ｎ＝３２；Ｆ２＝６４ＧＨｚである同様のシミュレーションの場合に得られるパルス時間ドメイン信号７のスペクトルを図示している。コードブックは、第１のハーフセグメントにおけるシングルパルス規則と併せて相補的規則（図１２）によって制約される。

前述では、シングルレベルパルストレインを参照した。一方、同様のマッピング及び符号化の方法は、量子化パルスレベルの次元が追加された、より豊富なコンステレーション、すなわち、マルチレベルパルスを含むパルストレインセグメントに適用可能である。パルスの振幅状態数の倍増によってコンステレーションの２次拡張を引き起こすことが分かる。そのようなマルチレベルパルストレインは、マルチレベルパルストレインが最終的に複数の並列シングルレベルパルストレインに変換される多分岐パワー増幅器を駆動するのに特に適しており、それにより、各並列化シングルレベルパルストレインは、個々の増幅器の分岐を駆動して全パワーの一部だけを切り替える。

上記マルチレベル原理の実施形態を、図１４及び１５を参照して説明する。

図１４では、シミュレーションの結果を、２方向対称性パルス供給タイプの増幅器を駆動するのに適した３レベルパルストレインについて示す。シミュレーションパラメータは、Ｎ＝８；ＦＣ＝２．１２５ＭＨｚ；Ｆ１＝２ＧＨｚ；Ｆ２＝１６ＧＨｚである。２つの独立的並列シングルレベルパルスの配列は、第１のハーフセグメントにおけるシングルパルス規則と併せて相補的規則（図１２）によって制約されるコードブックで生成される。これらのパラメータは、１１個のパルストレインのコードブックが１トレイン当たり２個のパルスによって生成されることを意味している。加算された結果は、３個の相対値−１；０；＋１を採り、すなわち、結果として生じるコードブックの５１個のマルチレベルパルストレインの合計のパルストレインである。２方向対称性パルス供給タイプの増幅器は、３状態クラスのＳ手法で実現され得る。

増幅器に２つの分岐を用いることによって、旧来の多分岐ドハティ増幅器のいくつかの特性が取得され得る。以下の例で、２方向非対称１：２パルス供給ドハティ及び３方向対称性パルス供給ドハティを再現する。

２方向非対称１：２パルス供給ドハティの場合、２つの独立的並列シングルレベルパルスの配列は、第１のハーフセグメントにおけるシングルパルス規則と併せて相補的規則（図１２）によって制約されるコードブックで生成される。これらのパラメータは、１１個のパルストレインのコードブックが１トレイン当たり２個のパルスによって生成されることを意味している。第２の配列は、第１の配列と比べて２倍の振幅を有する。そのため、同じではあるが非相関的な２つのパルストレインセグメントコードブックは、それぞれ０−１及び０−２の２つのレベルを個々に採用して生成される。加算された結果は、４個の相対値−１．５；−０．５；＋０．５；＋１．５を採り、すなわち、結果として生じるコードブックの１２１個のマルチレベルパルストレインの合計のパルストレインである。１搬送周期当たり最適平均Ｋ＝１．４５のパルスが得られる。各トレインにパワー増幅器の分岐を供給することによって、非対称ドハティをエミュレートする。

３方向対称性パルス供給ドハティ増幅器の場合を図１５に図示する。同じコードブック及びコンステレーションが、パワー増幅器の供給だけを相違点として、前述の２方向非対称の場合のように用いられる。すなわち、この手法はドハティに３個の均一な分岐を利用する。初期の３レベルパルストレインは、同一のクロック速度Ｆ２＝１６ＧＨｚで３個の２進パルストレインに変換される。これらは、上部及び下部のエンベロープピークに対してそれぞれ作用する１つの主要パルス化信号及び２つの均一ピークを結果として生じる。シミュレーションの他のパラメータは、Ｎ＝８；ＦＣ＝２．１２５ＭＨｚ及びＦ１＝２ＧＨｚである。

図１６は、デジタルフィルタ処理のための追加のＦＩＲフィルタを備える変調装置１の他の実施形態を示す。図１及び２のものと同一又は同様の要素を同じ番号で示す。

パワー増幅器２は、６個の均一グループのフィンガーを有する６個の小型ドライバ及びパワートランジスタで構成される。空間的ＦＩＲフィルタ処理は、低量子化及び有限数のタップによって変調装置１に加えられて、最終段階のトランジスタフィンガーの６個の分配されたドライバ１９にマッピングする。フィンガーの加算点、すなわち、増幅器ドレイン９は、フィルタ出力部である。

図は、４個のタップ及び６個の同一のフィンガーを有する例を示し、４個のタップ［１／２ １ １ １／２］は周期的周波数応答を形成する等空間性であり、１つの調波は、ＰＰＷＭ搬送波及びＳＤＭ画像に近接するいくつかの阻止帯域によってＦＣにモジュロＦ１を低下させる。

タップ遅延３５は、デジタル遅延ツリー及び１タップ当たり１つのシリアライザによってプログラムされ得る。配置構成によってプログラムの可能性をもたらし、ＦＣとＩＢＷの双方のターゲットに適合するだけでなく、増幅器の幾何学的遅延、及びフィンガー、特に大きなダイとパワーとの間の位相不均衡を補正する。

ＦＩＲの性能は、タップフィンガーゲインの不整合、例えば、２０％の高さの不整合に対して非常にロバストであり、これは同じパワートランジスタのダイのフィンガー不整合より通常わずかに大きい。フィルタタップ３５は、例えばＲＸバンドの又はＴＸバンド近傍のＳＤＭ ＰＰＷＭノイズを一掃する。しかしながら、ＰＡ最終段階のダイにおいて打ち消されたＴＸノイズは単に放散されるので、符号器の効率は上がらない。

前述において、複素エネルギーを演算してプレディストーションテーブル１５に記憶する方法を説明した。一実施形態では、プレディストーションテーブル１５が、搬送周波数ＦＣで選択パルストレインセグメントの複素エネルギーの実験測定値を通じて取り込まれる。そのような測定値は、有限遷移勾配、ドライバのメモリ効果などのような無線フロントエンド５のアナログ特性を考慮するという利点をもたらす。

実際には、無線フロントエンド５のアナログ特性によって、放出された電磁界のスペクトルは、パルス発生器１７の出力信号７のスペクトルとはわずかに異なるようになる。しかしながら、プレディストーションフィードバックループのより高い効率を、その理想的なデジタル表示よりもアンテナ４で実際に放出されたパルス化信号を考慮することによって得ることができる。その目的のために、複素エネルギー係数１８を実験測定値を通じて特定又は純化することができ、それは以下のように、シグマデルタ変調器１０を制御して適当な測定周期にわたって所与のパルストレインセグメントを繰り返し、その間に検出器を用いて搬送周波数ＦＣについてその放射界の振幅及び位相を測定することで実行され得る。測定された位相は、所与の基準に対する相対位相、例えば、搬送周波数ＦＣでエネルギーがゼロでなく測定可能な位相を有するコードブックのいずれかのパルストレインである。誤差の最小化について、基準パルスは、好ましくはコンステレーションの周辺とも呼ばれる搬送周波数ＦＣで、高エネルギーを有するものであることが好ましい。プロセスはコードブックのすべてのパルストレインセグメントに対して繰り返され、それによってプレディストーションテーブル１５が取り込まれる。

前述で特定用途のために最適化された特定コードブックを選択する方法を説明したが、テーブル１４及び１５も取り込まれて、周知の符号化手法、例えば、従来のＰＷＭ符号化手法を生成できるということに留意すべきである。ＰＷＭの生成は本技術分野で周知であるため、この代替形態をさらに詳細に述べる必要はない。

ここで図１７及び１８を参照して、エミュレートされた帯域通過シグマデルタ変調器の一実施形態を説明する。図２及び３で前述したものと同様の機能を有する要素は、同じ符号を１００だけ増加させたもので指定される。

図１７及び１８の基本的概念は、対象ＦＣの搬送周波数において２つのデジタル周波数置換に対して、すなわち、第１の量子化器１１１とマッピングテーブル１１４の間に位置する第１のミキサ７０による第１のデジタル置換、及びシグマデルタ変調器１１０のフィードバックループに位置する第２のミキサ７１による第２のデジタル置換を有効化するために数値制御された発振器（ＮＣＯ）５０と共にローパスシグマデルタ変調器１１０を利用することによって、帯域通過シグマデルタ変調器をエミュレートすることである。

ローパスシグマデルタ変調器１１０は、幅がオーバーサンプリング周波数Ｆ１の約５％となり得るＤＣ（０Ｈｚ）の中心にクリーンな帯域幅を有し、低周波数帯域外に量子化ノイズを破棄するように動作する。

数値制御された発振器５０は、制御された周波数で発振する正弦波波形のクロック型離散時間の離散値表示を形成するデジタル発生器である。図１７では、ＮＣＯ５０は、オーバーサンプリング周波数Ｆ１でクロック信号、及び対象ＦＣの搬送周波数を課すように設定された制御信号を受信する。すなわち、ＮＣＯ５０は、各Ｆ１クロック周期において、搬送周波数ＦＣで発振する複素正弦搬送波の瞬時値とほぼ等しい複素デジタル数５１を伝達する。

ミキサ７０は、量子化器１１１によって伝達される量子化複素中間信号１１２に複素デジタル数５１を乗じて、アップコンバートされた中間信号５２を生成する複素乗算器である。出力信号５１は有限ビット数で符号化されるので、アップコンバートされた中間信号５２も有限ビット数で符号化され、前述のように、シンボルマッピングテーブル１１４及びデジタルプレディストーションテーブル１１５にアクセスするのに使用され得る。一方、前述の実施形態との相違は、アップコンバートされた中間信号５２の複素量子化状態数が一般的に中間信号１１２の状態数より大幅に大きいということにある。この点について図２０を参照して説明する。

図２０では、中間信号１１２の複素コンステレーションが中間信号１２の複素コンステレーションと一致していると仮定する。図２０は、ミキサ７０で中間信号１１２の乗算を複素数ｅ^−ｉφｋと表示するために、特定の瞬間的位相角−φ_ｋで図３の複素コンステレーション２０を回転することによって得られるコンステレーション１２０を実際に示している。個々の回転したコンステレーション１２０は、それぞれ異なる位相に対してＮＣＯ出力信号５１が得られるということに留意すべきである。

そのため、前述と同じ形態でシンボルマッピングテーブル１１４及びデジタルプレディストーションテーブル１１５を利用するために、テーブルはそれぞれかつすべての可能な回転したコンステレーション１２０で量子化器１１１の各量子化状態に対して配置されなくてはならず、それによってテーブルのサイズは位相角φ_ｋの離散値の数と等しい因子によって拡張されることになる。このことは、ある程度制限されたビット数、例えば、４ビット又は１６個の離散値で瞬間的位相を符号化することを意味しており、そうでなければメモリアクセス時間が非常に長くなり、ＳＤＭの安定性を阻害し得る。

デジタルプレディストーションテーブル１１５は回転したコンステレーション１２０に由来する複素エネルギー係数に取り込まれるため、ミキサ７１は、ＳＤＭ変調器１１０にフィードバックする前に、検索された係数に出力信号５１の共役値を乗じるように動作すべきである。

上記の動作は、複素ミキサ７０及び７１は、対象の搬送周波数、例えば、数ＧＨｚでは、ＳＤＭ変調器１１０の帯域幅及びフィードバックループの安定性を損なう大幅な遅延なしには実現できない複素デジタル乗算器であることから、どちらかといえば概念的な視点である。図１８を参照し、同じ概念に基づいて、乗算器７０及び７１の動作がシンボルマッピングテーブル１１４及びデジタルプレディストーションテーブル１１５に組み込まれているプレ演算に置き換えられた好ましい実施形態をここで説明する。

図１８では、ＮＣＯ６０は、選択搬送周波数ＦＣで発振する搬送波の瞬間的位相φ_ｋを表す時間ドメイン量子化信号６１を伝達する。一実施形態では、量子化位相信号６１は、４ビットで符号化される。ポスト量子化器ミキサ７０は、パルスコード選択に役立つアドレスフィールドを、デジタル局部発振器の量子化インスタント位相を表すＮＣＯのビット、例えば、４ビットまで増加させることによって、ここで暗に示される。この点については、図３及び２０を再度比較することでより良く理解される。

図３では、コンステレーション２０の量子化状態を、６ビットアドレス、例えば、円形で示す状態６５のアドレス１０１１０１で一意的に表すことができる。それに対して図２０では、位相角φ_ｋの各離散値に対して回転したコンステレーション１２０が存在することを留意して、コンステレーション１２０の量子化状態を、１０ビットアドレス、例えば、円形で示す状態１６５のアドレス１０１１０１／０００１で一意的に表すことができる。これは成分Ｉ及びＱの振幅と瞬間的位相角との双方が結合されて個々の状態を定義すべきだからである。

上記を考慮し、図２１を参照して説明するコードブック選択方法を用いて、テーブル１１４にさらにそれぞれのかつすべての回転したコンステレーション１２０を配置することができる。その結果、コードブックのサイズは４ビットで符号化された位相信号６１の因子１６で拡張される。

結果として生じる複素エネルギー係数１１８に関しては、ミキサ７１を用いる代わりに、デジタルプレディストーションテーブル１１５に記憶する前に共役因子数ｅ^ｉφｋを乗算する必要がある。

その他の件に関しては、メモリ１１３及びパルス発生器１１７の動作がメモリ１３及びパルス発生器１７の動作と同様であり、さらに説明する必要はない。

局部発振器をエミュレートする上記の方法は、ローパスＳＤＭ変調器１１０のクリーンな帯域幅を、オーバーサンプリングクロックレートＦ１で制約されるだけの所望のＲＦ搬送周波数帯域にシフトさせることができる。ＮＣＯ５０又は６０はスペクトル変換を制御し、それにより、搬送周波数が０とＦ１の間のいずれにおいてもＮＣＯ５０又は６０によって選択される。特殊な帯域通過パルストレインで（図１２参照）第２のナイキストゾーンでも選択され得る。

その結果、サブＧＨｚのセルラ帯域は、上側の帯域、例えば、２ＧＨｚと同じインスタントクリーン帯域幅及び同じＳＤＭクロックレートＦ１で合成され得る。一実施形態では、レートＦ１及びＦ２の固定クロックを利用しながら７００〜２２００ＭＨｚをカバーするのに適したデジタル無線送信機が得られる。

より高い周波数分解能については、ＮＣＯ出力信号６１のビット数は、より大きくなくてはならない。例として、Ｆ１＝２ＧＨｚのクロックに対する１０ＭＨｚのステップは、位相を8ビットで符号化することを意味する。２５６の拡張因子は、そのような高速ではアクセス時間の問題を引き起こし得るマッピングテーブルをもたらす。そのため、インスタント位相信号は、好ましくは３又は４ビットに制限される。

図１９を参照して、同じ原理に基づく他の実施形態は、ＭＡＳＨノイズ整形フィルタ８０を用いてＮＣＯ位相信号６１を生成する。すなわち、ＮＣＯ６０の制御信号６３がＭＡＳＨデルタシグマフィルタ８０で作製されたディザリングエンジンを通じて伝達され、これは安定性に問題なく高速でパイプライン搬送することを容易とする。ＭＡＳＨフィルタ８０は、例えば、７ビットで符号化された正確な搬送周波数の値ＦＣを受信し、第１の入力部８１で最上位ビットを、第２の入力部８２で最下位ビットを受信する。第４次数のフィルタを示すが、位相及び周波数のスパーの良好なディザリングには第２又は第３次数でも十分な場合がある。

図１７−図１９のエミュレートされた帯域通過シグマデルタ変調器の効果は、完全なＳＤＭ構造体が対象のＲＦ搬送周波数でベースバンド入力信号６又は１０６を置換する機能を含むことである。図２の帯域通過シグマデルタ変調器１０を異なる形態で作製することができることに留意すべきである。一方、ある帯域通過シグマデルタ変調手法は、ＳＤＭ変調器に入る前に周波数置換を実施する必要がある。言い換えると、ある在来の帯域通過ＳＤＭ構造体は、ベースバンド信号６ではないが搬送周波数ＦＣですでに置換されたものとしての入力信号６を必要とし、そのためさらに高いオーバーサンプリングレートＦ１を要求する。

前述の変調装置は、例えばＡＳＩＣのようなハードウェア手段、例えばＡＳＩＣ及びＦＰＧＡであるハードウェアとソフトウェア手段の組合せ、又はそこに位置するソフトウェアモジュールを備えた少なくとも１つのマイクロプロセッサ及び少なくとも１つのメモリであり得る。

発明は、説明した実施形態に限定されない。添付の特許請求の範囲は、当業者であれば想到できるすべての変形及び代替的構造を具現化するように解釈されるものであり、上記のここでの基本的教示の範囲内のものとなる。

動詞「備える」又は「含む」及びその活用形によって、特許請求の範囲に述べられる以外に存在する要素もステップも排除しない。さらに、要素又はステップの前にある冠詞「ａ」又は「ａｎ」によって、複数存在するそのような要素もステップも排除しない。

特許請求の範囲では、カッコの中のいずれの参照記号も特許請求の範囲を限定するように解釈されることはない。

Claims (10)

1. 出力信号（１０７）を無線周波数フロントエンド（５）に供給するための信号変調装置であって、
   同相成分信号及び直交位相成分信号を有する複素入力信号（１０６）を受信するための入力部と、
   オーバーサンプリングクロックレート（Ｆ１）で前記複素入力信号を中間信号（１１２）に変調するためのシグマデルタ変調器（１１０）であって、前記中間信号が量子化複素状態の第１の有限数を採る、シグマデルタ変調器（１１０）と、
   前記中間信号の前記量子化複素状態を、それぞれが前記出力信号のパルストレインセグメントを符号化する所定の量子化シンボル（１１６）にマッピングするためのシンボルマッピングテーブル（１１４）と、
   選択搬送周波数（ＦＣ）で発振する位相信号（６１）を生成するための数値発振器（６０）であって、前記位相信号が量子化状態の第２の有限数を採る、数値発振器（６０）と
   を備え、前記シンボルマッピングテーブル（１１４）が、前記中間信号の各量子化複素状態及び前記位相信号の各量子化状態に対する所定の量子化シンボルを有し、各オーバーサンプリングクロック周期（Ｆ１）で動作して、前記中間信号（１１２）の現時点の量子化複素状態及び前記位相信号（６１）の現時点の量子化状態についての関数として量子化シンボル（１１６）を選択するものであり、
   さらに、
   各オーバーサンプリングクロック周期で選択される前記量子化シンボル（１１６）を受信するように構成されたパルス発生器（１１７）であって、前記パルス発生器が受信された前記量子化シンボルによって符号化される前記パルストレインセグメントを生成するのに適しており、生成された前記パルストレインセグメントが前記パルストレインセグメントの前記パルスの位置及び／又は幅及び振幅における前記複素入力信号（１０６）の情報内容を符号化し、第２のオーバーサンプリングクロックレート（Ｆ２）で動作するパルス発生器（１１７）と
   を備えた装置。
2. 前記中間信号の前記量子化複素状態を所定のプレディストーションシンボル（１１８）にマッピングするためのデジタルプレディストーションテーブル（１１５）、及び
   前記プレディストーションシンボル（１１８）を前記シグマデルタ変調器に供給するためのフィードバックループをさらに備えた請求項１に記載の装置。
3. 前記デジタルプレディストーションテーブル（１１５）が、前記中間信号（１１２）の各量子化複素状態及び前記位相信号（６１）の各量子化状態に対する所定のプレディストーションシンボルを備え、各オーバーサンプリングクロック周期で動作して前記中間信号の現時点の前記量子化複素状態及び前記位相信号の現時点の前記量子化状態についての関数としてプレディストーションシンボルを選択する、請求項２に記載の装置。
4. 前記中間信号の複素量子化状態及び前記位相信号の量子化状態に対応する前記プレディストーションシンボル（１１８）が、前記搬送周波数（ＦＣ）で対応する前記量子化シンボルによって符号化された前記パルストレインセグメントの周波数ドメイン複素エネルギー係数、及び前記複素位相信号（６１）の前記量子化状態に対応する複素位相係数についての関数である、請求項２又は３に記載の装置。
5. 前記量子化シンボル（１１６）が並列２進シーケンスからなり、前記パルス発生器（１１７）が、前記第２のオーバーサンプリングクロックレート（Ｆ２）で前記並列２進シーケンスをシリアライズするのに適したシリアライザを備える、請求項１から４のいずれか一項に記載の装置。
6. 前記位相信号（６１）が所定のビット数、例えば、４ビットで符号化される、請求項１から５のいずれか一項に記載の装置。
7. 前記数値発振器（６０）が、前記所定のビット数で符号化される前記選択搬送周波数を定義する制御信号（６３）及び前記第１のオーバーサンプリングクロックレート（Ｆ１）のクロック信号についての関数として動作する位相アキュムレータを備え、より大きなビット数で符号化される正確な制御信号（８１、８２）をフィルタ処理することによって前記所定のビット数で符号化された前記制御信号（６３）を供給するように構成されたマルチステージローパスノイズ整形シグマデルタフィルタ（８０）をさらに備える、請求項６に記載の装置。
8. 前記第１のオーバーサンプリングクロックレート（Ｆ１）でクロック信号を供給するように構成されたレート調整可能クロックであって、前記第１のオーバーサンプリングクロックレート（Ｆ１）が狭い調整範囲にわたって調整可能である、レート調整可能クロックをさらに備えた請求項１から７のいずれか一項に記載の装置。
9. 前記シンボルマッピングテーブル（１１４）が、
   第２のオーバーサンプリングクロックレート（Ｆ２）に対応する時間粒度のパルストレインセグメントの初期セットを選択するステップと、
   前記搬送周波数（ＦＣ）で前記初期セットの前記パルストレインセグメントの周波数ドメイン複素エネルギー係数を特定するステップと、
   前記位相信号の各量子化状態に対して、
   前記複素位相信号の前記量子化状態（φ_ｋ）に対応する複素位相係数を演算するステップと、
   前記搬送周波数で前記周波数ドメイン複素エネルギー係数が前記複素位相係数を乗じた前記中間信号（１１２）の前記量子化複素状態に非常に近似した前記パルストレインセグメントのサブセットを選択するステップであって、それにより、前記中間信号の各量子化複素状態が前記サブセットのパルストレインセグメントに対して一意的にマッピングされる、ステップと、
   量子化複素出力状態がマッピングされた各パルストレインセグメントに対して、前記位相信号（６１）の前記量子化状態と結合した前記中間信号（１１２）の前記量子化複素状態の組合せに対応するメモリアドレスで前記パルストレインセグメントを符号化する量子化シンボルを記録するステップと
   を実行することによって得られる、請求項１から８のいずれか一項に記載の装置。
10. 出力信号（１０７）を無線周波数フロントエンド（５）に供給するための信号変調方法であって、
    同相成分信号及び直交位相成分信号を有する複素入力信号（１０６）を受信するステップと、
    オーバーサンプリングクロックレート（Ｆ１）で前記複素入力信号を中間信号（１１２）にシグマデルタ変調するステップであって、前記中間信号が量子化複素状態の第１の有限数を採る、ステップと、
    選択搬送周波数（ＦＣ）で発振する位相信号（６１）を生成するステップであって、前記位相信号が量子化状態の第２の有限数を採る、ステップと、
    各オーバーサンプリングクロック周期（Ｆ１）でシンボルマッピングテーブル（１１４）にアクセスし、前記中間信号（１１２）の現時点の量子化複素状態及び前記位相信号（６１）の現時点の量子化状態についての関数として、前記出力信号のパルストレインセグメントを符号化する量子化シンボル（１１６）を選択するステップと
    を備え、前記シンボルマッピングテーブル（１１４）が、前記中間信号の各量子化複素状態及び前記位相信号の各量子化状態に対する所定の量子化シンボルを備え、
    さらに、
    第２のオーバーサンプリングクロックレート（Ｆ２）で動作するパルス発生器（１１７）で前記選択量子化シンボルによって符号化される前記パルストレインセグメントを生成するステップであって、前記生成されるパルストレインセグメントが、前記パルストレインセグメントの前記パルスの前記位置及び／又は幅及び振幅における前記複素入力信号（１０６）の前記情報内容を符号化する、ステップと
    を備える信号変調方法。

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