JPH0773243B2 - 送信機 - Google Patents
送信機Info
- Publication number
- JPH0773243B2 JPH0773243B2 JP60280609A JP28060985A JPH0773243B2 JP H0773243 B2 JPH0773243 B2 JP H0773243B2 JP 60280609 A JP60280609 A JP 60280609A JP 28060985 A JP28060985 A JP 28060985A JP H0773243 B2 JPH0773243 B2 JP H0773243B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- amplifier
- signal
- circuit
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、搬送波の振幅及び位相を情報として用いる変
調方式をとる送信機に於いて増幅器の非線形性を補償す
るために予め通信信号波形を変形させ増幅器に送出する
変調装置に関するものである。
調方式をとる送信機に於いて増幅器の非線形性を補償す
るために予め通信信号波形を変形させ増幅器に送出する
変調装置に関するものである。
（従来の技術） 近年、電波資源が足りなくなってきていることから、無
線通信では周波数の有効利用を図るためにチャンネルの
狭帯域化が進んでいる。チャンネル帯域が狭くなれば、
帯域の広がるFM等の非線形な変調方式よりは、線形な変
調方式の方が好ましい。これは、ディジタル伝送、アナ
ログ伝送を問わない。線形変調方式では増幅器の非線形
性による送信スペクトルの劣化及び受信特性の劣化が問
題になる。
線通信では周波数の有効利用を図るためにチャンネルの
狭帯域化が進んでいる。チャンネル帯域が狭くなれば、
帯域の広がるFM等の非線形な変調方式よりは、線形な変
調方式の方が好ましい。これは、ディジタル伝送、アナ
ログ伝送を問わない。線形変調方式では増幅器の非線形
性による送信スペクトルの劣化及び受信特性の劣化が問
題になる。
通常の増幅器の入出力非線形特性には第３図に示すよう
にAM−AM変換と呼ばれる出力振幅の飽和特性と、AM−PM
変換と呼ばれる出力位相の入力振幅による変化がある。
入力振幅が飽和点から十分小さい点では、振幅特性は直
線であり、位相の変化もない。しかしながら、入力振幅
が飽和点に近ずくにつれ、出力振幅は飽和し、出力位相
は回転し始める。その結果として送信スペクトルの劣
化、及び受信特性の劣化をまねく。
にAM−AM変換と呼ばれる出力振幅の飽和特性と、AM−PM
変換と呼ばれる出力位相の入力振幅による変化がある。
入力振幅が飽和点から十分小さい点では、振幅特性は直
線であり、位相の変化もない。しかしながら、入力振幅
が飽和点に近ずくにつれ、出力振幅は飽和し、出力位相
は回転し始める。その結果として送信スペクトルの劣
化、及び受信特性の劣化をまねく。
第５図（ａ）〜（ｄ）はこのような非線形増幅器の信号
に対する影響は16値QAMを例に示している。第５図
（ａ）は本来あるべき送信信号の位相平面における信号
点分布であり、第５図（ｂ）はその時の送信スペクトル
分布である。第５図（ｃ）は動作点を飽和レベルの近く
にした時の増幅器出力の位相平面に於ける信号点の分布
を示す第５図（ｃ）の信号点は第５図（ａ）の信号点に
比べ歪んでいる。この時の送信スペクトルは第５図
（ｄ）に示すように３次及び５次等奇数次の相互変調成
分が出て、隣接チャンネルへの干渉の原因となる。ま
た、受信機は第５図（ｃ）の信号点が送られると、小さ
い雑音によって誤りを起こしてしまい、受信特性が劣化
する。
に対する影響は16値QAMを例に示している。第５図
（ａ）は本来あるべき送信信号の位相平面における信号
点分布であり、第５図（ｂ）はその時の送信スペクトル
分布である。第５図（ｃ）は動作点を飽和レベルの近く
にした時の増幅器出力の位相平面に於ける信号点の分布
を示す第５図（ｃ）の信号点は第５図（ａ）の信号点に
比べ歪んでいる。この時の送信スペクトルは第５図
（ｄ）に示すように３次及び５次等奇数次の相互変調成
分が出て、隣接チャンネルへの干渉の原因となる。ま
た、受信機は第５図（ｃ）の信号点が送られると、小さ
い雑音によって誤りを起こしてしまい、受信特性が劣化
する。
送信スペクトル特性及び受信特性の劣化を防ぐために、
このような増幅器の非線形性を補償する必要がある。従
来、このような非線形性を補償し、且つ増幅器特性の時
間変化をも補償するディジタル伝送用の手段として、特
願昭56−204120号明細書「適応型変調装置」にあるもの
がある。第６図は第１の従来例の適応型変調装置のブロ
ック図である。入力端子600からは送信データ系列が並
列に入力する。第６図中の結線上の斜線は複数の結線を
示す。送信データ系列は第１のメモリーであるランダム
・アクセス・メモリー610｛RAM（Random Access Memor
y）｝及び、第２のメモリーであるリード・オンリー・
メモリー620｛ROM（Read Only Memory）｝のアドレスと
なる。ROM620には第５図（ａ）のような本来の信号点配
置が複素数数値として記憶されており、RAM610の内容は
非線形増幅器出力が正しい信号点になるよう歪ませた値
が同じく複素数値として入れられている。RAM610の出力
はディジタル・アナログ変換器630でアナログ信号に変
換された後、帯域制限フィルター635で帯域制限され変
調器640で発振器651の出力を直交変調し端子601から非
線形増幅器へ出力される。RAM610の内容を適応的に変換
させる為に、非線形増幅器の出力端子602から入力し復
調器660で発振器651の出力を用いて復調する。復調器66
0で復調された信号は、アナログ・ディジタル変換器670
で複素ディジタル信号に変換される。この復調された複
素ディジタル信号をROM620から読み出される本来あるべ
き信号から減算回路680で減算し、その結果を修正量発
生回路690で一定係数ｋ倍して（RAMの値を早く収束させ
る為に一般には１より十分小さい値にする）、RAM610か
ら読み出された出力に加算回路691で加える。もしも、
復調された値がROM620からの本来あるべき値よりも大き
い時はRAM610の内容を小さくする様に制御し、復調され
た値がROM620からの本来あるべき値よりも小さい時はRA
M610の内容を大きくする様に制御する。この様にするこ
とにより非線形増幅器の入出力特性がたとえ変化して
も、常に非線形増幅器の出力、すなわち端子602からの
入力信号が第５図（ａ）のように正しい信号点配置にな
るようにRAM610の内容を制御する事が出来る。しかしな
がら、この様な第１の従来の方式では受信特性の劣化を
防ぐ事は出来ても、送信スペクトルの劣化は防ぐ事が出
来ない。例えば、帯域制限された４値信号が第７図
（ａ）の実線のように示されるものとすると、増幅器に
より歪を受けた時第７図（ａ）の破線のようになる。こ
の様な軌跡の変化がスペクトルの劣化をまねく。RAM610
は、各シンボル点での信号点を出力するだけであり、フ
ィルター635の出力は第７図（ｂ）の様になる。さらに
これに歪が加わると第７図（ｃ）の実線の様になる。と
ころが、本来あるべき信号軌跡である第７図（ｃ）の破
線とは一致しないから、送信スペクトルは十分改善され
ない。なぜなら、第６図の様な線形回路は、シンボル点
での線形性のみを補償し、途中の軌跡までは補償しない
からである。更に第６図の様な構成をとるとディジタル
信号伝送にしか応用できない。
このような増幅器の非線形性を補償する必要がある。従
来、このような非線形性を補償し、且つ増幅器特性の時
間変化をも補償するディジタル伝送用の手段として、特
願昭56−204120号明細書「適応型変調装置」にあるもの
がある。第６図は第１の従来例の適応型変調装置のブロ
ック図である。入力端子600からは送信データ系列が並
列に入力する。第６図中の結線上の斜線は複数の結線を
示す。送信データ系列は第１のメモリーであるランダム
・アクセス・メモリー610｛RAM（Random Access Memor
y）｝及び、第２のメモリーであるリード・オンリー・
メモリー620｛ROM（Read Only Memory）｝のアドレスと
なる。ROM620には第５図（ａ）のような本来の信号点配
置が複素数数値として記憶されており、RAM610の内容は
非線形増幅器出力が正しい信号点になるよう歪ませた値
が同じく複素数値として入れられている。RAM610の出力
はディジタル・アナログ変換器630でアナログ信号に変
換された後、帯域制限フィルター635で帯域制限され変
調器640で発振器651の出力を直交変調し端子601から非
線形増幅器へ出力される。RAM610の内容を適応的に変換
させる為に、非線形増幅器の出力端子602から入力し復
調器660で発振器651の出力を用いて復調する。復調器66
0で復調された信号は、アナログ・ディジタル変換器670
で複素ディジタル信号に変換される。この復調された複
素ディジタル信号をROM620から読み出される本来あるべ
き信号から減算回路680で減算し、その結果を修正量発
生回路690で一定係数ｋ倍して（RAMの値を早く収束させ
る為に一般には１より十分小さい値にする）、RAM610か
ら読み出された出力に加算回路691で加える。もしも、
復調された値がROM620からの本来あるべき値よりも大き
い時はRAM610の内容を小さくする様に制御し、復調され
た値がROM620からの本来あるべき値よりも小さい時はRA
M610の内容を大きくする様に制御する。この様にするこ
とにより非線形増幅器の入出力特性がたとえ変化して
も、常に非線形増幅器の出力、すなわち端子602からの
入力信号が第５図（ａ）のように正しい信号点配置にな
るようにRAM610の内容を制御する事が出来る。しかしな
がら、この様な第１の従来の方式では受信特性の劣化を
防ぐ事は出来ても、送信スペクトルの劣化は防ぐ事が出
来ない。例えば、帯域制限された４値信号が第７図
（ａ）の実線のように示されるものとすると、増幅器に
より歪を受けた時第７図（ａ）の破線のようになる。こ
の様な軌跡の変化がスペクトルの劣化をまねく。RAM610
は、各シンボル点での信号点を出力するだけであり、フ
ィルター635の出力は第７図（ｂ）の様になる。さらに
これに歪が加わると第７図（ｃ）の実線の様になる。と
ころが、本来あるべき信号軌跡である第７図（ｃ）の破
線とは一致しないから、送信スペクトルは十分改善され
ない。なぜなら、第６図の様な線形回路は、シンボル点
での線形性のみを補償し、途中の軌跡までは補償しない
からである。更に第６図の様な構成をとるとディジタル
信号伝送にしか応用できない。
このような欠点を克服し、増幅器の非線形性により送信
スペクトルの劣化が起こらないように増幅器の非線形を
補償できる変調装置には、特願昭60−057138号明細書に
記載のものがある。第４図は第２の従来例である特願昭
60−057138号明細書「変調装置」に示されたブロック図
である。入力端子401、402から入力してきた複素サンプ
ル値信号系列411−Ｉ、411−Ｑをアドレスとして書き換
え可能なメモリー（RAM）420は入力信号に非線形補償用
の複素表現された歪量を加えた信号値421−Ｉ、421−Ｑ
を出力する。信号421−Ｉ、421−Ｑは、DA変換器430で
アナログ信号となり、直交変調器440で復調され、出力
端子404から非線形増幅器（図示せず）に入力する。非
線形増幅器出力の一部は入力端子403から入力し、直交
復調器445で復調され、復調された信号はAD変換器450で
サンプルされ、信号451−Ｉ、451−Ｑとなって出力され
る。減算回路460では本来送信されるべき入力信号411−
Ｉ、411−ＱからAD変換器出力信号451−Ｉ、451−Ｑを
それぞれ引き算する。この減算回路出力が検出された誤
差である。RAM420において信号（411−Ｉ、411−Ｑ）か
ら信号（421−Ｉ、421−Ｑ）への変換が増幅器の非線形
性を補償するよう正しく行なっていれば、減算回路460
の出力は０となる。この出力が０でないとき修正量発生
回路470において減算回路460が出力がｋ（ｋは１以下の
定数）倍され加算器480でRAM420の出力信号421−Ｉ、42
1−Ｑと修正量発生回路470出力を加算しRAM420に出力し
てRAMの値を書き換える。
スペクトルの劣化が起こらないように増幅器の非線形を
補償できる変調装置には、特願昭60−057138号明細書に
記載のものがある。第４図は第２の従来例である特願昭
60−057138号明細書「変調装置」に示されたブロック図
である。入力端子401、402から入力してきた複素サンプ
ル値信号系列411−Ｉ、411−Ｑをアドレスとして書き換
え可能なメモリー（RAM）420は入力信号に非線形補償用
の複素表現された歪量を加えた信号値421−Ｉ、421−Ｑ
を出力する。信号421−Ｉ、421−Ｑは、DA変換器430で
アナログ信号となり、直交変調器440で復調され、出力
端子404から非線形増幅器（図示せず）に入力する。非
線形増幅器出力の一部は入力端子403から入力し、直交
復調器445で復調され、復調された信号はAD変換器450で
サンプルされ、信号451−Ｉ、451−Ｑとなって出力され
る。減算回路460では本来送信されるべき入力信号411−
Ｉ、411−ＱからAD変換器出力信号451−Ｉ、451−Ｑを
それぞれ引き算する。この減算回路出力が検出された誤
差である。RAM420において信号（411−Ｉ、411−Ｑ）か
ら信号（421−Ｉ、421−Ｑ）への変換が増幅器の非線形
性を補償するよう正しく行なっていれば、減算回路460
の出力は０となる。この出力が０でないとき修正量発生
回路470において減算回路460が出力がｋ（ｋは１以下の
定数）倍され加算器480でRAM420の出力信号421−Ｉ、42
1−Ｑと修正量発生回路470出力を加算しRAM420に出力し
てRAMの値を書き換える。
この様にする事により自動的に非線形増幅器の特性に合
わせて非線形増幅器の出力が正しい送信信号波形になる
ようにする事が出来る。
わせて非線形増幅器の出力が正しい送信信号波形になる
ようにする事が出来る。
（発明が解決しようとする問題点） このように従来の方式では、非線形増幅器の入出力特性
の変化には追従できるが、変復調器の変換損失に変化が
起こったり、増幅器の利得が変化すると送信スペクトル
の劣化を防ぐことが出来ない場合がある。
の変化には追従できるが、変復調器の変換損失に変化が
起こったり、増幅器の利得が変化すると送信スペクトル
の劣化を防ぐことが出来ない場合がある。
通常用いる直交変復調器は複素信号を実数成分と虚数成
分をそれぞれ搬送波と掛け合わせて変復調する。変調器
でベースバンド信号をRF信号に変換する際ミキサーによ
る変換損失が生ずる。たとえば変調の際、この変換損失
が信号の実数成分と虚数成分とで異なり一方の成分が他
方の成分に比べ減少し変調器出力が非常に小さくなると
増幅器の出力電力が非常に減少する場合がある。増幅器
出力の信号電力が小さくなると帰還される電力が小さく
なりこの送信機の入力信号より非常に小さくなる。この
時、この回路では増幅機入力を増やすために入力信号を
補償する付加歪量が増加する。しかし、付加歪量の増加
により増幅機入力信号の振幅が増幅器出力が飽和に達す
る振幅である最大入力増幅を超すと増幅器の出力が飽和
値を超す場合がある。また復調器でも同様の事が言え、
変換損失が実数成分と虚数成分とで異なり一方の成分が
他方に比べ減少すると減少した方の復調器出力が非常に
小さくなりこの送信機の入力信号より非常に小さくな
る。従って増幅器入力を増やすために付加歪量が増加す
る。付加歪量の増加により増幅器入力信号の振幅が増幅
器出力が飽和に達する振幅である最大入力振幅を超すと
増幅器の出力が飽和値を超す場合がある。増幅器出力が
飽和値を超えると歪等化の制御をかけても歪は増加する
一方で、その結果、安定な制御が出来なくなる。
分をそれぞれ搬送波と掛け合わせて変復調する。変調器
でベースバンド信号をRF信号に変換する際ミキサーによ
る変換損失が生ずる。たとえば変調の際、この変換損失
が信号の実数成分と虚数成分とで異なり一方の成分が他
方の成分に比べ減少し変調器出力が非常に小さくなると
増幅器の出力電力が非常に減少する場合がある。増幅器
出力の信号電力が小さくなると帰還される電力が小さく
なりこの送信機の入力信号より非常に小さくなる。この
時、この回路では増幅機入力を増やすために入力信号を
補償する付加歪量が増加する。しかし、付加歪量の増加
により増幅機入力信号の振幅が増幅器出力が飽和に達す
る振幅である最大入力増幅を超すと増幅器の出力が飽和
値を超す場合がある。また復調器でも同様の事が言え、
変換損失が実数成分と虚数成分とで異なり一方の成分が
他方に比べ減少すると減少した方の復調器出力が非常に
小さくなりこの送信機の入力信号より非常に小さくな
る。従って増幅器入力を増やすために付加歪量が増加す
る。付加歪量の増加により増幅器入力信号の振幅が増幅
器出力が飽和に達する振幅である最大入力振幅を超すと
増幅器の出力が飽和値を超す場合がある。増幅器出力が
飽和値を超えると歪等化の制御をかけても歪は増加する
一方で、その結果、安定な制御が出来なくなる。
（問題点を解決する為の手段） 前述の問題点を解決するために本発明の提供する送信機
は、複素信号をサンプルしたサンプル値信号系列を入力
とし、この入力信号系列を増幅器の非線形性を補償する
ように歪ませ、この歪ませた信号を複素信号のサンプル
値系列として出力する前置歪付加回路と、この前置歪付
加回路の出力で変調された信号を生成し前記増幅器へ出
力する直交変調器と、前記前置歪付加回路の出力から振
幅を計算する振幅計算器と、前記増幅器の出力を受け前
記振幅計算器の出力により前記増幅器の入力があらかじ
め定められた値を越さないように減衰量を調整する減衰
器と、この減衰器の出力を復調し複素信号を得て出力す
る直交復調器と、この直交復調器の出力を前記サンプル
値信号系列から引き算する減算回路と、この減算回路の
出力を受けて、前記前置歪付加回路の内容の修正に用い
る修正量を計算し前置歪付加回路に出力する修正量発生
回路からなることを特徴とする。
は、複素信号をサンプルしたサンプル値信号系列を入力
とし、この入力信号系列を増幅器の非線形性を補償する
ように歪ませ、この歪ませた信号を複素信号のサンプル
値系列として出力する前置歪付加回路と、この前置歪付
加回路の出力で変調された信号を生成し前記増幅器へ出
力する直交変調器と、前記前置歪付加回路の出力から振
幅を計算する振幅計算器と、前記増幅器の出力を受け前
記振幅計算器の出力により前記増幅器の入力があらかじ
め定められた値を越さないように減衰量を調整する減衰
器と、この減衰器の出力を復調し複素信号を得て出力す
る直交復調器と、この直交復調器の出力を前記サンプル
値信号系列から引き算する減算回路と、この減算回路の
出力を受けて、前記前置歪付加回路の内容の修正に用い
る修正量を計算し前置歪付加回路に出力する修正量発生
回路からなることを特徴とする。
（作用） 前述したように増幅器出力から帰還される信号が、たと
えば変復調器の経年変化などで周波数の変換損失が大き
くなったことが原因で小さくなると安定制御が不可能に
なる。たとえば、安定に動作している時は、第４図で、
A/D変換器出力451−ＩとＱは、411−ＩとＱに等しい。
しかし、今、帰還信号が小さくなると、たとえば、411
−Ｉ＞451−Ｉとなり、411−Ｉと451−Ｉが等しくなる
ようにRAM420の値を大きくするように動く。一般に増幅
器の入出力振幅特性は第８図のようになる。したがっ
て、制御の結果、第８図のＡ点がアンプの入力となるよ
うな時、この回路の制御はアンプの入力を無限に大きく
するように動作する。かつアンプの出力信号スペクトル
は劣化する一方となる。したがって、このような劣化を
防ぐためには、アンプの入力信号の大きさをある範囲に
制限する必要がある。本発明では前置歪付加回路の出力
の振幅を計算し、この振幅が予め定められた値を超すと
きは減衰量を減らすことにより帰還電力を増す。つま
り、第８図において、入力レベルがPA以下の時に、この
回路は安定に動作する。したがって、アンプの入力の振
幅をモニタし、PA以上になったならば、帰還信号を大き
くする（減衰器の減衰量を小さくする）。本発明では本
来送信されるべき送信機入力信号電力と増幅器出力から
の帰還信号電力が一致するよう制御されるので、帰還信
号電力が大きくなると増幅器の入力信号を小さくするよ
う付加歪量の増加を押える。かりに、411−Ｉ＜451−I,
411−Ｑ＜451−Ｑとなれば、RAM420の信号の値を小さく
する方向に動作し、アンプの入力が、ある値以下（PA以
下）になる。付加歪量の増加を押えることにより増幅器
の入力が最大振幅を超して増幅器出力は飽和値を超える
ことを防ぐ。
えば変復調器の経年変化などで周波数の変換損失が大き
くなったことが原因で小さくなると安定制御が不可能に
なる。たとえば、安定に動作している時は、第４図で、
A/D変換器出力451−ＩとＱは、411−ＩとＱに等しい。
しかし、今、帰還信号が小さくなると、たとえば、411
−Ｉ＞451−Ｉとなり、411−Ｉと451−Ｉが等しくなる
ようにRAM420の値を大きくするように動く。一般に増幅
器の入出力振幅特性は第８図のようになる。したがっ
て、制御の結果、第８図のＡ点がアンプの入力となるよ
うな時、この回路の制御はアンプの入力を無限に大きく
するように動作する。かつアンプの出力信号スペクトル
は劣化する一方となる。したがって、このような劣化を
防ぐためには、アンプの入力信号の大きさをある範囲に
制限する必要がある。本発明では前置歪付加回路の出力
の振幅を計算し、この振幅が予め定められた値を超すと
きは減衰量を減らすことにより帰還電力を増す。つま
り、第８図において、入力レベルがPA以下の時に、この
回路は安定に動作する。したがって、アンプの入力の振
幅をモニタし、PA以上になったならば、帰還信号を大き
くする（減衰器の減衰量を小さくする）。本発明では本
来送信されるべき送信機入力信号電力と増幅器出力から
の帰還信号電力が一致するよう制御されるので、帰還信
号電力が大きくなると増幅器の入力信号を小さくするよ
う付加歪量の増加を押える。かりに、411−Ｉ＜451−I,
411−Ｑ＜451−Ｑとなれば、RAM420の信号の値を小さく
する方向に動作し、アンプの入力が、ある値以下（PA以
下）になる。付加歪量の増加を押えることにより増幅器
の入力が最大振幅を超して増幅器出力は飽和値を超える
ことを防ぐ。
（実施例） 次に本願の発明の実施例を挙げこれら発明を一層詳しく
説明する。
説明する。
本発明の１実施例について第１図を参照して説明する。
入力端子101および102から入力した信号111−Ｉ及び111
−Ｑ、複素信号をサンプル量子化した信号系列の実数
部、虚数部を表わす。信号111−Ｉ及び111−Ｑを受けた
前置歪付加回路120は、増幅器の非線形性を補償する為
の歪を加えた複素信号を表わす121−Ｉおよび121−Ｑを
出力する。信号121−Ｉ及び121−Ｑはディジタル・アナ
ログ（DA）変換器130でそれぞれアナログ変換される。
直交変調器140ではDA変換器130の出力を受けて発振器14
1で出力を変調し信号142を出力する。変調された信号14
2を入力とする増幅器150は出力端子104に出力し、出力
の一部は信号151となる。振幅計算器135は前置歪付加回
路120の出力120−Ｉ及び120−Ｑの入力により複素信号
の振幅を計算し減衰器160に出力する。減衰器160は振幅
器150の出力の一部151と振幅計算器135の出力を受けて
増幅器150の入力があらかじめ定められた値を超さない
ように減衰量を調整する。直交復調器145では発振器141
で減衰器160の出力を復調し複素ベースバンド信号149−
Ｉ及び149−Ｑを出力する。信号149−Ｉ及び149−Ｑは
アナログ・ディジタル変換器170において、サンプル量
子化される。減算回路180では本来送信されるべき信号
である111−Ｉ及び111−ＱからAD変換器出力170−Ｉ及
び170−Ｑをそれぞれ引き算する。つまり、振幅計算器1
35で前置歪付加回路120の出力信号の振幅を計算しその
振幅が予め定められた値（一般には、この値は増幅器の
最大入力振幅値）を超す場合は減衰器160の減衰量を減
らす。減衰量が緩められれば増幅器からの帰還電力が増
加し、入力信号（111−I,111−Ｑ）よりも帰還信号（12
1−I,121−Ｑ）が大きくなる。入力信号よりも帰還信号
が大きくなると減算回路180の結果より増幅器の入力が
小さくなるように前置歪付加回路120の内容が書き換え
られ、増幅器の最大入力振幅を超さなくなる。また、前
置歪付加回路120において信号（111−I,111−Ｑ）から
信号（121−I,121−Ｑ）への変換が増幅器150の非線形
性を補償するように正しく行なっていれば減算回路180
の出力は０となる。この出力が０でないときには、修正
量発生回路190において減算回路180の出力がｋ倍され
（ｋは１以下の定数）、前置歪付加回路120に入力し補
償歪量を書き換える。
入力端子101および102から入力した信号111−Ｉ及び111
−Ｑ、複素信号をサンプル量子化した信号系列の実数
部、虚数部を表わす。信号111−Ｉ及び111−Ｑを受けた
前置歪付加回路120は、増幅器の非線形性を補償する為
の歪を加えた複素信号を表わす121−Ｉおよび121−Ｑを
出力する。信号121−Ｉ及び121−Ｑはディジタル・アナ
ログ（DA）変換器130でそれぞれアナログ変換される。
直交変調器140ではDA変換器130の出力を受けて発振器14
1で出力を変調し信号142を出力する。変調された信号14
2を入力とする増幅器150は出力端子104に出力し、出力
の一部は信号151となる。振幅計算器135は前置歪付加回
路120の出力120−Ｉ及び120−Ｑの入力により複素信号
の振幅を計算し減衰器160に出力する。減衰器160は振幅
器150の出力の一部151と振幅計算器135の出力を受けて
増幅器150の入力があらかじめ定められた値を超さない
ように減衰量を調整する。直交復調器145では発振器141
で減衰器160の出力を復調し複素ベースバンド信号149−
Ｉ及び149−Ｑを出力する。信号149−Ｉ及び149−Ｑは
アナログ・ディジタル変換器170において、サンプル量
子化される。減算回路180では本来送信されるべき信号
である111−Ｉ及び111−ＱからAD変換器出力170−Ｉ及
び170−Ｑをそれぞれ引き算する。つまり、振幅計算器1
35で前置歪付加回路120の出力信号の振幅を計算しその
振幅が予め定められた値（一般には、この値は増幅器の
最大入力振幅値）を超す場合は減衰器160の減衰量を減
らす。減衰量が緩められれば増幅器からの帰還電力が増
加し、入力信号（111−I,111−Ｑ）よりも帰還信号（12
1−I,121−Ｑ）が大きくなる。入力信号よりも帰還信号
が大きくなると減算回路180の結果より増幅器の入力が
小さくなるように前置歪付加回路120の内容が書き換え
られ、増幅器の最大入力振幅を超さなくなる。また、前
置歪付加回路120において信号（111−I,111−Ｑ）から
信号（121−I,121−Ｑ）への変換が増幅器150の非線形
性を補償するように正しく行なっていれば減算回路180
の出力は０となる。この出力が０でないときには、修正
量発生回路190において減算回路180の出力がｋ倍され
（ｋは１以下の定数）、前置歪付加回路120に入力し補
償歪量を書き換える。
第２図（ａ）、（ｂ）は本発明に用いられる前置歪付加
回路120の構成例のブロック図である。第２図（ａ）で
は書き換え可能なメモリー（RAM）210には入力サンプル
値信号に非線形性を補償する為の歪成分を加えた信号値
が記憶され、RAM210の内容を制御する方法としてはRAM2
10出力と修正量発生回路190出力を加算器220で加算す
る。加算結果をRAM210に書き込むことでRAM210の信号値
を適応的に制御できる。第２図（ｂ）は本発明の前置歪
付加回路120のもう１つを構成例のブロック図である。
書き換え可能なメモリー（RAM）310には非線形性を補償
する為に加える前置歪成分が記憶され第１の加算器320
において入力サンプルチ値系列とRAM310出力とを加える
ことによって信号121−Ｉ及び121−Ｑに相当する信号が
得られる。RQM410の内容を制御する方法としては、
（ａ）と同じようにRAM310出力と修正量発生回路190出
力を第２の加算器220で加算する。加算結果をRAM310に
書き込むことでRAM310の補償用歪量を適応的に制御でき
る。
回路120の構成例のブロック図である。第２図（ａ）で
は書き換え可能なメモリー（RAM）210には入力サンプル
値信号に非線形性を補償する為の歪成分を加えた信号値
が記憶され、RAM210の内容を制御する方法としてはRAM2
10出力と修正量発生回路190出力を加算器220で加算す
る。加算結果をRAM210に書き込むことでRAM210の信号値
を適応的に制御できる。第２図（ｂ）は本発明の前置歪
付加回路120のもう１つを構成例のブロック図である。
書き換え可能なメモリー（RAM）310には非線形性を補償
する為に加える前置歪成分が記憶され第１の加算器320
において入力サンプルチ値系列とRAM310出力とを加える
ことによって信号121−Ｉ及び121−Ｑに相当する信号が
得られる。RQM410の内容を制御する方法としては、
（ａ）と同じようにRAM310出力と修正量発生回路190出
力を第２の加算器220で加算する。加算結果をRAM310に
書き込むことでRAM310の補償用歪量を適応的に制御でき
る。
（発明の効果） 以上説明したように、本発明の送信機はいかなる変調方
式に対しても自動的に非線形増幅器の特性に合わせて非
線形増幅器の出力が正しい送信信号波形になるようにす
ることができる。また本発明の送信機は減衰器の減衰量
を調製し増幅器の入力が増幅器最大入力振幅を超さない
ようにする事により増幅器出力が飽和値を超えないよう
に制御し変復調器の変換による信号振幅変化や増幅器の
利得の変化にも歪を起こすことなく非線形補償できる。
式に対しても自動的に非線形増幅器の特性に合わせて非
線形増幅器の出力が正しい送信信号波形になるようにす
ることができる。また本発明の送信機は減衰器の減衰量
を調製し増幅器の入力が増幅器最大入力振幅を超さない
ようにする事により増幅器出力が飽和値を超えないよう
に制御し変復調器の変換による信号振幅変化や増幅器の
利得の変化にも歪を起こすことなく非線形補償できる。
第１図は本願の発明の実施例を示すブロック図、第２図
（ａ）、（ｂ）は第１図実施例における前置歪付加回路
の具体例、第３図は非線形増幅器の入力出力特性を示す
図、第４図は従来の適応線形化回路付変調器を示すブロ
ック図、第５図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）は16値
QAMの非線形増幅器による歪を示す図、第６図は第１の
従来例の適応型変調器のブロック図、第７図（ａ）、
（ｂ）、（ｃ）は第１の従来例の適応型変調器の各部の
波形を示す図、第８図は増幅器の入出力振幅特性を示す
図である。 図において、 101,102……入力端子、104……出力端子、 120……前置歪付加回路、 130……ディジタル・アナログ変換器、 135……振幅計算器、140……直交変調器、 141……発振器、145……直交復調器、 150……増幅器、160……減衰器、 170……アナログ・ディジタル変換器、 180……減算回路、190……修正量発生回路、 210……書き換え可能なメモリー（RAM）、 220……加算器、 310……書き換え可能なメモリー（RAM）、 320……加算器、401,402,403……入力端子、 404……出力端子、 420……書き換え可能なメモリー（RAM）、 430……ディジタル・アナログ変換器、 440……直交変調器、441……発振器、 450……アナログ・ディジタル変換器、 460……減算回路、470……修正量発生回路、 480……加算器、600,602……入力端子、 601……出力端子、610……RAM、620……ROM、 630……ディジタル・アナログ変換器、 635……帯域制限フィルター、640……直交変調器、 651……発振器、660……復調器、 670……アナログ・ディジタル変換器、 680……減算器、690……修正量発生回路、 691……加算器、をそれぞれ示す。
（ａ）、（ｂ）は第１図実施例における前置歪付加回路
の具体例、第３図は非線形増幅器の入力出力特性を示す
図、第４図は従来の適応線形化回路付変調器を示すブロ
ック図、第５図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）は16値
QAMの非線形増幅器による歪を示す図、第６図は第１の
従来例の適応型変調器のブロック図、第７図（ａ）、
（ｂ）、（ｃ）は第１の従来例の適応型変調器の各部の
波形を示す図、第８図は増幅器の入出力振幅特性を示す
図である。 図において、 101,102……入力端子、104……出力端子、 120……前置歪付加回路、 130……ディジタル・アナログ変換器、 135……振幅計算器、140……直交変調器、 141……発振器、145……直交復調器、 150……増幅器、160……減衰器、 170……アナログ・ディジタル変換器、 180……減算回路、190……修正量発生回路、 210……書き換え可能なメモリー（RAM）、 220……加算器、 310……書き換え可能なメモリー（RAM）、 320……加算器、401,402,403……入力端子、 404……出力端子、 420……書き換え可能なメモリー（RAM）、 430……ディジタル・アナログ変換器、 440……直交変調器、441……発振器、 450……アナログ・ディジタル変換器、 460……減算回路、470……修正量発生回路、 480……加算器、600,602……入力端子、 601……出力端子、610……RAM、620……ROM、 630……ディジタル・アナログ変換器、 635……帯域制限フィルター、640……直交変調器、 651……発振器、660……復調器、 670……アナログ・ディジタル変換器、 680……減算器、690……修正量発生回路、 691……加算器、をそれぞれ示す。
Claims (3)
- 【請求項１】複素信号をサンプルしたサンプル値信号系
列を入力とし、この入力信号系列を増幅器の非線形性を
補償するように歪ませ、この歪ませた信号を複素信号の
サンプル値系列として出力する前置歪付加回路と、この
前置歪付加回路の出力で変調された信号を生成し前記増
幅器へ出力する直交変調器と、前記前置歪付加回路の出
力から振幅を計算する振幅計算器と、前記増幅器の出力
を受け前記振幅計算器の出力により前記増幅器の入力が
あらかじめ定められた値を越さないように減衰量を調整
する減衰器と、この減衰器の出力を復調し複素信号を得
て出力する直交復調器と、この直交復調器の出力を前記
サンプル値信号系列から引き算する減算回路と、この減
算回路の出力を受けて、前記前置歪付加回路の内容の修
正に用いる修正量を計算し前置歪付加回路に出力する修
正量発生回路からなることを特徴とする送信機。 - 【請求項２】前記前置歪付加回路が、前記増幅器の非線
形性を補償するように予め歪ませた複素信号のサンプル
値系列を出力する書き換え可能なメモリーと、このメモ
リーの出力と前記修正量発生回路の出力とを加算する加
算器とを備え、加算結果を前記メモリーに書き込むこと
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の送信機。 - 【請求項３】前記前置歪付加回路が、前記増幅器の非線
形特性を補償する複素表現された歪を出力する書き換え
可能なメモリーと、このメモリーの出力と前記サンプル
値信号系列とを加算する第１の加算回路と、このメモリ
ー出力と前記修正量発生回路の出力とを加算する第２の
加算器とを備え、加算結果を前記メモリーに書き込むこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の送信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60280609A JPH0773243B2 (ja) | 1985-12-12 | 1985-12-12 | 送信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60280609A JPH0773243B2 (ja) | 1985-12-12 | 1985-12-12 | 送信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62139425A JPS62139425A (ja) | 1987-06-23 |
| JPH0773243B2 true JPH0773243B2 (ja) | 1995-08-02 |
Family
ID=17627419
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60280609A Expired - Lifetime JPH0773243B2 (ja) | 1985-12-12 | 1985-12-12 | 送信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0773243B2 (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2211045B (en) * | 1987-10-10 | 1991-08-21 | Marconi Co Ltd | Linearity adjusting circuit |
| JP2723607B2 (ja) * | 1989-04-28 | 1998-03-09 | 松下電器産業株式会社 | 送信装置 |
| US5278994A (en) * | 1991-06-03 | 1994-01-11 | Motorola, Inc. | Power amplifier saturation detection and correction method and apparatus |
| JP2883260B2 (ja) * | 1993-04-20 | 1999-04-19 | 三菱電機株式会社 | 歪補償回路 |
| JP2576357B2 (ja) * | 1993-04-21 | 1997-01-29 | 日本電気株式会社 | 多値直交振幅変調波歪補償回路 |
| GB9320078D0 (en) * | 1993-09-29 | 1993-11-17 | Linear Modulation Tech | Cartesian amplifier power control and related applications |
| US5673001A (en) * | 1995-06-07 | 1997-09-30 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for amplifying a signal |
| US5732333A (en) * | 1996-02-14 | 1998-03-24 | Glenayre Electronics, Inc. | Linear transmitter using predistortion |
| US5867065A (en) * | 1997-05-07 | 1999-02-02 | Glenayre Electronics, Inc. | Frequency selective predistortion in a linear transmitter |
| EP1204216B1 (en) | 1999-07-28 | 2011-04-20 | Fujitsu Limited | Method and apparatus for distortion compensation of radio device |
| DE69933243T2 (de) | 1999-07-28 | 2007-04-12 | Fujitsu Ltd., Kawasaki | Funkgerät mit verzerrungskompensation |
| CN101023578B (zh) * | 2004-09-21 | 2010-04-21 | 株式会社日立国际电气 | 失真补偿放大装置 |
| WO2007082391A1 (de) * | 2006-01-20 | 2007-07-26 | Pi-Design Ag | Filtereinsatz |
| JP2015233245A (ja) * | 2014-06-10 | 2015-12-24 | Ｎｅｃネットワーク・センサ株式会社 | 歪補正装置、歪補正方法、及び増幅装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60141033A (ja) * | 1983-12-28 | 1985-07-26 | Nec Corp | 音響結合装置 |
-
1985
- 1985-12-12 JP JP60280609A patent/JPH0773243B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62139425A (ja) | 1987-06-23 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |