JPWO2015163457A1 - 歪補償回路 - Google Patents

Abstract

２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）及び相互変調歪（２ｆ２−ｆ１，２ｆ１−ｆ２）の通過を阻止して、差周波信号（ｆ２−ｆ１）を通過させるローパス回路（８）を信号路（３）と相互変調歪調整回路（９）の間に接続するように構成する。

Description

この発明は、増幅器で発生する相互変調歪と逆特性の相互変調歪を発生して、増幅器で発生する相互変調歪を補償する歪補償回路に関するものである。

増幅器で発生する相互変調歪を低減する方法として、増幅器で発生する相互変調歪と逆特性の相互変調歪を発生する歪補償回路を増幅器の前段又は後段に接続する方法が知られている。
この歪補償回路が発生する逆特性の相互変調歪の振幅は、増幅器で発生する相互変調歪の振幅と同じであり、逆特性の相互変調歪の位相は、増幅器で発生する相互変調歪の位相と１８０度異なっている。

図１９は以下の特許文献１に開示されている歪補償回路を示す構成図であり、図２０は図１９の歪補償回路における歪発生回路を示す構成図である。
この歪補償回路では、入力端子１０１と出力端子１０２の間に、増幅器で発生する相互変調歪と逆特性の相互変調歪を発生する歪発生回路１０３を挿入している。
また、この歪補償回路では、入力端子１０１から入力される２波のＲＦ信号（周波数ｆ_１のＲＦ信号、周波数ｆ_２のＲＦ信号）の差周波（ｆ_２−ｆ_１）に相当する周波数帯域に対するインピーダンスを変化させるインピーダンス変換回路１０４を備えている。

インピーダンス変換回路１０４を備えているため、２波のＲＦ信号の使用周波数帯域の特性に影響を与えることなく、歪発生回路１０３から発生される相互変調歪の振幅及び位相特性を調整することができる。
したがって、増幅器で発生する相互変調歪に合わせて、適宜、歪発生回路１０３から発生される相互変調歪の振幅及び位相特性を調整することで、増幅器で発生する相互変調歪を精度よく補償することができる。

ここで、インピーダンス変換回路１０４は、インダクタ１０５と抵抗１０６とコンデンサ１０７から構成されている。
インダクタンス１０５及びコンデンサ１０７は、固有の自己共振周波数を有しており、ＲＦ信号の周波数ｆ_１，ｆ_２が自己共振周波数以下でなければ、インダクタやキャパシタとして機能しない。通常、インダクタンスやコンデンサの値が大きいほど、寄生の容量等の影響で、自己共振周波数が低くなる傾向にある。
入力端子１０１から入力される２波のＲＦ信号（周波数ｆ_１のＲＦ信号、周波数ｆ_２のＲＦ信号）の差周波（ｆ_２−ｆ_１）に相当する周波数帯域は数百ＭＨｚ以下である。
そのため、その周波数帯域でインピーダンスを変更するには、大きな値のインダクタンス１０５及びコンデンサ１０７を使用する必要があるが、２波のＲＦ信号の周波数ｆ_１，ｆ_２は、通常、数ＧＨｚ以上であり、インダクタンス１０５及びコンデンサ１０７における固有の自己共振周波数を超えてしまうことが予想される。

特開２００４−１５３９０号公報（段落番号［００１５］）

従来の歪補償回路は以上のように構成されているので、大きな値のインダクタンス１０５とコンデンサ１０７を使用すれば、２波のＲＦ信号（周波数ｆ_１のＲＦ信号、周波数ｆ_２のＲＦ信号）の差周波（ｆ_２−ｆ_１）に相当する周波数帯域でインピーダンスを変更することができる。しかし、２波のＲＦ信号の周波数ｆ_１，ｆ_２が数ＧＨｚ以上である場合、インダクタンス１０５及びコンデンサ１０７の自己共振周波数を超えてしまうため、インダクタンス１０５及びコンデンサ１０７が理想的なインダクタやキャパシタとして機能しなくなる。その結果、２波のＲＦ信号の使用周波数帯域におけるＲＦインピーダンスが開放条件にならず、ＲＦ特性に影響を与えてしまうことがある課題があった。
仮に広帯域に理想的な特性を有するインダクタンスとコンデンサが存在すれば、そのようなインダクタンスとコンデンサを使用することで、２波のＲＦ信号の使用周波数帯域におけるＲＦインピーダンスが開放条件になることも考えられるが、そのようなインダクタンスやコンデンサは価格が高く、コスト高を招いてしまうことになる。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、自己共振周波数が低い安価なインダクタンスやコンデンサを使用しても、ＲＦ特性に影響を与えることなく、増幅器で発生する相互変調歪を精度よく補償することができる歪補償回路を得ることを目的とする。

この発明に係る歪補償回路は、入力端子から周波数が異なる複数の無線周波数信号が入力されると、複数の無線周波数信号の差周波の信号及び相互変調歪を発生させるリニアライザー回路と、一端が信号路に接続されており、複数の無線周波数信号及びリニアライザー回路により発生された相互変調歪の通過を阻止して、差周波の信号を通過させるローパス回路と、ローパス回路の他端とグランドの間に接続されており、ローパス回路を通過してきた差周波の信号を反射して、その差周波の信号をリニアライザー回路に戻すことで、信号路に現われる相互変調歪を調整する相互変調歪調整回路とを備えるようにしたものである。

この発明によれば、複数の無線周波数信号及びリニアライザー回路により発生された相互変調歪の通過を阻止して、差周波の信号を通過させるローパス回路を信号路と相互変調歪調整回路の間に接続するように構成したので、自己共振周波数が低い安価なインダクタンスやコンデンサを用いて、相互変調歪調整回路を構成しても、ＲＦ特性に影響を与えることなく、信号路に現われる相互変調歪を調整することができるようになり、その結果、ＲＦ特性に影響を与えることなく、増幅器で発生する相互変調歪を精度よく補償することができる効果がある。

この発明の実施の形態１による歪補償回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態２による歪補償回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態３による歪補償回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態４による歪補償回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態５による歪補償回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態６による歪補償回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態７による歪補償回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態８による歪補償回路を示す構成図である。 ローパス回路の一例を示す構成図である。 相互変調歪調整回路の一例を示す構成図である。 高調波インピーダンス調整回路の一例を示す構成図である。 この発明の実施の形態１２による歪補償回路を示す構成図である。 相互変調歪調整回路２１−１，２１−２による相互変調歪の補償特性の一例を示す説明図である。 リアクタンスが固定の複数のリアクタンス素子と複数の切替スイッチとからなる相互変調歪調整回路２１−１，２１−２の一例を示す構成図である。 リアクタンスが固定の複数のリアクタンス素子と複数の切替スイッチとからなる相互変調歪調整回路２１−１，２１−２の一例を示す構成図である。 この発明の実施の形態１５による歪補償回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態１５による歪補償回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態１５による歪補償回路を示す構成図である。 特許文献１に開示されている歪補償回路を示す構成図である。 図１９の歪補償回路における歪発生回路を示す構成図である。

以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による歪補償回路を示す構成図である。
図１の歪補償回路には、入力端子１の前段又は出力端子２の後段に増幅器（図示せず）が接続されている。
図１において、入力端子１は２波のＲＦ信号（無線周波数信号）を入力する端子であり、この実施の形態１では、周波数ｆ_１のＲＦ信号と、周波数ｆ_２のＲＦ信号とが入力されるものとする。ｆ_１＜ｆ_２である。
この実施の形態１では、説明の簡単化のため、２波のＲＦ信号が入力される例を説明するが、３波以上のＲＦ信号が入力されるものであってもよい。
出力端子２は２波のＲＦ信号や、増幅器で発生する相互変調歪と逆特性の相互変調歪などを出力する端子である。

ＤＣカット用コンデンサ４，５は例えばリニアライザー回路７で生じる２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）の差周波（ｆ_２−ｆ_１）の信号（以下、「差周波信号」と称する）が外部に出力されないようにするために信号路３に挿入されている。
ＤＣ端子６は直流電圧が印加される端子である。
リニアライザー回路７は信号路３に挿入されており、２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）の入力に伴って、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）や相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）などを発生する回路である。

ローパス回路８は一端が信号路３に接続されており、２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）及びリニアライザー回路７により発生された相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）より周波数が低い信号だけを通過させる特性を有するフィルタである。このため、ローパス回路８は２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）及び相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）の通過を阻止して、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）を通過させるように作用する。
相互変調歪調整回路９はローパス回路８の他端とグランドの間に接続され、ローパス回路８を通過してきた差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）を反射して、その差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）をリニアライザー回路７に戻すことで、信号路３に現われる相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）を調整する回路である。

次に動作について説明する。
入力端子１から入力された２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）は、リニアライザー回路７に入力される。
リニアライザー回路７の特性は非線形特性であるため、２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）の入力に伴って、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）、相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）や２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）などが発生し、リニアライザー回路７の出力側には、２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）、相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）や２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）などが現れる。

このとき、信号路３と相互変調歪調整回路９の間には、ローパス回路８が装荷されているため、２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）と相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）については、信号路３から相互変調歪調整回路９側を見たインピーダンスが開放となり、２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）、相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）や２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）が相互変調歪調整回路９側に漏れ出ることはない。
一方、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）については、ローパス回路８を通過して相互変調歪調整回路９に到達する。

ローパス回路８を通過して相互変調歪調整回路９に到達した差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）は、相互変調歪調整回路９によって反射されて、再びローパス回路８を通過し、リニアライザー回路７に戻る。
差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）がリニアライザー回路７に戻ることで、リニアライザー回路７のミキシング効果により、２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）と差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のミキシング波が２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２の周波数に現われる。

これにより、２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２の周波数に現われているミキシング波の成分と、リニアライザー回路７により発生された相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）とが信号路３上でベクトル合成され、その合成成分が出力端子２から出力される。
信号路３上でベクトル合成された合成成分の調整は、相互変調歪調整回路９が、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のインピーダンスを調整することで行うことができるので、出力端子２の後段に増幅器が接続される場合には、信号路３上でベクトル合成された合成成分が、増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のインピーダンスを調整する。
一方、入力端子１の前段に増幅器が接続される場合には、入力端子１から入力された増幅器で発生している相互変調歪が、信号路３上でベクトル合成された合成成分によって打ち消されるように、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のインピーダンスを調整する。

ここで、相互変調歪調整回路９は、例えば、インダクタンスやコンデンサなどから構成され、そのインダクタンスやコンデンサなどを調整することで、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のインピーダンスを調整するが、相互変調歪調整回路９の前段に接続されているローパス回路８が、通常、周波数が数ＧＨｚ以上のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）の通過を阻止しているので、自己共振周波数が低い安価なインダクタンスやコンデンサを用いて、相互変調歪調整回路９を構成しても、相互変調歪調整回路９の特性がＲＦ特性に影響を与えることがない。
なお、相互変調歪調整回路９で差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のインピーダンスを調整するに際して、インダクタンスやコンデンサなどの部品の低周波特性のみ考慮すればよいため、部品選択の自由度や調整の自由度が向上する。これにより、調整コストや部品コストの低減を図ることができる。

以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）及びリニアライザー回路７により発生された相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）の通過を阻止して、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）を通過させるローパス回路８を信号路３と相互変調歪調整回路９の間に接続するように構成したので、自己共振周波数が低い安価なインダクタンスやコンデンサを用いて、相互変調歪調整回路９を構成しても、ＲＦ特性に影響を与えることなく、信号路３に現われる相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）を調整することができるようになり、その結果、ＲＦ特性に影響を与えることなく、増幅器で発生する相互変調歪を精度よく補償することができる効果を奏する。

この実施の形態１では、相互変調歪調整回路９の内部のインダクタンスやコンデンサなどを調整することで、信号路３に現われる相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）を調整するものを示したが、ＤＣ端子６に印加する電圧によって、リニアライザー回路７から見たＲＦ周波数のインピーダンスを調整することでも、信号路３に現われる相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）を調整することができる。

また、この実施の形態１では、ローパス回路８と相互変調歪調整回路９がリニアライザー回路７の後段に接続されている例を示しているが、ＤＣカット用コンデンサ４とＤＣカット用コンデンサ５の間であれば、ローパス回路８と相互変調歪調整回路９がリニアライザー回路７の前段に接続されていてもよい。

実施の形態２．
図２はこの発明の実施の形態２による歪補償回路を示す構成図であり、図２において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
高調波インピーダンス調整回路１０は一端が信号路３に接続されており、リニアライザー回路７で生じている２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）の高調波成分である２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）を反射して、２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）をリニアライザー回路７に戻すことで、信号路３に現われる相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）を調整する回路である。
高調波インピーダンス調整回路１０は信号路３に現われる相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）が増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）のインピーダンスを調整する。
この実施の形態２では、高調波インピーダンス調整回路１０が２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）のインピーダンスを調整する例を説明するが、これは一例に過ぎず、例えば、３次高調波（３ｆ_１，３ｆ_２）のインピーダンスを調整することで、信号路３に現われる３次高調波に係る相互変調歪を調整するようにしてもよい。

次に動作について説明する。
図２の歪補償回路は、図１の歪補償回路に対して高調波インピーダンス調整回路１０を追加している。
リニアライザー回路７の特性は非線形特性であるため、２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）の入力に伴って、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）、相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）や２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）などが発生し、リニアライザー回路７の出力側には、２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）、相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）や２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）などが現れる。

上記実施の形態１では、相互変調歪調整回路９が、信号路３上でベクトル合成された合成成分が、増幅器で発生する相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）と逆特性になるように、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のインピーダンスを調整することで、増幅器で発生する相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）を補償しているが、この実施の形態２では、更に、高調波インピーダンス調整回路１０が、２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）のインピーダンスを調整することで、増幅器で発生する相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）の補償精度を高めるようにする。

即ち、高調波インピーダンス調整回路１０は、リニアライザー回路７で生じている２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）を反射して、その２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）がリニアライザー回路７に戻るように作用する。
２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）がリニアライザー回路７に戻ることで、リニアライザー回路７のミキシング効果により、２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）と２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）のミキシング波が２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２の周波数に現われる。
これにより、２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２の周波数に現われているミキシング波の成分と、リニアライザー回路７により発生された相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）とが信号路３上でベクトル合成され、その合成成分が出力端子２から出力される。

信号路３上でベクトル合成された合成成分の調整は、相互変調歪調整回路９が、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のインピーダンスを調整することで行うことができるとともに、高調波インピーダンス調整回路１０が、２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）のインピーダンスを調整することで行うことができるので、出力端子２の後段に増幅器が接続される場合には、出力端子２から出力されるベクトル合成された合成成分が、増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のインピーダンス及び２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）のインピーダンスを調整する。
一方、入力端子１の前段に増幅器が接続される場合には、入力端子１から入力された増幅器で発生している相互変調歪が、ベクトル合成された合成成分によって打ち消されるように、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のインピーダンス及び２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）のインピーダンスを調整する。
よって、高調波インピーダンス調整回路１０を設けることで、相互変調歪調整回路９だけでインピーダンスを調整する場合よりも、増幅器で発生する相互変調歪の補償精度を高めることができる。

実施の形態３．
図３はこの発明の実施の形態３による歪補償回路を示す構成図であり、図３において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
リニアライザー回路７は抵抗７ａとダイオード７ｂから構成されており、抵抗７ａはＤＣ端子６と信号路３の間に接続され、ダイオード７ｂは信号路３とグランドの間に接続されている。
ローパス回路８は伝送線路８ａとオープンスタブ８ｂから構成されており、伝送線路８ａは一端が信号路３に接続されて、他端が相互変調歪調整回路９に接続されており、オープンスタブ８ｂは一端が伝送線路８ａの他端に接続されている。
相互変調歪調整回路９は低周波用インダクタ９ａと低周波用コンデンサ９ｂから構成されており、低周波用インダクタ９ａは一端がローパス回路８と接続され、低周波用コンデンサ９ｂは一端が低周波用インダクタ９ａの他端に接続され、他端がグランドに接続されている。

図３の歪補償回路の基本的な動作は、上記実施の形態１における図１の歪補償回路と同様であるが、ローパス回路８が、伝送線路８ａとオープンスタブ８ｂから構成されているため、チップ部品を用いてローパス回路８を構成する場合と比べて、部品の特性ばらつきによる所望周波数での開放条件からのずれを抑えることができる。
なお、伝送線路８ａやオープンスタブ８ｂの長さは設計パラメータであるが、例えば、中心周波数で４分の１波長となるように選択すればよい。

実施の形態４．
図４はこの発明の実施の形態４による歪補償回路を示す構成図であり、図４において、図３と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
第１の信号路である信号路３−１と第２の信号路である信号路３−２は、差動信号路を構成している。
分配器１１は入力端子１から入力された２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）を２つに分配して、一方のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）を信号路３−１に出力し、他方のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）を信号路３−２に出力する。
１８０度線路１２は信号路３−１に挿入されており、分配器１１により分配されたＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）の位相を１８０度移相する。

分配器１１及び１８０度線路１２から、入力端子１から入力された２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）をそれぞれ差動信号に変換する差動信号変換手段が構成されている。
また、１８０度線路１２による１８０度移相後のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）と、分配器１１から信号路３−２に出力されたＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）は、一対の差動信号を構成している。
以下、１８０度移相後のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）を第１のＲＦ信号（第１の無線周波数信号）、分配器１１から信号路３−２に出力されたＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）を第２のＲＦ信号（第２の無線周波数信号）と称する。

リニアライザー回路１３は信号路３−１，３−２に挿入されており、第１のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）と第２のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）の入力に伴って、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）や相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）などを発生する回路である。信号路３−１には、第１のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）、相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）や２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）などが現れ、信号路３−２には、第２のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）、相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）や２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）などが現れる。
また、リニアライザー回路１３は抵抗１３ａとダイオード１３ｂと抵抗１３ｃから構成されており、抵抗１３ａはＤＣ端子６と信号路３−１の間に接続され、ダイオード１３ｂは信号路３−１と信号路３−２の間に接続され、抵抗１３ｃは信号路３−２とグランドの間に接続されている。

第１のローパス回路であるローパス回路８−１は一端が信号路３−１に接続されており、第１のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）及び信号路３−１に発生している相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）より周波数が低い信号だけを通過させる特性を有するフィルタである。このため、ローパス回路８−１は第１のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）及び信号路３−１に発生している相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）の通過を阻止して、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）を通過させるように作用する。
第２のローパス回路であるローパス回路８−２は一端が信号路３−２に接続されており、第２のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）及び信号路３−２に発生している相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）より周波数が低い信号だけを通過させる特性を有するフィルタである。このため、ローパス回路８−２は第２のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）及び信号路３−２に発生している相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）の通過を阻止して、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）を通過させるように作用する。

第１の相互変調歪調整回路である相互変調歪調整回路９−１はローパス回路８−１の他端とグランドの間に接続され、ローパス回路８−１を通過してきた差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）を反射して、その差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）をリニアライザー回路１３に戻すことで、信号路３−１に現われる相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）を調整する回路である。
第２の相互変調歪調整回路である相互変調歪調整回路９−２はローパス回路８−２の他端とグランドの間に接続され、ローパス回路８−２を通過してきた差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）を反射して、その差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）をリニアライザー回路１３に戻すことで、信号路３−２に現われる相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）を調整する回路である。

１８０度線路１４は信号路３−２に挿入されており、信号路３−２を伝送されてきた信号の位相を１８０度移相する。
合成器１５は信号路３−１を伝送されてきた信号と信号路３−２を伝送されてきた信号を合成することで、差動信号を単相信号に変換する。
なお、１８０度線路１４及び合成器１５から単相信号変換手段が構成されている。

次に動作について説明する。
図４の歪補償回路の基本的な動作は、上記実施の形態１における図１の歪補償回路と同様であるが、図４の歪補償回路では、入力端子１から入力された２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）を差動信号に変換している点で相違している。
具体的には、以下の通りである。

分配器１１は、入力端子１から２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）が入力されると、２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）を分配して、一方のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）を信号路３−１に出力し、他方のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）を信号路３−２に出力する。
１８０度線路１２は、分配器１１からＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）を受けると、そのＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）の位相を１８０度移相して、１８０度移相後のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）を出力する。
１８０度移相後のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）と、分配器１１から信号路３−２に出力されたＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）は、上述したように、一対の差動信号を構成している。

リニアライザー回路１３の特性は非線形特性であるため、１８０度移相後のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）である第１のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）と、分配器１１から信号路３−２に出力されたＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）である第２のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）の入力に伴って、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）、相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）や２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）などが発生し、信号路３−１には、第１のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）、相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）や２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）などが現れ、信号路３−２には、第２のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）、相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）や２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）などが現れる。

このとき、信号路３−１と相互変調歪調整回路９−１の間には、ローパス回路８−１が装荷されているため、第１のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）と相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）については、信号路３−１から相互変調歪調整回路９−１側を見たインピーダンスが開放となり、第１のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）、相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）や２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）が相互変調歪調整回路９−１側に漏れ出ることはない。
一方、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）については、ローパス回路８−１を通過して相互変調歪調整回路９−１に到達する。

ローパス回路８−１を通過して相互変調歪調整回路９−１に到達した差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）は、相互変調歪調整回路９−１によって反射されて、再びローパス回路８−１を通過し、リニアライザー回路１３に戻る。
差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）がリニアライザー回路１３に戻ることで、リニアライザー回路１３のミキシング効果により、第１のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）と差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のミキシング波が２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２の周波数に現われる。
これにより、２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２の周波数に現われているミキシング波の成分と、リニアライザー回路１３によって信号路３−１に発生された相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）とが信号路３−１上でベクトル合成され、その合成成分が合成器１５に出力される。

信号路３−１上でベクトル合成された合成成分の調整は、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のインピーダンスを調整することで行うことができるので、上記実施の形態１における図１の相互変調歪調整回路９と同様に、相互変調歪調整回路９−１が、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のインピーダンスを調整する。
相互変調歪調整回路９−１は、図１の相互変調歪調整回路９と同様に、例えば、インダクタンスやコンデンサなどから構成され、そのインダクタンスやコンデンサなどを調整することで、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のインピーダンスを調整するが、相互変調歪調整回路９−１の前段に接続されているローパス回路８−１が、通常、周波数が数ＧＨｚ以上のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）の通過を阻止しているので、自己共振周波数が低い安価なインダクタンスやコンデンサを用いて、相互変調歪調整回路９−１を構成しても、相互変調歪調整回路９−１の特性がＲＦ特性に影響を与えることがない。

また、信号路３−２と相互変調歪調整回路９−２の間には、ローパス回路８−２が装荷されているため、第２のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）と相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）については、信号路３−２から相互変調歪調整回路９−２側を見たインピーダンスが開放となり、第２のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）、相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）や２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）が相互変調歪調整回路９−２側に漏れ出ることはない。
一方、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）については、ローパス回路８−２を通過して相互変調歪調整回路９−２に到達する。

ローパス回路８−２を通過して相互変調歪調整回路９−２に到達した差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）は、相互変調歪調整回路９−２によって反射されて、再びローパス回路８−２を通過し、リニアライザー回路１３に戻る。
差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）がリニアライザー回路１３に戻ることで、リニアライザー回路１３のミキシング効果により、第２のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）と差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のミキシング波が２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２の周波数に現われる。
これにより、２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２の周波数に現われているミキシング波の成分と、リニアライザー回路１３によって信号路３−２に発生された相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）とが信号路３−２上でベクトル合成され、その合成成分が１８０度線路１４に出力される。

信号路３−２上でベクトル合成された合成成分の調整は、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のインピーダンスを調整することで行うことができるので、上記実施の形態１における図１の相互変調歪調整回路９と同様に、相互変調歪調整回路９−２が、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のインピーダンスを調整する。
相互変調歪調整回路９−２は、図１の相互変調歪調整回路９と同様に、例えば、インダクタンスやコンデンサなどから構成され、そのインダクタンスやコンデンサなどを調整することで、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のインピーダンスを調整するが、相互変調歪調整回路９−２の前段に接続されているローパス回路８−２が、通常、周波数が数ＧＨｚ以上のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）の通過を阻止しているので、自己共振周波数が低い安価なインダクタンスやコンデンサを用いて、相互変調歪調整回路９−２を構成しても、相互変調歪調整回路９−２の特性がＲＦ特性に影響を与えることがない。

１８０度線路１４は、信号路３−２に現われている第２のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）、２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）、ベクトル合成された合成成分（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）のうち、ＤＣカット用コンデンサ５を通過してきた信号（差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）はＤＣカット用コンデンサ５を通過できない）の位相を１８０度移相する。
合成器１５は、信号路３−１に現われている第１のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）、２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）、ベクトル合成された合成成分（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）のうち、ＤＣカット用コンデンサ５を通過してきた信号（差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）はＤＣカット用コンデンサ５を通過できない）と、１８０度線路１４により１８０度移相された信号とを合成することで差動信号を単相信号に変換し、その単相信号を出力端子２に出力する。

上記実施の形態１〜３では、図３に示すように、リニアライザー回路７のダイオード７ｂをグランドに接続しているが、このグランドを実際の回路で作成するには、ダイオード７ｂを実装する際にスルーホールを形成する必要があり、そのスルーホールの寄生インダクタが問題になる。
これに対して、この実施の形態４では、入力端子１から入力された２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）を差動信号に変換しているので、リニアライザー回路１３のダイオード１３ｂの中心に仮想ＧＮＤを形成することができるため、ダイオード１３ｂを実装する際にスルーホールを形成する必要がなくなり、スルーホールの寄生インダクタの影響を回避することができる。
したがって、この実施の形態４によれば、上記実施の形態１〜３と同様の効果が得られる他に、上記実施の形態１〜３の歪補償回路と比べて、寄生成分の影響を受け難くなり、より高い周波数でもリニアライザー回路１３を動作させることができる効果が得られる。

この実施の形態４では、ローパス回路８−１，８−２と相互変調歪調整回路９−１，９−２がリニアライザー回路１３の後段に接続されている例を示しているが、ＤＣカット用コンデンサ４とＤＣカット用コンデンサ５の間であれば、ローパス回路８−１，８−２と相互変調歪調整回路９−１，９−２がリニアライザー回路１３の前段に接続されていてもよい。
また、ＤＣカット用コンデンサ４と１８０度線路１２の位置を入れ替えてもよい。同様に、ＤＣカット用コンデンサ５と１８０度線路１４の位置を入れ替えてもよい。

実施の形態５．
図５はこの発明の実施の形態５による歪補償回路を示す構成図であり、図５において、図４と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
第１の高調波インピーダンス調整回路である高調波インピーダンス調整回路１０−１は一端が信号路３−１に接続されている高調波用オープンスタブ１０ａから構成されており、リニアライザー回路１３で生じている第１のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）の２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）を反射して、その２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）をリニアライザー回路１３に戻すことで、信号路３−１に現われる相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）を調整する回路である。
また、高調波インピーダンス調整回路１０−１は信号路３−１に現われる相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）が増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）のインピーダンスを調整する。

第２の高調波インピーダンス調整回路である高調波インピーダンス調整回路１０−２は一端が信号路３−２に接続されている高調波用オープンスタブ１０ａから構成されており、リニアライザー回路１３で生じている第２のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）の２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）を反射して、その２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）をリニアライザー回路１３に戻すことで、信号路３−２に現われる相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）を調整する回路である。
また、高調波インピーダンス調整回路１０−２は信号路３−２に現われる相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）が増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）のインピーダンスを調整する。
この実施の形態５では、高調波インピーダンス調整回路１０−１，１−２が２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）のインピーダンスを調整する例を説明するが、これは一例に過ぎず、例えば、３次高調波（３ｆ_１，３ｆ_２）のインピーダンスを調整することで、信号路３−１，３−２に現われる３次高調波に係る相互変調歪を調整するようにしてもよい。

次に動作について説明する。
図５の歪補償回路は、図４の歪補償回路に対して高調波インピーダンス調整回路１０−１，１０−２を追加している。
リニアライザー回路１３の特性は非線形特性であるため、第１のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）と第２のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）の入力に伴って、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）、相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）や２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）などが発生し、リニアライザー回路１３の出力側には、２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）、相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）や２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）などが現れる。

上記実施の形態４では、相互変調歪調整回路９−１，９−２が、信号路３−１，３−２上でベクトル合成された合成成分（合成波）が、増幅器で発生する相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）と逆特性になるように、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のインピーダンスを調整することで、増幅器で発生する相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）を補償しているが、この実施の形態５では、更に、高調波インピーダンス調整回路１０−１，１０−２が、２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）のインピーダンスを調整することで、増幅器で発生する相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）の補償精度を高めるようにする。

即ち、高調波インピーダンス調整回路１０−１は、リニアライザー回路１３で生じている２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）を反射して、その２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）がリニアライザー回路１３に戻るように作用する。
２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）がリニアライザー回路１３に戻ることで、リニアライザー回路１３のミキシング効果により、２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）と２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）のミキシング波が２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２の周波数に現われる。
これにより、２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２の周波数に現われているミキシング波の成分と、リニアライザー回路１３により発生された相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）とが信号路３−１上でベクトル合成され、その合成成分が合成器１５に出力される。

また、高調波インピーダンス調整回路１０−２は、リニアライザー回路１３で生じている２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）を反射して、その２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）がリニアライザー回路１３に戻るように作用する。
２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）がリニアライザー回路１３に戻ることで、リニアライザー回路１３のミキシング効果により、２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）と２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）のミキシング波が２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２の周波数に現われる。
これにより、２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２の周波数に現われているミキシング波の成分と、リニアライザー回路１３により発生された相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）とが信号路３−２上でベクトル合成され、その合成成分が１８０度線路１４に出力される。

信号路３−１，３−２上でベクトル合成された合成成分の調整は、相互変調歪調整回路９−１，９−２が、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のインピーダンスを調整することで行うことができるとともに、高調波インピーダンス調整回路１０−１，１０−２が、２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）のインピーダンスを調整することで行うことができるので、出力端子２の後段に増幅器が接続される場合には、信号路３−１，３−２上でベクトル合成された合成成分が増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のインピーダンス及び２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）のインピーダンスを調整する。
一方、入力端子１の前段に増幅器が接続される場合には、入力端子１から入力された増幅器で発生している相互変調歪が、ベクトル合成された合成成分によって打ち消されるように、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のインピーダンス及び２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）のインピーダンスを調整する。
よって、高調波インピーダンス調整回路１０−１，１０−２を設けることで、相互変調歪調整回路９−１，９−２だけでインピーダンスを調整する場合よりも、増幅器で発生する相互変調歪の補償精度を高めることができる効果が得られる。

実施の形態６．
図６この発明の実施の形態６による歪補償回路を示す構成図であり、図６において、図４と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
リニアライザー回路１３−１，１３−２は、図４のリニアライザー回路１３と同様の回路であり、第１のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）と第２のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）の入力に伴って、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）や相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）などを発生する回路である。

この実施の形態６の歪補償回路は、上記実施の形態４における図４の歪補償回路と比べて、リニアライザー回路１３が多段に接続されている点で相違しているが、基本的な動作は同じである。
リニアライザー回路１３を多段に接続することで、増幅器で発生する相互変調歪と逆特性の相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）を高精度に作ることができるようになり、さらに、増幅器で発生する相互変調歪の補償精度を高めることができる。
図６では、実装しているリニアライザー回路１３が２段構成であるが、３段以上の構成であってもよい。
また、リニアライザー回路１３だけでなく、ローパス回路８−１，８−２や相互変調歪調整回路９−１，９−２についても、多段に接続するようにしてもよい。

実施の形態７．
図７この発明の実施の形態７による歪補償回路を示す構成図であり、図７において、図４と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
相互変調歪調整回路１６はローパス回路８−１とローパス回路８−２の間に接続され、ローパス回路８−１を通過してきた差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）を反射して、その差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）をリニアライザー回路１３に戻すとともに、ローパス回路８−２を通過してきた差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）を反射して、その差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）をリニアライザー回路１３に戻すことで、信号路３−１，３−２に現われる相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）を調整する回路である。
相互変調歪調整回路１６はインダクタ１６ａとコンデンサ１６ｂから構成されている。

次に動作について説明する。
図７の歪補償回路の基本的な動作は、上記実施の形態４における図４の歪補償回路と同様である。
ただし、図７の歪補償回路では、相互変調歪調整回路１６をローパス回路８−１とローパス回路８−２の間に接続しているので、相互変調歪調整回路１６内に仮想ＧＮＤが形成される。
このため、相互変調歪調整回路１６を実装する際に、図４の歪補償回路のように、相互変調歪調整回路９−１，９−２をグランドに接続するためのスルーホールを形成する必要がなくなり、スルーホールの寄生インダクタの影響を回避することができる。
したがって、この実施の形態７によれば、上記実施の形態４の歪補償回路と比べて、寄生成分の影響を受け難くなり、より高い周波数でもリニアライザー回路１３を動作させることができる。

実施の形態８．
図８この発明の実施の形態８による歪補償回路を示す構成図であり、図８において、図５及び図７と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
次に動作について説明する。
図８の歪補償回路は、図７の歪補償回路に対して高調波インピーダンス調整回路１０−１，１０−２を追加している。
リニアライザー回路１３の特性は非線形特性であるため、１８０度移相後のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）である第１のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）と、分配器１１から信号路３−２に出力されたＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）である第２のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）の入力に伴って、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）、相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）や２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）などが発生し、信号路３−１には、第１のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）、相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）や２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）などが現れ、信号路３−２には、第２のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）、相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）や２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）などが現れる。

高調波インピーダンス調整回路１０−１は、リニアライザー回路１３で生じている２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）を反射して、その２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）がリニアライザー回路１３に戻るように作用する。
２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）がリニアライザー回路１３に戻ることで、リニアライザー回路１３のミキシング効果により、２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）と２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）のミキシング波が２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２の周波数に現われる。
これにより、２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２の周波数に現われているミキシング波の成分と、リニアライザー回路１３により発生された相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）とが信号路３−１上でベクトル合成され、その合成成分が合成器１５に出力される。

また、高調波インピーダンス調整回路１０−２は、リニアライザー回路１３で生じている２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）を反射して、その２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）がリニアライザー回路１３に戻るように作用する。
２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）がリニアライザー回路１３に戻ることで、リニアライザー回路１３のミキシング効果により、２波のＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）と２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）のミキシング波が２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２の周波数に現われる。
これにより、２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２の周波数に現われているミキシング波の成分と、リニアライザー回路１３により発生された相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）とが信号路３−２上でベクトル合成され、その合成成分が１８０度線路１４に出力される。

信号路３−１，３−２上でベクトル合成された合成成分の調整は、相互変調歪調整回路１６が、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のインピーダンスを調整することで行うことができるとともに、高調波インピーダンス調整回路１０−１，１０−２が、２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）のインピーダンスを調整することで行うことができるので、出力端子２の後段に増幅器が接続される場合には、信号路３−１，３−２上でベクトル合成された合成成分が増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のインピーダンス及び２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）のインピーダンスを調整する。
一方、入力端子１の前段に増幅器が接続される場合には、入力端子１から入力された増幅器で発生している相互変調歪が、ベクトル合成された合成成分によって打ち消されるように、差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のインピーダンス及び２次高調波（２ｆ_１，２ｆ_２）のインピーダンスを調整する。
よって、高調波インピーダンス調整回路１０−１，１０−２を設けることで、相互変調歪調整回路１６だけでインピーダンスを調整する場合よりも、増幅器で発生する相互変調歪の補償精度を高めることができる効果が得られる。

実施の形態９．
上記実施の形態３〜８では、ローパス回路８が伝送線路８ａ及びオープンスタブ８ｂから構成されているものを示したが（図９（ａ）を参照）、図９（ｂ）に示すように、ローパス回路８が高周波用インダクタ８ｃ及び高周波用コンデンサ８ｄから構成されていてもよい。
ただし、この場合、高周波用インダクタ８ｃ及び高周波用コンデンサ８ｄの自己共振周波数が、ＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）の周波数より高いものを使用する必要がある。
なお、ローパス回路８を構成する際は、図９（ａ）の回路と図９（ｂ）の回路を多段で構成するようにしてもよい。

実施の形態１０．
上記実施の形態３〜８では、相互変調歪調整回路９，１６が低周波用インダクタ９ａ及び低周波用コンデンサ９ｂから構成されているものを示したが（図１０（ａ）を参照）、低周波でインピーダンスを変えられるものであればよく（信号路３に現われる相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）を調整することが可能な回路）、例えば、相互変調歪調整回路９，１６は、図１０（ｂ）〜（ｈ）に示すような回路であってもよい。
図１０において、９ｃは低周波用抵抗である。

実施の形態１１．
実施の形態５，８では、高調波インピーダンス調整回路１０が高調波用オープンスタブ１０ａから構成されているものを示したが（図１１（ａ）を参照）、ＲＦ信号（ｆ_１，ｆ_２）の周波数の２倍波や３倍波でインピーダンスを調整できる回路であればよい。
図１１は高調波インピーダンス調整回路１０の一例を示す構成図であり、例えば、図１１（ａ）及び図１１（ｂ）に示す高調波インピーダンス調整回路１０であれば、例えば、２倍波で短絡になるように素子値を決定する。
通常、高調波でのインピーダンスを調整すると、基本波でのインピーダンスも変化してしまうが、図１１（ｃ）〜（ｈ）の高調波インピーダンス調整回路１０では、基本波におけるリアクタンス成分を打ち消すために、伝送線路１０ｃ又は高調波用インダクタンス１０ｄを装荷している。これにより、基本波のインピーダンスを変更せずに高調波のインピーダンスを調整することが可能である。なお、１０ｂはＤＣカット用の高周波用コンデンサである。

実施の形態１２．
上記実施の形態１〜１１では、相互変調歪調整回路９，９−１，９−２，１６が、リアクタンスが固定のリアクタンス素子（例えば、低周波用インダクタ９ａ、低周波用コンデンサ９ｂなど）によって構成されているものを示しているが、相互変調歪調整回路９，９−１，９−２，１６が、リアクタンスが可変のリアクタンス素子によって構成されているようにしてもよい。

図１２はこの発明の実施の形態１２による歪補償回路を示す構成図であり、図１２において、図４〜６と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
相互変調歪調整回路２１−１は、相互変調歪調整回路９−１に相当する回路である。ただし、相互変調歪調整回路９−１と異なり、リアクタンスが可変のリアクタンス素子（可変インダクタ２１ａ、可変コンデンサ２１ｂ）によって構成されている。
相互変調歪調整回路２１−２は、相互変調歪調整回路９−２に相当する回路である。ただし、相互変調歪調整回路９−２と異なり、リアクタンスが可変のリアクタンス素子（可変インダクタ２１ａ、可変コンデンサ２１ｂ）によって構成されている。
調整回路制御器２２は例えばマイコンなどで構成されており、入力端子１から入力される２波のＲＦ信号（周波数ｆ_１のＲＦ信号、周波数ｆ_２のＲＦ信号）に関する周波数（例えば、動作周波数、信号帯域、離調周波数）の情報にしたがって相互変調歪調整回路２１−１，２１−２の可変インダクタ２１ａ及び可変コンデンサ２１ｂのリアクタンスを制御する。

ここでは、図４〜６の歪補償回路の相互変調歪調整回路９−１，９−２を相互変調歪調整回路２１−１，２１−２に代えて、調整回路制御器２２を適用している例を示しているが、図１〜３の歪補償回路の相互変調歪調整回路９を相互変調歪調整回路２１−１に代えて、調整回路制御器２２を適用するようにしてもよい。
また、図７，８の歪補償回路の相互変調歪調整回路１６を相互変調歪調整回路２１−１に代えて、調整回路制御器２２を適用するようにしてもよい。

次に動作について説明する。
図１４の歪補償回路の基本的な動作は、上記実施の形態４における図４の歪補償回路と同様である。
以下、図４の歪補償回路と相違する部分を説明する。

調整回路制御器２２は、入力端子１から入力される２波のＲＦ信号（周波数ｆ_１のＲＦ信号、周波数ｆ_２のＲＦ信号）に関する周波数（例えば、動作周波数、信号帯域、離調周波数）の情報を入力する。
２波のＲＦ信号に関する周波数の情報は、例えば、２波のＲＦ信号を取り扱うモデムなどの信号生成装置から入手する。

調整回路制御器２２は、２波のＲＦ信号に関する周波数の情報として、例えば、２波のＲＦ信号の離調周波数（ｆ_２−ｆ_１）を示す情報を入力すると、その離調周波数（ｆ_２−ｆ_１）が広くなるほど、相互変調歪調整回路２１−１，２１−２のインダクタンスが小さくなるように、可変インダクタ２１ａ及び可変コンデンサ２１ｂのリアクタンスを制御する。
ここで、図１３は相互変調歪調整回路２１−１，２１−２による相互変調歪の補償特性の一例を示す説明図である。
図１３の例では、離調周波数（ｆ_２−ｆ_１）が広くなるほど、可変インダクタ２１ａのインダクタンスを小さくすることで、増幅器で発生する相互変調歪の補償精度が高められる様子を示している。
図１３の例では、離調周波数（ｆ_２−ｆ_１）が広くなるほど、可変インダクタ２１ａのインダクタンスを小さくしているが、離調周波数（ｆ_２−ｆ_１）が広くなるほど、可変コンデンサ２１ｂの容量を小さくすることで、増幅器で発生する相互変調歪の補償精度を高めるようにしてもよい。

相互変調歪調整回路２１−１，２１−２は、図４〜６の相互変調歪調整回路９−１，９−２と同様に、ローパス回路８−１，８−２を通過してきた差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）を反射して、その差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）をリニアライザー回路１３に戻すことで、信号路３−１，３−２に現われる相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）を調整するが、図４〜６の相互変調歪調整回路９−１，９−２と異なり、調整回路制御器２２によってリアクタンスが概ね最適値に調整されているので、増幅器で発生する相互変調歪と逆特性の相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）を高精度に作ることができるようになる。その結果、図４〜６の相互変調歪調整回路９−１，９−２よりも、増幅器で発生する相互変調歪を高精度で補償することができる。

この実施の形態１２では、調整回路制御器２２が、２波のＲＦ信号の離調周波数（ｆ_２−ｆ_１）を示す情報を入力すると、その離調周波数（ｆ_２−ｆ_１）が広くなるほど、相互変調歪調整回路２１−１，２１−２のインダクタンスが小さくなるように、可変インダクタ２１ａ及び可変コンデンサ２１ｂのリアクタンスを制御する例を示しているが、調整回路制御器２２が、２波のＲＦ信号の信号帯域を示す情報を入力すると、その信号帯域が広くなるほど、相互変調歪調整回路２１−１，２１−２のインダクタンスが小さくなるように、可変インダクタ２１ａ及び可変コンデンサ２１ｂのリアクタンスを制御しても、増幅器で発生する相互変調歪の補償精度を高めることができる。
また、調整回路制御器２２が、２波のＲＦ信号の動作周波数（ｆ_１，ｆ_２）を示す情報を入力すると、例えば、その動作周波数（ｆ_１，ｆ_２）の中心周波数の高低にしたがって相互変調歪調整回路２１−１，２１−２のインダクタンスを制御するようにしてもよく、増幅器で発生する相互変調歪の補償精度を高めることができる。

実施の形態１３．
上記実施の形態１２では、相互変調歪調整回路２１−１，２１−２が、リアクタンスが可変のリアクタンス素子（可変インダクタ２１ａ、可変コンデンサ２１ｂ）によって構成されているものを示したが、この実施の形態１３では、相互変調歪調整回路２１−１，２１−２が、リアクタンスが固定の複数のリアクタンス素子と、複数のリアクタンス素子間の接続状態を切り替える複数の切替スイッチとから構成されているものについて説明する。

図１４はリアクタンスが固定の複数のリアクタンス素子と複数の切替スイッチとからなる相互変調歪調整回路２１−１，２１−２の一例を示す構成図である。
図１４において、インダクタ３１はインダクタンスがＬ_１である固定のリアクタンス素子である。
インダクタ３２はインダクタンスがＬ_２である固定のリアクタンス素子である。ただし、Ｌ_１＜Ｌ_２である。
コンデンサ３３は容量がＣ_１である固定のリアクタンス素子である。
コンデンサ３４は容量がＣ_２である固定のリアクタンス素子である。
コンデンサ３５は容量がＣ_３である固定のリアクタンス素子である。
コンデンサ３６は容量がＣ_４である固定のリアクタンス素子である。ただし、Ｃ_１＜Ｃ_２＜Ｃ_３＜Ｃ_４である。

ＳＰＤＴ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｏｌｅ Ｄｏｕｂｌｅ Ｔｈｒｏｗ）スイッチ５１は調整回路制御器６０の制御の下、ローパス回路８−１（または８−２）の他端をインダクタ３１又は信号路４１に接続する切替スイッチである。
ＳＰＤＴスイッチ５２は調整回路制御器６０の制御の下、インダクタ３１又は信号路４１を信号路４２に接続する切替スイッチである。
ＳＰＤＴスイッチ５３は調整回路制御器６０の制御の下、信号路４２をインダクタ３２又は信号路４３に接続する切替スイッチである。
ＳＰＤＴスイッチ５４は調整回路制御器６０の制御の下、インダクタ３２又は信号路４３を信号路４４に接続する切替スイッチである。
ＳＰＤＴスイッチ５５は調整回路制御器６０の制御の下、信号路４４をコンデンサ３３又はコンデンサ３４に接続する切替スイッチである。
ＳＰＤＴスイッチ５６は調整回路制御器６０の制御の下、信号路４４をコンデンサ３５又はコンデンサ３６に接続する切替スイッチである。

調整回路制御器６０は例えばマイコンなどで構成されており、入力端子１から入力される２波のＲＦ信号（周波数ｆ_１のＲＦ信号、周波数ｆ_２のＲＦ信号）に関する周波数（例えば、動作周波数、信号帯域、離調周波数）の情報にしたがって相互変調歪調整回路２１−１，２１−２のＳＰＤＴスイッチ５１〜５６の切り替えを制御することで、相互変調歪調整回路２１−１，２１−２のリアクタンスを制御する。

この実施の形態１３では、図４〜６の歪補償回路の相互変調歪調整回路９−１，９−２を図１４の相互変調歪調整回路２１−１，２１−２に代えて、調整回路制御器６０を適用するものとする。
ただし、これに限るものではなく、図１〜３の歪補償回路の相互変調歪調整回路９を図１４の相互変調歪調整回路２１−１に代えて、調整回路制御器６０を適用するようにしてもよいし、図７，８の歪補償回路の相互変調歪調整回路１６を図１４の相互変調歪調整回路２１−１に代えて、調整回路制御器６０を適用するようにしてもよい。

次に動作について説明する。
相互変調歪調整回路２１−１，２１−２及び調整回路制御器６０以外の処理内容は上記実施の形態１２と同様であるため、ここでは、相互変調歪調整回路２１−１，２１−２及び調整回路制御器６０の処理内容を説明する。

調整回路制御器６０は、入力端子１から入力される２波のＲＦ信号（周波数ｆ_１のＲＦ信号、周波数ｆ_２のＲＦ信号）に関する周波数（例えば、動作周波数、信号帯域、離調周波数）の情報を入力する。
２波のＲＦ信号に関する周波数の情報は、例えば、２波のＲＦ信号を取り扱うモデムなどの信号生成装置から入手する。

調整回路制御器６０は、予め、２波のＲＦ信号に関する周波数（例えば、動作周波数、信号帯域、離調周波数）と、増幅器で発生する相互変調歪と逆特性の相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）を得るために必要なリアクタンスとの対応関係を保持している。具体的には、例えば、離調周波数（ｆ_２−ｆ_１）（あるいは、動作周波数、信号帯域）毎に、逆特性の相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）を得ることが可能なインダクタ３１〜３２及びコンデンサ３３〜３６の組み合わせ（ＳＰＤＴスイッチ５１〜５６の接続状態）をテーブルに記録している。

調整回路制御器６０は、２波のＲＦ信号に関する周波数の情報として、例えば、２波のＲＦ信号の離調周波数（ｆ_２−ｆ_１）を示す情報を入力すると、上記のテーブルを参照して、その離調周波数（ｆ_２−ｆ_１）が広くなるほど、相互変調歪調整回路２１−１，２１−２のインダクタンスが小さくなるように、ＳＰＤＴスイッチ５１〜５６の切り替えを制御する。
具体的には、ＳＰＤＴスイッチ５１〜５６の接続状態が、図１４に示すように、ローパス回路８−１（または８−２）の他端に対して、インダクタ３１，３２が直列に接続され、かつ、インダクタ３２に対してコンデンサ３３，３５が接続されているとき、例えば、２波のＲＦ信号の離調周波数（ｆ_２−ｆ_１）を示す情報が、前回の制御時より広くなっている旨を示しており、現在の離調周波数（ｆ_２−ｆ_１）に対応するインダクタ３１〜３２及びコンデンサ３３〜３６の組み合わせ（ＳＰＤＴスイッチ５１〜５６の接続状態）が、インダクタ３２とコンデンサ３４，３６であれば、ローパス回路８−１（または８−２）の他端に対して、インダクタ３２が直列に接続され、かつ、インダクタ３２に対してコンデンサ３４，３６が接続されるように、ＳＰＤＴスイッチ５１〜５６の接続状態を切り替える。

相互変調歪調整回路２１−１，２１−２は、図４〜６の相互変調歪調整回路９−１，９−２と同様に、ローパス回路８−１，８−２を通過してきた差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）を反射して、その差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）をリニアライザー回路１３に戻すことで、信号路３−１，３−２に現われる相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）を調整するが、図４〜６の相互変調歪調整回路９−１，９−２と異なり、調整回路制御器６０によってリアクタンスが概ね最適値に調整されているので、増幅器で発生する相互変調歪と逆特性の相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）を高精度に作ることができるようになる。その結果、図４〜６の相互変調歪調整回路９−１，９−２よりも、増幅器で発生する相互変調歪を高精度で補償することができる。

この実施の形態１３では、調整回路制御器６０が、２波のＲＦ信号の離調周波数（ｆ_２−ｆ_１）を示す情報を入力すると、その離調周波数（ｆ_２−ｆ_１）が広くなるほど、相互変調歪調整回路２１−１，２１−２のインダクタンスが小さくなるように、ＳＰＤＴスイッチ５１〜５６の切り替えを制御する例を示しているが、調整回路制御器６０が、２波のＲＦ信号の信号帯域を示す情報を入力すると、その信号帯域が広くなるほど、相互変調歪調整回路２１−１，２１−２のインダクタンスが小さくなるように、ＳＰＤＴスイッチ５１〜５６の切り替えを制御しても、増幅器で発生する相互変調歪の補償精度を高めることができる。
また、調整回路制御器６０が、２波のＲＦ信号の動作周波数（ｆ_１，ｆ_２）を示す情報を入力すると、例えば、その動作周波数（ｆ_１，ｆ_２）の中心周波数の高低にしたがってＳＰＤＴスイッチ５１〜５６の切り替えを制御するようにしてもよく、増幅器で発生する相互変調歪の補償精度を高めることができる。

実施の形態１４．
上記実施の形態１３では、調整回路制御器６０が、相互変調歪調整回路２１−１，２１−２のインダクタンスのうち、誘導成分と容量成分の双方を変更することが可能な構成を説明したが、誘導成分又は容量成分のいずれかを変更することで、増幅器で発生する相互変調歪を補償するものであってもよい。

図１５はリアクタンスが固定の複数のリアクタンス素子と複数の切替スイッチとからなる相互変調歪調整回路２１−１，２１−２の一例を示す構成図である。
図１５（ａ）は、インダクタ３１に対するコンデンサ３３〜３６の接続を切り替えることで、容量成分を変更する構成例である。図１５（ａ）では、インダクタ３１を実装しているが、誘導成分が不要な場合は、インダクタ３１を削除することができる。
図１５（ｂ）は、ローパス回路８−１（または８−２）の他端に対して、直列に接続するインダクタ３１，３２を切り替えることで、誘導成分を変更する構成例である。図１５（ｂ）では、コンデンサ３３をＤＣカット用のコンデンサとして残している。

実施の形態１５．
上記実施の形態１〜１１では、ローパス回路８（または８−１，８−２）と相互変調歪調整回路９（または９−１，９−２，１６）とが直列に接続されているものを示したが、ローパス回路８（または８−１，８−２）と相互変調歪調整回路９（または９−１，９−２，１６）の間にバンドパスフィルタを接続するとともに、その相互変調歪調整回路９（または９−１，９−２，１６）とバンドパスフィルタの組を複数設けるようにしてもよい。

図１６はこの発明の実施の形態１５による歪補償回路を示す構成図であり、図１６において、図４〜６と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
相互変調歪調整回路９−３は、相互変調歪調整回路９−１と同様に、ローパス回路８−１の他端とグランドの間に接続され、ローパス回路８−１を通過してきた差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）を反射して、その差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）をリニアライザー回路１３に戻すことで、信号路３−１に現われる相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）を調整する回路である。
相互変調歪調整回路９−４は、相互変調歪調整回路９−２と同様に、ローパス回路８−２の他端とグランドの間に接続され、ローパス回路８−２を通過してきた差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）を反射して、その差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）をリニアライザー回路１３に戻すことで、信号路３−２に現われる相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）を調整する回路である。

バンドパスフィルタ７０−１はローパス回路８−１と相互変調歪調整回路９−１の間に接続され、ローパス回路８−１を通過してきた差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）を通過させる第１のバンドパスフィルタである。
バンドパスフィルタ７０−３はローパス回路８−１と相互変調歪調整回路９−３の間に接続され、ローパス回路８−１を通過してきた差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）を通過させる第１のバンドパスフィルタである。
バンドパスフィルタ７０−１，７−３は、共に第１のバンドパスフィルタを構成しているが、中心周波数が互いに異なっている。

バンドパスフィルタ７０−２はローパス回路８−２と相互変調歪調整回路９−２の間に接続され、ローパス回路８−２を通過してきた差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）を通過させる第２のバンドパスフィルタである。
バンドパスフィルタ７０−４はローパス回路８−２と相互変調歪調整回路９−４の間に接続され、ローパス回路８−２を通過してきた差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）を通過させる第２のバンドパスフィルタである。
バンドパスフィルタ７０−２，７−４は、共に第２のバンドパスフィルタを構成しているが、中心周波数が互いに異なっている。

次に動作について説明する。
図１６の歪補償回路の基本的な動作は、上記実施の形態４における図４の歪補償回路と同様である。
ただし、第１の相互変調歪調整回路として、相互変調歪調整回路９−１，９−３を設けるとともに、第２の相互変調歪調整回路として、相互変調歪調整回路９−２，９−４を設けている。また、ローパス回路８−１と相互変調歪調整回路９−１，９−３の間にバンドパスフィルタ７０−１，７−３を設けるとともに、ローパス回路８−２と相互変調歪調整回路９−２，９−４の間にバンドパスフィルタ７０−２，７−４を設けている点で、上記実施の形態４における図４の歪補償回路と構成上相違している。

この実施の形態１５では、バンドパスフィルタ７０−１，７−３の中心周波数が互いに異なり、バンドパスフィルタ７０−２，７０−４の中心周波数が互いに異なっている。
例えば、ローパス回路８−１，８−２が５００ＭＨｚ以下の差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）を通過させる構成であるとき、バンドパスフィルタ７０−１，７−２の中心周波数が５０ＭＨｚ、バンドパスフィルタ７０−３，７−４の中心周波数が１００ＭＨｚに設定されているとすれば、ローパス回路８−１，８−２を通過してきた差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）のうち、バンドパスフィルタ７０−１，７−３を通過する差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）は、５０ＭＨｚ付近の信号となり、バンドパスフィルタ７０−２，７−４を通過する差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）は、１００ＭＨｚ付近の信号となる。

したがって、相互変調歪調整回路９−１，９−３のリアクタンスが５０ＭＨｚ付近の差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）に対応するように調整され、相互変調歪調整回路９−２，９−４のリアクタンスが１００ＭＨｚ付近の差周波信号（ｆ_２−ｆ_１）に対応するように調整されていれば、相互変調歪調整回路９−１や相互変調歪調整回路９−２だけを設ける場合よりも広い帯域に亘って、増幅器で発生する相互変調歪と逆特性の相互変調歪（２ｆ_２−ｆ_１，２ｆ_１−ｆ_２）を高精度に生成することができるようになり、増幅器で発生する相互変調歪の補償精度を高めることができる。

この実施の形態１５では、４つのバンドパスフィルタ７０−１〜７０−４と相互変調歪調整回路９−１〜９−４の組が装荷されている例を示しているが、より多くのバンドパスフィルタと相互変調歪調整回路の組を装荷するようにしてもよい。これにより、更に、広い帯域に亘って増幅器で発生する相互変調歪の補償精度を高めることができる。

この実施の形態１５では、図４〜６の歪補償回路に対して、バンドパスフィルタ７０−１〜７０−４を適用する例を示しているが、図１〜３の歪補償回路に対して、バンドパスフィルタ７０−１，７０−３を適用するようにしてもよく、同様の効果を奏することができる（図１７を参照）。
また、図７，８の歪補償回路に対して、バンドパスフィルタ７０−１〜７０−４を適用するようにしてもよく、同様の効果を奏することができる（図１８を参照）。図１８において、相互変調歪調整回路１６−１，１６−２は、相互変調歪調整回路１６に相当する回路である。

また、この実施の形態１５では、ローパス回路８−１と相互変調歪調整回路９−１，９−３の間にバンドパスフィルタ７０−１，７０−３を接続するとともに、ローパス回路８−２と相互変調歪調整回路９−２，９−４の間にバンドパスフィルタ７０−２，７０−４を接続する例を示したが、相互変調歪調整回路９−１〜９−４を図１２又は図１４に示す相互変調歪調整回路に代えて、調整回路制御器２２又は調整回路制御器６０を適用するようにしてもよく、同様の効果を奏することができる。

なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

この発明に係る歪補償回路は、複数の無線周波数信号及びリニアライザー回路により発生された相互変調歪の通過を阻止して、差周波の信号を通過させるローパス回路を信号路と相互変調歪調整回路の間に接続するように構成したので、自己共振周波数が低い安価なインダクタンスやコンデンサを用いて相互変調歪調整回路を構成しても、ＲＦ特性に影響を与えることなく信号路に現われる相互変調歪を調整することができ、増幅器で発生する相互変調歪を精度よく補償するのに適している。

１ 入力端子、２ 出力端子、３ 信号路、３−１ 信号路（第１の信号路）、３−２ 信号路（第２の信号路）、４，５ ＤＣカット用コンデンサ、６ ＤＣ端子、７ リニアライザー回路、７ａ 抵抗、７ｂ ダイオード、８ ローパス回路、８−１ ローパス回路（第１のローパス回路）、８−２ ローパス回路（第２のローパス回路）、８ａ 伝送線路、８ｂ オープンスタブ、８ｃ 高周波用インダクタ、８ｄ 高周波用コンデンサ、９ 相互変調歪調整回路、９−１，９−３ 相互変調歪調整回路（第１の相互変調歪調整回路）、９−２，９−４ 相互変調歪調整回路（第２の相互変調歪調整回路）、９ａ 低周波用インダクタ、９ｂ 低周波用コンデンサ、９ｃ 低周波用抵抗、１０ 高調波インピーダンス調整回路、１０−１ 高調波インピーダンス調整回路（第１の高調波インピーダンス調整回路）、１０−２ 高調波インピーダンス調整回路（第２の高調波インピーダンス調整回路）、１０ａ 高調波用オープンスタブ、１０ｂ ＤＣカット用の高周波用コンデンサ、１０ｃ 伝送線路、１０ｄ 高調波用インダクタンス、１１ 分配器（差動信号変換手段）、１２ １８０度線路（差動信号変換手段）、１３，１３−１，１３−２ リニアライザー回路、１３ａ 抵抗、１３ｂ ダイオード、１３ｃ 抵抗、１４ １８０度線路（単相信号変換手段）、１５ 合成器（単相信号変換手段）、１６，１６−１，１６−２ 相互変調歪調整回路、１６ａ インダクタ、１６ｂ コンデンサ、２１−１，２１−２ 相互変調歪調整回路、２１ａ 可変インダクタ（可変のリアクタンス素子）、２１ｂ 可変コンデンサ（可変のリアクタンス素子）、２２ 調整回路制御器、３１，３２ インダクタ（固定のリアクタンス素子）、３３〜３６ コンデンサ（固定のリアクタンス素子）、４１〜４４ 信号路、５１〜５６ ＳＰＤＴスイッチ（切替スイッチ）、６０ 調整回路制御器、７０−１，７−３ バンドパスフィルタ（第１のバンドパスフィルタ）、７０−２，７−４ バンドパスフィルタ（第２のバンドパスフィルタ）、１０１ 入力端子、１０２ 出力端子、１０３ 歪発生回路、１０４ インピーダンス変換回路、１０５ インダクタンス、１０６ 抵抗、１０７ コンデンサ。

この発明に係る歪補償回路は、入力端子から周波数が異なる複数の無線周波数信号が入力されると、複数の無線周波数信号の差周波の信号及び相互変調歪を発生させるリニアライザー回路と、一端が信号路に接続されており、複数の無線周波数信号及びリニアライザー回路により発生された相互変調歪の通過を阻止して、差周波の信号を通過させるローパス回路と、ローパス回路の他端とグランドの間に接続されており、ローパス回路を通過してきた差周波の信号を反射して、その差周波の信号をリニアライザー回路に戻すことで、信号路に現われる相互変調歪を調整する相互変調歪調整回路とを備え、リニアライザー回路は、信号路とグランドとの間に接続されたダイオードと、信号路と直流電圧源との間に接続された抵抗とで構成され、ローパス回路は、一端が信号路に接続され、他端が相互変調歪調整回路に接続されている複数の無線周波数信号の周波数の中心周波数で４分の１波長の長さである伝送線路と、一端が伝送線路の他端に接続されている複数の無線周波数信号の周波数の中心周波数で４分の１波長の長さであるオープンスタブとで構成され、相互変調歪調整回路は、リアクタンスで構成されるようにしたものである。

Claims (24)

1. 信号路における入力端子の前段又は出力端子の後段に接続される増幅器で発生する相互変調歪と逆特性の相互変調歪を発生して、前記増幅器で発生する相互変調歪を補償する歪補償回路において、
   前記信号路に挿入されており、前記入力端子から周波数が異なる複数の無線周波数信号が入力されると、前記複数の無線周波数信号の差周波の信号及び相互変調歪を発生させるリニアライザー回路と、
   一端が前記信号路に接続されており、前記複数の無線周波数信号及び前記リニアライザー回路により発生された相互変調歪の通過を阻止して、前記差周波の信号を通過させるローパス回路と、
   前記ローパス回路の他端とグランドの間に接続されており、前記ローパス回路を通過してきた前記差周波の信号を反射して、前記差周波の信号を前記リニアライザー回路に戻すことで、前記信号路に現われる相互変調歪を調整する相互変調歪調整回路とを備えたことを特徴とする歪補償回路。
2. 前記相互変調歪調整回路は、前記信号路に現われる相互変調歪が前記増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、前記差周波の信号のインピーダンスを調整することを特徴とする請求項１記載の歪補償回路。
3. 一端が前記信号路に接続されており、前記リニアライザー回路で生じている無線周波数信号の高調波成分を反射して、前記高調波成分を前記リニアライザー回路に戻すことで、前記信号路に現われる相互変調歪を調整する高調波インピーダンス調整回路を備え、
   前記信号路に現われる相互変調歪が前記増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、前記高調波インピーダンス調整回路が、前記高調波成分のインピーダンスを調整することを特徴とする請求項１記載の歪補償回路。
4. 前記ローパス回路は、
   一端が前記信号路に接続され、他端が前記相互変調歪調整回路に接続されている伝送線路と、
   一端が前記伝送線路に接続されているオープンスタブとから構成されていることを特徴とする請求項１項記載の歪補償回路。
5. 第１及び第２の信号路からなる差動信号路における入力端子の前段又は出力端子の後段に接続される増幅器で発生する相互変調歪と逆特性の相互変調歪を発生して、前記増幅器で発生する相互変調歪を補償する歪補償回路において、
   前記入力端子から入力された周波数が異なる複数の無線周波数信号をそれぞれ差動信号に変換して、前記差動信号を構成する第１の無線周波数信号を前記第１の信号路に出力するとともに、前記差動信号を構成する第２の無線周波数信号を前記第２の信号路に出力する差動信号変換手段と、
   前記差動信号路に挿入されており、前記複数の第１の無線周波数信号の入力に伴って、前記複数の第１の無線周波数信号の差周波の信号及び相互変調歪を前記第１の信号路に発生させるとともに、前記複数の第２の無線周波数信号の入力に伴って、前記複数の第２の無線周波数信号の差周波の信号及び相互変調歪を前記第２の信号路に発生させるリニアライザー回路と、
   一端が前記第１の信号路に接続されており、前記第１の無線周波数信号及び前記第１の信号路に発生している相互変調歪の通過を阻止して、前記第１の信号路に発生している差周波の信号を通過させる第１のローパス回路と、
   一端が前記第２の信号路に接続されており、前記第２の無線周波数信号及び前記第２の信号路に発生している相互変調歪の通過を阻止して、前記第２の信号路に発生している差周波の信号を通過させる第２のローパス回路と、
   前記第１のローパス回路の他端とグランドの間に接続され、前記第１のローパス回路を通過してきた差周波の信号を反射して、前記差周波の信号を前記リニアライザー回路に戻すことで、前記第１の信号路に現われる相互変調歪を調整する第１の相互変調歪調整回路と、
   前記第２のローパス回路の他端とグランドの間に接続され、前記第２のローパス回路を通過してきた差周波の信号を反射して、前記差周波の信号を前記リニアライザー回路に戻すことで、前記第２の信号路に現われる相互変調歪を調整する第２の相互変調歪調整回路と、
   前記第１及び第２の信号路を伝送されてきた差動信号を単相信号に変換する単相信号変換手段と
   を備えたことを特徴とする歪補償回路。
6. 前記第１の相互変調歪調整回路は、前記第１の信号路に現われる相互変調歪が前記増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、前記第１の信号路に発生している差周波の信号のインピーダンスを調整し、
   前記第２の相互変調歪調整回路は、前記第２の信号路に現われる相互変調歪が前記増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、前記第２の信号路に発生している差周波の信号のインピーダンスを調整することを特徴とする請求項５記載の歪補償回路。
7. 第１及び第２の信号路からなる差動信号路における入力端子の前段又は出力端子の後段に接続される増幅器で発生する相互変調歪と逆特性の相互変調歪を発生して、前記増幅器で発生する相互変調歪を補償する歪補償回路において、
   前記入力端子から入力された周波数が異なる複数の無線周波数信号をそれぞれ差動信号に変換して、前記差動信号を構成する第１の無線周波数信号を前記第１の信号路に出力するとともに、前記差動信号を構成する第２の無線周波数信号を前記第２の信号路に出力する差動信号変換手段と、
   前記差動信号路に挿入されており、前記複数の第１の無線周波数信号の入力に伴って、前記複数の第１の無線周波数信号の差周波の信号及び相互変調歪を前記第１の信号路に発生させるとともに、前記複数の第２の無線周波数信号の入力に伴って、前記複数の第２の無線周波数信号の差周波の信号及び相互変調歪を前記第２の信号路に発生させるリニアライザー回路と、
   一端が前記第１の信号路に接続されており、前記第１の無線周波数信号及び前記第１の信号路に発生している相互変調歪の通過を阻止して、前記第１の信号路に発生している差周波の信号を通過させる第１のローパス回路と、
   一端が前記第２の信号路に接続されており、前記第２の無線周波数信号及び前記第２の信号路に発生している相互変調歪の通過を阻止して、前記第２の信号路に発生している差周波の信号を通過させる第２のローパス回路と、
   前記第１のローパス回路の他端と前記第２のローパス回路の他端との間に接続され、前記第１のローパス回路を通過してきた差周波の信号を反射して、当該差周波の信号を前記リニアライザー回路に戻すとともに、前記第２のローパス回路を通過してきた差周波の信号を反射して、当該差周波の信号を前記リニアライザー回路に戻すことで、前記第１及び第２の信号路に現われる相互変調歪を調整する相互変調歪調整回路と、
   前記第１及び第２の信号路を伝送されてきた差動信号を単相信号に変換する単相信号変換手段と
   を備えたことを特徴とする歪補償回路。
8. 前記相互変調歪調整回路は、前記第１及び第２の信号路に現われる相互変調歪が前記増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、前記第１及び第２の信号路に発生している差周波の信号のインピーダンスを調整することを特徴とする請求項７記載の歪補償回路。
9. 一端が前記第１の信号路に接続されており、前記第１の信号路に生じている第１の無線周波数信号の高調波成分を反射して、前記第１の無線周波数信号の高調波成分を前記リニアライザー回路に戻すことで、前記第１の信号路に現われる相互変調歪を調整する第１の高調波インピーダンス調整回路と、
   一端が前記第２の信号路に接続されており、前記第２の信号路に生じている第２の無線周波数信号の高調波成分を反射して、前記第２の無線周波数信号の高調波成分を前記リニアライザー回路に戻すことで、前記第２の信号路に現われる相互変調歪を調整する第２の高調波インピーダンス調整回路とを備え、
   前記第１及び第２の信号路に現われる相互変調歪の合成波が前記増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、前記第１及び第２の高調波インピーダンス調整回路が、前記第１及び第２の無線周波数信号の高調波成分のインピーダンスを調整することを特徴とする請求項５項記載の歪補償回路。
10. 一端が前記第１の信号路に接続されており、前記第１の信号路に生じている第１の無線周波数信号の高調波成分を反射して、前記第１の無線周波数信号の高調波成分を前記リニアライザー回路に戻すことで、前記第１の信号路に現われる相互変調歪を調整する第１の高調波インピーダンス調整回路と、
    一端が前記第２の信号路に接続されており、前記第２の信号路に生じている第２の無線周波数信号の高調波成分を反射して、前記第２の無線周波数信号の高調波成分を前記リニアライザー回路に戻すことで、前記第２の信号路に現われる相互変調歪を調整する第２の高調波インピーダンス調整回路とを備え、
    前記第１及び第２の信号路に現われる相互変調歪の合成波が前記増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、前記第１及び第２の高調波インピーダンス調整回路が、前記第１及び第２の無線周波数信号の高調波成分のインピーダンスを調整することを特徴とする請求項７項記載の歪補償回路。
11. 前記差動信号路に対して、前記リニアライザー回路が多段に接続されていることを特徴とする請求項５記載の歪補償回路。
12. 前記差動信号路に対して、前記リニアライザー回路が多段に接続されていることを特徴とする請求項７記載の歪補償回路。
13. 前記相互変調歪調整回路は、リアクタンスが可変の回路で構成されており、
    前記入力端子から入力される複数の無線周波数信号に関する周波数の情報にしたがって前記相互変調歪調整回路のリアクタンスを制御する制御器を備えたことを特徴とする請求項１記載の歪補償回路。
14. 前記相互変調歪調整回路は、リアクタンスが可変の回路で構成されており、
    前記入力端子から入力される複数の無線周波数信号に関する周波数の情報にしたがって前記相互変調歪調整回路のリアクタンスを制御する制御器を備えたことを特徴とする請求項７記載の歪補償回路。
15. 前記第１及び第２の相互変調歪調整回路は、リアクタンスが可変の回路で構成されており、
    前記入力端子から入力される複数の無線周波数信号に関する周波数の情報にしたがって前記第１及び第２の相互変調歪調整回路のリアクタンスを制御する制御器を備えたことを特徴とする請求項５記載の歪補償回路。
16. 前記リアクタンスが可変の回路は、リアクタンスが可変のリアクタンス素子によって構成されており、
    前記制御器は、前記入力端子から入力される複数の無線周波数信号に関する周波数の情報にしたがって前記リアクタンス素子のリアクタンスを制御することを特徴とする請求項１３記載の歪補償回路。
17. 前記リアクタンスが可変の回路は、リアクタンスが可変のリアクタンス素子によって構成されており、
    前記制御器は、前記入力端子から入力される複数の無線周波数信号に関する周波数の情報にしたがって前記リアクタンス素子のリアクタンスを制御することを特徴とする請求項１４記載の歪補償回路。
18. 前記リアクタンスが可変の回路は、リアクタンスが可変のリアクタンス素子によって構成されており、
    前記制御器は、前記入力端子から入力される複数の無線周波数信号に関する周波数の情報にしたがって前記リアクタンス素子のリアクタンスを制御することを特徴とする請求項１５記載の歪補償回路。
19. 前記リアクタンスが可変の回路は、リアクタンスが固定の複数のリアクタンス素子と、前記複数のリアクタンス素子間の接続状態を切り替える複数の切替スイッチとから構成されており、
    前記制御器は、前記入力端子から入力される複数の無線周波数信号に関する周波数の情報にしたがって前記複数の切替スイッチの切り替えを制御することを特徴とする請求項１３記載の歪補償回路。
20. 前記リアクタンスが可変の回路は、リアクタンスが固定の複数のリアクタンス素子と、前記複数のリアクタンス素子間の接続状態を切り替える複数の切替スイッチとから構成されており、
    前記制御器は、前記入力端子から入力される複数の無線周波数信号に関する周波数の情報にしたがって前記複数の切替スイッチの切り替えを制御することを特徴とする請求項１４記載の歪補償回路。
21. 前記リアクタンスが可変の回路は、リアクタンスが固定の複数のリアクタンス素子と、前記複数のリアクタンス素子間の接続状態を切り替える複数の切替スイッチとから構成されており、
    前記制御器は、前記入力端子から入力される複数の無線周波数信号に関する周波数の情報にしたがって前記複数の切替スイッチの切り替えを制御することを特徴とする請求項１５記載の歪補償回路。
22. 前記ローパス回路と前記相互変調歪調整回路の間に、前記差周波の信号を通過させるバンドパスフィルタを接続し、
    前記相互変調歪調整回路と前記バンドパスフィルタの組が複数設けられており、
    前記複数のバンドパスフィルタの中心周波数が異なっていることを特徴とする請求項１記載の歪補償回路。
23. 前記第１のローパス回路と前記第１の相互変調歪調整回路の間に、前記第１の信号路に発生している差周波の信号を通過させる第１のバンドパスフィルタを接続するとともに、前記第２のローパス回路と前記第２の相互変調歪調整回路の間に、前記第２の信号路に発生している差周波の信号を通過させる第２のバンドパスフィルタを接続し、
    前記第１の相互変調歪調整回路と前記第１のバンドパスフィルタの組が複数設けられ、前記第２の相互変調歪調整回路と前記第２のバンドパスフィルタの組が複数設けられ、
    前記複数の第１のバンドパスフィルタの中心周波数が異なり、前記複数の第２のバンドパスフィルタの中心周波数が異なっていることを特徴とする請求項５記載の歪補償回路。
24. 前記第１のローパス回路と前記相互変調歪調整回路の間に、前記第１の信号路に発生している差周波の信号を通過させる第１のバンドパスフィルタを接続するとともに、前記第２のローパス回路と前記相互変調歪調整回路の間に、前記第２の信号路に発生している差周波の信号を通過させる第２のバンドパスフィルタを接続し、
    前記相互変調歪調整回路と前記第１及び第２のバンドパスフィルタの組が複数設けられており、
    前記複数の第１のバンドパスフィルタの中心周波数が異なり、前記複数の第２のバンドパスフィルタの中心周波数が異なっていることを特徴とする請求項７記載の歪補償回路。

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