CN111386685B - 笛卡尔反馈电路 - Google Patents

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Abstract

构成为通过具有与第一环路滤波器电路(4)相反特性的频率特性的第一相反特性电路(1)后的第一I信号被输出到第一环路滤波器电路(4)，通过具有与第二环路滤波器电路(5)相反特性的频率特性的第二相反特性电路(2)后的第一Q信号被输出到第二环路滤波器电路(5)。

Description

笛卡尔反馈电路
技术领域
本发明涉及具有限制信号频带的环路滤波器的笛卡尔反馈电路。
背景技术
一般而言，通信中使用的放大器具有在对信号进行放大时在信号波形中产生失真的非线性。在通信中要求线性信号的传输，因此，使用对放大器中产生的失真进行补偿的失真补偿电路。
失真补偿电路被分类成负反馈型失真补偿电路、前馈型失真补偿电路或预失真型失真补偿电路。
例如，在以下的专利文献1中公开有作为负反馈型失真补偿电路的具体电路的笛卡尔反馈电路。专利文献1公开的笛卡尔反馈电路具有减法器和频带限制电路。减法器从输入基带信号减去对从非线性放大器输出的正交调制信号的一部分进行分支而得到的反馈基带信号，得到减法基带信号。此外，频带限制电路进行减法基带信号的频带限制。减法器和频带限制电路构成所谓的环路滤波器。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平8-204774号公报
发明内容
发明要解决的课题
笛卡尔反馈电路是负反馈型失真补偿电路，因此，在应用于对宽带的调制波信号进行放大的放大器的情况下，需要该频带整体具有环路增益。但是，在将笛卡尔反馈电路构成为宽带整体具有环路增益的情况下，在某个频率下施加正反馈而产生振荡，有时无法对放大器中产生的失真进行补偿。另一方面，在将笛卡尔反馈电路的环路增益设定成对宽带整体不施加正反馈的范围内的值的情况下，只能得到比期望的失真补偿量小的失真补偿量，无法充分地对放大器中产生的失真进行补偿。
因此，在现有的笛卡尔反馈电路中，在为了得到期望的失真补偿量而提高环路增益的情况下，需要使用环路滤波器进行频带限制。但是，在现有的笛卡尔反馈电路中，在使用环路滤波器进行频带限制的情况下，由于环路滤波器具有的频率特性的影响，在滤波器的截止频率周边，增益降低，相位滞后，由此，存在失真补偿量比环路增益少这样的课题。
本发明正是为了解决上述这种课题而完成的，其目的在于，得到不会产生由于环路滤波器而引起的增益变化和相位变化的笛卡尔反馈电路。
用于解决课题的手段
本发明的笛卡尔反馈电路具有：第一环路滤波器电路，其限制差分I信号的信号频带，该差分I信号是作为调制波信号的同相分量的第一I信号与作为放大后的高次谐波信号的同相分量的第二I信号的差分；第二环路滤波器电路，其限制差分Q信号的信号频带，该差分Q信号是作为所述调制波信号的正交相位分量的第一Q信号与作为所述高次谐波信号的正交相位分量的第二Q信号的差分；正交调制器，其根据信号频带被限制的差分I信号和信号频带被限制的差分Q信号生成高次谐波信号；放大器，其对由正交调制器生成的高次谐波信号进行放大；正交解调器，其根据由放大器放大后的高次谐波信号分别对第二I信号和第二Q信号进行解调；第一相反特性电路，其具有与第一环路滤波器电路相反特性的频率特性；以及第二相反特性电路，其具有与第二环路滤波器电路相反特性的频率特性，通过第一相反特性电路后的第一I信号被输出到第一环路滤波器电路，通过第二相反特性电路后的第一Q信号被输出到第二环路滤波器电路。
发明效果
根据本发明，构成为通过了具有与第一环路滤波器电路相反特性的频率特性的第一相反特性电路的第一I信号被输出到第一环路滤波器电路，通过了具有与第二环路滤波器电路相反特性的频率特性的第二相反特性电路的第一Q信号被输出到第二环路滤波器电路，因此，具有能够得到不会产生由于环路滤波器而引起的增益和相位的变化的笛卡尔反馈电路的效果。
附图说明
[图1]是示出实施方式1的笛卡尔反馈电路的结构图。
[图2]图2A是笛卡尔反馈电路的环路增益为15dB时的波特图，图2B是将运算放大器4a、5a的增益提高到30dB时的波特图。
[图3]是示出第一环路滤波器电路4和第二环路滤波器电路5的截止频率相对于调制波信号的信号频带内的上限频率的比与失真补偿量的关系的说明图。
[图4]是示出实施方式2的笛卡尔反馈电路的结构图。
[图5]是示出实施方式3的笛卡尔反馈电路的结构图。
[图6]是示出实施方式4的笛卡尔反馈电路的结构图。
[图7]是示出实施方式5的笛卡尔反馈电路的结构图。
[图8]是示出实施方式5的另一个笛卡尔反馈电路的结构图。
具体实施方式
下面，为了更加详细地说明本发明，按照附图对用于实施本发明的方式进行说明。
实施方式1
图1是示出实施方式1的笛卡尔反馈电路的结构图。
在图1中，第一相反特性电路1是将作为调制波信号的同相分量的第一I信号作为输入的数字滤波器。第一I信号是数字信号，下面称作数字I信号。
第一相反特性电路1具有与第一环路滤波器电路4相反特性的频率特性，作为数字滤波器，使用复FIR(Finite Impulse Response：有限脉冲响应)滤波器或复IIR(InfiniteImpulse Response：无限脉冲响应)滤波器等。
第二相反特性电路2是将作为调制波信号的正交相位分量的第一Q信号作为输入的数字滤波器。第一Q信号是数字信号，下面称作数字Q信号。
第二相反特性电路2具有与第二环路滤波器电路5相反特性的频率特性，作为数字滤波器，使用复FIR滤波器或复IIR滤波器等。
数字模拟转换器即DAC3将通过第一相反特性电路1后的数字I信号转换成模拟信号(以下称作第一模拟I信号)，将第一模拟I信号输出到第一环路滤波器电路4。
此外，DAC3将通过第二相反特性电路2后的数字Q信号转换成模拟信号(以下称作第一模拟Q信号)，将第一模拟Q信号输出到第二环路滤波器电路5。
第一环路滤波器电路4是具有运算放大器4a、电阻4b、4c和电容器4d的环路滤波器。
第一环路滤波器电路4是如下的电路：限制差分I信号的信号频带，将频带限制后的差分I信号输出到正交调制器8，差分I信号是从DAC3输出的第一模拟I信号与从正交解调器12输出的第二模拟I信号的差分。
在本实施方式1中，设置有具有与第一环路滤波器电路4相反特性的频率特性的第一相反特性电路1，因此，在第一环路滤波器电路4由于自身的频率特性而使差分I信号产生失真的情况下，从第一环路滤波器电路4输出的差分I信号也不具有频率特性，成为振幅和相位双方平坦的特性。
运算放大器4a是如下的差动放大器：在经由电阻4b输入从DAC3输出的第一模拟I信号时，对输入的第一模拟I信号与从正交解调器12输出的第二模拟I信号的差分即差分I信号进行放大。
电阻4b的一端与DAC3的输出侧连接，另一端与运算放大器4a的-输入端子连接。
电阻4c的一端与运算放大器4a的-输入端子连接，另一端与运算放大器4a的输出端子连接。
电容器4d的一端与运算放大器4a的-输入端子连接，另一端与运算放大器4a的输出端子连接。
由运算放大器4a放大后的差分I信号的信号频带被电阻4c和电容器4d限制。
运算放大器4a的增益由电阻4b的电阻值R1和电阻4c的电阻值R2的比率R2/R1决定，第一环路滤波器电路4即环路滤波器的截止频率由电容器4d的电容值决定。电容器4d的电容值越大，则截止频率越低。
第二环路滤波器电路5是具有运算放大器5a、电阻5b、5c和电容器5d的环路滤波器。
第二环路滤波器电路5是如下的电路：限制差分Q信号的信号频带，将频带限制后的差分Q信号输出到正交调制器8，差分Q信号是从DAC3输出的第一模拟Q信号与从正交解调器12输出的第二模拟Q信号的差分。
在本实施方式1中，设置有具有与第二环路滤波器电路5相反特性的频率特性的第二相反特性电路2，因此，在第二环路滤波器电路5由于自身的频率特性而使差分Q信号产生失真的情况下，从第二环路滤波器电路5输出的差分Q信号也不具有频率特性，成为振幅和相位双方平坦的特性。
运算放大器5a是如下的差动放大器：在经由电阻5b输入从DAC3输出的第一模拟Q信号时，对输入的第一模拟Q信号与从正交解调器12输出的第二模拟Q信号的差分即差分Q信号进行放大。
电阻5b的一端与DAC3的输出侧连接，另一端与运算放大器5a的-输入端子连接。
电阻5c的一端与运算放大器5a的-输入端子连接，另一端与运算放大器5a的输出端子连接。
电容器5d的一端与运算放大器5a的-输入端子连接，另一端与运算放大器5a的输出端子连接。
由运算放大器5a放大后的差分Q信号的信号频带被电阻5c和电容器5d限制。
运算放大器5a的增益由电阻5b的电阻值R3和电阻5c的电阻值R4的比率R4/R3决定，第二环路滤波器电路5即环路滤波器的截止频率由电容器5d的电容值决定。电容器5d的电容值越大，则截止频率越低。
局部振荡源6是输出局部振荡信号的信号源。
移相器7根据正交调制器8、放大器9、耦合器10和正交解调器12各自的延迟时间的总和即组延迟时间，对从局部振荡源6输出的局部振荡信号的相位进行调整，将相位调整后的局部振荡信号输出到正交解调器12。
正交调制器8根据由第一环路滤波器电路4限制了信号频带的差分I信号和由第二环路滤波器电路5限制了信号频带的差分Q信号，生成调制波信号。
此外，正交调制器8使用从局部振荡源6输出的局部振荡信号对生成的调制波信号的频率进行转换，由此生成高次谐波信号(以下称作RF信号)，将生成的RF信号输出到放大器9。
放大器9对从正交调制器8输出的RF信号进行放大，将放大后的RF信号输出到耦合器10。
耦合器10将由放大器9放大后的RF信号输出到输出端子11。
此外，耦合器10在将RF信号输出到输出端子11时，将RF信号的一部分输出到正交解调器12。
输出端子11是将由放大器9放大后的RF信号输出到外部的端子。
正交解调器12使用从移相器7输出的局部振荡信号对从耦合器10输出的RF信号的频率进行转换，由此生成调制波信号。
此外，正交解调器12根据生成的调制波信号，分别对模拟I信号(以下称作第二模拟I信号)和模拟Q信号(以下称作第二模拟Q信号)进行解调。
正交解调器12将解调后的第二模拟I信号输出到第一环路滤波器电路4，将解调后的第二模拟Q信号输出到第二环路滤波器电路5。
接着，对实施方式1的笛卡尔反馈电路的动作进行说明。
第一相反特性电路1具有与第一环路滤波器电路4相反特性的频率特性。
第二相反特性电路2具有与第二环路滤波器电路5相反特性的频率特性。
如图1所示，第一环路滤波器电路4的频率特性和第二环路滤波器电路5的频率特性具有高频侧的振幅减小且高频侧的相位滞后这样的特性。
因此，如图1所示，第一相反特性电路1的频率特性和第二相反特性电路2的频率特性具有高频侧的振幅增大且高频侧的相位超前这样的特性。
输入到第一相反特性电路1的数字I信号不具有频率特性，成为振幅和相位双方平坦的特性。
此外，输入到第二相反特性电路2的数字Q信号也不具有频率特性，成为振幅和相位双方平坦的特性。
输入到第一相反特性电路1的数字I信号通过第一相反特性电路1后，被附加高频侧的振幅增大且高频侧的相位超前的频率特性，输出到DAC3。
输入到第二相反特性电路2的数字Q信号通过第二相反特性电路2后，被附加高频侧的振幅增大且高频侧的相位超前的频率特性，输出到DAC3。
DAC3将从第一相反特性电路1输出的数字I信号转换成模拟信号，将第一模拟I信号输出到第一环路滤波器电路4。
此外，DAC3将从第二相反特性电路2输出的数字Q信号转换成模拟信号，将第一模拟Q信号输出到第二环路滤波器电路5。
第一环路滤波器电路4对作为从DAC3输出的第一模拟I信号与从正交解调器12输出的第二模拟I信号的差分的差分I信号的信号频带进行限制，将频带限制后的差分I信号输出到正交调制器8。
在本实施方式1中，设置有具有与第一环路滤波器电路4相反特性的频率特性的第一相反特性电路1，因此，在第一环路滤波器电路4由于自身的频率特性而使差分I信号产生失真的情况下，从第一环路滤波器电路4输出的差分I信号也不具有频率特性，成为振幅和相位双方平坦的特性。
在本实施方式1中，利用第一环路滤波器电路4、正交调制器8、放大器9、耦合器10和正交解调器12构成反馈环路，在反馈环路中施加负反馈，因此，从正交解调器12输出的第二模拟I信号中包含的失真分量减少。其结果是，从放大器9输出的RF信号中包含的失真分量减少。
第二环路滤波器电路5对作为从DAC3输出的第一模拟Q信号与从正交解调器12输出的第二模拟Q信号的差分的差分Q信号的信号频带进行限制，将频带限制后的差分Q信号输出到正交调制器8。
在本实施方式1中，设置有具有与第二环路滤波器电路5相反特性的频率特性的第二相反特性电路2，因此，在第二环路滤波器电路5由于自身的频率特性而使差分Q信号产生失真的情况下，从第二环路滤波器电路5输出的差分Q信号也不具有频率特性，成为振幅和相位双方平坦的特性。
在本实施方式1中，利用第二环路滤波器电路5、正交调制器8、放大器9、耦合器10和正交解调器12构成反馈环路，在反馈环路中施加负反馈，因此，从正交解调器12输出的第二模拟Q信号中包含的失真分量减少。其结果是，从放大器9输出的RF信号中包含的失真分量减少。
局部振荡源6振荡出局部振荡信号，将局部振荡信号输出到移相器7和正交调制器8。
移相器7从局部振荡源6接受局部振荡信号后，根据正交调制器8、放大器9、耦合器10和正交解调器12的组延迟时间对局部振荡信号的相位进行调整，将相位调整后的局部振荡信号输出到正交解调器12。
正交调制器8根据从第一环路滤波器电路4输出的差分I信号和从第二环路滤波器电路5输出的差分Q信号，生成调制波信号。
此外，正交调制器8使用从局部振荡源6输出的局部振荡信号对生成的调制波信号的频率进行转换，由此生成高次谐波信号即RF信号，将RF信号输出到放大器9。
放大器9从正交调制器8接受RF信号时，对RF信号进行放大，将放大后的RF信号输出到耦合器10。
耦合器10将由放大器9放大后的RF信号输出到输出端子11。
此外，耦合器10在将RF信号输出到输出端子11时，将RF信号的一部分输出到正交解调器12。
正交解调器12从耦合器10接受RF信号时，使用从移相器7输出的局部振荡信号对RF信号的频率进行转换，由此生成调制波信号。
此外，正交解调器12根据生成的调制波信号分别对第二模拟I信号和第二模拟Q信号进行解调，将解调后的第二模拟I信号输出到第一环路滤波器电路4，将解调后的第二模拟Q信号输出到第二环路滤波器电路5。
这里，图2是示出图1的笛卡尔反馈电路的性能的波特图。
图2的波特图示出图1的笛卡尔反馈电路中的闭环环路的增益特性和相位特性。
图2A示出笛卡尔反馈电路的环路增益为15dB时的波特图，相位特性示出闭环环路的电路的组延迟时间为15ns的情况。
闭环环路的电路的组延迟时间由第一环路滤波器电路4、第二环路滤波器电路5、正交调制器8、放大器9、耦合器10和正交解调器12中的延迟时间的总和决定。
图2B示出将运算放大器4a、5a的增益提高到30dB时的波特图。
笛卡尔反馈电路的环路增益由运算放大器4a、5a的增益以及正交调制器8、放大器9、耦合器10、正交解调器12和线路中分别产生的损失决定。线路是连接闭环环路的电路的各个结构要素之间的线路。
在图1的例子中，闭环环路的电路不包含衰减器或可变衰减器，但是，有时使用衰减器或可变衰减器对环路增益进行调整。该情况下，还要考虑衰减器或可变衰减器中产生的损失来决定笛卡尔反馈电路的环路增益。
根据图2A的波特图，笛卡尔反馈电路的环路增益为0dB时的相位为-105度，与-180度相比没有滞后。因此，不会引起正反馈导致的振荡。此时的相位裕度为75度(＝180-105度)。通常，考虑到温度变动和元件的偏差，相位裕度需要为40度～80度左右。
这里，作为用于增大第一环路滤波器电路4和第二环路滤波器电路5中的失真补偿量的对策，假设牺牲相位裕度而提高笛卡尔反馈电路的环路增益的对策。
在为了提高笛卡尔反馈电路的环路增益而将运算放大器4a、5a的增益提高到30dB的情况下，如图2B所示，环路增益为0dB时的相位与-180度相比滞后。此时的相位裕度为0度。
因此，牺牲相位裕度而提高笛卡尔反馈电路的环路增益的对策在反馈环路中施加正反馈而产生振荡，因此，提高存在极限。
图3是示出第一环路滤波器电路4和第二环路滤波器电路5的截止频率相对于调制波信号的信号频带内的上限频率的比与失真补偿量的关系的说明图。在图3的例子中，设调制波信号的信号频带为基带，信号频带为0～上限频率。
在笛卡尔反馈电路不具有第一相反特性电路1和第二相反特性电路2的情况下，如图3所示，如果调制波信号的信号频带内的上限频率高于截止频率的2倍频率，则失真补偿量低于15dB。
失真补偿量降低的要因是，在第一环路滤波器电路4和第二环路滤波器电路5的截止频率的周边，调制波信号的增益降低，相位变化，因此，在调制波信号的信号频带内产生频率特性，其结果是，产生失真，调制精度降低。
在本实施方式1中，在保持75度的移相裕度的状态下，为了不使失真补偿量和调制精度降低，笛卡尔反馈电路具有第一相反特性电路1和第二相反特性电路2，由此，在第一环路滤波器电路4和第二环路滤波器电路5的截止频率的周边，调制波信号的相位的变化和增益不会降低。
在笛卡尔反馈电路具有第一相反特性电路1和第二相反特性电路2的情况下，如图3所示，即使调制波信号的信号频带内的上限频率高于截止频率的2倍频率，也可得到15dB的失真补偿量。
笛卡尔反馈电路具有第一相反特性电路1和第二相反特性电路2，由此，与不具有第一相反特性电路1和第二相反特性电路2的情况相比，能够在宽带内对失真分量进行补偿，下面，对其理由进行说明。
首先，在笛卡尔反馈电路不具有第一相反特性电路1和第二相反特性电路2的情况下，从DAC3输出的第一模拟I信号和第一模拟Q信号不具有频率特性，成为振幅和相位双方平坦的特性。
从DAC3输出的第一模拟I信号和第一模拟Q信号分别输入到第一环路滤波器电路4和第二环路滤波器电路5，在从第一环路滤波器电路4和第二环路滤波器电路5分别输出差分I信号和差分Q信号时，在调制波信号的信号频带内的上限频率为截止频率的2倍频率以上的情况下，差分I信号和差分Q信号各自的信号频带的高频侧的振幅减少，并且高频侧的相位滞后。
因此，从第一环路滤波器电路4输出的差分I信号的振幅和相位与从DAC3输出的第一模拟I信号的振幅和相位之间产生偏移。
此外，从第二环路滤波器电路5输出的差分Q信号的振幅和相位与从DAC3输出的第一模拟Q信号的振幅和相位之间产生偏移。
从第一环路滤波器电路4和第二环路滤波器电路5分别输出的振幅和相位存在偏移的差分I信号和差分Q信号通过正交调制器8和放大器9，此时，在该差分I信号和该差分Q信号中，在放大器9中进一步产生失真。
产生失真的差分I信号和差分Q信号的一部分通过正交解调器12，作为第二模拟I信号和第二模拟Q信号反馈到第一环路滤波器电路4和第二环路滤波器电路5。
在第一环路滤波器电路4和第二环路滤波器电路5中，分别取得被反馈的第二模拟I信号和第二模拟Q信号与从DAC3输出的第一模拟I信号和第一模拟Q信号的差分，以与环路增益对应的失真补偿量对差分I信号和差分Q信号中包含的失真分量进行补偿。
此时，如果调制波信号的信号频带内的上限频率低于截止频率的2倍频率，则与环路增益对应的失真补偿量几乎没有降低。
但是，在调制波信号的信号频带内的上限频率高于截止频率的2倍频率的情况下，伴随着高频侧的振幅的减少和相位的滞后，失真补偿量和调制精度降低。因此，能够对差分I信号和差分Q信号中包含的失真分量进行补偿的量降低，无法充分地对失真分量进行补偿。
接着，在笛卡尔反馈电路具有第一相反特性电路1和第二相反特性电路2的情况下，从第一相反特性电路1和第二相反特性电路2输出的数字I信号和数字Q信号被附加高频侧的振幅增加且高频侧的相位超前的频率特性。
从DAC3输出的第一模拟I信号和第一模拟Q信号分别输入到第一环路滤波器电路4和第二环路滤波器电路5，在从第一环路滤波器电路4和第二环路滤波器电路5分别输出差分I信号和差分Q信号时，对该差分I信号和该差分Q信号分别附加与第一相反特性电路1相反特性的频率特性和与第二相反特性电路2相反特性的频率特性。因此，从第一环路滤波器电路4输出的差分I信号和从第二环路滤波器电路5输出的差分Q信号分别不具有频率特性，成为振幅和相位双方平坦的特性。
不具有频率特性的差分I信号和差分Q信号通过正交调制器8和放大器9，此时，在该差分I信号和该差分Q信号中，在放大器9中产生失真。
产生失真的差分I信号和差分Q信号的一部分通过正交解调器12，作为第二模拟I信号和第二模拟Q信号反馈到第一环路滤波器电路4和第二环路滤波器电路5。
在第一环路滤波器电路4和第二环路滤波器电路5中，分别取得被反馈的第二模拟I信号和第二模拟Q信号与从DAC3输出的第一模拟I信号和第一模拟Q信号的差分，以与环路增益对应的失真补偿量对差分I信号和差分Q信号中包含的失真分量进行补偿。
在笛卡尔反馈电路具有第一相反特性电路1和第二相反特性电路2的情况下，从第一环路滤波器电路4输出的差分I信号和从第二环路滤波器电路5输出的差分Q信号分别不具有频率特性，成为振幅和相位双方平坦的特性。因此，在调制波信号的信号频带内的上限频率为截止频率的2倍频率以上的情况下，失真补偿量也不会降低。
因此，在具有第一相反特性电路1和第二相反特性电路2的情况下，与不具有第一相反特性电路1和第二相反特性电路2的情况相比，在宽带内得到较大的失真补偿量，因此，能够对差分I信号和差分Q信号中包含的失真分量进行补偿。
以上的实施方式1构成为通过具有与第一环路滤波器电路4相反特性的频率特性的第一相反特性电路1后的第一I信号被输出到第一环路滤波器电路4，通过具有与第二环路滤波器电路5相反特性的频率特性的第二相反特性电路2后的第一Q信号被输出到第二环路滤波器电路5。因此，能够得到不会产生由于环路滤波器而引起的增益的变化和相位的变化的笛卡尔反馈电路。
在本实施方式1中，作为第一相反特性电路1和第二相反特性电路2，示出使用复FIR滤波器或复IIR滤波器的例子，但是不限于此，第一相反特性电路1和第二相反特性电路2具有与第一环路滤波器电路4和第二环路滤波器电路5分别相反的特性的频率特性即可。
另外，第一相反特性电路1和第二相反特性电路2各自的频率特性如果直到调制波信号的信号频带内的上限频率的大约2倍频率为止，具有与第一环路滤波器电路4和第二环路滤波器电路5分别相反的特性的频率特性，则在信号频带内不会产生失真补偿量劣化的频率。
实施方式2
在上述实施方式1中，示出笛卡尔反馈电路具备具有与第一环路滤波器电路4相反特性的频率特性的第一相反特性电路1和具有与第二环路滤波器电路5相反特性的频率特性的第二相反特性电路2的例子。
在本实施方式2中，说明如下例子：根据第一环路滤波器电路4的频率特性对第一相反特性电路1中的复FIR滤波器的系数或复IIR滤波器的系数进行调整，根据第二环路滤波器电路5的频率特性对第二相反特性电路2中的复FIR滤波器的系数或复IIR滤波器的系数进行调整。
图4是示出实施方式2的笛卡尔反馈电路的结构图。在图4中，与图1相同的标号表示相同或相当部分，因此省略说明。
在本实施方式2中，第一环路滤波器电路4代替电阻4c而具有可变电阻4e，代替电容器4d而具有可变电容器4f。
第二环路滤波器电路5代替电阻5c而具有可变电阻5e，代替电容器5d而具有可变电容器5f。
第一系数调整电路21具有查找表(以下称作LUT)21a，如果第一相反特性电路1为复FIR滤波器或复IIR滤波器，则查找表(以下称作LUT)21a存储有与第一环路滤波器电路4的频率特性对应的复FIR滤波器的系数或复IIR滤波器的系数。
第一系数调整电路21参照LUT21a，将第一相反特性电路1中的复FIR滤波器的系数或复IIR滤波器的系数调整成与第一环路滤波器电路4的频率特性对应的系数。
第二系数调整电路22具有LUT22a，如果第二相反特性电路2为复FIR滤波器或复IIR滤波器，则LUT22a存储有与第二环路滤波器电路5的频率特性对应的复FIR滤波器的系数或复IIR滤波器的系数。
第二系数调整电路22参照LUT22a，将第二相反特性电路2中的复FIR滤波器的系数或复IIR滤波器的系数调整成与第二环路滤波器电路5的频率特性对应的系数。
另外，通过调整复FIR滤波器的系数或复IIR滤波器的系数而使频率特性变化本身是公知技术，因此省略详细说明。
接着，对实施方式2的笛卡尔反馈电路的动作进行说明。
包含数字I信号和数字Q信号的调制波信号的信号频带有时按照每个通信系统而不同。因此，如果能够分别变更第一环路滤波器电路4的频率特性和第二环路滤波器电路5的频率特性，则能够针对多个通信系统应用笛卡尔反馈电路。
因此，在本实施方式2中，第一环路滤波器电路4具有可变电阻4e和可变电容器4f，使得作为第一环路滤波器电路4的频率特性，能够调整由运算放大器4a的增益等决定的环路增益和第一环路滤波器电路4的截止频率。
此外，第二环路滤波器电路5具有可变电阻5e和可变电容器5f，使得作为第二环路滤波器电路5的频率特性，能够调整由运算放大器5a的增益等决定的环路增益和第二环路滤波器电路5的截止频率。
实施方式2的笛卡尔反馈电路具有第一系数调整电路21，使得在第一环路滤波器电路4的频率特性被变更的情况下，第一相反特性电路1具有与第一环路滤波器电路4的频率特性相反特性的频率特性。
此外，实施方式2的笛卡尔反馈电路具有第二系数调整电路22，使得在第二环路滤波器电路5的频率特性被变更的情况下，第二相反特性电路2具有与第二环路滤波器电路5的频率特性相反特性的频率特性。
第一系数调整电路21具有LUT21a，如果第一相反特性电路1为复FIR滤波器或复IIR滤波器，则LUT21a存储有与第一环路滤波器电路4的频率特性对应的复FIR滤波器的系数或复IIR滤波器的系数。
LUT21a存储有与可变电阻4e的电阻值和可变电容器4f的电容值的组合对应的系数，作为与第一环路滤波器电路4的频率特性对应的复FIR滤波器的系数或复IIR滤波器的系数。
第一系数调整电路21参照LUT21a，取得与可变电阻4e的电阻值和可变电容器4f的电容值的组合对应的复FIR滤波器的系数或复IIR滤波器的系数。
可变电阻4e的电阻值和可变电容器4f的电容值分别可以通过用户手动提供给第一系数调整电路21，也可以通过通信从外部的装置等提供给第一系数调整电路21。
第一系数调整电路21将第一相反特性电路1中的复FIR滤波器的系数或复IIR滤波器的系数设定为所取得的系数，由此，将第一相反特性电路1的频率特性设定为与第一环路滤波器电路4相反特性的频率特性。
第二系数调整电路22具有LUT22a，如果第二相反特性电路2为复FIR滤波器或复IIR滤波器，则LUT22a存储有与第二环路滤波器电路5的频率特性对应的复FIR滤波器的系数或复IIR滤波器的系数。
LUT22a存储有与可变电阻5e的电阻值和可变电容器5f的电容值的组合对应的系数，作为与第二环路滤波器电路5的频率特性对应的复FIR滤波器的系数或复IIR滤波器的系数。
第二系数调整电路22参照LUT22a，取得与可变电阻5e的电阻值和可变电容器5f的电容值的组合对应的复FIR滤波器的系数或复IIR滤波器的系数。
可变电阻5e的电阻值和可变电容器5f的电容值分别可以通过用户手动提供给第二系数调整电路22，也可以通过通信从外部的装置等提供给第二系数调整电路22。
第二系数调整电路22将第二相反特性电路2中的复FIR滤波器的系数或复IIR滤波器的系数设定为所取得的系数，由此，将第二相反特性电路2的频率特性设定为与第二环路滤波器电路5相反特性的频率特性。
因此，即使输入到笛卡尔反馈电路的调制波信号的信号频带被变更，也能够对放大器9中产生的失真进行补偿。
例如，考虑调制波信号是512ksps、256ksps或25.6ksps的符号率的信号的情况。该情况下，电容器4f、5f的电容值例如被设定成，第一环路滤波器电路4的截止频率和第二环路滤波器电路5的截止频率为调制波信号的信号频带内的上限频率的1倍。具体而言，设定电容器4f、5f的电容值，使得第一环路滤波器电路4的截止频率和第二环路滤波器电路5的截止频率为512kHz、256kHz或25.6kHz。
此外，可变电阻4e、5e的电阻值例如被设定成，可得到具有75度的移相裕度的环路增益。
此时，第一系数调整电路21和第二系数调整电路22将复FIR滤波器的系数或复IIR滤波器的系数设定为与可变电阻4e、5e的电阻值和电容器4f、5f的电容值的组合对应的复FIR滤波器的系数或复IIR滤波器的系数，由此，例如可得到15dB、21dB或41dB的失真补偿量。
实施方式3
在本实施方式3中说明如下例子：笛卡尔反馈电路具有信号补偿电路31，该信号补偿电路31对由正交调制器8生成的RF信号进行补偿，以提高放大器9的线性度并消除放大器9的迟滞。
图5是示出实施方式3的笛卡尔反馈电路的结构图。在图5中，与图1相同的标号表示相同或相当部分，因此省略说明。
信号补偿电路31设置于正交调制器8与放大器9之间，对由正交调制器8生成的RF信号进行补偿以提高放大器9的线性度并消除放大器9的迟滞，将补偿后的RF信号输出到放大器9。
图5示出信号补偿电路31应用于图1的笛卡尔反馈电路的例子，但是，信号补偿电路31也可以应用于图4的笛卡尔反馈电路。
接着，对实施方式3的笛卡尔反馈电路的动作进行说明。
在上述实施方式1中，笛卡尔反馈电路具有第一相反特性电路1和第二相反特性电路2，由此抑制失真补偿量的降低，但是，在放大器9的特性为非线性的情况下或放大器9具有迟滞的情况下，从放大器9输出的RF信号不是线性的。
一般而言，放大器9的特性是非线性的且具有迟滞。
在本实施方式3中，为了使从放大器9输出的RF信号是线性的，具有信号补偿电路31，该信号补偿电路31对由正交调制器8生成的RF信号进行补偿，以提高放大器9的线性度并消除放大器9的迟滞。
信号补偿电路31例如通过二极管线性化器实现。
二极管线性化器对RF信号的补偿处理本身是公知技术，因此省略详细说明，但是，二极管线性化器具有1个以上的二极管，经由电阻对该1个以上的二极管供给控制电压。通过调整1个以上的二极管的控制电压，能够调整RF信号的补偿量。
以上的实施方式3构成为具有信号补偿电路31，该信号补偿电路31设置于正交调制器8与放大器9之间，对由正交调制器8生成的RF信号进行补偿以提高放大器9的线性度并消除放大器9的迟滞，将补偿后的RF信号输出到放大器9。因此，能够使放大器9放大后的RF信号成为线性信号。通过使放大器9放大后的RF信号成为线性，例如3阶失真减少。
实施方式4
在上述实施方式3中示出了如下例子：在笛卡尔反馈电路的反馈环路内设置信号补偿电路31，由此，提高放大器9的线性度并消除放大器9的迟滞。
在本实施方式4中，说明笛卡尔反馈电路在反馈环路的输入侧具有第一信号补偿电路41和第二信号补偿电路42的例子。
图6是示出实施方式4的笛卡尔反馈电路的结构图。在图6中，与图1相同的标号表示相同或相当部分，因此省略说明。
第一信号补偿电路41例如通过开环的DPD(Digital PreDistortion：数字预失真)实现。
第一信号补偿电路41设置于第一相反特性电路1的前级，对输入的数字I信号进行补偿以提高笛卡尔反馈电路的线性度，将补偿后的数字I信号输出到第一相反特性电路1。
第二信号补偿电路42例如通过DPD实现。
第二信号补偿电路42设置于第二相反特性电路2的前级，对输入的数字Q信号进行补偿以提高笛卡尔反馈电路的线性度，将补偿后的数字Q信号输出到第二相反特性电路2。
图6示出第一信号补偿电路41和第二信号补偿电路42应用于图1的笛卡尔反馈电路的例子，但是，第一信号补偿电路41和第二信号补偿电路42也可以应用于图4的笛卡尔反馈电路。
接着，对实施方式4的笛卡尔反馈电路的动作进行说明。
第一信号补偿电路41例如通过DPD实现，DPD具有线性的校正表TBL1。
线性的校正表TBL1存储有针对第一信号补偿电路41的输入信号即线性的数字I信号与从放大器9输出的RF信号中包含的模拟I信号成为线性时的第一信号补偿电路41的输出信号之间的对应关系。
第一信号补偿电路41参照校正表TBL1确定与作为输入信号的数字I信号对应的输出信号，将该输出信号作为数字I信号输出到第一相反特性电路1。
第二信号补偿电路42例如通过DPD实现，DPD具有线性的校正表TBL2。
线性的校正表TBL2存储有针对第二信号补偿电路42的输入信号即线性的数字Q信号与从放大器9输出的RF信号中包含的模拟Q信号成为线性时的第二信号补偿电路42的输出信号之间的对应关系。
第二信号补偿电路42参照校正表TBL2确定与作为输入信号的数字Q信号对应的输出信号，将该输出信号作为数字Q信号输出到第二相反特性电路2。
这里，示出校正表TBL1、TBL2分别存储有第一信号补偿电路41和第二信号补偿电路42的输入信号与输出信号之间的对应关系的例子，但是，只要能够对数字I信号和数字Q信号进行补偿以提高笛卡尔反馈电路的线性度即可。因此，校正表TBL1、TBL2例如也可以存储用于对第一信号补偿电路41和第二信号补偿电路42的输入信号即数字I信号和数字Q信号的振幅和相位进行调整的信息，以代替存储输入信号与输出信号之间的对应关系。
以上的实施方式4构成为具有：第一信号补偿电路41，其设置于第一相反特性电路1的前级，对输入的数字I信号进行补偿以提高笛卡尔反馈电路的线性度，将补偿后的数字I信号输出到第一相反特性电路1；以及第二信号补偿电路42，其设置于第二相反特性电路2的前级，对输入的数字Q信号进行补偿以提高笛卡尔反馈电路的线性度，将补偿后的数字Q信号输出到第二相反特性电路2。因此，能够使放大器9放大后的RF信号成为线性的信号。
实施方式5
在上述实施方式4中示出了如下例子：第一信号补偿电路41对输入的数字I信号进行补偿，第二信号补偿电路42对输入的数字Q信号进行补偿。
在本实施方式5中，说明如下例子：笛卡尔反馈电路具有对数字I信号进行补偿的第一信号补偿电路54以及对数字Q信号进行补偿的第二信号补偿电路55，以提高笛卡尔反馈电路的线性度并消除笛卡尔反馈电路的迟滞。
图7是示出实施方式5的笛卡尔反馈电路的结构图。在图7中，与图1相同的标号表示相同或相当部分，因此省略说明。
耦合器51将从正交解调器12输出的第二模拟I信号的一部分输出到模拟数字转换器即ADC53。
耦合器52将从正交解调器12输出的第二模拟Q信号的一部分输出到ADC53。
ADC53是将模拟信号转换成数字信号的模拟数字转换器，将从耦合器51输出的第二模拟I信号转换成第二数字I信号，将第二数字I信号输出到第一信号补偿电路54。
此外，ADC53将从耦合器52输出的第二模拟Q信号转换成第二数字Q信号，将第二数字Q信号输出到第二信号补偿电路55。
第一信号补偿电路54例如通过闭环的数字预失真即ADPD(Adaptive DigitalPreDistortion；自适应数字预失真)实现。
第一信号补偿电路54根据从ADC53输出的第二数字I信号对输入的第一I信号(以下称作第一数字I信号)进行补偿，以提高笛卡尔反馈电路的线性度并消除笛卡尔反馈电路的迟滞，将补偿后的第一数字I信号输出到第一相反特性电路1。
第二信号补偿电路55例如通过ADPD实现。
第二信号补偿电路55根据从ADC53输出的第二数字Q信号对输入的第一Q信号(以下称作第一数字Q信号)进行补偿，以提高笛卡尔反馈电路的线性度并消除笛卡尔反馈电路的迟滞，将补偿后的第一数字Q信号输出到第二相反特性电路2。
图7示出耦合器51、52、ADC53、第一信号补偿电路54和第二信号补偿电路55应用于图1的笛卡尔反馈电路的例子，但是，耦合器51、52、ADC53、第一信号补偿电路54和第二信号补偿电路55也可以应用于图4的笛卡尔反馈电路。
接着，对实施方式5的笛卡尔反馈电路的动作进行说明。
耦合器51将从正交解调器12输出的第二模拟I信号的一部分输出到ADC53。
耦合器52将从正交解调器12输出的第二模拟Q信号的一部分输出到ADC53。
ADC53将从耦合器51输出的第二模拟I信号转换成第二数字I信号，将第二数字I信号输出到第一信号补偿电路54。
此外，ADC53将从耦合器52输出的第二模拟Q信号转换成第二数字Q信号，将第二数字Q信号输出到第二信号补偿电路55。
第一信号补偿电路54例如通过ADPD实现，ADPD具有线性的校正表TBL3。
线性的校正表TBL3存储有第一数字I信号和第二数字I信号的线性的差分与从放大器9输出的RF信号中包含的模拟I信号成为线性时的第一信号补偿电路54的输出信号之间的对应关系。
第一信号补偿电路54计算输入的第一数字I信号和从ADC53输出的第二数字I信号的差分。
第一信号补偿电路54参照校正表TBL3确定与计算出的差分对应的输出信号，将该输出信号作为数字I信号输出到第一相反特性电路1。
第二信号补偿电路55例如通过ADPD实现，ADPD具有线性的校正表TBL4。
线性的校正表TBL4存储有第一数字Q信号和第二数字Q信号的线性的差分与从放大器9输出的RF信号中包含的模拟Q信号成为线性时的第二信号补偿电路55的输出信号之间的对应关系。
第二信号补偿电路55计算输入的第一数字Q信号和从ADC53输出的第二数字Q信号的差分。
第二信号补偿电路55参照校正表TBL4确定与计算出的差分对应的输出信号，将该输出信号作为数字Q信号输出到第二相反特性电路2。
在本实施方式5中，不仅提高笛卡尔反馈电路的线性度，还消除笛卡尔反馈电路的迟滞，因此，校正表TBL3、TBL4使用进行记忆效应补偿的MP(Memory Polynomial：记忆多项式)，作为用于消除迟滞的算法。
在本实施方式5中，示出不仅提高笛卡尔反馈电路的线性度还消除笛卡尔反馈电路的迟滞的例子，但是，也可以仅提高笛卡尔反馈电路的线性度。
以上的实施方式5构成为具有：第一信号补偿电路54，其根据从ADC53输出的第二数字I信号对输入的第一数字I信号进行补偿，以提高笛卡尔反馈电路的线性度并消除笛卡尔反馈电路的迟滞，将补偿后的第一数字I信号输出到第一相反特性电路1；以及第二信号补偿电路55，其根据从ADC53输出的第二数字Q信号对输入的第一数字Q信号进行补偿，以提高笛卡尔反馈电路的线性度并消除笛卡尔反馈电路的迟滞，将补偿后的第一数字Q信号输出到第二相反特性电路2。因此，发挥能够使放大器9放大后的RF信号成为线性信号的效果。此外，即使产生温度变化或经年劣化，也能够得到线性的RF信号。
在图7中示出了如下例子：ADC53将从耦合器51输出的第二模拟I信号转换成第二数字I信号，将从耦合器52输出的第二模拟Q信号转换成第二数字Q信号。
这只不过是一例，例如，也可以如图8所示构成笛卡尔反馈电路。
图8是示出实施方式5的另一个笛卡尔反馈电路的结构图。
图8的笛卡尔反馈电路具有耦合器61、ADC62和第二正交解调器63。
耦合器61将由放大器9放大后的RF信号的一部分输出到ADC62。
ADC62将从耦合器61输出的RF信号转换成数字的RF信号，将数字的RF信号输出到第二正交解调器63。
第二正交解调器63根据由ADC62输出的数字的RF信号对第二数字I信号和第二数字Q信号进行解调，将解调后的第二数字I信号输出到第一信号补偿电路54，将解调后的第二数字Q信号输出到第二信号补偿电路55。
第一信号补偿电路54和第二信号补偿电路55的处理内容与图7的笛卡尔反馈电路相同。
另外，本申请能够在其发明范围内进行各实施方式的自由组合、或各实施方式的任意结构要素的变形、或各实施方式中的任意结构要素的省略。
产业上的可利用性
本发明适用于具有限制信号频带的环路滤波器的笛卡尔反馈电路。
标号说明
1：第一相反特性电路；2：第二相反特性电路；3：DAC；4：第一环路滤波器电路；4a：运算放大器；4b、4c：电阻；4d：电容器；4e：可变电阻；4f：可变电容器；5：第二环路滤波器电路；5a：运算放大器；5b、5c：电阻；5d：电容器；5e：可变电阻；5f：可变电容器；6：局部振荡源；7：移相器；8：正交调制器；9：放大器；10：耦合器；11：输出端子；12：正交解调器；21：第一系数调整电路；21a：LUT；22：第二系数调整电路；22a：LUT；31：信号补偿电路；41：第一信号补偿电路；42：第二信号补偿电路；51、52：耦合器；53：ADC；54：第一信号补偿电路；55：第二信号补偿电路；61：耦合器；62：ADC；63：第二正交解调器。

Claims (10)

1.一种笛卡尔反馈电路，其特征在于，该笛卡尔反馈电路具有：
第一环路滤波器电路，其限制差分I信号的信号频带，该差分I信号是作为调制波信号的同相分量的第一I信号与作为放大后的高次谐波信号的同相分量的第二I信号的差分；
第二环路滤波器电路，其限制差分Q信号的信号频带，该差分Q信号是作为所述调制波信号的正交相位分量的第一Q信号与作为所述高次谐波信号的正交相位分量的第二Q信号的差分；
正交调制器，其根据所述信号频带被限制的差分I信号和所述信号频带被限制的差分Q信号生成高次谐波信号；
放大器，其对由所述正交调制器生成的高次谐波信号进行放大；
正交解调器，其根据由所述放大器放大后的高次谐波信号分别对所述第二I信号和所述第二Q信号进行解调；
第一相反特性电路，其具有与所述第一环路滤波器电路相反特性的频率特性；以及
第二相反特性电路，其具有与所述第二环路滤波器电路相反特性的频率特性，
通过所述第一相反特性电路后的第一I信号被输出到所述第一环路滤波器电路，通过所述第二相反特性电路后的第一Q信号被输出到所述第二环路滤波器电路。
2.根据权利要求1所述的笛卡尔反馈电路，其特征在于，
所述第一相反特性电路和第二相反特性电路是具有复FIR滤波器即复有限脉冲响应滤波器或复IIR滤波器即复无限脉冲响应滤波器的电路。
3.根据权利要求2所述的笛卡尔反馈电路，其特征在于，
所述笛卡尔反馈电路具有：
第一系数调整电路，其根据所述第一环路滤波器电路的频率特性，对所述第一相反特性电路中的复FIR滤波器的系数或复IIR滤波器的系数进行调整；以及
第二系数调整电路，其根据所述第二环路滤波器电路的频率特性，对所述第二相反特性电路中的复FIR滤波器的系数或复IIR滤波器的系数进行调整。
4.根据权利要求1所述的笛卡尔反馈电路，其特征在于，
所述笛卡尔反馈电路具有信号补偿电路，该信号补偿电路设置于所述正交调制器与所述放大器之间，对由所述正交调制器生成的高次谐波信号进行补偿以提高所述放大器的线性度并消除所述放大器的迟滞，将补偿后的高次谐波信号输出到所述放大器。
5.根据权利要求4所述的笛卡尔反馈电路，其特征在于，
所述信号补偿电路是对由所述正交调制器生成的高次谐波信号进行补偿的二极管线性化器。
6.根据权利要求1所述的笛卡尔反馈电路，其特征在于，
所述笛卡尔反馈电路具有：
第一信号补偿电路，其设置于所述第一相反特性电路的前级，对输入的第一I信号进行补偿以提高笛卡尔反馈电路的线性度，将补偿后的第一I信号输出到所述第一相反特性电路；以及
第二信号补偿电路，其设置于所述第二相反特性电路的前级，对输入的第一Q信号进行补偿以提高笛卡尔反馈电路的线性度，将补偿后的第一Q信号输出到所述第二相反特性电路。
7.根据权利要求1所述的笛卡尔反馈电路，其特征在于，
所述笛卡尔反馈电路具有：
第一信号补偿电路，其设置于所述第一相反特性电路的前级，根据由所述正交解调器解调后的第二I信号对输入的第一I信号进行补偿以提高笛卡尔反馈电路的线性度，将补偿后的第一I信号输出到所述第一相反特性电路；以及
第二信号补偿电路，其设置于所述第二相反特性电路的前级，根据由所述正交解调器解调后的第二Q信号对输入的第一Q信号进行补偿以提高笛卡尔反馈电路的线性度，将补偿后的第一Q信号输出到所述第二相反特性电路。
8.根据权利要求7所述的笛卡尔反馈电路，其特征在于，
所述第一信号补偿电路根据由所述正交解调器解调后的第二I信号对输入的第一I信号进行补偿，以提高笛卡尔反馈电路的线性度并消除笛卡尔反馈电路的迟滞，将补偿后的第一I信号输出到所述第一相反特性电路，
所述第二信号补偿电路根据由所述正交解调器解调后的第二Q信号对输入的第一Q信号进行补偿，以提高笛卡尔反馈电路的线性度并消除笛卡尔反馈电路的迟滞，将补偿后的第一Q信号输出到所述第二相反特性电路。
9.根据权利要求1所述的笛卡尔反馈电路，其特征在于，
除了所述正交解调器以外，所述笛卡尔反馈电路还具有第二正交解调器，该第二正交解调器根据由所述放大器放大后的高次谐波信号分别对所述第二I信号和所述第二Q信号进行解调，
所述笛卡尔反馈电路具有：
第一信号补偿电路，其设置于所述第一相反特性电路的前级，根据由所述第二正交解调器解调后的第二I信号对输入的第一I信号进行补偿以提高笛卡尔反馈电路的线性度，将补偿后的第一I信号输出到所述第一相反特性电路；以及
第二信号补偿电路，其设置于所述第二相反特性电路的前级，根据由所述第二正交解调器解调后的第二Q信号对输入的第一Q信号进行补偿以提高笛卡尔反馈电路的线性度，将补偿后的第一Q信号输出到所述第二相反特性电路。
10.根据权利要求9所述的笛卡尔反馈电路，其特征在于，
所述第一信号补偿电路根据由所述第二正交解调器解调后的第二I信号对输入的第一I信号进行补偿，以提高笛卡尔反馈电路的线性度并消除笛卡尔反馈电路的迟滞，将补偿后的第一I信号输出到所述第一相反特性电路，
所述第二信号补偿电路根据由所述第二正交解调器解调后的第二Q信号对输入的第一Q信号进行补偿，以提高笛卡尔反馈电路的线性度并消除笛卡尔反馈电路的迟滞，将补偿后的第一Q信号输出到所述第二相反特性电路。
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Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11954555B2 (en) * 2020-07-30 2024-04-09 Nisshinbo Micro Devices Inc. Sensor interface circuit and sensor module

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001057578A (ja) * 1999-08-17 2001-02-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd 線形補償回路
CN1647396A (zh) * 2002-05-31 2005-07-27 株式会社瑞萨科技 发射机和使用发射机的无线通信装置
US8326238B2 (en) * 2002-05-01 2012-12-04 Dali Systems Co, Ltd. System and method for digital memorized predistortion for wireless communication

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2874743B2 (ja) 1995-01-21 1999-03-24 日本電気株式会社 負帰還増幅器
FI982738A (fi) 1998-12-17 2000-06-18 Nokia Networks Oy Lähettimen linearisointi
JP2000244370A (ja) 1999-02-22 2000-09-08 Sony Corp 無線通信装置の送信部の非線形歪補償方法および無線通信装置
GB2348755B (en) 1999-04-01 2001-03-07 Wireless Systems Int Ltd Signal processing
JP2001060883A (ja) 1999-08-24 2001-03-06 Hitachi Denshi Ltd 送信機及びデータ伝送装置
JP2002077286A (ja) * 2000-09-05 2002-03-15 Kenwood Corp カーテシアンフィードバック送信機
JP2002141754A (ja) * 2000-11-02 2002-05-17 Matsushita Electric Ind Co Ltd プリディストーション装置
JP3880329B2 (ja) * 2001-04-20 2007-02-14 株式会社日立国際電気 ループゲイン制御方法及び電力増幅回路
JP2007028473A (ja) * 2005-07-21 2007-02-01 Matsushita Electric Ind Co Ltd 負帰還増幅装置及び負帰還増幅伝送システム
US20140002306A1 (en) * 2012-03-07 2014-01-02 Son Thach Nguyen Directional radio signal detection apparatus and methods of use
JPWO2015163457A1 (ja) * 2014-04-25 2017-04-20 三菱電機株式会社 歪補償回路

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001057578A (ja) * 1999-08-17 2001-02-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd 線形補償回路
US8326238B2 (en) * 2002-05-01 2012-12-04 Dali Systems Co, Ltd. System and method for digital memorized predistortion for wireless communication
CN1647396A (zh) * 2002-05-31 2005-07-27 株式会社瑞萨科技 发射机和使用发射机的无线通信装置

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Hiroaki Ishihara等."A 10-MHz Signal Bandwidth Cartesian Loop Transmitter Capable of Off-Chip PA Linearization".《IEEE Journal of Solid-State Circuits ( Volume: 45, Issue: 12, Dec. 2010)》.2010, *
Mann等."Increasing the talk-time of mobile radios with efficient linear transmitter architectures".《Electronics and communication engineering journal, institution of electrical engineers》.2001, *
崔彦彬等."改进的笛卡尔遗传编程组合电路演化设计".《军械工程学院学报》.2013, *

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