CN101023578B - 失真补偿放大装置 - Google Patents

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Abstract

在施加预失真以进行失真补偿的放大装置中，即使在接近输入信号峰值的电平的出现频度小的情况下也能高效率地进行失真补偿表的更新，谋求失真补偿精度的提高。失真补偿表(2)的补偿值被划分为输出失真增大的大输入电平对应的第一补偿值组和其他的小输入电平对应的第二补偿值组，控制部(5)，当电平检测部(1)检测出的电平在阈值以上时，进行第一补偿值组的更新，当在阈值以下时，进行第二补偿值组的更新。由此，即使对于像CDMA或OFDM方式那样的信号电平的峰值出现频度少的信号也能高效率地进行更新处理，使失真补偿精度提高。

Description

失真补偿放大装置
技术领域
本发明涉及失真补偿放大装置，尤其是涉及由具有与放大装置的失真特性相反的特性的前置补偿器对输入信号施加失真，将其输出输入到放大装置的失真补偿放大装置。
背景技术
在采用了例如W-CDMA(Wide-band Code Division MultipleAccess：宽带码分多址)方式作为移动通信方式的移动通信系统中，其基站装置，需要使无线信号到达物理上远离的移动站装置的位置。因此，基站的放大装置需要将信号大幅度地放大，能够采取如下对策，即：对直到表现出因饱和而引起的非线性特性的范围之前所使用的信号进行放大，并抑制由非线性特性等而产生的失真信号。
作为上述抑制失真信号的方法，近年来大多采用放大效率高的预失真方式。图3是表示采用预失真方式的现有的失真补偿放大装置的简略框图，在图3的失真补偿表32中，例如以复数振幅(矢量)形式存储着与输入信号SIN的各电平对应的振幅补偿值a和相位补偿值b。由电平检测部31检测输入信号SIN的电平(功率或振幅)，并将与该检测值对应的地址信号A传送到失真补偿表32。该地址信号A指定从失真补偿表32读出的振幅补偿值a和相位补偿值b的地址。
前置补偿器33，根据从失真补偿表32输出的预失真控制信号，分别对输入信号SIN的振幅和相位施加变化。因此，只要通过利用与放大装置34对应各输入电平而产生的振幅和相位失真、即失真特性相反的特性来对输入信号SIN施加改变这样的方式设定好失真补偿表32中的振幅补偿值a和相位补偿值b，就可以将从放大装置34输出的输出信号SOUT的失真分量除去，并能抑制对信号频带外的漏泄功率、即对邻近信道的干扰功率。以下，将根据上述补偿值对输入信号SIN所施加的变化称为预失真。
另外，图3的放大装置34是无线频率信号带的放大器，但失真补偿表32、控制部35等是数字电路，而且，对前置补偿器33、电平检测部31的输入信号SIN，既可以是无线频带的信号也可以是中频带的信号。因此，实际上，应根据这些电路结构对图3的电路附加频率变换器或A/D、D/A转换器，但这种电路结构的不同与本发明无关，因此图3只示出原理上的结构。
放大装置34的特性会因长期变化或温度变化而变化。如果不与该变化对应地改变失真补偿表32的振幅补偿值a和相位补偿值b，就不能正确地进行基于预失真的失真补偿。控制部35，至少输入放大装置34的输出信号或其输出信号中所含有的残留失真的评价值等作为反馈信号，并与放大装置34的特性变化对应地对失真补偿表32的补偿值进行更新以使其保持最佳值。
该控制部35对失真补偿表32的适当更新，最好能高速地收敛于最佳值，但由于以下原因很难实现高速收敛。
图4是表示放大装置34的输入输出特性的一例的图。如图4所示，放大装置的输入输出特性的非线性特性，显著地表现在输入电平越高、输出越接近饱和的区域，因此需要将振幅大的输出信号的反馈信号输入到控制部35内并反映在失真补偿表中。但是，例如W-CDMA信号，振幅大的信号的产生概率低，只是瞬时地发生。
另外，例如在假定了W-CDMA的4载波的情况下，信号频带为20MHz、进而为了处理3次、5次失真而使用约100MHz的采样信号时，在标准的数字设备中不能进行实时处理。因此，如果控制部35在从所取得的反馈信号中检测失真成分的期间内，停止反馈信号的取得，只是间断地取得反馈信号，则能够取得振幅大的输出信号的反馈信号的概率将进一步降低。
因此，正在进行用于使补偿值高速收敛的各种研究。
例如，在专利文献1所公开的“对失真补偿系数进行校正和插补的非线性失真补偿发送装置”中，设置失真补偿系数校正单元，当与某输入信号电平对应的失真补偿系数较大地偏离了与该电平接近的电平所对应的失真补偿系数时，进行将该偏离了的失真补偿系数置换为接近值的平均值等的校正处理。由此，谋求同时参照发送输出的失真功率的失真补偿系数更新处理的处理时间的缩短。另外，为减小失真补偿表的存储量，提出了这样一种结构，即：仅针对输入信号电平的分散值存储、更新失真补偿系数，根据表中的值进行插补来生成表中没有的电平所对应的失真补偿系数。此外，该专利文献1中的表的更新，是通过以下方法，即：求出输入信号和输出信号的误差，采用Clipped-LMS(Least MeanSquare：最小均方)算法计算出使该误差变为0的系数。
在专利文献2的“失真补偿装置”中，将输入信号电平划分为多个块，依次取出各块并用扰动法对与该块的输入电平对应的补偿值进行更新，以消除发送输出失真。其中当进行输入信号电平最大的块的更新时，用仅当输入信号电平超过预定值时的发送输出失真进行更新处理。这考虑到了像CDMA方式那样使用多重代码的情况、或像OFDA(OrthogonalFrequency Division Multiplexing：正交频分复用)方式那样使用多载波发送信号的情况等发送信号是取得峰值或与峰值接近的值的时间比率小的信号的情况。即，由于输入信号电平小时的失真输出小，当进行大输入电平对应的补偿值更新时，如使用与任意的输入电平对应的失真进行更新处理，则需要很长的时间才能使补偿值成为正确值，而且表的补偿值的精度也会降低。因此，如上述那样进行输入信号电平最大的块的更新时，如输入电平小则不进行更新处理，仅当有预定值以上的输入时才执行更新处理，通过这样的方式来谋求收敛的高速化和效率化。
专利文献3的“功率放大器”，在前馈方式的失真补偿中，当残留失真降低到阈值以下时，停止失真检测环路和失真消除环路中的振幅和相位调整的控制。由此能够高速地收敛，即使在收敛后也能保持稳定的失真补偿。
专利文献1：日本特开2002-223171号公报
专利文献2：日本特开2003-78360号公报
专利文献3：日本特开2003-87065号公报
发明内容
在便携电话系统中，为处理终端位置检测时的远近问题，有时使各基站在随机的时刻变为无发送状态。该无发送状态期间被称为IPDL(IdlePeriods create in the Down Link：在下行链路中建立的空闲周期)，在3GPP标准中由TS25.305“UTRAN Stage 2 specification”的9.1节规定。
在该期间内，放大装置34的输入变为完全无输入的状态，因此输出仅是一点点噪声，并不包含与输入电平对应的失真。
但是，在现有的失真补偿放大装置中，无论是否处于这种无发送期间，都要从反馈信号中检测失真并基于其结果将失真补偿表更新，所以至少进行了无用的数据取得和数据处理。因此，存在着占用分配给其他处理的时间的问题。
另外，当控制部35是利用FFT(Fast Fourier Transform：快速傅立叶变换)等检测频带外漏泄功率并将其作为失真的方式时，如输入不产生非线性失真的低电平发送信号的反馈信号的频度高，则不能正确地检测失真的增减，收敛变得迟缓。即，在一般用于失真补偿表的更新的适当算法中存在一种惯性，倘若将失真补偿表沿错误的方向进行更新，则到沿正确的方向进行收敛为止的时间就会变长。例如，在一种扰动法中，当沿远离最佳值的方向进行了更新但因是无发送期间而检测为失真已减小时，下一次的更新仍会沿该错误的方向进行，所以之后要修正更新方向，在下一次的更新中返回到原来的补偿量，因此，如果正确地检测失真则在1次更新中就可以解决，反之，则需要3～4次更新。
对于这种问题，如果无发送期间所占的比例小，则与无发送反馈相比可以在足够长的时间取得信号，所以能够忽略无发送期间的影响。但是，为此需要大容量的暂时存储反馈信号的存储器，而且因数据取得时间增加还存在着使收敛变迟的问题。
另外，在上述的专利文献2所公开的技术中，当进行输入电平最大的块的补偿值更新时，通过使该块的补偿值有微小量的偏移而对输入信号施加预失真，在该状态下等待输入信号超过预定的阈值，检查当有超过了阈值的输入时的输出信号的失真量，反复进行这种动作，从而进行该块的更新。作为上述的阈值例如采用该块内的最小输入电平时，输入信号电平超过该阈值的时间比率小，因此，在该块的更新中阈值以下的输入电平占有很多时间段，但此时保持等待而不进行任何动作(直到输入信号电平超过该阈值)，因而效率有望得到进一步改善。
本发明的目的在于提供一种失真补偿放大装置，该装置构成为在像CDMA方式或OFDM方式那样发送信号附近的峰值的值以较小的频度发生的情况下，可以使在预失真的失真补偿方式中使用的补偿值的更新效率进一步提高、进而即使在放大具有无发送期间的信号的情况下，也能在短时间内收敛而无需增加硬件规模。
为达到上述目的，本发明的第一失真补偿放大装置，包括对输入信号施加预失真的前置补偿器、放大施加了预失真的输入信号的放大部、检测上述输入信号的电平是否超过阈值的阈值检测部、基于由上述阈值检测部检测到上述输入信号的电平超过了阈值时的来自上述放大部的反馈信号，更新基于上述前置补偿器的失真补偿方式的控制部。
最好是，还具有基于上述阈值检测部检测到上述输入信号电平超过了上述阈值的时刻存储上述反馈信号的存储器，上述控制部，利用上述存储器内所存储的反馈信号更新上述失真补偿方式。
最好是，来自上述放大部的反馈信号，被输入上述存储器和上述阈值检测部，上述阈值检测部根据上述被输入的反馈信号，检测上述输入信号的电平是否超过阈值。
最好是，上述控制部，在上述阈值检测部没有检测到上述输入信号电平超过上述阈值的情况下，不更新上述失真补偿方式。
最好是，上述阈值设定为大于无上述输入信号时的电平、小于通常的上述输入信号时的电平。
最好是，上述控制部，用关于上述输入信号的振幅的幂函数将上述预失真模型化，将上述反馈信号中包含的频带外漏泄功率的时间平均值作为失真量进行评价，更新上述幂函数的系数以减少上述失真量。
最好是，上述阈值设定为比通常时的标准电平高的峰值电平。
最好是，上述控制部，根据上述失真补偿方式的更新状况，在上述阈值检测部内设定不同的阈值。
最好是，上述控制部，用多个参数表现失真补偿方式，当更新各参数时，在上述阈值检测部内设定与该参数对应的阈值。
另外，本发明的第二失真补偿放大装置，包括检测输入信号的电平的电平检测装置、输出与由上述电平检测装置检测出的输入电平对应的预失真控制信号的失真补偿表、将与从上述失真补偿表输出的预失真控制信号对应的失真施加于上述输入信号的前置补偿器、放大由上述前置补偿器施加了失真的输入信号的放大器、将从上述放大器输出的失真的时间平均值作为失真量检测的失真检测装置、更新上述预失真控制信号以使上述失真量进一步减小的表更新装置，上述表更新装置，将上述输入信号的大于预定的阈值的输入电平所对应的上述预失真控制信号分为第一组、将除此以外的预失真控制信号的至少一部分分为第二组，输入上述输入电平，当输入的输入电平大于上述阈值时，将上述第一组的预失真控制信号更新，当上述输入的输入电平小于上述第二阈值时，将上述第二组的预失真控制信号更新。
最好是，上述阈值，设定为在对已判断为上述输入电平大于上述阈值时的失真进行时间平均的时间内使属于上述第一组的电平要出现的次数的期望值为0.5以上。
按照本发明，由于在失真补偿量的更新中不取得无用的失真量，因此能够提供使失真补偿方式高速收敛的失真补偿放大装置。
另外，按照如上所述的各部分的发明，即使在像CDMA方式或OFDA方式那样的峰值或与峰值接近的电平的出现频度小的情况下，当有超过第二阈值的输入时，也必定执行对失真特性影响大的第一组的振幅补偿值和相位补偿值的更新，进而在第二阈值以下的输入电平时，必定执行第二组的振幅补偿值和相位补偿值的更新。因此，使第一组的振幅补偿值和相位补偿值的更新频度比以往提高，进一步在低输入电平时必定进行第二组的更新而不必等待高输入电平的输入。因此，可以使失真补偿的收敛速度比以往快。
附图说明
图1是表示本发明的失真补偿放大装置的基本结构的框图。
图2是表示图1的装置中的失真补偿表更新处理的流程图。
图3是表示现有的失真补偿放大装置的基本结构的框图。
图4是表示放大装置的输入输出特性的一例的图。
图5是表示实施例1的失真补偿放大装置的基本结构的框图。
图6是说明实施例1的动作的时序图。
图7是表示实施例2的失真补偿放大装置的结构的框图。
图8是说明实施例2的动作的时序图。
图9是表示以往的和实施例2的反馈信号的取得位置的图。
图10是说明实施例3的基于多个阈值的反馈信号的取得的图。
图11是表示实施例4的失真补偿放大装置的结构的框图。
具体实施方式
以下，参照附图说明本发明的实施方式。
此外，在各实施例中说明的功能实现单元，只要是能实现该功能的装置，无论什么样的电路或装置都可以，而且还可以用软件实现功能的一部分或全部。进一步，可以由多个电路实现功能实现单元，也可以由公共的电路实现多个功能实现单元。
另外，各实施例的特征部分的任意的组合或者与前面引用过的现有技术的组合，也都包含在本发明中。
实施例1
图5是表示本实施例1的失真补偿放大装置的基本结构的框图。本例的失真补偿放大装置，其特征在于，清楚地示出具有检测信号电平超过了阈值并确定反馈信号的取得时刻的阈值检测部17、存储反馈信号的存储器16等。
此外，如图3的说明中所述，根据对前置补偿器13、电平检测部11是按无线频带的信号构成还是按中频带的信号构成，来改变频率变换器或A/D、D/A转换器的设置、结构，但因与本例的实质无关、且在任何情况下都可以适用，因此只示出基本的构成要素。
对图5的各部进行说明。标有与现有技术的说明相同的符号的要素，基本上具有与现有技术相同的结构。以下，所谓输入信号，除非事先特别说明，否则意味着对图5的失真补偿放大装置的输入信号。
电平检测部11，被输入输入信号，检测与输入信号的瞬时功率、或作为其平方根的振幅、或者它们的对数值等的输入信号的瞬时功率一一对应的值作为电平，输出到失真补偿表12和阈值检测部17。其动作周期，例如为与输入信号的频带宽度相当的频率的2倍或2倍以上。
失真补偿表12，与从电平检测部11供给的电平相对应地存储用于以预失真方式进行失真补偿的失真补偿值，每当从电平检测部11输入电平时，将与其对应的补偿值输出到前置补偿器13。
前置补偿器13，被输入参照了失真补偿表12的补偿值和输入信号，根据补偿值控制输入信号的振幅和相位，并输出到放大装置4。
放大装置4，将由预失真方式施加了预失真的输入信号放大后输出。
存储器16，按时间序列写入和存储对放大装置4的输出进行了适当解调或频带外漏泄功率检测等的反馈信号，并根据来自控制部15的参考信号随时读出后输出。写入动作，例如以环缓冲器形式进行，根据阈值检测部17的指示，暂时停止或重新开始。
控制部15，首先，对阈值检测部17发出起动指示。然后，当从阈值检测部17接收到表示存储了反馈信号的地址范围的结束报告时，从存储器16读出与该地址范围对应的反馈信号，评价残留失真，按照利用了该评价值的适应算法更新失真补偿表12。
阈值检测部17，当从控制部15接收到起动指示时，重新开始对存储器16写入反馈信号，并且，始终将电平与阈值进行比较，当超过了阈值时取得对存储器16提供的写入地址作为检测时地址。而当从超过了阈值的时刻起经过了一定时间后，使存储器16的反馈信号的写入停止，并且，作为结束地址取得此时对存储器16提供的写入地址，与检测时地址一起作为结束报告发送到控制部15后，停止动作。在本例中，阈值例如设定为比在IPDL中检测的电平高数dB的值，但该阈值与通常发送时的标准电平相比相当小。只要阈值确实地大于IPDL时的电平、确实地(大致)小于通常发送时的电平，就可以为任意的值。
图6是说明本例的动作的时序图。在图6中，上部示出由电平检测部11检测出的电平的时间波形，中部示出主要由硬件进行的处理，下部示出主要由软件进行的处理。在本例中，电平检测部11、失真补偿表12、前置补偿器13、存储器16、阈值检测部17，由FPGA(Field ProgrammableGate Array：现场可编程门阵列)或存储器之类的硬件构成，控制部15由利用软件进行动作的DSP(Digital Signal Processor：数字信号处理器)构成。本例的动作大致分为表更新期间、起动指示后的反馈信号取得期间、结束报告后的失真评价期间。
在反馈信号取得期间，在电平检测部11中出现阈值以上的发送数据之前，循环地对存储器16进行写入，当检测出阈值以上的发送数据时，重新进行数据的写入，写入的数据量为根据当前写入的地址所设定的数据量，之后结束动作。这时，将检测出为阈值以上的上述检测时地址、结束了写入的上述结束地址作为写入的结束报告发送到控制部15，将信号电平检测功能停止。在电平检测部11起动、检测后，由控制部15控制写入地址数。
在失真评价期间，接收到报告的控制部15，利用检测时地址和结束地址之间的数据进行失真检测。实际上，为了校正检测出电平的输入信号从前置补偿器13经过放大部4直到作为反馈信号存储在存储器16为止的延迟，对检测时地址和结束地址附加偏移地址。失真检测，通常包括用于抑制检测值的离差的平均处理，用于失真检测的数据数(采样数)为固定的多个。就是说，检测在固定时间内发生的平均的失真。但是，如果可以由表更新算法侧去除离差，数据数也可以是一个。
在表更新期间，控制部15，根据在失真评价期间检测出的失真分量更新失真补偿表12，再次起动电平检测部11来使反馈信号取得期间开始。之后，反复进行同样的处理。
此外，为了进行延迟校正而附加的地址偏移量，可以通过发送脉冲信号并在反馈信号中检查达到了最大电平的存储器16的地址来计算。或者，可以通过将反馈信号按每一个采样延迟、取得与输入信号的互相关性并求出相关性最强时的延迟量来计算。该延迟校正量，也可以预先求取设定，还可以在放大器动作中计算设定。
按照本例，只要不超过阈值就不取得反馈信号，也不进行控制部的失真补偿表的更新。特别是，通过将阈值设定为比噪声电平高的电平，可以不进行无发送时的数据取得，所以，在无发送时，可以停止数据取得之后的失真检测、失真补偿表更新处理之类的由控制部对前置补偿器进行的相应控制。因此，即使是变为像IPDL那样瞬时无发送状态的信号，也必定能够取得发送状态时的反馈信号数据。由于不进行无用的数据取得，结果是缩短了有效数据的取得时间，加快了收敛速度。
实施例2
图7是表示本例的失真补偿放大装置的结构的框图。本例与前面的实施例1相比，不同点在于设定了与高于通常发送时的标准电平的所谓峰值相当的电平作为阈值检测部27的阈值，另外，在控制部25利用FFT评价失真并用幂函数将放大装置4的失真模型化等方面更具体化了。本实施例中没有提及的结构，假定与实施例1等效。
输入信号SIN是数字IF信号，具有使用比要进行放大的信号频带宽的(例如3～5倍的)频带的采样频率，而且，由I相和Q相分量构成，因此，在图中用2条线表示。失真补偿表22，以复数形式存储对放大装置4的非线性特性即AM-AM变换和AM-PM变换产生的失真的补偿量。前置补偿器23，由复数乘法器构成，将输入信号SIN和补偿量进行复数乘法运算后输出。在前置补偿器23和放大装置4之间设有D/A转换器和模拟正交调制器。由模拟正交调制器将模拟I/Q信号变换为RF信号。
反馈电路部28，在对放大装置4的输出信号SOUT的一部分进行频带限制后降频转换为IF(中频信号)，以等于或高于发送侧的D/A转换器的采样频率进行A/D转换，进行数字正交检波，从而将SOUT的解调I/Q信号作为反馈信号输出。
控制部25，至少具有FFT部、适应更新部和表计算部。FFT部对反馈信号进行频谱分析，将要进行放大的信号频带的外侧的频谱功率作为失真进行检测。具体的结构可与日本特愿2005-24847相同，例如可采用1024～4096样点的FFT。
适应更新部，根据所检测出的失真的增减，用扰动法更新记述补偿值的2个幂函数的各项系数。扰动法的采用，可与众所周知的专利文献2相同，例如循环地更新各项的系数。2个幂函数是关于瞬时振幅(瞬时功率的平方根)的实函数，分别表示AM-AM变换和AM-PM变换。由于2个函数值分别表示振幅补偿值和相位补偿值，实际上变换为复数形式(I/Q信号)后存储在失真补偿表22内，当通过前置补偿器23与输入信号SIN相乘时，主要产生奇数次的相互调制失真。
表计算部，利用由适应更新部更新后的系数，通过幂函数的计算计算整个表的值，并写入失真补偿表22。但是，当使用幂函数时，不一定需要将预失真补偿值写入失真补偿表，也可以采用根据幂函数值对每个采样计算失真补偿值的结构。在这种情况下，也可以不区分电平检测部21、失真补偿表22、前置补偿器23等而采用图中以虚线示出的一个前置补偿部20。
阈值检测部27，使从超过了阈值的时刻起到停止写入的时间为实施例1的一半，相应地，对检测时地址附加追溯该一半时间的地址偏移量，之后进行结束报告。由此，使检测出超过了阈值的位置位于FFT对象数据的中央，因而不会由利用FFT时使用的窗函数削减峰值数据。
图8是说明本例的动作的时序图。图中清楚地示出还保存了检测出超过了阈值的位置之前的反馈信号。输入电平的波形示出在保存数据中不仅包含超过阈值的信号而且还很容易地包含着各种电平的信号。当用幂级数计算失真补偿值时，一个系数的更新可能影响到输入电平的整个范围，所以用于判断更新的正确与否的失真评价值也应反映输入电平的整个范围内的失真。因此，最好是幂级数模型和FFT的组合。此外，在通常的扰动法中，如不能得到基于FFT的失真评价结果，就不能判断紧前的更新是否正确，因而不能进入下一次的更新，因此，在FFT上虽然花费时间但其间不进行下一次的反馈信号的取得。就是说，必须按时序反复进行起动指示后的反馈信号取得期间、结束报告后的失真评价期间和表更新期间。
图9是表示以往的和本例的反馈信号的取得位置的图。以往的反馈信号的取得位置以取决于控制部的处理速度等的固定的时间间隔来取得反馈信号，而在本例中，可以有效地取得超过阈值的峰值附近的反馈信号。
按照本例，通过将阈值设定为表示放大器4的非线性特性的高电平，对提供失真补偿值的幂级数的更新能够取得令人满意的数据，缩短了直到使失真补偿表变为最佳值的收敛时间。而且，如图10所示，通过将该阈值设置多个并在放大器动作中依次设定在阈值检测部27内，可以取得多个电平的数据。
实施例3
本例在使阈值改变这一点上与前面的实施例2不同，而且使幂函数更具体化了。本实施例中没有提及的结构，假定与实施例1或2等效。
作为幂函数模型，在一般的以零振幅为中心展开的所谓马克劳林级数中，不能适当地表示小振幅时和大振幅时的双方的补偿值。因此，在日本特愿2005-198349中记述有可以如在零点以外展开的级数那样采用产生偶次失真的幂函数。
在本例中，为提高对低输入电平时的补偿值的自由度，采用由下式表示的幂函数模型。
C A ( x ) = a 0 + a 3 x 2 + a 5 x 4 + a 7 x 6 + A 3 ( l - x ) 2 + A 5 ( l - x ) 4 + A 7 ( l - x ) 6 ( 0 &le; x < l ) a 0 + a 3 x 2 + a 5 x 4 + a 7 x 6 ( l &le; x &le; x max )
C P ( x ) = p 0 + p 3 x 2 + p 5 x 4 + p 7 x 6 + P 3 ( l - x ) 2 + P 5 ( l - x ) 4 + P 7 ( l - x ) 6 ( 0 &le; x < l ) p 0 + p 3 x 2 + p 5 x 4 + p 7 x 6 ( l &le; x &le; x max )
                                                    ......算式1
算式1中，CA(x)为振幅补偿值，CP(x)为相位补偿值，都是输入信号的振幅x的实函数。1在x的动态范围0～xmax内，设定为比补偿值难于再现的低输入电平稍大一些。在CA(x)中，当振幅小于1时附加A3～A7的项。这些项在切换CA(x)的x＝1时其值和任意次的微分系数为0，因此，CA(x)是光滑函数。而且，常数项a0决定着前置补偿器的增益，不能直接用扰动法更新，但每当更新其他系数时可以进行调整以抑制平均增益的变化。对于CP(x)也同样，但p0不是必要的。
当使用上述式1时，为更新A3～A7或P3～P7，在能够取得超过了1以上的阈值时的反馈信号之前不需要等待。超过了阈值时产生的较大的失真在更新中是不需要的，所以与噪声相同使S/N恶化，因而不应取得。因此，在本例中，对阈值检测部提供的阈值，在更新A3～A7或P3～P7时与实施例1同样地设定得极低，在更新a3～a7或p3～p7时与实施例2同样地设定为高于平均电平。更一般地说，在更新像幂函数的系数那样表示失真补偿方式的参数时，对每个参数设定最佳的阈值。
阈值的变更，在采用了如上所述的幂函数模型以外的情况下也是有用的。
图10是说明取得基于多个阈值的反馈信号的图。例如，在接通失真补偿放大装置的电源后的补偿值收敛的初期，与实施例2那样的利用高的阈值而花费时间精确地取得失真相比，利用设定得稍低的阈值快速地取得失真，增加更新次数可以更快地收敛。因此，使供给阈值检测部的阈值在收敛初期为设定得稍低的阈值1、在其以后为通常设定的阈值2。
实施例4
图11是表示本例的失真补偿放大装置的结构的框图。本例，与前面的实施例2相比，不同点在于阈值检测部47对反馈信号检测超过了阈值的情况、控制部15通过时间波形比较评价失真等。本实施例中没有提及的结构，假定与实施例2或实施例1等效。
输入信号SIN与实施例2同样地为数字IF信号。
电平检测部41，可与实施例1的电平检测部11相同。
存储器46，在输入对放大装置4的输出进行了正交解调(正交检波)的、具有与SIN相同的IF频率的反馈信号这一点上，与实施例2的存储器16不同。
阈值检测部47，在输入反馈信号、输出将反馈信号电平和阈值比较后的结果这一点上与实施例1不同。输入信号的电平和周期信号的电平大体上成比例，因此，在本例中没有限制，可以使用任何一个。
存储器49，存储所输入的输入信号SIN，依照控制部45的读出输出所存储的SIN。
控制部15，当接收到由阈值检测部47检测出超过了阈值的反馈信号的报告时，分别从存储器46和49读出所存储的输入信号SIN和与其对应的已存储的反馈信号，并计算其差值。SIN和反馈信号为I/Q信号，因而将时间波形差作为误差矢量进行检测。然后，根据与专利文献1同样的LMS算法，将造成该差值的输入信号SIN所对应的失真补偿表12中的失真补偿值更新。但是，在计算差值之前，需要使输入信号SIN和反馈信号的采样率、延迟、相位、增益等一致。因此，控制部15，为使采样率一致而具有插补或抽选滤波器，或为使延迟一致而具有使存储器46、49起延迟装置作用的地址控制装置，或为使相位一致而具有相位旋转补偿装置。例如，地址控制装置，利用输入信号SIN输入到存储器49为止的延迟和输入信号SIN经过放大装置4输入到存储器46为止的延迟之间的时间差所对应的地址偏移量，控制反馈信号的读出。
按照本实施例，将失真作为误差矢量检出，因此，与用标量检测的情况相比，有时易于确定失真补偿值的更新方向，使收敛速度加快。
实施例5
图1是表示本例的失真补偿放大装置的基本结构的框图。就该基本的框图结构来说，与图3中示出的现有结构基本相同，但不同点在于，清楚地示出由失真检测部6检测在放大装置的输出中残留的失真、清楚地示出控制部5输入对失真补偿表2的地址信号A及其处理内容。此外，如图3的说明中所述，根据对前置补偿器3、电平检测部1是按无线频带的信号而构成还是按中频带的信号而构成来改变频率变换器或A/D、D/A转换器的设置、结构，但因该不同在本发明中都无关系、且在任何情况下都可以适用，所以只示出基本的构成要素。
在图1中，电平检测部1检测输入信号SIN的电平(功率或振幅)，并生成与该电平对应的地址信号A。该地址信号A的值，以下假定输入电平越大生成为越大的地址值。在失真补偿表2中，与输入信号电平对应地存储用于对输入信号SIN施加预失真的振幅补偿值a和相位补偿值b。这些补偿值从与由电平检测部1生成的地址信号A对应的地址中读出，传送到前置补偿器3。这样，该前置补偿器3，对输入信号SIN施加预失真以补偿放大装置4具有的非线性特性。在本例中假定为由可变相位器和可变衰减器构成的模拟的前置补偿器。失真检测部6，检测在放大装置4的输出中残留的失真。最好是检测尽可能不依赖于输入电平的平均失真量，这可以通过使瞬时失真功率化(标量化)并仅在必要的时间内进行平均来实现。控制部5，进行失真补偿表2的振幅补偿值a和相位补偿值b的更新处理，以便施加能适应放大装置特性的长期变化或温度变化的预失真。
图2是表示本发明的失真补偿放大装置中的失真补偿表的更新处理方法的例子的流程图。在该例中，与上述的专利文献2的情况同样地，将地址信号A的地址空间划分为块1～块Nmax的Nmax个块，块序号越大则对应越大的输入信号电平。各块具有1组代表着该块的振幅补偿值a和相位补偿值b。通过在这些值之间进行插补来计算与所有地址对应的振幅补偿值a和相位补偿值b。
在与具有最大的块序号的块Nmax对应的输入信号电平的范围内，在放大装置的输入输出特性中显著地呈现出非线性特性。因此，放大装置输出的失真分量，主要在输入信号电平变为块Nmax对应的输入电平时产生，所以需要进行能够使该块Nmax的补偿值总是保持在最佳值的更新处理。
因此，在图2的处理中，首先，将控制参数NA、NP都设定为1(步骤201)。该参数NA和NP，是用于依次循环地更新块1～Nmax-1的振幅补偿值和相位补偿值的控制变量。
然后，由电平检测部输入在该时刻生成的地址信号A，并与预定的阈值A1进行比较(步骤202)。阈值A1例如取为与块Nmax所对应的输入电平范围的最小电平所对应的地址。当地址信号A的值大于该阈值A1时，在存储了超过阈值A1时检测出的失真量之后进行块Nmax的振幅补偿值a的暂时更新(步骤203)。当地址信号A的值小于阈值A1时，在存储了此时的失真量之后进行块NA的振幅补偿值a的暂时更新(步骤204)。进一步，在步骤204之后，进行如下控制，即：只要参数NA是小于Nmax-1的值就将NA增1，如等于Nmax-1则将NA设定为1，依次循环地对块1～Nmax-1的振幅补偿值进行更新处理(步骤205～207)。
当进行了任何一个块的振幅补偿值暂时更新时，从该更新后的表中读出地址A的振幅补偿值和相位补偿值并对输入信号SIN施加预失真(步骤208)。其结果是，检查从失真检测部6输入的失真量是否比暂时更新前减小了(步骤209)。如其结果是失真量减小，则步骤203或204中的暂时更新有效，并将暂时更新后的值作为表的值(步骤210)，如失真量没有减小则暂时更新无效，将表的值恢复为暂时更新前的值(步骤211)。
以上的振幅补偿值的更新处理是被称为扰动法的方法，步骤203或204中的暂时更新，通过对该时刻的该块的振幅补偿值施加预定的小的值(扰动量)进行。使扰动量为+还是为-，通过以下方法来进行，即：当该块的振幅补偿值的上一次的暂时更新的结果是使失真减小的方向时，则在与该方向相同的方向上进行更新；当是增加的方向时，则在与该方向相反的方向上进行更新。这样，只要对同一块进行几次更新就能够施加使输出失真减小的预失真。因此，预先存储步骤209的判断结果以便决定下一次的同一块暂时更新时的增减方向。
图2的步骤212～221的处理，与步骤202～211的振幅补偿值a的基于扰动法的更新处理同样地进行相位补偿值b的基于扰动法的更新处理，其各步骤的说明从略。
在输入信号SIN的电平分布(即表示在各电平以怎样程度的概率出现的概率密度函数)中有一定的倾向，在多载波信号或CDMA信号中随着电平的增加出现概率单调地减小。这与放大装置4中的电平和失真量的关系相反，所以输入电平大时产生的大失真对检测失真量的影响力减弱。因此，失真检测部6，在可以忽略因电平分布变化引起的每次检测的电平分布的差异的固定时间内，仅对失真进行平均，能够取得在使各电平的失真稳定的条件下反映出的一个失真量，所以，对Nmax以外的所有块使用同样的检测方法。但是，当平均时间内的出现次数的期望值为1以下的电平时，则每次检测的离差将不可避免，当为0.5以下时，则更新的正确与否和检测失真量的增减基本互不相关。按这种方式检测出的精度差的失真量不能适当地反映更新的结果，成为使收敛延迟的原因。因此，通过附加超过阈值A1的条件来检测失真量，由此保持失真量的精度。例如，本实施例的阈值A1，也与输入信号SIN的分布有关，但大体上与失真的平均时间内的出现次数的期望值为1左右的电平相对应，在平均时间内总是包含1个(如采样频率高，则可以由多个采样表示1个峰值)以上的与块Nmax对应的峰值。在实际情况下，如在真的失真量和检测出的失真量之间存在着虽然微小但为正的相关性，补偿值更新算法大都要延迟收敛，因此阈值A1的决定方法不是很严格的。设定失真的平均时间和阈值以使基于属于更新对象的块的失真补偿量的失真的出现次数的期望值为0.5以上是至关重要的。而且，使因延长失真的平均时间而实现的检测的高精度化与决定补偿值更新算法侧的稳定性的参数(扰动量或步长等)之间的均衡最优化，据此能得到最佳的收敛速度和收敛精度。
存在这样的情况，即：在步骤203或204中进行了振幅补偿值的暂时更新后，从作为其结果的被更新了的失真补偿表2读出振幅补偿值a和相位补偿值b，直到施加于前置补偿器3为止多少要花费一些时间。特别是块Nmax的补偿值读出频度低，但通过利用与块Nmax对应的大的信号在较短的时间内连续发生的情况多的性质，在超过了阈值A1时进行暂时更新，有可能在比以往短的时间内进行该暂时更新后的失真量的检测。但是，当在预定的时间内没有读出时，也可以暂停、不使扰动量的符号反转地将暂时更新取消并返回步骤202。另一方面，由于块NA的读出频度高，因此可以根据暂时更新后的补偿值施加预失真，而且由失真检测部6输入的残留失真量也能够在进行暂时更新后立即取得，因此，也可以通过输入多个失真量进行平均来提高精度。
按照如上所述的图2的处理，当输入信号的电平为预定值以上时，可靠地进行最大振幅范围的块的振幅补偿值或相位补偿值的更新处理，所以即使是像CDMA方式或OFDM方式的信号那样的峰值出现频度少的情况下，也能使对作为非线性失真的主要原因的大的输入振幅的补偿值的更新频度提高，能够由更精确的预失真进行失真补偿。另外，当输入振幅在预定值以下时，依次循环地对与最大振幅范围以外对应的块的补偿值进行更新，因此也能够比现有技术更多地对这些块进行更新处理。而且，通过这种以预定值为界来区分情况，不需要对所有电平稳定地检测失真量，能够缩短失真量的平均时间，并能够检测更可靠地反映了作为检测对象进行了更新的块中的失真的失真量。
此外，在图2的例中，将放大装置的因饱和而产生的非线性特性显著的范围作为1个块Nmax，但即使是使其为多个输入电平范围的划分也能很容易地优先更新这些多个块。另外，作为更新方法使用了扰动法，但也可以是其他的更新方法。
工业可利用性
本发明优选应用于与因具有失真补偿用的结构而导致的功耗的增加相比，通过使放大器的动作点更加靠近压缩点而取得明显的功耗的削减的效果大的线性放大。而且，也可以不限于电，而广泛地应用于像光或声音等波的调制那样利用了各种物理性能的信号变换中要求高度线性的情况。

Claims (11)

1.一种失真补偿放大装置，包括：
前置补偿器，对输入信号施加预失真；
放大部，放大施加了预失真的输入信号；
阈值检测部，对上述输入信号的电平是否超过阈值进行检测；以及
控制部，根据由上述阈值检测部检测到上述输入信号的电平超过阈值时的来自上述放大部的反馈信号，来更新基于上述前置补偿器的失真补偿方式。
2.根据权利要求1所述的失真补偿放大装置，其特征在于：
还具有根据上述阈值检测部检测到上述输入信号电平超过上述阈值的时刻来存储上述反馈信号的存储器，
上述控制部利用存储在上述存储器内的反馈信号来更新上述失真补偿方式。
3.根据权利要求2所述的失真补偿放大装置，其特征在于：
来自上述放大部的反馈信号被输入到上述存储器和上述阈值检测部，
上述阈值检测部根据上述被输入的反馈信号来检测上述输入信号的电平是否超过阈值。
4.根据权利要求1所述的失真补偿放大装置，其特征在于：
只要上述阈值检测部没有检测到上述输入信号电平超过上述阈值，上述控制部就不更新上述失真补偿方式。
5.根据权利要求4所述的失真补偿放大装置，其特征在于：
上述阈值设定为大于没有上述输入信号时的电平且小于通常的上述输入信号时的电平。
6.根据权利要求1所述的失真补偿放大装置，其特征在于：
上述控制部利用有关上述输入信号的振幅的幂函数将上述预失真模型化，将上述反馈信号包含的频带外漏泄功率的时间平均值作为失真量进行评价，并更新上述幂函数的系数以减少上述失真量。
7.根据权利要求6所述的失真补偿放大装置，其特征在于：
上述阈值设定为比通常的标准电平高的峰值电平。
8.根据权利要求1所述的失真补偿放大装置，其特征在于：
上述控制部根据上述失真补偿方式的更新状况，在上述阈值检测部中设定不同的阈值。
9.根据权利要求1所述的失真补偿放大装置，其特征在于：
上述控制部利用多个参数来表现失真补偿方式，当更新各参数时，在上述阈值检测部中设定与该参数对应的阈值。
10.一种失真补偿放大装置，包括：
电平检测单元，检测输入信号的电平；
失真补偿表，输出与由上述电平检测单元检测到的输入电平对应的预失真控制信号；
前置补偿器，将与从上述失真补偿表输出的预失真控制信号对应的失真施加于上述输入信号；
放大器，放大由上述前置补偿器施加了失真的输入信号；
失真检测单元，将从上述放大器输出的失真的时间平均值作为失真量进行检测；以及
表更新单元，更新上述预失真控制信号以使上述失真量进一步减小，
其中，上述表更新单元将上述输入信号的大于预定的阈值的输入电平所对应的上述预失真控制信号作为第一组、将除此以外的预失真控制信号的至少一部分作为第二组，
输入上述输入电平，当所输入的输入电平大于上述阈值时，更新上述第一组预失真控制信号，而当上述所输入的输入电平小于上述第二阈值时，更新上述第二组预失真控制信号。
11.根据权利要求10所述的失真补偿放大装置，其特征在于：
上述阈值设定为：在对已判断为上述输入电平大于上述阈值时的失真进行时间平均的时间内，使属于上述第一组的电平要出现的次数的期望值为0.5以上。
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