WO2015163457A1 - 歪補償回路 - Google Patents

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WO2015163457A1
WO2015163457A1 PCT/JP2015/062558 JP2015062558W WO2015163457A1 WO 2015163457 A1 WO2015163457 A1 WO 2015163457A1 JP 2015062558 W JP2015062558 W JP 2015062558W WO 2015163457 A1 WO2015163457 A1 WO 2015163457A1
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circuit
signal
intermodulation distortion
signal path
generated
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PCT/JP2015/062558
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大塚　浩志
優治 小松崎
淳 西原
一二三 能登
山中　宏治
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三菱電機株式会社
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    • H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier

Definitions

  • the present invention relates to a distortion compensation circuit that generates an intermodulation distortion having characteristics opposite to those of an intermodulation distortion generated in an amplifier and compensates for the intermodulation distortion generated in the amplifier.
  • a method of connecting a distortion compensation circuit that generates intermodulation distortion having a characteristic opposite to that of the intermodulation distortion generated in the amplifier to the front stage or the rear stage of the amplifier is known.
  • the amplitude of the intermodulation distortion of the inverse characteristic generated by this distortion compensation circuit is the same as the amplitude of the intermodulation distortion generated by the amplifier, and the phase of the intermodulation distortion of the inverse characteristic is the phase of the intermodulation distortion generated by the amplifier. And 180 degrees different.
  • FIG. 19 is a block diagram showing a distortion compensation circuit disclosed in the following Patent Document 1
  • FIG. 20 is a block diagram showing a distortion generation circuit in the distortion compensation circuit of FIG.
  • a distortion generating circuit 103 that generates an intermodulation distortion opposite to the intermodulation distortion generated in the amplifier is inserted between the input terminal 101 and the output terminal 102.
  • a frequency band corresponding to a difference frequency (f 2 ⁇ f 1 ) between two RF signals an RF signal having a frequency f 1 and an RF signal having a frequency f 2
  • An impedance conversion circuit 104 that changes the impedance of the signal is provided.
  • the impedance conversion circuit 104 Since the impedance conversion circuit 104 is provided, the amplitude and phase characteristics of the intermodulation distortion generated from the distortion generation circuit 103 can be adjusted without affecting the characteristics of the used frequency band of the two-wave RF signal. . Therefore, the amplitude and phase characteristics of the intermodulation distortion generated from the distortion generation circuit 103 are appropriately adjusted according to the intermodulation distortion generated in the amplifier, thereby accurately compensating for the intermodulation distortion generated in the amplifier. Can do.
  • the impedance conversion circuit 104 includes an inductor 105, a resistor 106, and a capacitor 107.
  • the inductance 105 and the capacitor 107 have a specific self-resonance frequency, and do not function as an inductor or a capacitor unless the frequencies f 1 and f 2 of the RF signal are equal to or lower than the self-resonance frequency.
  • the larger the value of the inductance or capacitor, the lower the self-resonance frequency is due to the influence of parasitic capacitance or the like.
  • the frequency band corresponding to the difference frequency (f 2 ⁇ f 1 ) between the two RF signals (the RF signal having the frequency f 1 and the RF signal having the frequency f 2 ) input from the input terminal 101 is several hundred MHz or less. Therefore, in order to change the impedance in the frequency band, it is necessary to use the inductance 105 and the capacitor 107 having a large value. However, the frequencies f 1 and f 2 of the two-wave RF signal are usually several GHz or more. It is expected that the inherent self-resonant frequency in the inductance 105 and the capacitor 107 will be exceeded.
  • the conventional distortion compensation circuit is configured as described above, if the inductance 105 and the capacitor 107 having a large value are used, the two-wave RF signal (the RF signal having the frequency f 1 and the RF signal having the frequency f 2 ) can be obtained.
  • the impedance can be changed in a frequency band corresponding to the difference frequency (f 2 ⁇ f 1 ).
  • the frequencies f 1 and f 2 of the two-wave RF signal are several GHz or more, the self-resonance frequency of the inductance 105 and the capacitor 107 is exceeded, so that the inductance 105 and the capacitor 107 are ideal inductors and capacitors. Stops functioning.
  • the RF impedance in the use frequency band of the two-wave RF signal is not an open condition and may affect the RF characteristics. If there are an inductance and a capacitor having ideal characteristics in a wide band, it is possible that the RF impedance in the use frequency band of the two-wave RF signal becomes an open condition by using such an inductance and a capacitor. However, such inductances and capacitors are expensive and incur high costs.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems. Even when an inexpensive inductance or capacitor having a low self-resonance frequency is used, the intermodulation distortion generated in the amplifier is not affected without affecting the RF characteristics.
  • An object of the present invention is to obtain a distortion compensation circuit capable of accurately compensating for the above.
  • the distortion compensation circuit When a plurality of radio frequency signals having different frequencies are input from an input terminal, the distortion compensation circuit according to the present invention has a linearizer circuit that generates a difference frequency signal of the plurality of radio frequency signals and intermodulation distortion, and one end A low-pass circuit that is connected to the signal path, blocks the passage of intermodulation distortion generated by a plurality of radio frequency signals and a linearizer circuit, and passes a signal of a difference frequency, and the other end of the low-pass circuit and the ground Intermodulation distortion adjustment that adjusts the intermodulation distortion that appears in the signal path by reflecting the difference frequency signal that has passed through the low-pass circuit and returning the difference frequency signal back to the linearizer circuit. And a circuit.
  • the low-frequency circuit that prevents the passage of the intermodulation distortion generated by the plurality of radio frequency signals and the linearizer circuit and passes the signal of the difference frequency is provided between the signal path and the intermodulation distortion adjustment circuit. Since it is configured to connect, even if the intermodulation distortion adjustment circuit is configured using inexpensive inductances and capacitors with a low self-resonant frequency, the intermodulation distortion that appears in the signal path can be reduced without affecting the RF characteristics. As a result, the intermodulation distortion generated in the amplifier can be accurately compensated without affecting the RF characteristics.
  • FIG. 1 is a configuration diagram illustrating a distortion compensation circuit according to a first embodiment of the present invention. It is a block diagram which shows the distortion compensation circuit by Embodiment 2 of this invention. It is a block diagram which shows the distortion compensation circuit by Embodiment 3 of this invention. It is a block diagram which shows the distortion compensation circuit by Embodiment 4 of this invention. It is a block diagram which shows the distortion compensation circuit by Embodiment 5 of this invention. It is a block diagram which shows the distortion compensation circuit by Embodiment 6 of this invention. It is a block diagram which shows the distortion compensation circuit by Embodiment 7 of this invention. It is a block diagram which shows the distortion compensation circuit by Embodiment 8 of this invention.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram showing an example of compensation characteristics of intermodulation distortion by intermodulation distortion adjustment circuits 21-1 and 21-2. It is a block diagram showing an example of intermodulation distortion adjustment circuits 21-1, 21-2 comprising a plurality of reactance elements with a fixed reactance and a plurality of changeover switches.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a distortion compensation circuit according to Embodiment 1 of the present invention.
  • an amplifier (not shown) is connected to the front stage of the input terminal 1 or the rear stage of the output terminal 2.
  • an input terminal 1 is a terminal for inputting an RF signal (radio frequency signal) of two waves.
  • an RF signal having a frequency f 1 and an RF signal having a frequency f 2 are input.
  • the output terminal 2 is a terminal for outputting a two-wave RF signal, an intermodulation distortion reverse to the intermodulation distortion generated by the amplifier, and the like.
  • the DC cut capacitors 4 and 5 are, for example, signals of the difference frequency (f 2 ⁇ f 1 ) between the two RF signals (f 1 and f 2 ) generated in the linearizer circuit 7 (hereinafter referred to as “difference frequency signal”). Is inserted into the signal path 3 so as not to be output to the outside.
  • the DC terminal 6 is a terminal to which a DC voltage is applied.
  • the linearizer circuit 7 is inserted in the signal path 3, and the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) and intermodulation distortion (2f 2 ⁇ ⁇ ) are input along with the input of the two RF signals (f 1 , f 2 ). f 1 , 2f 1 -f 2 ) and the like.
  • One end of the low-pass circuit 8 is connected to the signal path 3, and the intermodulation distortion (2f 2 ⁇ f 1 , 2f 1 ⁇ f) generated by the two-wave RF signal (f 1 , f 2 ) and the linearizer circuit 7. 2 )
  • the intermodulation distortion adjusting circuit 9 is connected between the other end of the low-pass circuit 8 and the ground, reflects the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) that has passed through the low-pass circuit 8, and outputs the difference frequency signal (f 2 -F 1 ) is returned to the linearizer circuit 7 to adjust the intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) appearing on the signal path 3.
  • Two RF signals (f 1 , f 2 ) input from the input terminal 1 are input to the linearizer circuit 7. Since the characteristics of the linearizer circuit 7 are nonlinear characteristics, the difference frequency signal (f 2 -f 1 ) and the intermodulation distortion (2f 2 -f) are generated in accordance with the input of the two-wave RF signals (f 1 , f 2 ). 1 , 2f 1 -f 2 ), second harmonics (2f 1 , 2f 2 ), etc. are generated, and two wave RF signals (f 1 , f 2 ), difference frequency are generated on the output side of the linearizer circuit 7. A signal (f 2 ⁇ f 1 ), intermodulation distortion (2f 2 ⁇ f 1 , 2f 1 ⁇ f 2 ), second harmonics (2f 1 , 2f 2 ), etc. appear.
  • the low-pass circuit 8 is loaded between the signal path 3 and the intermodulation distortion adjusting circuit 9, the two-wave RF signal (f 1 , f 2 ) and the intermodulation distortion (2f 2 ⁇ f 1). , 2f 1 -f 2 ), the impedance when the intermodulation distortion adjusting circuit 9 side is viewed from the signal path 3 is opened, and the two-wave RF signal (f 1 , f 2 ) and intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) and second harmonics (2f 1 , 2f 2 ) do not leak to the intermodulation distortion adjusting circuit 9 side.
  • the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) passes through the low-pass circuit 8 and reaches the intermodulation distortion adjustment circuit 9.
  • the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) that has passed through the low-pass circuit 8 and reached the inter-modulation distortion adjustment circuit 9 is reflected by the inter-modulation distortion adjustment circuit 9 and passes through the low-pass circuit 8 again to form a linearizer circuit.
  • the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) returns to the linearizer circuit 7, two-wave RF signals (f 1 , f 2 ) and the difference frequency signal (f 2 ⁇ f are generated by the mixing effect of the linearizer circuit 7. 1 )
  • the mixing wave appears at frequencies of 2f 2 -f 1 and 2f 1 -f 2 .
  • the components of the mixing wave appearing at the frequencies 2f 2 -f 1 and 2f 1 -f 2 and the intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) generated by the linearizer circuit 7 are obtained.
  • the synthesized component is output from the output terminal 2. Since the intermodulation distortion adjusting circuit 9 adjusts the impedance of the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ), the adjustment of the combined component vector-synthesized on the signal path 3 can be performed.
  • the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) is so adjusted that the synthesized component obtained by vector synthesis on the signal path 3 has an inverse characteristic to the intermodulation distortion generated in the amplifier. Adjust the impedance.
  • the impedance of the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) is adjusted.
  • the intermodulation distortion adjusting circuit 9 is composed of, for example, an inductance or a capacitor, and adjusts the impedance of the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) by adjusting the inductance or the capacitor. Since the low-pass circuit 8 connected to the front stage of the modulation distortion adjusting circuit 9 normally blocks the passage of RF signals (f 1 , f 2 ) having a frequency of several GHz or more, the self-resonant frequency is low and inexpensive. Even if the intermodulation distortion adjusting circuit 9 is configured using an inductance or a capacitor, the characteristics of the intermodulation distortion adjusting circuit 9 do not affect the RF characteristics.
  • the intermodulation distortion (2f 2 ⁇ f 1 , 2f 1 ⁇ f 2 ) appearing in the signal path 3 is adjusted by adjusting the inductance and capacitor inside the intermodulation distortion adjustment circuit 9.
  • the intermodulation distortion (2f 2 ⁇ f 1 , 2f 1 ⁇ that appears in the signal path 3 can be also adjusted by adjusting the impedance of the RF frequency viewed from the linearizer circuit 7 by the voltage applied to the DC terminal 6. f 2 ) can be adjusted.
  • the low-pass circuit 8 and the intermodulation distortion adjusting circuit 9 are connected to the subsequent stage of the linearizer circuit 7 .
  • the DC cut capacitor 4 and the DC cut capacitor 5 As long as it is between, the low-pass circuit 8 and the intermodulation distortion adjusting circuit 9 may be connected in front of the linearizer circuit 7.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a distortion compensation circuit according to Embodiment 2 of the present invention.
  • One end of the harmonic impedance adjustment circuit 10 is connected to the signal path 3, and the second harmonic (2f) that is a harmonic component of the two RF signals (f 1 , f 2 ) generated in the linearizer circuit 7. 1 , 2f 2 ) and the second-order harmonics (2f 1 , 2f 2 ) are returned to the linearizer circuit 7, thereby causing intermodulation distortion (2f 2 ⁇ f 1 , 2f 1 ⁇ f) appearing in the signal path 3.
  • 2 ) is a circuit for adjusting.
  • the harmonic impedance adjusting circuit 10 is arranged so that the intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) appearing in the signal path 3 has a characteristic opposite to that of the intermodulation distortion generated by the amplifier (2f 1 and 2f 2 ) are adjusted.
  • the harmonic impedance adjustment circuit 10 adjusts the impedance of the second harmonic (2f 1 , 2f 2 )
  • the third harmonic The intermodulation distortion related to the third harmonic appearing in the signal path 3 may be adjusted by adjusting the impedance of 3f 1 , 3f 2 ).
  • a harmonic impedance adjustment circuit 10 is added to the distortion compensation circuit of FIG. Since the characteristics of the linearizer circuit 7 are nonlinear characteristics, the difference frequency signal (f 2 -f 1 ) and the intermodulation distortion (2f 2 -f) are generated in accordance with the input of the two-wave RF signals (f 1 , f 2 ). 1 , 2f 1 -f 2 ), second harmonics (2f 1 , 2f 2 ), etc. are generated, and two wave RF signals (f 1 , f 2 ), difference frequency are generated on the output side of the linearizer circuit 7. A signal (f 2 ⁇ f 1 ), intermodulation distortion (2f 2 ⁇ f 1 , 2f 1 ⁇ f 2 ), second harmonics (2f 1 , 2f 2 ), etc. appear.
  • the intermodulation distortion adjusting circuit 9 has a composite component obtained by vector synthesis on the signal path 3 that is opposite to the intermodulation distortion (2f 2 ⁇ f 1 , 2f 1 ⁇ f 2 ) generated in the amplifier.
  • the intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) generated in the amplifier is compensated by adjusting the impedance of the difference frequency signal (f 2 -f 1 ) so as to be characteristic.
  • the harmonic impedance adjustment circuit 10 further adjusts the impedance of the second-order harmonics (2f 1 , 2f 2 ), so that the intermodulation distortion (2f 2 ⁇ f 1 ) generated in the amplifier is obtained. , 2f 1 -f 2 ) is improved.
  • the harmonic impedance adjusting circuit 10 reflects the in which second harmonic wave generated in the linearizer circuit 7 (2f 1, 2f 2) , the second harmonic (2f 1, 2f 2) is linearizer circuit Acts to return to 7.
  • the mixing effect of the linearizer circuit 7 causes the two RF signals (f 1 , f 2 ) and the second harmonic (2f 1).
  • 2f 2 ) appear at frequencies 2f 2 ⁇ f 1 and 2f 1 ⁇ f 2 .
  • the components of the mixing wave appearing at the frequencies 2f 2 -f 1 and 2f 1 -f 2 and the intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) generated by the linearizer circuit 7 are obtained.
  • the synthesized component is output from the output terminal 2.
  • the adjustment of the synthesized component vector-synthesized on the signal path 3 can be performed by the intermodulation distortion adjusting circuit 9 adjusting the impedance of the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) and the harmonic impedance adjustment. Since the circuit 10 can be performed by adjusting the impedance of the second harmonic (2f 1 , 2f 2 ), when the amplifier is connected to the subsequent stage of the output terminal 2, it is output from the output terminal 2.
  • the impedance of the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) and the impedance of the second harmonic (2f 1 , 2f 2 ) are set so that the synthesized component obtained by vector synthesis has an inverse characteristic to the intermodulation distortion generated in the amplifier. adjust.
  • the difference frequency signal so that the intermodulation distortion generated in the amplifier input from the input terminal 1 is canceled out by the synthesized component obtained by vector synthesis.
  • the impedance of (f 2 ⁇ f 1 ) and the impedance of the second harmonic (2f 1 , 2f 2 ) are adjusted. Therefore, by providing the harmonic impedance adjustment circuit 10, it is possible to improve the compensation accuracy of the intermodulation distortion generated in the amplifier, compared to the case where the impedance is adjusted only by the intermodulation distortion adjustment circuit 9.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a distortion compensation circuit according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the linearizer circuit 7 includes a resistor 7a and a diode 7b.
  • the resistor 7a is connected between the DC terminal 6 and the signal path 3, and the diode 7b is connected between the signal path 3 and the ground.
  • the low-pass circuit 8 includes a transmission line 8a and an open stub 8b.
  • the transmission line 8a has one end connected to the signal path 3, the other end connected to the intermodulation distortion adjustment circuit 9, and the open stub 8b One end is connected to the other end of the transmission line 8a.
  • the intermodulation distortion adjusting circuit 9 is composed of a low frequency inductor 9a and a low frequency capacitor 9b. One end of the low frequency inductor 9a is connected to the low pass circuit 8, and one end of the low frequency capacitor 9b is for low frequency. The other end of the inductor 9a is connected, and the other end is connected to the ground.
  • the basic operation of the distortion compensation circuit of FIG. 3 is the same as that of the distortion compensation circuit of FIG. 1 in the first embodiment. Compared to the case where the low-pass circuit 8 is configured using chip parts, it is possible to suppress a deviation from the open condition at a desired frequency due to characteristic variations of the parts.
  • the lengths of the transmission line 8a and the open stub 8b are design parameters, but may be selected so that, for example, the center frequency is a quarter wavelength.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a distortion compensation circuit according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the signal path 3-1 as the first signal path and the signal path 3-2 as the second signal path constitute a differential signal path.
  • the distributor 11 distributes the two RF signals (f 1 , f 2 ) input from the input terminal 1 into two, and outputs one of the RF signals (f 1 , f 2 ) to the signal path 3-1.
  • the other RF signal (f 1 , f 2 ) is output to the signal path 3-2.
  • the 180-degree line 12 is inserted in the signal path 3-1, and the phase of the RF signal (f 1 , f 2 ) distributed by the distributor 11 is shifted by 180 degrees.
  • the distributor 11 and the 180-degree line 12 constitute differential signal conversion means for converting two RF signals (f 1 , f 2 ) input from the input terminal 1 into differential signals.
  • RF signal after 180 degree phase by 180 degrees line 12 (f 1, f 2), RF signal output from the distributor 11 to the signal path 3-2 (f 1, f 2) is a pair It constitutes a differential signal.
  • the RF signal (f 1 , f 2 ) after the phase shift of 180 degrees is used as the first RF signal (first radio frequency signal), and the RF signal (f 1 ) output from the distributor 11 to the signal path 3-2. , F 2 ) is referred to as a second RF signal (second radio frequency signal).
  • the linearizer circuit 13 is inserted in the signal paths 3-1 and 3-2, and is accompanied by the input of the first RF signal (f 1 , f 2 ) and the second RF signal (f 1 , f 2 ).
  • the signal path 3-1 includes a first RF signal (f 1 , f 2 ), a difference frequency signal (f 2 -f 1 ), intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ), 2 Second harmonics (2f 1 , 2f 2 ) and the like appear, and a second RF signal (f 1 , f 2 ), a difference frequency signal (f 2 -f 1 ), an intermodulation distortion ( 2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) and second harmonics (2f 1 , 2f 2 ) appear.
  • the linearizer circuit 13 includes a resistor 13a, a diode 13b, and a resistor 13c.
  • the resistor 13a is connected between the DC terminal 6 and the signal path 3-1
  • the diode 13b is connected to the signal path 3-1 and the signal path 3-1.
  • the resistor 13c is connected between the signal path 3-2 and the ground.
  • One end of the low-pass circuit 8-1 as the first low-pass circuit is connected to the signal path 3-1, and the first RF signal (f 1 , f 2 ) and the mutual generated in the signal path 3-1.
  • This is a filter having a characteristic of allowing only a signal having a frequency lower than the modulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) to pass.
  • the low-pass circuit 8-1 passes the first RF signal (f 1 , f 2 ) and the intermodulation distortion (2f 2 ⁇ f 1 , 2f 1 ⁇ f 2 ) generated in the signal path 3-1.
  • the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) is allowed to pass.
  • the low-pass circuit 8-2 which is the second low-pass circuit, has one end connected to the signal path 3-2, and the second RF signal (f 1 , f 2 ) and the mutual generated in the signal path 3-2.
  • This is a filter having a characteristic of allowing only a signal having a frequency lower than the modulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) to pass.
  • the low-pass circuit 8-2 passes the second RF signal (f 1 , f 2 ) and the intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) generated in the signal path 3-2.
  • the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) is allowed to pass.
  • the intermodulation distortion adjustment circuit 9-1 that is the first intermodulation distortion adjustment circuit is connected between the other end of the low-pass circuit 8-1 and the ground, and the difference frequency signal (f 2) that has passed through the low-pass circuit 8-1. -F 1 ) is reflected and the difference frequency signal (f 2 -f 1 ) is returned to the linearizer circuit 13, thereby causing intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1- f 2 ) is a circuit for adjusting.
  • the intermodulation distortion adjustment circuit 9-2 as the second intermodulation distortion adjustment circuit is connected between the other end of the low-pass circuit 8-2 and the ground, and the difference frequency signal (f 2) that has passed through the low-pass circuit 8-2. -F 1 ) is reflected and the difference frequency signal (f 2 -f 1 ) is returned to the linearizer circuit 13, so that the intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1- f 2 ) is a circuit for adjusting.
  • the 180-degree line 14 is inserted in the signal path 3-2 and shifts the phase of the signal transmitted through the signal path 3-2 by 180 degrees.
  • the combiner 15 combines the signal transmitted through the signal path 3-1 and the signal transmitted through the signal path 3-2 to convert the differential signal into a single-phase signal.
  • the 180-degree line 14 and the synthesizer 15 constitute a single-phase signal conversion means.
  • the basic operation of the distortion compensation circuit of FIG. 4 is the same as that of the distortion compensation circuit of FIG. 1 in the first embodiment. However, in the distortion compensation circuit of FIG. The difference is that the signals (f 1 , f 2 ) are converted into differential signals. Specifically, it is as follows.
  • the distributor 11 distributes the two-wave RF signals (f 1 , f 2 ) and outputs one of the RF signals (f 1 , f 2 ) is output to the signal path 3-1, and the other RF signal (f 1 , f 2 ) is output to the signal path 3-2.
  • the 180-degree line 12 receives the RF signal (f 1 , f 2 ) from the distributor 11, the phase of the RF signal (f 1 , f 2 ) is shifted by 180 degrees, and the RF after the 180-degree phase shift is Signals (f 1 , f 2 ) are output.
  • the first RF signal is an RF signal after 180-degree phase (f 1, f 2) ( f 1, f 2)
  • the signal path from the distributor 11 3-2 with the input of the output RF signal (f 1, f 2) a is a second RF signal (f 1, f 2)
  • the difference frequency signal (f 2 -f 1), intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) and second harmonics (2f 1 , 2f 2 ) are generated, and the first RF signal (f 1 , f 2 ) is generated in the signal path 3-1.
  • Difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ), intermodulation distortion (2f 2 ⁇ f 1 , 2f 1 ⁇ f 2 ), second harmonics (2f 1 , 2f 2 ), etc. appear in signal path 3-2.
  • the second RF signal (f 1, f 2), the difference frequency signal (f 2 -f 1), intermodulation distortion (2f 2 -f 1, 2f 1 -f 2) Ya Order harmonics (2f 1, 2f 2) such as will appear.
  • the first RF signal (f 1 , f 2 ) and the intermodulation distortion are For (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ), the impedance when the intermodulation distortion adjusting circuit 9-1 side is viewed from the signal path 3-1 is opened, and the first RF signal (f 1 , f 2) is opened. ), Intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) and second harmonics (2f 1 , 2f 2 ) do not leak to the intermodulation distortion adjustment circuit 9-1 side.
  • the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) passes through the low-pass circuit 8-1 and reaches the intermodulation distortion adjustment circuit 9-1.
  • the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) that has passed through the low-pass circuit 8-1 and arrived at the inter-modulation distortion adjustment circuit 9-1 is reflected by the inter-modulation distortion adjustment circuit 9-1, and again the low-pass circuit 8- 1 and return to the linearizer circuit 13.
  • the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) returns to the linearizer circuit 13
  • the first RF signal (f 1 , f 2 ) and the difference frequency signal (f 2 ⁇ f) are generated by the mixing effect of the linearizer circuit 13. 1 )
  • the mixing wave appears at frequencies of 2f 2 -f 1 and 2f 1 -f 2 .
  • the adjustment of the synthesized component vector-synthesized on the signal path 3-1 can be performed by adjusting the impedance of the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ). Similar to the modulation distortion adjustment circuit 9, the intermodulation distortion adjustment circuit 9-1 adjusts the impedance of the difference frequency signal (f 2 -f 1 ). Intermodulation distortion adjusting circuit 9-1, as well as intermodulation distortion adjusting circuit 9 of FIG.
  • the intermodulation distortion adjusting circuit 9-1 by adjusting the inductance and capacitors, the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) is adjusted, but the low-pass circuit 8-1 connected to the preceding stage of the intermodulation distortion adjustment circuit 9-1 is normally connected to an RF signal (f 1 , f 2 ) having a frequency of several GHz or more. Therefore, even if the intermodulation distortion adjusting circuit 9-1 is configured using an inexpensive inductance or capacitor having a low self-resonant frequency, the characteristics of the intermodulation distortion adjusting circuit 9-1 are RF characteristics. Will not be affected.
  • the intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) and the second harmonics (2f 1 , 2f 2 ) do not leak to the intermodulation distortion adjustment circuit 9-2 side.
  • the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) passes through the low-pass circuit 8-2 and reaches the intermodulation distortion adjusting circuit 9-2.
  • the difference frequency signal (f 2 -f 1 ) that has passed through the low-pass circuit 8-2 and arrived at the inter-modulation distortion adjustment circuit 9-2 is reflected by the inter-modulation distortion adjustment circuit 9-2, and again the low-pass circuit 8- 2 and returns to the linearizer circuit 13.
  • the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) returns to the linearizer circuit 13
  • the second RF signal (f 1 , f 2 ) and the difference frequency signal (f 2 ⁇ f) are generated by the mixing effect of the linearizer circuit 13. 1 )
  • the mixing wave appears at frequencies of 2f 2 -f 1 and 2f 1 -f 2 .
  • the adjustment of the synthesized component that is vector-synthesized on the signal path 3-2 can be performed by adjusting the impedance of the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ). Similar to the modulation distortion adjustment circuit 9, the intermodulation distortion adjustment circuit 9-2 adjusts the impedance of the difference frequency signal (f 2 -f 1 ).
  • the intermodulation distortion adjustment circuit 9-2 is composed of, for example, an inductance, a capacitor, and the like, as with the intermodulation distortion adjustment circuit 9 of FIG.
  • the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) is adjusted, but the low-pass circuit 8-2 connected to the preceding stage of the intermodulation distortion adjusting circuit 9-2 is normally configured to have an RF signal (f 1 , f 2 ) having a frequency of several GHz or more. Therefore, even if the intermodulation distortion adjusting circuit 9-2 is configured using an inexpensive inductance or capacitor having a low self-resonant frequency, the characteristics of the intermodulation distortion adjusting circuit 9-2 are the RF characteristics. Will not be affected.
  • the 180-degree line 14 includes a second RF signal (f 1 , f 2 ), a difference frequency signal (f 2 -f 1 ), and a second harmonic (2f 1 , 2f 2 ) appearing on the signal path 3-2.
  • the signal (difference frequency signal (f 2 -f 1 ) that has passed through the DC cut capacitor 5 is the DC cut capacitor 5.
  • the phase of (cannot pass through) is shifted by 180 degrees.
  • the synthesizer 15 includes a first RF signal (f 1 , f 2 ), a difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ), a second harmonic (2f 1 , 2f 2 ) appearing on the signal path 3-1, Of the synthesized components (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) obtained by vector synthesis, the signal (difference frequency signal (f 2 -f 1 ) that has passed through the DC cut capacitor 5 is passed through the DC cut capacitor 5.
  • the differential signal is converted to a single-phase signal by combining the signal that is not allowed to pass through) and the signal phase-shifted 180 degrees by the 180-degree line 14, and the single-phase signal is output to the output terminal 2.
  • the diode 7b of the linearizer circuit 7 is connected to the ground. To create this ground with an actual circuit, the diode 7b is mounted. It is necessary to form a through hole in the through hole, and a parasitic inductor of the through hole becomes a problem.
  • the diode 13b of the linearizer circuit 13 Since the two-wave RF signals (f 1 , f 2 ) input from the input terminal 1 are converted into differential signals, the diode 13b of the linearizer circuit 13 Since the virtual GND can be formed at the center, it is not necessary to form a through hole when mounting the diode 13b, and the influence of the parasitic inductor of the through hole can be avoided.
  • the same effects as in the first to third embodiments can be obtained, and compared with the distortion compensation circuits in the first to third embodiments, it is less susceptible to parasitic components.
  • the effect that the linearizer circuit 13 can be operated at a higher frequency can be obtained.
  • the low-pass circuits 8-1 and 8-2 and the intermodulation distortion adjusting circuits 9-1 and 9-2 are connected to the subsequent stage of the linearizer circuit 13 .
  • the low-pass circuits 8-1 and 8-2 and the intermodulation distortion adjusting circuits 9-1 and 9-2 are connected to the preceding stage of the linearizer circuit 13 as long as it is between the capacitor 4 for DC and the capacitor 5 for DC cut. Good.
  • the positions of the DC cut capacitor 4 and the 180-degree line 12 may be interchanged.
  • the positions of the DC cut capacitor 5 and the 180-degree line 14 may be interchanged.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a distortion compensation circuit according to Embodiment 5 of the present invention.
  • the harmonic impedance adjustment circuit 10-1 as the first harmonic impedance adjustment circuit is composed of a harmonic open stub 10a having one end connected to the signal path 3-1, and is generated in the linearizer circuit 13.
  • the second harmonic (2f 1 , 2f 2 ) of the first RF signal (f 1 , f 2 ) is reflected and the second harmonic (2f 1 , 2f 2 ) is returned to the linearizer circuit 13.
  • the intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) appearing on the signal path 3-1 is adjusted.
  • the harmonic impedance adjustment circuit 10-1 has a characteristic that the intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) appearing in the signal path 3-1 has a reverse characteristic to the intermodulation distortion generated in the amplifier.
  • the impedance of the second harmonic (2f 1 , 2f 2 ) is adjusted.
  • a harmonic impedance adjustment circuit 10-2 which is a second harmonic impedance adjustment circuit, is composed of a harmonic open stub 10a having one end connected to the signal path 3-2, and is generated in the linearizer circuit 13.
  • the second harmonic (2f 1 , 2f 2 ) of the second RF signal (f 1 , f 2 ) is reflected and the second harmonic (2f 1 , 2f 2 ) is returned to the linearizer circuit 13.
  • the intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) appearing on the signal path 3-2 is adjusted.
  • the harmonic impedance adjusting circuit 10-2 has an intermodulation distortion (2f 2 ⁇ f 1 , 2f 1 ⁇ f 2 ) appearing in the signal path 3-2 having a reverse characteristic to the inter modulation distortion generated in the amplifier.
  • the impedance of the second harmonic (2f 1 , 2f 2 ) is adjusted.
  • the harmonic impedance adjusting circuits 10-1 and 1-2 adjust the impedance of the second harmonic (2f 1 , 2f 2 ) will be described, but this is only an example.
  • the intermodulation distortion related to the third harmonic appearing in the signal paths 3-1 and 3-2 may be adjusted by adjusting the impedance of the third harmonic (3f 1 , 3f 2 ).
  • harmonic impedance adjustment circuits 10-1 and 10-2 are added to the distortion compensation circuit of FIG. Since the characteristics of the linearizer circuit 13 are nonlinear characteristics, the difference frequency signal (f 2 ) is input with the input of the first RF signal (f 1 , f 2 ) and the second RF signal (f 1 , f 2 ). ⁇ f 1 ), intermodulation distortion (2f 2 ⁇ f 1 , 2f 1 ⁇ f 2 ), second harmonics (2f 1 , 2f 2 ), etc. are generated, and two waves are generated on the output side of the linearizer circuit 13.
  • RF signal (f 1 , f 2 ), difference frequency signal (f 2 -f 1 ), intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) and second harmonic (2f 1 , 2f 2 ) Etc. appear.
  • the intermodulation distortion adjusting circuits 9-1 and 9-2 generate intermodulation signals (combined waves) obtained by vector synthesis on the signal paths 3-1 and 3-2.
  • the intermodulation distortion (2f 2) generated by the amplifier is adjusted by adjusting the impedance of the difference frequency signal (f 2 -f 1 ) so as to have an inverse characteristic to the distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ).
  • -F 1 , 2f 1 -f 2 ) are compensated for, but in the fifth embodiment, the harmonic impedance adjustment circuits 10-1 and 10-2 further provide second harmonics (2f 1 , 2f 2).
  • the harmonic impedance adjustment circuit 10-1 reflects the second harmonic (2f 1 , 2f 2 ) generated in the linearizer circuit 13, and the second harmonic (2f 1 , 2f 2 ) is linear. It acts to return to the riser circuit 13.
  • the two-wave RF signal (f 1 , f 2 ) and the second harmonic (2f 1 ) are generated by the mixing effect of the linearizer circuit 13.
  • 2f 2 ) appear at frequencies 2f 2 ⁇ f 1 and 2f 1 ⁇ f 2 .
  • the components of the mixing wave appearing at the frequencies 2f 2 -f 1 and 2f 1 -f 2 and the intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) generated by the linearizer circuit 13 are obtained. Are combined on the signal path 3-1, and the combined component is output to the combiner 15.
  • the harmonic impedance adjustment circuit 10-2 reflects the second harmonic (2f 1 , 2f 2 ) generated in the linearizer circuit 13, and the second harmonic (2f 1 , 2f 2 ) is linear. It acts to return to the riser circuit 13. By returning the second harmonic (2f 1 , 2f 2 ) to the linearizer circuit 13, the two-wave RF signal (f 1 , f 2 ) and the second harmonic (2f 1 ) are generated by the mixing effect of the linearizer circuit 13. , 2f 2 ) appear at frequencies 2f 2 ⁇ f 1 and 2f 1 ⁇ f 2 .
  • the components of the mixing wave appearing at the frequencies 2f 2 -f 1 and 2f 1 -f 2 and the intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) generated by the linearizer circuit 13 are obtained.
  • the synthesized component is output to the 180-degree line 14.
  • the intermodulation distortion adjusting circuits 9-1 and 9-2 adjust the impedance of the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ). Since the harmonic impedance adjustment circuits 10-1 and 10-2 can adjust the impedance of the second harmonic (2f 1 , 2f 2 ), When an amplifier is connected at the subsequent stage, the difference frequency signal (f 2) is set so that the synthesized component obtained by vector synthesis on the signal paths 3-1 and 3-2 has an inverse characteristic to the intermodulation distortion generated by the amplifier. Adjust the impedance of -f 1 ) and the second harmonic (2f 1 , 2f 2 ).
  • the difference frequency signal so that the intermodulation distortion generated in the amplifier input from the input terminal 1 is canceled out by the synthesized component obtained by vector synthesis.
  • the impedance of (f 2 ⁇ f 1 ) and the impedance of the second harmonic (2f 1 , 2f 2 ) are adjusted. Therefore, by providing the harmonic impedance adjustment circuits 10-1 and 10-2, it is possible to compensate for the intermodulation distortion generated in the amplifier, compared to the case where the impedance is adjusted only by the intermodulation distortion adjustment circuits 9-1 and 9-2. An effect of improving the accuracy is obtained.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a distortion compensation circuit according to Embodiment 6 of the present invention.
  • the linearizer circuits 13-1 and 13-2 are the same circuits as the linearizer circuit 13 in FIG. 4, and the first RF signal (f 1 , f 2 ) and the second RF signal (f 1 , f 2). ), A difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ), intermodulation distortion (2f 2 ⁇ f 1 , 2f 1 ⁇ f 2 ) and the like are generated.
  • the distortion compensation circuit of the sixth embodiment is different from the distortion compensation circuit of FIG. 4 in the fourth embodiment in that the linearizer circuit 13 is connected in multiple stages. Are the same. By connecting the linearizer circuit 13 in multiple stages, the intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) opposite to the intermodulation distortion generated in the amplifier can be made with high accuracy. Furthermore, the compensation accuracy of intermodulation distortion generated in the amplifier can be increased.
  • the mounted linearizer circuit 13 has a two-stage configuration, but may have a three-stage or more configuration. Further, not only the linearizer circuit 13 but also the low-pass circuits 8-1 and 8-2 and the intermodulation distortion adjustment circuits 9-1 and 9-2 may be connected in multiple stages.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a distortion compensation circuit according to Embodiment 7 of the present invention.
  • the intermodulation distortion adjusting circuit 16 is connected between the low-pass circuit 8-1 and the low-pass circuit 8-2, and reflects the difference frequency signal (f 2 -f 1 ) that has passed through the low-pass circuit 8-1, and the difference between the signals.
  • the frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) is returned to the linearizer circuit 13, and the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) that has passed through the low-pass circuit 8-2 is reflected and the difference frequency signal (f 2 ⁇
  • This circuit adjusts the intermodulation distortion (2f 2 ⁇ f 1 , 2f 1 ⁇ f 2 ) appearing on the signal paths 3-1 and 3-2 by returning f 1 ) to the linearizer circuit 13.
  • the intermodulation distortion adjusting circuit 16 includes an inductor 16a and a capacitor 16b.
  • the basic operation of the distortion compensation circuit of FIG. 7 is the same as that of the distortion compensation circuit of FIG.
  • the intermodulation distortion adjusting circuit 16 is connected between the low-pass circuit 8-1 and the low-pass circuit 8-2 in the distortion compensation circuit of FIG. 7, a virtual GND is formed in the intermodulation distortion adjusting circuit 16.
  • the intermodulation distortion adjustment circuit 16 is mounted, it is necessary to form through holes for connecting the intermodulation distortion adjustment circuits 9-1 and 9-2 to the ground as in the distortion compensation circuit of FIG. This eliminates the influence of the through-hole parasitic inductor. Therefore, according to the seventh embodiment, compared to the distortion compensation circuit of the fourth embodiment, it is less affected by parasitic components, and the linearizer circuit 13 can be operated even at a higher frequency.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a distortion compensation circuit according to an eighth embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 the same reference numerals as those in FIG. 5 and FIG. Next, the operation will be described.
  • harmonic impedance adjustment circuits 10-1 and 10-2 are added to the distortion compensation circuit of FIG.
  • the first RF signal is an RF signal after 180-degree phase (f 1, f 2) ( f 1, f 2)
  • the signal path from the distributor 11 3-2 with the input of the output RF signal (f 1, f 2) a is a second RF signal (f 1, f 2)
  • the difference frequency signal (f 2 -f 1), intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) and second harmonics (2f 1 , 2f 2 ) are generated, and the first RF signal (f 1 , f 2 ) is generated in the signal path 3-1.
  • Difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ), intermodulation distortion (2f 2 ⁇ f 1 , 2f 1 ⁇ f 2 ), second harmonics (2f 1 , 2f 2 ), etc. appear in signal path 3-2.
  • the second RF signal (f 1, f 2), the difference frequency signal (f 2 -f 1), intermodulation distortion (2f 2 -f 1, 2f 1 -f 2) Ya Order harmonics (2f 1, 2f 2) such as will appear.
  • the harmonic impedance adjustment circuit 10-1 reflects the second harmonics (2f 1 , 2f 2 ) generated in the linearizer circuit 13, and the second harmonics (2f 1 , 2f 2 ) are linearizer circuits. It works to return to 13. By returning the second harmonic (2f 1 , 2f 2 ) to the linearizer circuit 13, the two-wave RF signal (f 1 , f 2 ) and the second harmonic (2f 1 ) are generated by the mixing effect of the linearizer circuit 13. , 2f 2 ) appear at frequencies 2f 2 ⁇ f 1 and 2f 1 ⁇ f 2 .
  • the components of the mixing wave appearing at the frequencies 2f 2 -f 1 and 2f 1 -f 2 and the intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) generated by the linearizer circuit 13 are obtained. Are combined on the signal path 3-1, and the combined component is output to the combiner 15.
  • the harmonic impedance adjustment circuit 10-2 reflects the second harmonic (2f 1 , 2f 2 ) generated in the linearizer circuit 13, and the second harmonic (2f 1 , 2f 2 ) is linear. It acts to return to the riser circuit 13. By returning the second harmonic (2f 1 , 2f 2 ) to the linearizer circuit 13, the two-wave RF signal (f 1 , f 2 ) and the second harmonic (2f 1 ) are generated by the mixing effect of the linearizer circuit 13. , 2f 2 ) appear at frequencies 2f 2 ⁇ f 1 and 2f 1 ⁇ f 2 .
  • the components of the mixing wave appearing at the frequencies 2f 2 -f 1 and 2f 1 -f 2 and the intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) generated by the linearizer circuit 13 are obtained.
  • the synthesized component is output to the 180-degree line 14.
  • Adjustment of the synthesized component obtained by vector synthesis on the signal paths 3-1 and 3-2 can be performed by the intermodulation distortion adjusting circuit 16 adjusting the impedance of the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ).
  • the harmonic impedance adjustment circuits 10-1 and 10-2 can adjust the impedance of the second harmonic (2f 1 , 2f 2 )
  • an amplifier is connected to the subsequent stage of the output terminal 2.
  • the impedance of the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) so that the combined component vector-combined on the signal paths 3-1 and 3-2 has an inverse characteristic to the intermodulation distortion generated by the amplifier.
  • the impedance of the second harmonic (2f 1 , 2f 2 ) is adjusted.
  • the difference frequency signal so that the intermodulation distortion generated in the amplifier input from the input terminal 1 is canceled out by the synthesized component obtained by vector synthesis.
  • the impedance of (f 2 ⁇ f 1 ) and the impedance of the second harmonic (2f 1 , 2f 2 ) are adjusted. Therefore, by providing the harmonic impedance adjustment circuits 10-1 and 10-2, it is possible to improve the compensation accuracy of the intermodulation distortion generated in the amplifier as compared with the case where the impedance is adjusted only by the intermodulation distortion adjustment circuit 16. An effect is obtained.
  • the low-pass circuit 8 includes the transmission line 8a and the open stub 8b (see FIG. 9 (a)). As shown in FIG. 9 (b), The low-pass circuit 8 may include a high-frequency inductor 8c and a high-frequency capacitor 8d. However, in this case, it is necessary to use the high-frequency inductor 8c and the high-frequency capacitor 8d whose self-resonant frequencies are higher than the frequencies of the RF signals (f 1 , f 2 ). When the low-pass circuit 8 is configured, the circuit of FIG. 9A and the circuit of FIG. 9B may be configured in multiple stages.
  • the intermodulation distortion adjusting circuits 9 and 16 are composed of the low frequency inductor 9a and the low frequency capacitor 9b (see FIG. 10A). Any circuit that can change the impedance depending on the frequency (a circuit capable of adjusting the intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) appearing in the signal path 3), for example, an intermodulation distortion adjustment circuit 9 and 16 may be circuits as shown in FIGS. 10B to 10H. In FIG. 10, 9c is a low frequency resistor.
  • the harmonic impedance adjusting circuit 10 includes the harmonic open stub 10a (see FIG. 11A), but the RF signal (f 1 , f 2 ). Any circuit can be used as long as the impedance can be adjusted by a second harmonic or a third harmonic of the above frequency.
  • FIG. 11 is a configuration diagram showing an example of the harmonic impedance adjustment circuit 10.
  • the element value is determined so that Normally, when the impedance at the harmonic wave is adjusted, the impedance at the fundamental wave also changes.
  • Reference numeral 10b denotes a high frequency capacitor for DC cut.
  • the intermodulation distortion adjusting circuits 9, 9-1, 9-2, and 16 are constituted by reactance elements having a fixed reactance (for example, a low frequency inductor 9a, a low frequency capacitor 9b, etc.). Although the configuration is shown, the intermodulation distortion adjusting circuits 9, 9-1, 9-2, and 16 may be configured by reactance elements having variable reactances.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a distortion compensation circuit according to Embodiment 12 of the present invention.
  • the intermodulation distortion adjustment circuit 21-1 is a circuit corresponding to the intermodulation distortion adjustment circuit 9-1.
  • the reactance is constituted by reactance elements (variable inductor 21a, variable capacitor 21b) having variable reactance.
  • the intermodulation distortion adjustment circuit 21-2 is a circuit corresponding to the intermodulation distortion adjustment circuit 9-2.
  • the reactance element is constituted by a reactance element (variable inductor 21a, variable capacitor 21b) having a variable reactance.
  • the adjustment circuit controller 22 is configured by, for example, a microcomputer, and has a frequency (for example, an operating frequency, an RF signal having a frequency f 1 and an RF signal having a frequency f 2 ) input from the input terminal 1.
  • a frequency for example, an operating frequency, an RF signal having a frequency f 1 and an RF signal having a frequency f 2
  • the reactances of the variable inductor 21a and the variable capacitor 21b of the intermodulation distortion adjusting circuits 21-1 and 21-2 are controlled according to the information of the signal band and the detuning frequency.
  • the adjustment circuit controller 22 is applied instead of the intermodulation distortion adjustment circuits 9-1 and 9-2 in the distortion compensation circuits of FIGS.
  • the adjustment circuit controller 22 may be applied in place of the intermodulation distortion adjustment circuit 21-1 of the distortion compensation circuit in FIGS.
  • the adjustment circuit controller 22 may be applied in place of the intermodulation distortion adjustment circuit 21-1 of the distortion compensation circuit of FIGS.
  • the basic operation of the distortion compensation circuit of FIG. 14 is the same as that of the distortion compensation circuit of FIG.
  • parts different from the distortion compensation circuit of FIG. 4 will be described.
  • the adjustment circuit controller 22 has a frequency (for example, an operating frequency, a signal band, and a detuning frequency) related to two RF signals (an RF signal having a frequency f 1 and an RF signal having a frequency f 2 ) input from the input terminal 1. Enter information.
  • the frequency information regarding the two-wave RF signal is obtained from a signal generation device such as a modem that handles the two-wave RF signal.
  • Adjusting circuit controller 22 as the frequency information regarding the two-wave RF signal, for example, if you enter the information indicating the detuning frequency of two waves RF signal (f 2 -f 1), the detuning frequency (f 2 more -f 1) is widened, so that the inductance of the intermodulation distortion adjusting circuit 21-1 is reduced to control the reactance of the variable inductor 21a and the variable capacitor 21b.
  • FIG. 13 is an explanatory diagram showing an example of compensation characteristics of intermodulation distortion by the intermodulation distortion adjustment circuits 21-1 and 21-2. In the example of FIG.
  • the compensation accuracy of the intermodulation distortion generated in the amplifier is increased by decreasing the inductance of the variable inductor 21a as the detuning frequency (f 2 ⁇ f 1 ) is increased.
  • the detuning frequency (f 2 -f 1) it is widened, while reducing the inductance of the variable inductor 21a, the detuning frequency (f 2 -f 1) as is widened, the variable capacitor 21b
  • the detuning frequency (f 2 -f 1) As is widened, while reducing the inductance of the variable inductor 21a, the detuning frequency (f 2 -f 1) as is widened, the variable capacitor 21b
  • compensation accuracy for intermodulation distortion generated in the amplifier may be increased.
  • the intermodulation distortion adjusting circuits 21-1 and 21-2 like the intermodulation distortion adjusting circuits 9-1 and 9-2 in FIGS. reflects the signal (f 2 -f 1), by returning the difference frequency signal (f 2 -f 1) to linearizer circuit 13, intermodulation distortion appearing in the signal path 3-1, 3-2 (2f 2 ⁇ f 1 , 2f 1 ⁇ f 2 ), but unlike the intermodulation distortion adjusting circuits 9-1 and 9-2 of FIGS. 4 to 6, the reactance is adjusted to an approximately optimum value by the adjusting circuit controller 22. Therefore, the intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) having characteristics opposite to the intermodulation distortion generated in the amplifier can be made with high accuracy. As a result, the intermodulation distortion generated by the amplifier can be compensated with higher accuracy than the intermodulation distortion adjusting circuits 9-1 and 9-2 shown in FIGS.
  • the adjustment circuit controller 22 and inputs the information indicating the detuning frequency of two waves RF signal (f 2 -f 1), the detuning frequency (f 2 -f 1) is wide
  • the example in which the reactances of the variable inductor 21a and the variable capacitor 21b are controlled so that the inductances of the intermodulation distortion adjustment circuits 21-1 and 21-2 become smaller is shown.
  • the reactance of the variable inductor 21a and the variable capacitor 21b is set so that the inductance of the intermodulation distortion adjusting circuits 21-1 and 21-2 decreases as the signal band becomes wider. Even if the control is performed, it is possible to improve the compensation accuracy of intermodulation distortion generated in the amplifier.
  • the adjustment circuit controller 22 inputs information indicating the operating frequencies (f 1 , f 2 ) of the two RF signals, for example, according to the level of the center frequency of the operating frequencies (f 1 , f 2 ).
  • the inductances of the intermodulation distortion adjusting circuits 21-1 and 21-2 may be controlled, and the compensation accuracy of the intermodulation distortion generated in the amplifier can be increased.
  • the intermodulation distortion adjusting circuits 21-1 and 21-2 are configured by reactance elements (variable inductor 21a and variable capacitor 21b) having variable reactances.
  • the intermodulation distortion adjusting circuits 21-1 and 21-2 are configured by a plurality of reactance elements having fixed reactances and a plurality of changeover switches for switching connection states between the plurality of reactance elements. explain.
  • FIG. 14 is a block diagram showing an example of intermodulation distortion adjusting circuits 21-1 and 21-2 including a plurality of reactance elements with fixed reactances and a plurality of changeover switches.
  • the inductor 31 is the reactance element of the fixed inductance is L 1.
  • the inductor 32 is a reactance element of the fixed inductance is L 2. However, it is L 1 ⁇ L 2.
  • Capacitor 33 is a reactance element of the fixed capacitor is C 1.
  • Capacitor 34 is a reactance element of the fixed capacitor is C 2.
  • Capacitor 35 is a reactance element of the fixed capacitor is C 3.
  • Capacitor 36 is a reactance element of the fixed capacitor is C 4. However, a C 1 ⁇ C 2 ⁇ C 3 ⁇ C 4.
  • An SPDT (Single Pole Double Throw) switch 51 is a changeover switch that connects the other end of the low-pass circuit 8-1 (or 8-2) to the inductor 31 or the signal path 41 under the control of the adjustment circuit controller 60.
  • the SPDT switch 52 is a changeover switch that connects the inductor 31 or the signal path 41 to the signal path 42 under the control of the adjustment circuit controller 60.
  • the SPDT switch 53 is a changeover switch that connects the signal path 42 to the inductor 32 or the signal path 43 under the control of the adjustment circuit controller 60.
  • the SPDT switch 54 is a changeover switch that connects the inductor 32 or the signal path 43 to the signal path 44 under the control of the adjustment circuit controller 60.
  • the SPDT switch 55 is a changeover switch that connects the signal path 44 to the capacitor 33 or the capacitor 34 under the control of the adjustment circuit controller 60.
  • the SPDT switch 56 is a changeover switch that connects the signal path 44 to the capacitor 35 or the capacitor 36 under the control of the adjustment circuit controller 60.
  • the adjustment circuit controller 60 is composed of, for example, a microcomputer, and has a frequency (for example, an operating frequency, an RF signal having a frequency f 1 and an RF signal having a frequency f 2 ) input from the input terminal 1.
  • a frequency for example, an operating frequency, an RF signal having a frequency f 1 and an RF signal having a frequency f 2
  • the intermodulation distortion adjusting circuits 21-1 and 21-2 Control reactance.
  • the intermodulation distortion adjustment circuits 9-1 and 9-2 of the distortion compensation circuits of FIGS. 4 to 6 are replaced with the intermodulation distortion adjustment circuits 21-1 and 21-2 of FIG. It is assumed that the controller 60 is applied.
  • the present invention is not limited to this, and the adjustment circuit controller 60 is applied in place of the intermodulation distortion adjustment circuit 9 of the distortion compensation circuit of FIGS. 1 to 3 instead of the intermodulation distortion adjustment circuit 21-1 of FIG.
  • the adjustment circuit controller 60 may be applied in place of the intermodulation distortion adjustment circuit 16 of the distortion compensation circuit of FIGS. 7 and 8 instead of the intermodulation distortion adjustment circuit 21-1 of FIG.
  • the adjustment circuit controller 60 has a frequency (for example, an operating frequency, a signal band, and a detuning frequency) related to two RF signals (an RF signal having a frequency f 1 and an RF signal having a frequency f 2 ) input from the input terminal 1. Enter information.
  • the frequency information regarding the two-wave RF signal is obtained from a signal generation device such as a modem that handles the two-wave RF signal.
  • the adjustment circuit controller 60 preliminarily includes a frequency (for example, an operating frequency, a signal band, and a detuning frequency) related to the two-wave RF signal, and an intermodulation distortion (2f 2 ⁇ f) having characteristics opposite to the intermodulation distortion generated in the amplifier. 1 , 2f 1 -f 2 ), the correspondence with the reactance necessary to obtain ( 2 ) is maintained. Specifically, for example, an inverse intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) is obtained for each detuning frequency (f 2 -f 1 ) (or operating frequency, signal band).
  • the possible combinations of inductors 31 to 32 and capacitors 33 to 36 (connection states of SPDT switches 51 to 56) are recorded in a table.
  • the adjustment circuit controller 60 When the adjustment circuit controller 60 inputs, for example, information indicating the detuning frequency (f 2 -f 1 ) of the two-wave RF signal as the frequency information regarding the two-wave RF signal, the adjustment circuit controller 60 refers to the above table.
  • the switching of the SPDT switches 51 to 56 is controlled so that the inductance of the intermodulation distortion adjusting circuits 21-1 and 21-2 becomes smaller as the detuning frequency (f 2 -f 1 ) becomes wider.
  • the connection states of the SPDT switches 51 to 56 are inductors 31 and 32 connected in series to the other end of the low-pass circuit 8-1 (or 8-2).
  • the capacitors 33 and 35 are connected to the inductor 32, for example, information indicating the detuning frequency (f 2 -f 1 ) of the two-wave RF signal is wider than in the previous control.
  • the intermodulation distortion adjusting circuits 21-1 and 21-2 are the difference frequencies that have passed through the low-pass circuits 8-1 and 8-2. reflects the signal (f 2 -f 1), by returning the difference frequency signal (f 2 -f 1) to linearizer circuit 13, intermodulation distortion appearing in the signal path 3-1, 3-2 (2f 2 ⁇ f 1 , 2f 1 ⁇ f 2 ), but unlike the intermodulation distortion adjusting circuits 9-1 and 9-2 of FIGS. 4 to 6, the reactance is adjusted to an approximately optimum value by the adjusting circuit controller 60.
  • the intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) having characteristics opposite to the intermodulation distortion generated in the amplifier can be made with high accuracy.
  • the intermodulation distortion generated by the amplifier can be compensated with higher accuracy than the intermodulation distortion adjusting circuits 9-1 and 9-2 shown in FIGS.
  • the adjustment circuit controller 60 and inputs the information indicating the detuning frequency of two waves RF signal (f 2 -f 1), the detuning frequency (f 2 -f 1) is wide
  • the example in which the switching of the SPDT switches 51 to 56 is controlled so that the inductances of the intermodulation distortion adjusting circuits 21-1 and 21-2 become smaller is shown.
  • switching of the SPDT switches 51 to 56 is controlled so that the inductance of the intermodulation distortion adjusting circuits 21-1 and 21-2 decreases as the signal band increases.
  • the accuracy of compensation for intermodulation distortion generated in the amplifier can be increased.
  • the adjustment circuit controller 60 When the adjustment circuit controller 60 inputs information indicating the operating frequencies (f 1 , f 2 ) of the two RF signals, for example, according to the level of the center frequency of the operating frequencies (f 1 , f 2 ). Switching of the SPDT switches 51 to 56 may be controlled, and the compensation accuracy of intermodulation distortion generated in the amplifier can be increased.
  • Embodiment 14 FIG.
  • the configuration in which the adjustment circuit controller 60 can change both the inductive component and the capacitance component among the inductances of the intermodulation distortion adjustment circuits 21-1 and 21-2 has been described.
  • the intermodulation distortion generated in the amplifier may be compensated by changing either the inductive component or the capacitive component.
  • FIG. 15 is a configuration diagram showing an example of intermodulation distortion adjusting circuits 21-1 and 21-2 including a plurality of reactance elements having a fixed reactance and a plurality of changeover switches.
  • FIG. 15A is a configuration example in which the capacitance component is changed by switching the connection of the capacitors 33 to 36 to the inductor 31. In FIG. 15A, the inductor 31 is mounted. However, when the inductive component is unnecessary, the inductor 31 can be deleted.
  • FIG. 15B is a configuration example in which the inductive component is changed by switching the inductors 31 and 32 connected in series to the other end of the low-pass circuit 8-1 (or 8-2). In FIG. 15B, the capacitor 33 is left as a DC cut capacitor.
  • Embodiment 15 FIG.
  • the low-pass circuit 8 (or 8-1, 8-2) and the intermodulation distortion adjustment circuit 9 (or 9-1, 9-2, 16) are connected in series.
  • a band pass filter is connected between the low-pass circuit 8 (or 8-1, 8-2) and the intermodulation distortion adjusting circuit 9 (or 9-1, 9-2, 16),
  • a plurality of combinations of the modulation distortion adjustment circuit 9 (or 9-1, 9-2, 16) and band pass filters may be provided.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a distortion compensating circuit according to Embodiment 15 of the present invention.
  • the intermodulation distortion adjustment circuit 9-3 is connected between the other end of the low-pass circuit 8-1 and the ground, and has passed through the low-pass circuit 8-1. (f 2 -f 1) to reflect, by returning the difference frequency signal (f 2 -f 1) to linearizer circuit 13, intermodulation distortion (2f 2 -f 1 appearing in the signal path 3-1, 2f 1 -f 2 ).
  • the intermodulation distortion adjustment circuit 9-4 is connected between the other end of the low-pass circuit 8-2 and the ground, and the difference frequency signal that has passed through the low-pass circuit 8-2. (f 2 -f 1) to reflect, by returning the difference frequency signal (f 2 -f 1) to linearizer circuit 13, intermodulation distortion (2f 2 -f 1 appearing in the signal path 3-2, 2f 1 -f 2 ).
  • the band-pass filter 70-1 is connected between the low-pass circuit 8-1 and the intermodulation distortion adjusting circuit 9-1, and passes the difference frequency signal (f 2 -f 1 ) that has passed through the low-pass circuit 8-1. 1 band-pass filter.
  • the band-pass filter 70-3 is connected between the low-pass circuit 8-1 and the intermodulation distortion adjusting circuit 9-3, and passes the difference frequency signal (f 2 -f 1 ) that has passed through the low-pass circuit 8-1. 1 band-pass filter.
  • the bandpass filters 70-1 and 7-3 together constitute the first bandpass filter, but have different center frequencies.
  • the band-pass filter 70-2 is connected between the low-pass circuit 8-2 and the intermodulation distortion adjusting circuit 9-2, and passes the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) that has passed through the low-pass circuit 8-2.
  • 2 is a band-pass filter.
  • the band-pass filter 70-4 is connected between the low-pass circuit 8-2 and the intermodulation distortion adjusting circuit 9-4, and passes the difference frequency signal (f 2 -f 1 ) that has passed through the low-pass circuit 8-2. 2 is a band-pass filter.
  • the bandpass filters 70-2 and 7-4 together constitute a second bandpass filter, but have different center frequencies.
  • intermodulation distortion adjustment circuits 9-1 and 9-3 are provided as the first intermodulation distortion adjustment circuits
  • intermodulation distortion adjustment circuits 9-2 and 9-4 are provided as the second intermodulation distortion adjustment circuits. Is provided.
  • bandpass filters 70-1 and 7-3 are provided between the low-pass circuit 8-1 and the intermodulation distortion adjusting circuits 9-1 and 9-3
  • the low-pass circuit 8-2 and the intermodulation distortion adjusting circuit 9-. 4 is different from the distortion compensation circuit of FIG. 4 in the fourth embodiment in that band-pass filters 70-2 and 7-4 are provided between 2 and 9-4.
  • the center frequencies of the bandpass filters 70-1 and 7-3 are different from each other, and the center frequencies of the bandpass filters 70-2 and 70-4 are different from each other.
  • the low-pass circuits 8-1 and 8-2 are configured to pass a difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) of 500 MHz or less
  • the center frequencies of the band-pass filters 70-1 and 7-2 are 50 MHz and the band
  • the band Assuming that the center frequency of the pass filters 70-3 and 7-4 is set to 100 MHz, of the difference frequency signals (f 2 -f 1 ) passing through the low-pass circuits 8-1 and 8-2, the band
  • the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) that passes through the pass filters 70-1 and 7-3 becomes a signal in the vicinity of 50 MHz
  • f 1 ) is a signal in the vicinity of 100 MHz.
  • the reactance of the intermodulation distortion adjusting circuits 9-1 and 9-3 is adjusted to correspond to the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) near 50 MHz, and the intermodulation distortion adjusting circuits 9-2 and 9-4 are adjusted. Is adjusted so as to correspond to the difference frequency signal (f 2 ⁇ f 1 ) near 100 MHz, compared to the case where only the intermodulation distortion adjustment circuit 9-1 and the intermodulation distortion adjustment circuit 9-2 are provided.
  • An intermodulation distortion (2f 2 -f 1 , 2f 1 -f 2 ) having characteristics opposite to the intermodulation distortion generated in the amplifier can be generated with high accuracy over a wide band, and is generated in the amplifier. Intermodulation distortion compensation accuracy can be increased.
  • the bandpass filters 70-1 to 70-4 are applied to the distortion compensation circuits of FIGS. 4 to 6, but the distortion compensation circuits of FIGS.
  • the band pass filters 70-1 and 70-3 may be applied, and the same effect can be obtained (see FIG. 17).
  • bandpass filters 70-1 to 70-4 may be applied to the distortion compensation circuits of FIGS. 7 and 8, and similar effects can be obtained (see FIG. 18).
  • intermodulation distortion adjustment circuits 16-1 and 16-2 are circuits corresponding to the intermodulation distortion adjustment circuit 16.
  • bandpass filters 70-1 and 70-3 are connected between the lowpass circuit 8-1 and the intermodulation distortion adjusting circuits 9-1 and 9-3, and the lowpass circuit 8-2.
  • the band-pass filters 70-2 and 70-4 are connected between the intermodulation distortion adjusting circuits 9-2 and 9-4.
  • the adjustment circuit controller 22 or the adjustment circuit controller 60 may be applied instead of the intermodulation distortion adjustment circuit shown in FIG. 14, and the same effect can be obtained.
  • a distortion compensation circuit includes a signal path and an intermodulation distortion adjusting circuit that pass a difference frequency signal by blocking the passage of intermodulation distortion generated by a plurality of radio frequency signals and a linearizer circuit.

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Abstract

　２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）及び相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）の通過を阻止して、差周波信号（ｆ２－ｆ１）を通過させるローパス回路（８）を信号路（３）と相互変調歪調整回路（９）の間に接続するように構成する。

Description

歪補償回路
　この発明は、増幅器で発生する相互変調歪と逆特性の相互変調歪を発生して、増幅器で発生する相互変調歪を補償する歪補償回路に関するものである。
　増幅器で発生する相互変調歪を低減する方法として、増幅器で発生する相互変調歪と逆特性の相互変調歪を発生する歪補償回路を増幅器の前段又は後段に接続する方法が知られている。
　この歪補償回路が発生する逆特性の相互変調歪の振幅は、増幅器で発生する相互変調歪の振幅と同じであり、逆特性の相互変調歪の位相は、増幅器で発生する相互変調歪の位相と１８０度異なっている。
　図１９は以下の特許文献１に開示されている歪補償回路を示す構成図であり、図２０は図１９の歪補償回路における歪発生回路を示す構成図である。
　この歪補償回路では、入力端子１０１と出力端子１０２の間に、増幅器で発生する相互変調歪と逆特性の相互変調歪を発生する歪発生回路１０３を挿入している。
　また、この歪補償回路では、入力端子１０１から入力される２波のＲＦ信号（周波数ｆ１のＲＦ信号、周波数ｆ２のＲＦ信号）の差周波（ｆ２－ｆ１）に相当する周波数帯域に対するインピーダンスを変化させるインピーダンス変換回路１０４を備えている。
　インピーダンス変換回路１０４を備えているため、２波のＲＦ信号の使用周波数帯域の特性に影響を与えることなく、歪発生回路１０３から発生される相互変調歪の振幅及び位相特性を調整することができる。
　したがって、増幅器で発生する相互変調歪に合わせて、適宜、歪発生回路１０３から発生される相互変調歪の振幅及び位相特性を調整することで、増幅器で発生する相互変調歪を精度よく補償することができる。
　ここで、インピーダンス変換回路１０４は、インダクタ１０５と抵抗１０６とコンデンサ１０７から構成されている。
　インダクタンス１０５及びコンデンサ１０７は、固有の自己共振周波数を有しており、ＲＦ信号の周波数ｆ１，ｆ２が自己共振周波数以下でなければ、インダクタやキャパシタとして機能しない。通常、インダクタンスやコンデンサの値が大きいほど、寄生の容量等の影響で、自己共振周波数が低くなる傾向にある。
　入力端子１０１から入力される２波のＲＦ信号（周波数ｆ１のＲＦ信号、周波数ｆ２のＲＦ信号）の差周波（ｆ２－ｆ１）に相当する周波数帯域は数百ＭＨｚ以下である。
　そのため、その周波数帯域でインピーダンスを変更するには、大きな値のインダクタンス１０５及びコンデンサ１０７を使用する必要があるが、２波のＲＦ信号の周波数ｆ１，ｆ２は、通常、数ＧＨｚ以上であり、インダクタンス１０５及びコンデンサ１０７における固有の自己共振周波数を超えてしまうことが予想される。
特開２００４－１５３９０号公報（段落番号［００１５］）
　従来の歪補償回路は以上のように構成されているので、大きな値のインダクタンス１０５とコンデンサ１０７を使用すれば、２波のＲＦ信号（周波数ｆ１のＲＦ信号、周波数ｆ２のＲＦ信号）の差周波（ｆ２－ｆ１）に相当する周波数帯域でインピーダンスを変更することができる。しかし、２波のＲＦ信号の周波数ｆ１，ｆ２が数ＧＨｚ以上である場合、インダクタンス１０５及びコンデンサ１０７の自己共振周波数を超えてしまうため、インダクタンス１０５及びコンデンサ１０７が理想的なインダクタやキャパシタとして機能しなくなる。その結果、２波のＲＦ信号の使用周波数帯域におけるＲＦインピーダンスが開放条件にならず、ＲＦ特性に影響を与えてしまうことがある課題があった。
　仮に広帯域に理想的な特性を有するインダクタンスとコンデンサが存在すれば、そのようなインダクタンスとコンデンサを使用することで、２波のＲＦ信号の使用周波数帯域におけるＲＦインピーダンスが開放条件になることも考えられるが、そのようなインダクタンスやコンデンサは価格が高く、コスト高を招いてしまうことになる。
　この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、自己共振周波数が低い安価なインダクタンスやコンデンサを使用しても、ＲＦ特性に影響を与えることなく、増幅器で発生する相互変調歪を精度よく補償することができる歪補償回路を得ることを目的とする。
　この発明に係る歪補償回路は、入力端子から周波数が異なる複数の無線周波数信号が入力されると、複数の無線周波数信号の差周波の信号及び相互変調歪を発生させるリニアライザー回路と、一端が信号路に接続されており、複数の無線周波数信号及びリニアライザー回路により発生された相互変調歪の通過を阻止して、差周波の信号を通過させるローパス回路と、ローパス回路の他端とグランドの間に接続されており、ローパス回路を通過してきた差周波の信号を反射して、その差周波の信号をリニアライザー回路に戻すことで、信号路に現われる相互変調歪を調整する相互変調歪調整回路とを備えるようにしたものである。
　この発明によれば、複数の無線周波数信号及びリニアライザー回路により発生された相互変調歪の通過を阻止して、差周波の信号を通過させるローパス回路を信号路と相互変調歪調整回路の間に接続するように構成したので、自己共振周波数が低い安価なインダクタンスやコンデンサを用いて、相互変調歪調整回路を構成しても、ＲＦ特性に影響を与えることなく、信号路に現われる相互変調歪を調整することができるようになり、その結果、ＲＦ特性に影響を与えることなく、増幅器で発生する相互変調歪を精度よく補償することができる効果がある。
この発明の実施の形態１による歪補償回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態２による歪補償回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態３による歪補償回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態４による歪補償回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態５による歪補償回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態６による歪補償回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態７による歪補償回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態８による歪補償回路を示す構成図である。 ローパス回路の一例を示す構成図である。 相互変調歪調整回路の一例を示す構成図である。 高調波インピーダンス調整回路の一例を示す構成図である。 この発明の実施の形態１２による歪補償回路を示す構成図である。 相互変調歪調整回路２１－１，２１－２による相互変調歪の補償特性の一例を示す説明図である。 リアクタンスが固定の複数のリアクタンス素子と複数の切替スイッチとからなる相互変調歪調整回路２１－１，２１－２の一例を示す構成図である。 リアクタンスが固定の複数のリアクタンス素子と複数の切替スイッチとからなる相互変調歪調整回路２１－１，２１－２の一例を示す構成図である。 この発明の実施の形態１５による歪補償回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態１５による歪補償回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態１５による歪補償回路を示す構成図である。 特許文献１に開示されている歪補償回路を示す構成図である。 図１９の歪補償回路における歪発生回路を示す構成図である。
　以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
　図１はこの発明の実施の形態１による歪補償回路を示す構成図である。
　図１の歪補償回路には、入力端子１の前段又は出力端子２の後段に増幅器（図示せず）が接続されている。
　図１において、入力端子１は２波のＲＦ信号（無線周波数信号）を入力する端子であり、この実施の形態１では、周波数ｆ１のＲＦ信号と、周波数ｆ２のＲＦ信号とが入力されるものとする。ｆ１＜ｆ２である。
　この実施の形態１では、説明の簡単化のため、２波のＲＦ信号が入力される例を説明するが、３波以上のＲＦ信号が入力されるものであってもよい。
　出力端子２は２波のＲＦ信号や、増幅器で発生する相互変調歪と逆特性の相互変調歪などを出力する端子である。
　ＤＣカット用コンデンサ４，５は例えばリニアライザー回路７で生じる２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）の差周波（ｆ２－ｆ１）の信号（以下、「差周波信号」と称する）が外部に出力されないようにするために信号路３に挿入されている。
　ＤＣ端子６は直流電圧が印加される端子である。
　リニアライザー回路７は信号路３に挿入されており、２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）の入力に伴って、差周波信号（ｆ２－ｆ１）や相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）などを発生する回路である。
　ローパス回路８は一端が信号路３に接続されており、２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）及びリニアライザー回路７により発生された相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）より周波数が低い信号だけを通過させる特性を有するフィルタである。このため、ローパス回路８は２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）及び相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）の通過を阻止して、差周波信号（ｆ２－ｆ１）を通過させるように作用する。
　相互変調歪調整回路９はローパス回路８の他端とグランドの間に接続され、ローパス回路８を通過してきた差周波信号（ｆ２－ｆ１）を反射して、その差周波信号（ｆ２－ｆ１）をリニアライザー回路７に戻すことで、信号路３に現われる相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）を調整する回路である。
　次に動作について説明する。
　入力端子１から入力された２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）は、リニアライザー回路７に入力される。
　リニアライザー回路７の特性は非線形特性であるため、２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）の入力に伴って、差周波信号（ｆ２－ｆ１）、相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）や２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）などが発生し、リニアライザー回路７の出力側には、２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）、差周波信号（ｆ２－ｆ１）、相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）や２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）などが現れる。
　このとき、信号路３と相互変調歪調整回路９の間には、ローパス回路８が装荷されているため、２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）と相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）については、信号路３から相互変調歪調整回路９側を見たインピーダンスが開放となり、２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）、相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）や２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）が相互変調歪調整回路９側に漏れ出ることはない。
　一方、差周波信号（ｆ２－ｆ１）については、ローパス回路８を通過して相互変調歪調整回路９に到達する。
　ローパス回路８を通過して相互変調歪調整回路９に到達した差周波信号（ｆ２－ｆ１）は、相互変調歪調整回路９によって反射されて、再びローパス回路８を通過し、リニアライザー回路７に戻る。
　差周波信号（ｆ２－ｆ１）がリニアライザー回路７に戻ることで、リニアライザー回路７のミキシング効果により、２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）と差周波信号（ｆ２－ｆ１）のミキシング波が２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２の周波数に現われる。
　これにより、２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２の周波数に現われているミキシング波の成分と、リニアライザー回路７により発生された相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）とが信号路３上でベクトル合成され、その合成成分が出力端子２から出力される。
　信号路３上でベクトル合成された合成成分の調整は、相互変調歪調整回路９が、差周波信号（ｆ２－ｆ１）のインピーダンスを調整することで行うことができるので、出力端子２の後段に増幅器が接続される場合には、信号路３上でベクトル合成された合成成分が、増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、差周波信号（ｆ２－ｆ１）のインピーダンスを調整する。
　一方、入力端子１の前段に増幅器が接続される場合には、入力端子１から入力された増幅器で発生している相互変調歪が、信号路３上でベクトル合成された合成成分によって打ち消されるように、差周波信号（ｆ２－ｆ１）のインピーダンスを調整する。
　ここで、相互変調歪調整回路９は、例えば、インダクタンスやコンデンサなどから構成され、そのインダクタンスやコンデンサなどを調整することで、差周波信号（ｆ２－ｆ１）のインピーダンスを調整するが、相互変調歪調整回路９の前段に接続されているローパス回路８が、通常、周波数が数ＧＨｚ以上のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）の通過を阻止しているので、自己共振周波数が低い安価なインダクタンスやコンデンサを用いて、相互変調歪調整回路９を構成しても、相互変調歪調整回路９の特性がＲＦ特性に影響を与えることがない。
　なお、相互変調歪調整回路９で差周波信号（ｆ２－ｆ１）のインピーダンスを調整するに際して、インダクタンスやコンデンサなどの部品の低周波特性のみ考慮すればよいため、部品選択の自由度や調整の自由度が向上する。これにより、調整コストや部品コストの低減を図ることができる。
　以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）及びリニアライザー回路７により発生された相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）の通過を阻止して、差周波信号（ｆ２－ｆ１）を通過させるローパス回路８を信号路３と相互変調歪調整回路９の間に接続するように構成したので、自己共振周波数が低い安価なインダクタンスやコンデンサを用いて、相互変調歪調整回路９を構成しても、ＲＦ特性に影響を与えることなく、信号路３に現われる相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）を調整することができるようになり、その結果、ＲＦ特性に影響を与えることなく、増幅器で発生する相互変調歪を精度よく補償することができる効果を奏する。
　この実施の形態１では、相互変調歪調整回路９の内部のインダクタンスやコンデンサなどを調整することで、信号路３に現われる相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）を調整するものを示したが、ＤＣ端子６に印加する電圧によって、リニアライザー回路７から見たＲＦ周波数のインピーダンスを調整することでも、信号路３に現われる相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）を調整することができる。
　また、この実施の形態１では、ローパス回路８と相互変調歪調整回路９がリニアライザー回路７の後段に接続されている例を示しているが、ＤＣカット用コンデンサ４とＤＣカット用コンデンサ５の間であれば、ローパス回路８と相互変調歪調整回路９がリニアライザー回路７の前段に接続されていてもよい。
実施の形態２．
　図２はこの発明の実施の形態２による歪補償回路を示す構成図であり、図２において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　高調波インピーダンス調整回路１０は一端が信号路３に接続されており、リニアライザー回路７で生じている２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）の高調波成分である２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）を反射して、２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）をリニアライザー回路７に戻すことで、信号路３に現われる相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）を調整する回路である。
　高調波インピーダンス調整回路１０は信号路３に現われる相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）が増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）のインピーダンスを調整する。
　この実施の形態２では、高調波インピーダンス調整回路１０が２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）のインピーダンスを調整する例を説明するが、これは一例に過ぎず、例えば、３次高調波（３ｆ１，３ｆ２）のインピーダンスを調整することで、信号路３に現われる３次高調波に係る相互変調歪を調整するようにしてもよい。
　次に動作について説明する。
　図２の歪補償回路は、図１の歪補償回路に対して高調波インピーダンス調整回路１０を追加している。
　リニアライザー回路７の特性は非線形特性であるため、２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）の入力に伴って、差周波信号（ｆ２－ｆ１）、相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）や２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）などが発生し、リニアライザー回路７の出力側には、２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）、差周波信号（ｆ２－ｆ１）、相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）や２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）などが現れる。
　上記実施の形態１では、相互変調歪調整回路９が、信号路３上でベクトル合成された合成成分が、増幅器で発生する相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）と逆特性になるように、差周波信号（ｆ２－ｆ１）のインピーダンスを調整することで、増幅器で発生する相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）を補償しているが、この実施の形態２では、更に、高調波インピーダンス調整回路１０が、２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）のインピーダンスを調整することで、増幅器で発生する相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）の補償精度を高めるようにする。
　即ち、高調波インピーダンス調整回路１０は、リニアライザー回路７で生じている２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）を反射して、その２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）がリニアライザー回路７に戻るように作用する。
　２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）がリニアライザー回路７に戻ることで、リニアライザー回路７のミキシング効果により、２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）と２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）のミキシング波が２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２の周波数に現われる。
　これにより、２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２の周波数に現われているミキシング波の成分と、リニアライザー回路７により発生された相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）とが信号路３上でベクトル合成され、その合成成分が出力端子２から出力される。
　信号路３上でベクトル合成された合成成分の調整は、相互変調歪調整回路９が、差周波信号（ｆ２－ｆ１）のインピーダンスを調整することで行うことができるとともに、高調波インピーダンス調整回路１０が、２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）のインピーダンスを調整することで行うことができるので、出力端子２の後段に増幅器が接続される場合には、出力端子２から出力されるベクトル合成された合成成分が、増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、差周波信号（ｆ２－ｆ１）のインピーダンス及び２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）のインピーダンスを調整する。
　一方、入力端子１の前段に増幅器が接続される場合には、入力端子１から入力された増幅器で発生している相互変調歪が、ベクトル合成された合成成分によって打ち消されるように、差周波信号（ｆ２－ｆ１）のインピーダンス及び２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）のインピーダンスを調整する。
　よって、高調波インピーダンス調整回路１０を設けることで、相互変調歪調整回路９だけでインピーダンスを調整する場合よりも、増幅器で発生する相互変調歪の補償精度を高めることができる。
実施の形態３．
　図３はこの発明の実施の形態３による歪補償回路を示す構成図であり、図３において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　リニアライザー回路７は抵抗７ａとダイオード７ｂから構成されており、抵抗７ａはＤＣ端子６と信号路３の間に接続され、ダイオード７ｂは信号路３とグランドの間に接続されている。
　ローパス回路８は伝送線路８ａとオープンスタブ８ｂから構成されており、伝送線路８ａは一端が信号路３に接続されて、他端が相互変調歪調整回路９に接続されており、オープンスタブ８ｂは一端が伝送線路８ａの他端に接続されている。
　相互変調歪調整回路９は低周波用インダクタ９ａと低周波用コンデンサ９ｂから構成されており、低周波用インダクタ９ａは一端がローパス回路８と接続され、低周波用コンデンサ９ｂは一端が低周波用インダクタ９ａの他端に接続され、他端がグランドに接続されている。
　図３の歪補償回路の基本的な動作は、上記実施の形態１における図１の歪補償回路と同様であるが、ローパス回路８が、伝送線路８ａとオープンスタブ８ｂから構成されているため、チップ部品を用いてローパス回路８を構成する場合と比べて、部品の特性ばらつきによる所望周波数での開放条件からのずれを抑えることができる。
　なお、伝送線路８ａやオープンスタブ８ｂの長さは設計パラメータであるが、例えば、中心周波数で４分の１波長となるように選択すればよい。
実施の形態４．
　図４はこの発明の実施の形態４による歪補償回路を示す構成図であり、図４において、図３と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　第１の信号路である信号路３－１と第２の信号路である信号路３－２は、差動信号路を構成している。
　分配器１１は入力端子１から入力された２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）を２つに分配して、一方のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）を信号路３－１に出力し、他方のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）を信号路３－２に出力する。
　１８０度線路１２は信号路３－１に挿入されており、分配器１１により分配されたＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）の位相を１８０度移相する。
　分配器１１及び１８０度線路１２から、入力端子１から入力された２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）をそれぞれ差動信号に変換する差動信号変換手段が構成されている。
　また、１８０度線路１２による１８０度移相後のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）と、分配器１１から信号路３－２に出力されたＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）は、一対の差動信号を構成している。
　以下、１８０度移相後のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）を第１のＲＦ信号（第１の無線周波数信号）、分配器１１から信号路３－２に出力されたＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）を第２のＲＦ信号（第２の無線周波数信号）と称する。
　リニアライザー回路１３は信号路３－１，３－２に挿入されており、第１のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）と第２のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）の入力に伴って、差周波信号（ｆ２－ｆ１）や相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）などを発生する回路である。信号路３－１には、第１のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）、差周波信号（ｆ２－ｆ１）、相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）や２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）などが現れ、信号路３－２には、第２のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）、差周波信号（ｆ２－ｆ１）、相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）や２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）などが現れる。
　また、リニアライザー回路１３は抵抗１３ａとダイオード１３ｂと抵抗１３ｃから構成されており、抵抗１３ａはＤＣ端子６と信号路３－１の間に接続され、ダイオード１３ｂは信号路３－１と信号路３－２の間に接続され、抵抗１３ｃは信号路３－２とグランドの間に接続されている。
　第１のローパス回路であるローパス回路８－１は一端が信号路３－１に接続されており、第１のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）及び信号路３－１に発生している相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）より周波数が低い信号だけを通過させる特性を有するフィルタである。このため、ローパス回路８－１は第１のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）及び信号路３－１に発生している相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）の通過を阻止して、差周波信号（ｆ２－ｆ１）を通過させるように作用する。
　第２のローパス回路であるローパス回路８－２は一端が信号路３－２に接続されており、第２のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）及び信号路３－２に発生している相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）より周波数が低い信号だけを通過させる特性を有するフィルタである。このため、ローパス回路８－２は第２のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）及び信号路３－２に発生している相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）の通過を阻止して、差周波信号（ｆ２－ｆ１）を通過させるように作用する。
　第１の相互変調歪調整回路である相互変調歪調整回路９－１はローパス回路８－１の他端とグランドの間に接続され、ローパス回路８－１を通過してきた差周波信号（ｆ２－ｆ１）を反射して、その差周波信号（ｆ２－ｆ１）をリニアライザー回路１３に戻すことで、信号路３－１に現われる相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）を調整する回路である。
　第２の相互変調歪調整回路である相互変調歪調整回路９－２はローパス回路８－２の他端とグランドの間に接続され、ローパス回路８－２を通過してきた差周波信号（ｆ２－ｆ１）を反射して、その差周波信号（ｆ２－ｆ１）をリニアライザー回路１３に戻すことで、信号路３－２に現われる相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）を調整する回路である。
　１８０度線路１４は信号路３－２に挿入されており、信号路３－２を伝送されてきた信号の位相を１８０度移相する。
　合成器１５は信号路３－１を伝送されてきた信号と信号路３－２を伝送されてきた信号を合成することで、差動信号を単相信号に変換する。
　なお、１８０度線路１４及び合成器１５から単相信号変換手段が構成されている。
　次に動作について説明する。
　図４の歪補償回路の基本的な動作は、上記実施の形態１における図１の歪補償回路と同様であるが、図４の歪補償回路では、入力端子１から入力された２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）を差動信号に変換している点で相違している。
　具体的には、以下の通りである。
　分配器１１は、入力端子１から２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）が入力されると、２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）を分配して、一方のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）を信号路３－１に出力し、他方のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）を信号路３－２に出力する。
　１８０度線路１２は、分配器１１からＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）を受けると、そのＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）の位相を１８０度移相して、１８０度移相後のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）を出力する。
　１８０度移相後のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）と、分配器１１から信号路３－２に出力されたＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）は、上述したように、一対の差動信号を構成している。
　リニアライザー回路１３の特性は非線形特性であるため、１８０度移相後のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）である第１のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）と、分配器１１から信号路３－２に出力されたＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）である第２のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）の入力に伴って、差周波信号（ｆ２－ｆ１）、相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）や２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）などが発生し、信号路３－１には、第１のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）、差周波信号（ｆ２－ｆ１）、相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）や２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）などが現れ、信号路３－２には、第２のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）、差周波信号（ｆ２－ｆ１）、相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）や２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）などが現れる。
　このとき、信号路３－１と相互変調歪調整回路９－１の間には、ローパス回路８－１が装荷されているため、第１のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）と相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）については、信号路３－１から相互変調歪調整回路９－１側を見たインピーダンスが開放となり、第１のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）、相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）や２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）が相互変調歪調整回路９－１側に漏れ出ることはない。
　一方、差周波信号（ｆ２－ｆ１）については、ローパス回路８－１を通過して相互変調歪調整回路９－１に到達する。
　ローパス回路８－１を通過して相互変調歪調整回路９－１に到達した差周波信号（ｆ２－ｆ１）は、相互変調歪調整回路９－１によって反射されて、再びローパス回路８－１を通過し、リニアライザー回路１３に戻る。
　差周波信号（ｆ２－ｆ１）がリニアライザー回路１３に戻ることで、リニアライザー回路１３のミキシング効果により、第１のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）と差周波信号（ｆ２－ｆ１）のミキシング波が２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２の周波数に現われる。
　これにより、２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２の周波数に現われているミキシング波の成分と、リニアライザー回路１３によって信号路３－１に発生された相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）とが信号路３－１上でベクトル合成され、その合成成分が合成器１５に出力される。
　信号路３－１上でベクトル合成された合成成分の調整は、差周波信号（ｆ２－ｆ１）のインピーダンスを調整することで行うことができるので、上記実施の形態１における図１の相互変調歪調整回路９と同様に、相互変調歪調整回路９－１が、差周波信号（ｆ２－ｆ１）のインピーダンスを調整する。
　相互変調歪調整回路９－１は、図１の相互変調歪調整回路９と同様に、例えば、インダクタンスやコンデンサなどから構成され、そのインダクタンスやコンデンサなどを調整することで、差周波信号（ｆ２－ｆ１）のインピーダンスを調整するが、相互変調歪調整回路９－１の前段に接続されているローパス回路８－１が、通常、周波数が数ＧＨｚ以上のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）の通過を阻止しているので、自己共振周波数が低い安価なインダクタンスやコンデンサを用いて、相互変調歪調整回路９－１を構成しても、相互変調歪調整回路９－１の特性がＲＦ特性に影響を与えることがない。
　また、信号路３－２と相互変調歪調整回路９－２の間には、ローパス回路８－２が装荷されているため、第２のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）と相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）については、信号路３－２から相互変調歪調整回路９－２側を見たインピーダンスが開放となり、第２のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）、相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）や２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）が相互変調歪調整回路９－２側に漏れ出ることはない。
　一方、差周波信号（ｆ２－ｆ１）については、ローパス回路８－２を通過して相互変調歪調整回路９－２に到達する。
　ローパス回路８－２を通過して相互変調歪調整回路９－２に到達した差周波信号（ｆ２－ｆ１）は、相互変調歪調整回路９－２によって反射されて、再びローパス回路８－２を通過し、リニアライザー回路１３に戻る。
　差周波信号（ｆ２－ｆ１）がリニアライザー回路１３に戻ることで、リニアライザー回路１３のミキシング効果により、第２のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）と差周波信号（ｆ２－ｆ１）のミキシング波が２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２の周波数に現われる。
　これにより、２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２の周波数に現われているミキシング波の成分と、リニアライザー回路１３によって信号路３－２に発生された相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）とが信号路３－２上でベクトル合成され、その合成成分が１８０度線路１４に出力される。
　信号路３－２上でベクトル合成された合成成分の調整は、差周波信号（ｆ２－ｆ１）のインピーダンスを調整することで行うことができるので、上記実施の形態１における図１の相互変調歪調整回路９と同様に、相互変調歪調整回路９－２が、差周波信号（ｆ２－ｆ１）のインピーダンスを調整する。
　相互変調歪調整回路９－２は、図１の相互変調歪調整回路９と同様に、例えば、インダクタンスやコンデンサなどから構成され、そのインダクタンスやコンデンサなどを調整することで、差周波信号（ｆ２－ｆ１）のインピーダンスを調整するが、相互変調歪調整回路９－２の前段に接続されているローパス回路８－２が、通常、周波数が数ＧＨｚ以上のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）の通過を阻止しているので、自己共振周波数が低い安価なインダクタンスやコンデンサを用いて、相互変調歪調整回路９－２を構成しても、相互変調歪調整回路９－２の特性がＲＦ特性に影響を与えることがない。
　１８０度線路１４は、信号路３－２に現われている第２のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）、差周波信号（ｆ２－ｆ１）、２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）、ベクトル合成された合成成分（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）のうち、ＤＣカット用コンデンサ５を通過してきた信号（差周波信号（ｆ２－ｆ１）はＤＣカット用コンデンサ５を通過できない）の位相を１８０度移相する。
　合成器１５は、信号路３－１に現われている第１のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）、差周波信号（ｆ２－ｆ１）、２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）、ベクトル合成された合成成分（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）のうち、ＤＣカット用コンデンサ５を通過してきた信号（差周波信号（ｆ２－ｆ１）はＤＣカット用コンデンサ５を通過できない）と、１８０度線路１４により１８０度移相された信号とを合成することで差動信号を単相信号に変換し、その単相信号を出力端子２に出力する。
　上記実施の形態１～３では、図３に示すように、リニアライザー回路７のダイオード７ｂをグランドに接続しているが、このグランドを実際の回路で作成するには、ダイオード７ｂを実装する際にスルーホールを形成する必要があり、そのスルーホールの寄生インダクタが問題になる。
　これに対して、この実施の形態４では、入力端子１から入力された２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）を差動信号に変換しているので、リニアライザー回路１３のダイオード１３ｂの中心に仮想ＧＮＤを形成することができるため、ダイオード１３ｂを実装する際にスルーホールを形成する必要がなくなり、スルーホールの寄生インダクタの影響を回避することができる。
　したがって、この実施の形態４によれば、上記実施の形態１～３と同様の効果が得られる他に、上記実施の形態１～３の歪補償回路と比べて、寄生成分の影響を受け難くなり、より高い周波数でもリニアライザー回路１３を動作させることができる効果が得られる。
　この実施の形態４では、ローパス回路８－１，８－２と相互変調歪調整回路９－１，９－２がリニアライザー回路１３の後段に接続されている例を示しているが、ＤＣカット用コンデンサ４とＤＣカット用コンデンサ５の間であれば、ローパス回路８－１，８－２と相互変調歪調整回路９－１，９－２がリニアライザー回路１３の前段に接続されていてもよい。
　また、ＤＣカット用コンデンサ４と１８０度線路１２の位置を入れ替えてもよい。同様に、ＤＣカット用コンデンサ５と１８０度線路１４の位置を入れ替えてもよい。
実施の形態５．
　図５はこの発明の実施の形態５による歪補償回路を示す構成図であり、図５において、図４と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　第１の高調波インピーダンス調整回路である高調波インピーダンス調整回路１０－１は一端が信号路３－１に接続されている高調波用オープンスタブ１０ａから構成されており、リニアライザー回路１３で生じている第１のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）の２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）を反射して、その２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）をリニアライザー回路１３に戻すことで、信号路３－１に現われる相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）を調整する回路である。
　また、高調波インピーダンス調整回路１０－１は信号路３－１に現われる相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）が増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）のインピーダンスを調整する。
　第２の高調波インピーダンス調整回路である高調波インピーダンス調整回路１０－２は一端が信号路３－２に接続されている高調波用オープンスタブ１０ａから構成されており、リニアライザー回路１３で生じている第２のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）の２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）を反射して、その２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）をリニアライザー回路１３に戻すことで、信号路３－２に現われる相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）を調整する回路である。
　また、高調波インピーダンス調整回路１０－２は信号路３－２に現われる相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）が増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）のインピーダンスを調整する。
　この実施の形態５では、高調波インピーダンス調整回路１０－１，１－２が２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）のインピーダンスを調整する例を説明するが、これは一例に過ぎず、例えば、３次高調波（３ｆ１，３ｆ２）のインピーダンスを調整することで、信号路３－１，３－２に現われる３次高調波に係る相互変調歪を調整するようにしてもよい。
　次に動作について説明する。
　図５の歪補償回路は、図４の歪補償回路に対して高調波インピーダンス調整回路１０－１，１０－２を追加している。
　リニアライザー回路１３の特性は非線形特性であるため、第１のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）と第２のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）の入力に伴って、差周波信号（ｆ２－ｆ１）、相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）や２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）などが発生し、リニアライザー回路１３の出力側には、２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）、差周波信号（ｆ２－ｆ１）、相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）や２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）などが現れる。
　上記実施の形態４では、相互変調歪調整回路９－１，９－２が、信号路３－１，３－２上でベクトル合成された合成成分（合成波）が、増幅器で発生する相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）と逆特性になるように、差周波信号（ｆ２－ｆ１）のインピーダンスを調整することで、増幅器で発生する相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）を補償しているが、この実施の形態５では、更に、高調波インピーダンス調整回路１０－１，１０－２が、２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）のインピーダンスを調整することで、増幅器で発生する相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）の補償精度を高めるようにする。
　即ち、高調波インピーダンス調整回路１０－１は、リニアライザー回路１３で生じている２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）を反射して、その２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）がリニアライザー回路１３に戻るように作用する。
　２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）がリニアライザー回路１３に戻ることで、リニアライザー回路１３のミキシング効果により、２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）と２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）のミキシング波が２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２の周波数に現われる。
　これにより、２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２の周波数に現われているミキシング波の成分と、リニアライザー回路１３により発生された相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）とが信号路３－１上でベクトル合成され、その合成成分が合成器１５に出力される。
　また、高調波インピーダンス調整回路１０－２は、リニアライザー回路１３で生じている２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）を反射して、その２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）がリニアライザー回路１３に戻るように作用する。
　２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）がリニアライザー回路１３に戻ることで、リニアライザー回路１３のミキシング効果により、２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）と２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）のミキシング波が２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２の周波数に現われる。
　これにより、２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２の周波数に現われているミキシング波の成分と、リニアライザー回路１３により発生された相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）とが信号路３－２上でベクトル合成され、その合成成分が１８０度線路１４に出力される。
　信号路３－１，３－２上でベクトル合成された合成成分の調整は、相互変調歪調整回路９－１，９－２が、差周波信号（ｆ２－ｆ１）のインピーダンスを調整することで行うことができるとともに、高調波インピーダンス調整回路１０－１，１０－２が、２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）のインピーダンスを調整することで行うことができるので、出力端子２の後段に増幅器が接続される場合には、信号路３－１，３－２上でベクトル合成された合成成分が増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、差周波信号（ｆ２－ｆ１）のインピーダンス及び２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）のインピーダンスを調整する。
　一方、入力端子１の前段に増幅器が接続される場合には、入力端子１から入力された増幅器で発生している相互変調歪が、ベクトル合成された合成成分によって打ち消されるように、差周波信号（ｆ２－ｆ１）のインピーダンス及び２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）のインピーダンスを調整する。
　よって、高調波インピーダンス調整回路１０－１，１０－２を設けることで、相互変調歪調整回路９－１，９－２だけでインピーダンスを調整する場合よりも、増幅器で発生する相互変調歪の補償精度を高めることができる効果が得られる。
実施の形態６．
　図６この発明の実施の形態６による歪補償回路を示す構成図であり、図６において、図４と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　リニアライザー回路１３－１，１３－２は、図４のリニアライザー回路１３と同様の回路であり、第１のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）と第２のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）の入力に伴って、差周波信号（ｆ２－ｆ１）や相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）などを発生する回路である。
　この実施の形態６の歪補償回路は、上記実施の形態４における図４の歪補償回路と比べて、リニアライザー回路１３が多段に接続されている点で相違しているが、基本的な動作は同じである。
　リニアライザー回路１３を多段に接続することで、増幅器で発生する相互変調歪と逆特性の相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）を高精度に作ることができるようになり、さらに、増幅器で発生する相互変調歪の補償精度を高めることができる。
　図６では、実装しているリニアライザー回路１３が２段構成であるが、３段以上の構成であってもよい。
　また、リニアライザー回路１３だけでなく、ローパス回路８－１，８－２や相互変調歪調整回路９－１，９－２についても、多段に接続するようにしてもよい。
実施の形態７．
　図７この発明の実施の形態７による歪補償回路を示す構成図であり、図７において、図４と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　相互変調歪調整回路１６はローパス回路８－１とローパス回路８－２の間に接続され、ローパス回路８－１を通過してきた差周波信号（ｆ２－ｆ１）を反射して、その差周波信号（ｆ２－ｆ１）をリニアライザー回路１３に戻すとともに、ローパス回路８－２を通過してきた差周波信号（ｆ２－ｆ１）を反射して、その差周波信号（ｆ２－ｆ１）をリニアライザー回路１３に戻すことで、信号路３－１，３－２に現われる相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）を調整する回路である。
　相互変調歪調整回路１６はインダクタ１６ａとコンデンサ１６ｂから構成されている。
　次に動作について説明する。
　図７の歪補償回路の基本的な動作は、上記実施の形態４における図４の歪補償回路と同様である。
　ただし、図７の歪補償回路では、相互変調歪調整回路１６をローパス回路８－１とローパス回路８－２の間に接続しているので、相互変調歪調整回路１６内に仮想ＧＮＤが形成される。
　このため、相互変調歪調整回路１６を実装する際に、図４の歪補償回路のように、相互変調歪調整回路９－１，９－２をグランドに接続するためのスルーホールを形成する必要がなくなり、スルーホールの寄生インダクタの影響を回避することができる。
　したがって、この実施の形態７によれば、上記実施の形態４の歪補償回路と比べて、寄生成分の影響を受け難くなり、より高い周波数でもリニアライザー回路１３を動作させることができる。
実施の形態８．
　図８この発明の実施の形態８による歪補償回路を示す構成図であり、図８において、図５及び図７と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　次に動作について説明する。
　図８の歪補償回路は、図７の歪補償回路に対して高調波インピーダンス調整回路１０－１，１０－２を追加している。
　リニアライザー回路１３の特性は非線形特性であるため、１８０度移相後のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）である第１のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）と、分配器１１から信号路３－２に出力されたＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）である第２のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）の入力に伴って、差周波信号（ｆ２－ｆ１）、相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）や２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）などが発生し、信号路３－１には、第１のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）、差周波信号（ｆ２－ｆ１）、相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）や２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）などが現れ、信号路３－２には、第２のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）、差周波信号（ｆ２－ｆ１）、相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）や２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）などが現れる。
　高調波インピーダンス調整回路１０－１は、リニアライザー回路１３で生じている２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）を反射して、その２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）がリニアライザー回路１３に戻るように作用する。
　２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）がリニアライザー回路１３に戻ることで、リニアライザー回路１３のミキシング効果により、２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）と２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）のミキシング波が２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２の周波数に現われる。
　これにより、２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２の周波数に現われているミキシング波の成分と、リニアライザー回路１３により発生された相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）とが信号路３－１上でベクトル合成され、その合成成分が合成器１５に出力される。
　また、高調波インピーダンス調整回路１０－２は、リニアライザー回路１３で生じている２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）を反射して、その２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）がリニアライザー回路１３に戻るように作用する。
　２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）がリニアライザー回路１３に戻ることで、リニアライザー回路１３のミキシング効果により、２波のＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）と２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）のミキシング波が２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２の周波数に現われる。
　これにより、２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２の周波数に現われているミキシング波の成分と、リニアライザー回路１３により発生された相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）とが信号路３－２上でベクトル合成され、その合成成分が１８０度線路１４に出力される。
　信号路３－１，３－２上でベクトル合成された合成成分の調整は、相互変調歪調整回路１６が、差周波信号（ｆ２－ｆ１）のインピーダンスを調整することで行うことができるとともに、高調波インピーダンス調整回路１０－１，１０－２が、２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）のインピーダンスを調整することで行うことができるので、出力端子２の後段に増幅器が接続される場合には、信号路３－１，３－２上でベクトル合成された合成成分が増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、差周波信号（ｆ２－ｆ１）のインピーダンス及び２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）のインピーダンスを調整する。
　一方、入力端子１の前段に増幅器が接続される場合には、入力端子１から入力された増幅器で発生している相互変調歪が、ベクトル合成された合成成分によって打ち消されるように、差周波信号（ｆ２－ｆ１）のインピーダンス及び２次高調波（２ｆ１，２ｆ２）のインピーダンスを調整する。
　よって、高調波インピーダンス調整回路１０－１，１０－２を設けることで、相互変調歪調整回路１６だけでインピーダンスを調整する場合よりも、増幅器で発生する相互変調歪の補償精度を高めることができる効果が得られる。
実施の形態９．
　上記実施の形態３～８では、ローパス回路８が伝送線路８ａ及びオープンスタブ８ｂから構成されているものを示したが（図９（ａ）を参照）、図９（ｂ）に示すように、ローパス回路８が高周波用インダクタ８ｃ及び高周波用コンデンサ８ｄから構成されていてもよい。
　ただし、この場合、高周波用インダクタ８ｃ及び高周波用コンデンサ８ｄの自己共振周波数が、ＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）の周波数より高いものを使用する必要がある。
　なお、ローパス回路８を構成する際は、図９（ａ）の回路と図９（ｂ）の回路を多段で構成するようにしてもよい。
実施の形態１０．
　上記実施の形態３～８では、相互変調歪調整回路９，１６が低周波用インダクタ９ａ及び低周波用コンデンサ９ｂから構成されているものを示したが（図１０（ａ）を参照）、低周波でインピーダンスを変えられるものであればよく（信号路３に現われる相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）を調整することが可能な回路）、例えば、相互変調歪調整回路９，１６は、図１０（ｂ）～（ｈ）に示すような回路であってもよい。
　図１０において、９ｃは低周波用抵抗である。
実施の形態１１．
　実施の形態５，８では、高調波インピーダンス調整回路１０が高調波用オープンスタブ１０ａから構成されているものを示したが（図１１（ａ）を参照）、ＲＦ信号（ｆ１，ｆ２）の周波数の２倍波や３倍波でインピーダンスを調整できる回路であればよい。
　図１１は高調波インピーダンス調整回路１０の一例を示す構成図であり、例えば、図１１（ａ）及び図１１（ｂ）に示す高調波インピーダンス調整回路１０であれば、例えば、２倍波で短絡になるように素子値を決定する。
　通常、高調波でのインピーダンスを調整すると、基本波でのインピーダンスも変化してしまうが、図１１（ｃ）～（ｈ）の高調波インピーダンス調整回路１０では、基本波におけるリアクタンス成分を打ち消すために、伝送線路１０ｃ又は高調波用インダクタンス１０ｄを装荷している。これにより、基本波のインピーダンスを変更せずに高調波のインピーダンスを調整することが可能である。なお、１０ｂはＤＣカット用の高周波用コンデンサである。
実施の形態１２．
　上記実施の形態１～１１では、相互変調歪調整回路９，９－１，９－２，１６が、リアクタンスが固定のリアクタンス素子（例えば、低周波用インダクタ９ａ、低周波用コンデンサ９ｂなど）によって構成されているものを示しているが、相互変調歪調整回路９，９－１，９－２，１６が、リアクタンスが可変のリアクタンス素子によって構成されているようにしてもよい。
　図１２はこの発明の実施の形態１２による歪補償回路を示す構成図であり、図１２において、図４～６と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　相互変調歪調整回路２１－１は、相互変調歪調整回路９－１に相当する回路である。ただし、相互変調歪調整回路９－１と異なり、リアクタンスが可変のリアクタンス素子（可変インダクタ２１ａ、可変コンデンサ２１ｂ）によって構成されている。
　相互変調歪調整回路２１－２は、相互変調歪調整回路９－２に相当する回路である。ただし、相互変調歪調整回路９－２と異なり、リアクタンスが可変のリアクタンス素子（可変インダクタ２１ａ、可変コンデンサ２１ｂ）によって構成されている。
　調整回路制御器２２は例えばマイコンなどで構成されており、入力端子１から入力される２波のＲＦ信号（周波数ｆ１のＲＦ信号、周波数ｆ２のＲＦ信号）に関する周波数（例えば、動作周波数、信号帯域、離調周波数）の情報にしたがって相互変調歪調整回路２１－１，２１－２の可変インダクタ２１ａ及び可変コンデンサ２１ｂのリアクタンスを制御する。
　ここでは、図４～６の歪補償回路の相互変調歪調整回路９－１，９－２を相互変調歪調整回路２１－１，２１－２に代えて、調整回路制御器２２を適用している例を示しているが、図１～３の歪補償回路の相互変調歪調整回路９を相互変調歪調整回路２１－１に代えて、調整回路制御器２２を適用するようにしてもよい。
　また、図７，８の歪補償回路の相互変調歪調整回路１６を相互変調歪調整回路２１－１に代えて、調整回路制御器２２を適用するようにしてもよい。
　次に動作について説明する。
　図１４の歪補償回路の基本的な動作は、上記実施の形態４における図４の歪補償回路と同様である。
　以下、図４の歪補償回路と相違する部分を説明する。
　調整回路制御器２２は、入力端子１から入力される２波のＲＦ信号（周波数ｆ１のＲＦ信号、周波数ｆ２のＲＦ信号）に関する周波数（例えば、動作周波数、信号帯域、離調周波数）の情報を入力する。
　２波のＲＦ信号に関する周波数の情報は、例えば、２波のＲＦ信号を取り扱うモデムなどの信号生成装置から入手する。
　調整回路制御器２２は、２波のＲＦ信号に関する周波数の情報として、例えば、２波のＲＦ信号の離調周波数（ｆ２－ｆ１）を示す情報を入力すると、その離調周波数（ｆ２－ｆ１）が広くなるほど、相互変調歪調整回路２１－１，２１－２のインダクタンスが小さくなるように、可変インダクタ２１ａ及び可変コンデンサ２１ｂのリアクタンスを制御する。
　ここで、図１３は相互変調歪調整回路２１－１，２１－２による相互変調歪の補償特性の一例を示す説明図である。
　図１３の例では、離調周波数（ｆ２－ｆ１）が広くなるほど、可変インダクタ２１ａのインダクタンスを小さくすることで、増幅器で発生する相互変調歪の補償精度が高められる様子を示している。
　図１３の例では、離調周波数（ｆ２－ｆ１）が広くなるほど、可変インダクタ２１ａのインダクタンスを小さくしているが、離調周波数（ｆ２－ｆ１）が広くなるほど、可変コンデンサ２１ｂの容量を小さくすることで、増幅器で発生する相互変調歪の補償精度を高めるようにしてもよい。
　相互変調歪調整回路２１－１，２１－２は、図４～６の相互変調歪調整回路９－１，９－２と同様に、ローパス回路８－１，８－２を通過してきた差周波信号（ｆ２－ｆ１）を反射して、その差周波信号（ｆ２－ｆ１）をリニアライザー回路１３に戻すことで、信号路３－１，３－２に現われる相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）を調整するが、図４～６の相互変調歪調整回路９－１，９－２と異なり、調整回路制御器２２によってリアクタンスが概ね最適値に調整されているので、増幅器で発生する相互変調歪と逆特性の相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）を高精度に作ることができるようになる。その結果、図４～６の相互変調歪調整回路９－１，９－２よりも、増幅器で発生する相互変調歪を高精度で補償することができる。
　この実施の形態１２では、調整回路制御器２２が、２波のＲＦ信号の離調周波数（ｆ２－ｆ１）を示す情報を入力すると、その離調周波数（ｆ２－ｆ１）が広くなるほど、相互変調歪調整回路２１－１，２１－２のインダクタンスが小さくなるように、可変インダクタ２１ａ及び可変コンデンサ２１ｂのリアクタンスを制御する例を示しているが、調整回路制御器２２が、２波のＲＦ信号の信号帯域を示す情報を入力すると、その信号帯域が広くなるほど、相互変調歪調整回路２１－１，２１－２のインダクタンスが小さくなるように、可変インダクタ２１ａ及び可変コンデンサ２１ｂのリアクタンスを制御しても、増幅器で発生する相互変調歪の補償精度を高めることができる。
　また、調整回路制御器２２が、２波のＲＦ信号の動作周波数（ｆ１，ｆ２）を示す情報を入力すると、例えば、その動作周波数（ｆ１，ｆ２）の中心周波数の高低にしたがって相互変調歪調整回路２１－１，２１－２のインダクタンスを制御するようにしてもよく、増幅器で発生する相互変調歪の補償精度を高めることができる。
実施の形態１３．
　上記実施の形態１２では、相互変調歪調整回路２１－１，２１－２が、リアクタンスが可変のリアクタンス素子（可変インダクタ２１ａ、可変コンデンサ２１ｂ）によって構成されているものを示したが、この実施の形態１３では、相互変調歪調整回路２１－１，２１－２が、リアクタンスが固定の複数のリアクタンス素子と、複数のリアクタンス素子間の接続状態を切り替える複数の切替スイッチとから構成されているものについて説明する。
　図１４はリアクタンスが固定の複数のリアクタンス素子と複数の切替スイッチとからなる相互変調歪調整回路２１－１，２１－２の一例を示す構成図である。
　図１４において、インダクタ３１はインダクタンスがＬ１である固定のリアクタンス素子である。
　インダクタ３２はインダクタンスがＬ２である固定のリアクタンス素子である。ただし、Ｌ１＜Ｌ２である。
　コンデンサ３３は容量がＣ１である固定のリアクタンス素子である。
　コンデンサ３４は容量がＣ２である固定のリアクタンス素子である。
　コンデンサ３５は容量がＣ３である固定のリアクタンス素子である。
　コンデンサ３６は容量がＣ４である固定のリアクタンス素子である。ただし、Ｃ１＜Ｃ２＜Ｃ３＜Ｃ４である。
　ＳＰＤＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｄｏｕｂｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）スイッチ５１は調整回路制御器６０の制御の下、ローパス回路８－１（または８－２）の他端をインダクタ３１又は信号路４１に接続する切替スイッチである。
　ＳＰＤＴスイッチ５２は調整回路制御器６０の制御の下、インダクタ３１又は信号路４１を信号路４２に接続する切替スイッチである。
　ＳＰＤＴスイッチ５３は調整回路制御器６０の制御の下、信号路４２をインダクタ３２又は信号路４３に接続する切替スイッチである。
　ＳＰＤＴスイッチ５４は調整回路制御器６０の制御の下、インダクタ３２又は信号路４３を信号路４４に接続する切替スイッチである。
　ＳＰＤＴスイッチ５５は調整回路制御器６０の制御の下、信号路４４をコンデンサ３３又はコンデンサ３４に接続する切替スイッチである。
　ＳＰＤＴスイッチ５６は調整回路制御器６０の制御の下、信号路４４をコンデンサ３５又はコンデンサ３６に接続する切替スイッチである。
　調整回路制御器６０は例えばマイコンなどで構成されており、入力端子１から入力される２波のＲＦ信号（周波数ｆ１のＲＦ信号、周波数ｆ２のＲＦ信号）に関する周波数（例えば、動作周波数、信号帯域、離調周波数）の情報にしたがって相互変調歪調整回路２１－１，２１－２のＳＰＤＴスイッチ５１～５６の切り替えを制御することで、相互変調歪調整回路２１－１，２１－２のリアクタンスを制御する。
　この実施の形態１３では、図４～６の歪補償回路の相互変調歪調整回路９－１，９－２を図１４の相互変調歪調整回路２１－１，２１－２に代えて、調整回路制御器６０を適用するものとする。
　ただし、これに限るものではなく、図１～３の歪補償回路の相互変調歪調整回路９を図１４の相互変調歪調整回路２１－１に代えて、調整回路制御器６０を適用するようにしてもよいし、図７，８の歪補償回路の相互変調歪調整回路１６を図１４の相互変調歪調整回路２１－１に代えて、調整回路制御器６０を適用するようにしてもよい。
　次に動作について説明する。
　相互変調歪調整回路２１－１，２１－２及び調整回路制御器６０以外の処理内容は上記実施の形態１２と同様であるため、ここでは、相互変調歪調整回路２１－１，２１－２及び調整回路制御器６０の処理内容を説明する。
　調整回路制御器６０は、入力端子１から入力される２波のＲＦ信号（周波数ｆ１のＲＦ信号、周波数ｆ２のＲＦ信号）に関する周波数（例えば、動作周波数、信号帯域、離調周波数）の情報を入力する。
　２波のＲＦ信号に関する周波数の情報は、例えば、２波のＲＦ信号を取り扱うモデムなどの信号生成装置から入手する。
　調整回路制御器６０は、予め、２波のＲＦ信号に関する周波数（例えば、動作周波数、信号帯域、離調周波数）と、増幅器で発生する相互変調歪と逆特性の相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）を得るために必要なリアクタンスとの対応関係を保持している。具体的には、例えば、離調周波数（ｆ２－ｆ１）（あるいは、動作周波数、信号帯域）毎に、逆特性の相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）を得ることが可能なインダクタ３１～３２及びコンデンサ３３～３６の組み合わせ（ＳＰＤＴスイッチ５１～５６の接続状態）をテーブルに記録している。
　調整回路制御器６０は、２波のＲＦ信号に関する周波数の情報として、例えば、２波のＲＦ信号の離調周波数（ｆ２－ｆ１）を示す情報を入力すると、上記のテーブルを参照して、その離調周波数（ｆ２－ｆ１）が広くなるほど、相互変調歪調整回路２１－１，２１－２のインダクタンスが小さくなるように、ＳＰＤＴスイッチ５１～５６の切り替えを制御する。
　具体的には、ＳＰＤＴスイッチ５１～５６の接続状態が、図１４に示すように、ローパス回路８－１（または８－２）の他端に対して、インダクタ３１，３２が直列に接続され、かつ、インダクタ３２に対してコンデンサ３３，３５が接続されているとき、例えば、２波のＲＦ信号の離調周波数（ｆ２－ｆ１）を示す情報が、前回の制御時より広くなっている旨を示しており、現在の離調周波数（ｆ２－ｆ１）に対応するインダクタ３１～３２及びコンデンサ３３～３６の組み合わせ（ＳＰＤＴスイッチ５１～５６の接続状態）が、インダクタ３２とコンデンサ３４，３６であれば、ローパス回路８－１（または８－２）の他端に対して、インダクタ３２が直列に接続され、かつ、インダクタ３２に対してコンデンサ３４，３６が接続されるように、ＳＰＤＴスイッチ５１～５６の接続状態を切り替える。
　相互変調歪調整回路２１－１，２１－２は、図４～６の相互変調歪調整回路９－１，９－２と同様に、ローパス回路８－１，８－２を通過してきた差周波信号（ｆ２－ｆ１）を反射して、その差周波信号（ｆ２－ｆ１）をリニアライザー回路１３に戻すことで、信号路３－１，３－２に現われる相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）を調整するが、図４～６の相互変調歪調整回路９－１，９－２と異なり、調整回路制御器６０によってリアクタンスが概ね最適値に調整されているので、増幅器で発生する相互変調歪と逆特性の相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）を高精度に作ることができるようになる。その結果、図４～６の相互変調歪調整回路９－１，９－２よりも、増幅器で発生する相互変調歪を高精度で補償することができる。
　この実施の形態１３では、調整回路制御器６０が、２波のＲＦ信号の離調周波数（ｆ２－ｆ１）を示す情報を入力すると、その離調周波数（ｆ２－ｆ１）が広くなるほど、相互変調歪調整回路２１－１，２１－２のインダクタンスが小さくなるように、ＳＰＤＴスイッチ５１～５６の切り替えを制御する例を示しているが、調整回路制御器６０が、２波のＲＦ信号の信号帯域を示す情報を入力すると、その信号帯域が広くなるほど、相互変調歪調整回路２１－１，２１－２のインダクタンスが小さくなるように、ＳＰＤＴスイッチ５１～５６の切り替えを制御しても、増幅器で発生する相互変調歪の補償精度を高めることができる。
　また、調整回路制御器６０が、２波のＲＦ信号の動作周波数（ｆ１，ｆ２）を示す情報を入力すると、例えば、その動作周波数（ｆ１，ｆ２）の中心周波数の高低にしたがってＳＰＤＴスイッチ５１～５６の切り替えを制御するようにしてもよく、増幅器で発生する相互変調歪の補償精度を高めることができる。
実施の形態１４．
　上記実施の形態１３では、調整回路制御器６０が、相互変調歪調整回路２１－１，２１－２のインダクタンスのうち、誘導成分と容量成分の双方を変更することが可能な構成を説明したが、誘導成分又は容量成分のいずれかを変更することで、増幅器で発生する相互変調歪を補償するものであってもよい。
　図１５はリアクタンスが固定の複数のリアクタンス素子と複数の切替スイッチとからなる相互変調歪調整回路２１－１，２１－２の一例を示す構成図である。
　図１５（ａ）は、インダクタ３１に対するコンデンサ３３～３６の接続を切り替えることで、容量成分を変更する構成例である。図１５（ａ）では、インダクタ３１を実装しているが、誘導成分が不要な場合は、インダクタ３１を削除することができる。
　図１５（ｂ）は、ローパス回路８－１（または８－２）の他端に対して、直列に接続するインダクタ３１，３２を切り替えることで、誘導成分を変更する構成例である。図１５（ｂ）では、コンデンサ３３をＤＣカット用のコンデンサとして残している。
実施の形態１５．
　上記実施の形態１～１１では、ローパス回路８（または８－１，８－２）と相互変調歪調整回路９（または９－１，９－２，１６）とが直列に接続されているものを示したが、ローパス回路８（または８－１，８－２）と相互変調歪調整回路９（または９－１，９－２，１６）の間にバンドパスフィルタを接続するとともに、その相互変調歪調整回路９（または９－１，９－２，１６）とバンドパスフィルタの組を複数設けるようにしてもよい。
　図１６はこの発明の実施の形態１５による歪補償回路を示す構成図であり、図１６において、図４～６と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　相互変調歪調整回路９－３は、相互変調歪調整回路９－１と同様に、ローパス回路８－１の他端とグランドの間に接続され、ローパス回路８－１を通過してきた差周波信号（ｆ２－ｆ１）を反射して、その差周波信号（ｆ２－ｆ１）をリニアライザー回路１３に戻すことで、信号路３－１に現われる相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）を調整する回路である。
　相互変調歪調整回路９－４は、相互変調歪調整回路９－２と同様に、ローパス回路８－２の他端とグランドの間に接続され、ローパス回路８－２を通過してきた差周波信号（ｆ２－ｆ１）を反射して、その差周波信号（ｆ２－ｆ１）をリニアライザー回路１３に戻すことで、信号路３－２に現われる相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）を調整する回路である。
　バンドパスフィルタ７０－１はローパス回路８－１と相互変調歪調整回路９－１の間に接続され、ローパス回路８－１を通過してきた差周波信号（ｆ２－ｆ１）を通過させる第１のバンドパスフィルタである。
　バンドパスフィルタ７０－３はローパス回路８－１と相互変調歪調整回路９－３の間に接続され、ローパス回路８－１を通過してきた差周波信号（ｆ２－ｆ１）を通過させる第１のバンドパスフィルタである。
　バンドパスフィルタ７０－１，７－３は、共に第１のバンドパスフィルタを構成しているが、中心周波数が互いに異なっている。
　バンドパスフィルタ７０－２はローパス回路８－２と相互変調歪調整回路９－２の間に接続され、ローパス回路８－２を通過してきた差周波信号（ｆ２－ｆ１）を通過させる第２のバンドパスフィルタである。
　バンドパスフィルタ７０－４はローパス回路８－２と相互変調歪調整回路９－４の間に接続され、ローパス回路８－２を通過してきた差周波信号（ｆ２－ｆ１）を通過させる第２のバンドパスフィルタである。
　バンドパスフィルタ７０－２，７－４は、共に第２のバンドパスフィルタを構成しているが、中心周波数が互いに異なっている。
　次に動作について説明する。
　図１６の歪補償回路の基本的な動作は、上記実施の形態４における図４の歪補償回路と同様である。
　ただし、第１の相互変調歪調整回路として、相互変調歪調整回路９－１，９－３を設けるとともに、第２の相互変調歪調整回路として、相互変調歪調整回路９－２，９－４を設けている。また、ローパス回路８－１と相互変調歪調整回路９－１，９－３の間にバンドパスフィルタ７０－１，７－３を設けるとともに、ローパス回路８－２と相互変調歪調整回路９－２，９－４の間にバンドパスフィルタ７０－２，７－４を設けている点で、上記実施の形態４における図４の歪補償回路と構成上相違している。
　この実施の形態１５では、バンドパスフィルタ７０－１，７－３の中心周波数が互いに異なり、バンドパスフィルタ７０－２，７０－４の中心周波数が互いに異なっている。
　例えば、ローパス回路８－１，８－２が５００ＭＨｚ以下の差周波信号（ｆ２－ｆ１）を通過させる構成であるとき、バンドパスフィルタ７０－１，７－２の中心周波数が５０ＭＨｚ、バンドパスフィルタ７０－３，７－４の中心周波数が１００ＭＨｚに設定されているとすれば、ローパス回路８－１，８－２を通過してきた差周波信号（ｆ２－ｆ１）のうち、バンドパスフィルタ７０－１，７－３を通過する差周波信号（ｆ２－ｆ１）は、５０ＭＨｚ付近の信号となり、バンドパスフィルタ７０－２，７－４を通過する差周波信号（ｆ２－ｆ１）は、１００ＭＨｚ付近の信号となる。
　したがって、相互変調歪調整回路９－１，９－３のリアクタンスが５０ＭＨｚ付近の差周波信号（ｆ２－ｆ１）に対応するように調整され、相互変調歪調整回路９－２，９－４のリアクタンスが１００ＭＨｚ付近の差周波信号（ｆ２－ｆ１）に対応するように調整されていれば、相互変調歪調整回路９－１や相互変調歪調整回路９－２だけを設ける場合よりも広い帯域に亘って、増幅器で発生する相互変調歪と逆特性の相互変調歪（２ｆ２－ｆ１，２ｆ１－ｆ２）を高精度に生成することができるようになり、増幅器で発生する相互変調歪の補償精度を高めることができる。
　この実施の形態１５では、４つのバンドパスフィルタ７０－１～７０－４と相互変調歪調整回路９－１～９－４の組が装荷されている例を示しているが、より多くのバンドパスフィルタと相互変調歪調整回路の組を装荷するようにしてもよい。これにより、更に、広い帯域に亘って増幅器で発生する相互変調歪の補償精度を高めることができる。
　この実施の形態１５では、図４～６の歪補償回路に対して、バンドパスフィルタ７０－１～７０－４を適用する例を示しているが、図１～３の歪補償回路に対して、バンドパスフィルタ７０－１，７０－３を適用するようにしてもよく、同様の効果を奏することができる（図１７を参照）。
　また、図７，８の歪補償回路に対して、バンドパスフィルタ７０－１～７０－４を適用するようにしてもよく、同様の効果を奏することができる（図１８を参照）。図１８において、相互変調歪調整回路１６－１，１６－２は、相互変調歪調整回路１６に相当する回路である。
　また、この実施の形態１５では、ローパス回路８－１と相互変調歪調整回路９－１，９－３の間にバンドパスフィルタ７０－１，７０－３を接続するとともに、ローパス回路８－２と相互変調歪調整回路９－２，９－４の間にバンドパスフィルタ７０－２，７０－４を接続する例を示したが、相互変調歪調整回路９－１～９－４を図１２又は図１４に示す相互変調歪調整回路に代えて、調整回路制御器２２又は調整回路制御器６０を適用するようにしてもよく、同様の効果を奏することができる。
　なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
　この発明に係る歪補償回路は、複数の無線周波数信号及びリニアライザー回路により発生された相互変調歪の通過を阻止して、差周波の信号を通過させるローパス回路を信号路と相互変調歪調整回路の間に接続するように構成したので、自己共振周波数が低い安価なインダクタンスやコンデンサを用いて相互変調歪調整回路を構成しても、ＲＦ特性に影響を与えることなく信号路に現われる相互変調歪を調整することができ、増幅器で発生する相互変調歪を精度よく補償するのに適している。
　１　入力端子、２　出力端子、３　信号路、３－１　信号路（第１の信号路）、３－２　信号路（第２の信号路）、４，５　ＤＣカット用コンデンサ、６　ＤＣ端子、７　リニアライザー回路、７ａ　抵抗、７ｂ　ダイオード、８　ローパス回路、８－１　ローパス回路（第１のローパス回路）、８－２　ローパス回路（第２のローパス回路）、８ａ　伝送線路、８ｂ　オープンスタブ、８ｃ　高周波用インダクタ、８ｄ　高周波用コンデンサ、９　相互変調歪調整回路、９－１，９－３　相互変調歪調整回路（第１の相互変調歪調整回路）、９－２，９－４　相互変調歪調整回路（第２の相互変調歪調整回路）、９ａ　低周波用インダクタ、９ｂ　低周波用コンデンサ、９ｃ　低周波用抵抗、１０　高調波インピーダンス調整回路、１０－１　高調波インピーダンス調整回路（第１の高調波インピーダンス調整回路）、１０－２　高調波インピーダンス調整回路（第２の高調波インピーダンス調整回路）、１０ａ　高調波用オープンスタブ、１０ｂ　ＤＣカット用の高周波用コンデンサ、１０ｃ　伝送線路、１０ｄ　高調波用インダクタンス、１１　分配器（差動信号変換手段）、１２　１８０度線路（差動信号変換手段）、１３，１３－１，１３－２　リニアライザー回路、１３ａ　抵抗、１３ｂ　ダイオード、１３ｃ　抵抗、１４　１８０度線路（単相信号変換手段）、１５　合成器（単相信号変換手段）、１６，１６－１，１６－２　相互変調歪調整回路、１６ａ　インダクタ、１６ｂ　コンデンサ、２１－１，２１－２　相互変調歪調整回路、２１ａ　可変インダクタ（可変のリアクタンス素子）、２１ｂ　可変コンデンサ（可変のリアクタンス素子）、２２　調整回路制御器、３１，３２　インダクタ（固定のリアクタンス素子）、３３～３６　コンデンサ（固定のリアクタンス素子）、４１～４４　信号路、５１～５６　ＳＰＤＴスイッチ（切替スイッチ）、６０　調整回路制御器、７０－１，７－３　バンドパスフィルタ（第１のバンドパスフィルタ）、７０－２，７－４　バンドパスフィルタ（第２のバンドパスフィルタ）、１０１　入力端子、１０２　出力端子、１０３　歪発生回路、１０４　インピーダンス変換回路、１０５　インダクタンス、１０６　抵抗、１０７　コンデンサ。

Claims (24)

  1. 　信号路における入力端子の前段又は出力端子の後段に接続される増幅器で発生する相互変調歪と逆特性の相互変調歪を発生して、前記増幅器で発生する相互変調歪を補償する歪補償回路において、
    　前記信号路に挿入されており、前記入力端子から周波数が異なる複数の無線周波数信号が入力されると、前記複数の無線周波数信号の差周波の信号及び相互変調歪を発生させるリニアライザー回路と、
    　一端が前記信号路に接続されており、前記複数の無線周波数信号及び前記リニアライザー回路により発生された相互変調歪の通過を阻止して、前記差周波の信号を通過させるローパス回路と、
    　前記ローパス回路の他端とグランドの間に接続されており、前記ローパス回路を通過してきた前記差周波の信号を反射して、前記差周波の信号を前記リニアライザー回路に戻すことで、前記信号路に現われる相互変調歪を調整する相互変調歪調整回路とを備えたことを特徴とする歪補償回路。
  2. 　前記相互変調歪調整回路は、前記信号路に現われる相互変調歪が前記増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、前記差周波の信号のインピーダンスを調整することを特徴とする請求項１記載の歪補償回路。
  3. 　一端が前記信号路に接続されており、前記リニアライザー回路で生じている無線周波数信号の高調波成分を反射して、前記高調波成分を前記リニアライザー回路に戻すことで、前記信号路に現われる相互変調歪を調整する高調波インピーダンス調整回路を備え、
    　前記信号路に現われる相互変調歪が前記増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、前記高調波インピーダンス調整回路が、前記高調波成分のインピーダンスを調整することを特徴とする請求項１記載の歪補償回路。
  4. 　前記ローパス回路は、
    　一端が前記信号路に接続され、他端が前記相互変調歪調整回路に接続されている伝送線路と、
    　一端が前記伝送線路に接続されているオープンスタブとから構成されていることを特徴とする請求項１項記載の歪補償回路。
  5. 　第１及び第２の信号路からなる差動信号路における入力端子の前段又は出力端子の後段に接続される増幅器で発生する相互変調歪と逆特性の相互変調歪を発生して、前記増幅器で発生する相互変調歪を補償する歪補償回路において、
    　前記入力端子から入力された周波数が異なる複数の無線周波数信号をそれぞれ差動信号に変換して、前記差動信号を構成する第１の無線周波数信号を前記第１の信号路に出力するとともに、前記差動信号を構成する第２の無線周波数信号を前記第２の信号路に出力する差動信号変換手段と、
    　前記差動信号路に挿入されており、前記複数の第１の無線周波数信号の入力に伴って、前記複数の第１の無線周波数信号の差周波の信号及び相互変調歪を前記第１の信号路に発生させるとともに、前記複数の第２の無線周波数信号の入力に伴って、前記複数の第２の無線周波数信号の差周波の信号及び相互変調歪を前記第２の信号路に発生させるリニアライザー回路と、
    　一端が前記第１の信号路に接続されており、前記第１の無線周波数信号及び前記第１の信号路に発生している相互変調歪の通過を阻止して、前記第１の信号路に発生している差周波の信号を通過させる第１のローパス回路と、
    　一端が前記第２の信号路に接続されており、前記第２の無線周波数信号及び前記第２の信号路に発生している相互変調歪の通過を阻止して、前記第２の信号路に発生している差周波の信号を通過させる第２のローパス回路と、
    　前記第１のローパス回路の他端とグランドの間に接続され、前記第１のローパス回路を通過してきた差周波の信号を反射して、前記差周波の信号を前記リニアライザー回路に戻すことで、前記第１の信号路に現われる相互変調歪を調整する第１の相互変調歪調整回路と、
    　前記第２のローパス回路の他端とグランドの間に接続され、前記第２のローパス回路を通過してきた差周波の信号を反射して、前記差周波の信号を前記リニアライザー回路に戻すことで、前記第２の信号路に現われる相互変調歪を調整する第２の相互変調歪調整回路と、
    　前記第１及び第２の信号路を伝送されてきた差動信号を単相信号に変換する単相信号変換手段と
    　を備えたことを特徴とする歪補償回路。
  6. 　前記第１の相互変調歪調整回路は、前記第１の信号路に現われる相互変調歪が前記増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、前記第１の信号路に発生している差周波の信号のインピーダンスを調整し、
    　前記第２の相互変調歪調整回路は、前記第２の信号路に現われる相互変調歪が前記増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、前記第２の信号路に発生している差周波の信号のインピーダンスを調整することを特徴とする請求項５記載の歪補償回路。
  7. 　第１及び第２の信号路からなる差動信号路における入力端子の前段又は出力端子の後段に接続される増幅器で発生する相互変調歪と逆特性の相互変調歪を発生して、前記増幅器で発生する相互変調歪を補償する歪補償回路において、
    　前記入力端子から入力された周波数が異なる複数の無線周波数信号をそれぞれ差動信号に変換して、前記差動信号を構成する第１の無線周波数信号を前記第１の信号路に出力するとともに、前記差動信号を構成する第２の無線周波数信号を前記第２の信号路に出力する差動信号変換手段と、
    　前記差動信号路に挿入されており、前記複数の第１の無線周波数信号の入力に伴って、前記複数の第１の無線周波数信号の差周波の信号及び相互変調歪を前記第１の信号路に発生させるとともに、前記複数の第２の無線周波数信号の入力に伴って、前記複数の第２の無線周波数信号の差周波の信号及び相互変調歪を前記第２の信号路に発生させるリニアライザー回路と、
    　一端が前記第１の信号路に接続されており、前記第１の無線周波数信号及び前記第１の信号路に発生している相互変調歪の通過を阻止して、前記第１の信号路に発生している差周波の信号を通過させる第１のローパス回路と、
    　一端が前記第２の信号路に接続されており、前記第２の無線周波数信号及び前記第２の信号路に発生している相互変調歪の通過を阻止して、前記第２の信号路に発生している差周波の信号を通過させる第２のローパス回路と、
    　前記第１のローパス回路の他端と前記第２のローパス回路の他端との間に接続され、前記第１のローパス回路を通過してきた差周波の信号を反射して、当該差周波の信号を前記リニアライザー回路に戻すとともに、前記第２のローパス回路を通過してきた差周波の信号を反射して、当該差周波の信号を前記リニアライザー回路に戻すことで、前記第１及び第２の信号路に現われる相互変調歪を調整する相互変調歪調整回路と、
    　前記第１及び第２の信号路を伝送されてきた差動信号を単相信号に変換する単相信号変換手段と
    　を備えたことを特徴とする歪補償回路。
  8. 　前記相互変調歪調整回路は、前記第１及び第２の信号路に現われる相互変調歪が前記増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、前記第１及び第２の信号路に発生している差周波の信号のインピーダンスを調整することを特徴とする請求項７記載の歪補償回路。
  9. 　一端が前記第１の信号路に接続されており、前記第１の信号路に生じている第１の無線周波数信号の高調波成分を反射して、前記第１の無線周波数信号の高調波成分を前記リニアライザー回路に戻すことで、前記第１の信号路に現われる相互変調歪を調整する第１の高調波インピーダンス調整回路と、
    　一端が前記第２の信号路に接続されており、前記第２の信号路に生じている第２の無線周波数信号の高調波成分を反射して、前記第２の無線周波数信号の高調波成分を前記リニアライザー回路に戻すことで、前記第２の信号路に現われる相互変調歪を調整する第２の高調波インピーダンス調整回路とを備え、
    　前記第１及び第２の信号路に現われる相互変調歪の合成波が前記増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、前記第１及び第２の高調波インピーダンス調整回路が、前記第１及び第２の無線周波数信号の高調波成分のインピーダンスを調整することを特徴とする請求項５項記載の歪補償回路。
  10. 　一端が前記第１の信号路に接続されており、前記第１の信号路に生じている第１の無線周波数信号の高調波成分を反射して、前記第１の無線周波数信号の高調波成分を前記リニアライザー回路に戻すことで、前記第１の信号路に現われる相互変調歪を調整する第１の高調波インピーダンス調整回路と、
    　一端が前記第２の信号路に接続されており、前記第２の信号路に生じている第２の無線周波数信号の高調波成分を反射して、前記第２の無線周波数信号の高調波成分を前記リニアライザー回路に戻すことで、前記第２の信号路に現われる相互変調歪を調整する第２の高調波インピーダンス調整回路とを備え、
    　前記第１及び第２の信号路に現われる相互変調歪の合成波が前記増幅器で発生する相互変調歪と逆特性になるように、前記第１及び第２の高調波インピーダンス調整回路が、前記第１及び第２の無線周波数信号の高調波成分のインピーダンスを調整することを特徴とする請求項７項記載の歪補償回路。
  11. 　前記差動信号路に対して、前記リニアライザー回路が多段に接続されていることを特徴とする請求項５記載の歪補償回路。
  12. 　前記差動信号路に対して、前記リニアライザー回路が多段に接続されていることを特徴とする請求項７記載の歪補償回路。
  13. 　前記相互変調歪調整回路は、リアクタンスが可変の回路で構成されており、
    　前記入力端子から入力される複数の無線周波数信号に関する周波数の情報にしたがって前記相互変調歪調整回路のリアクタンスを制御する制御器を備えたことを特徴とする請求項１記載の歪補償回路。
  14. 　前記相互変調歪調整回路は、リアクタンスが可変の回路で構成されており、
    　前記入力端子から入力される複数の無線周波数信号に関する周波数の情報にしたがって前記相互変調歪調整回路のリアクタンスを制御する制御器を備えたことを特徴とする請求項７記載の歪補償回路。
  15. 　前記第１及び第２の相互変調歪調整回路は、リアクタンスが可変の回路で構成されており、
    　前記入力端子から入力される複数の無線周波数信号に関する周波数の情報にしたがって前記第１及び第２の相互変調歪調整回路のリアクタンスを制御する制御器を備えたことを特徴とする請求項５記載の歪補償回路。
  16. 　前記リアクタンスが可変の回路は、リアクタンスが可変のリアクタンス素子によって構成されており、
    　前記制御器は、前記入力端子から入力される複数の無線周波数信号に関する周波数の情報にしたがって前記リアクタンス素子のリアクタンスを制御することを特徴とする請求項１３記載の歪補償回路。
  17. 　前記リアクタンスが可変の回路は、リアクタンスが可変のリアクタンス素子によって構成されており、
    　前記制御器は、前記入力端子から入力される複数の無線周波数信号に関する周波数の情報にしたがって前記リアクタンス素子のリアクタンスを制御することを特徴とする請求項１４記載の歪補償回路。
  18. 　前記リアクタンスが可変の回路は、リアクタンスが可変のリアクタンス素子によって構成されており、
    　前記制御器は、前記入力端子から入力される複数の無線周波数信号に関する周波数の情報にしたがって前記リアクタンス素子のリアクタンスを制御することを特徴とする請求項１５記載の歪補償回路。
  19. 　前記リアクタンスが可変の回路は、リアクタンスが固定の複数のリアクタンス素子と、前記複数のリアクタンス素子間の接続状態を切り替える複数の切替スイッチとから構成されており、
    　前記制御器は、前記入力端子から入力される複数の無線周波数信号に関する周波数の情報にしたがって前記複数の切替スイッチの切り替えを制御することを特徴とする請求項１３記載の歪補償回路。
  20. 　前記リアクタンスが可変の回路は、リアクタンスが固定の複数のリアクタンス素子と、前記複数のリアクタンス素子間の接続状態を切り替える複数の切替スイッチとから構成されており、
    　前記制御器は、前記入力端子から入力される複数の無線周波数信号に関する周波数の情報にしたがって前記複数の切替スイッチの切り替えを制御することを特徴とする請求項１４記載の歪補償回路。
  21. 　前記リアクタンスが可変の回路は、リアクタンスが固定の複数のリアクタンス素子と、前記複数のリアクタンス素子間の接続状態を切り替える複数の切替スイッチとから構成されており、
    　前記制御器は、前記入力端子から入力される複数の無線周波数信号に関する周波数の情報にしたがって前記複数の切替スイッチの切り替えを制御することを特徴とする請求項１５記載の歪補償回路。
  22. 　前記ローパス回路と前記相互変調歪調整回路の間に、前記差周波の信号を通過させるバンドパスフィルタを接続し、
    　前記相互変調歪調整回路と前記バンドパスフィルタの組が複数設けられており、
    　前記複数のバンドパスフィルタの中心周波数が異なっていることを特徴とする請求項１記載の歪補償回路。
  23. 　前記第１のローパス回路と前記第１の相互変調歪調整回路の間に、前記第１の信号路に発生している差周波の信号を通過させる第１のバンドパスフィルタを接続するとともに、前記第２のローパス回路と前記第２の相互変調歪調整回路の間に、前記第２の信号路に発生している差周波の信号を通過させる第２のバンドパスフィルタを接続し、
    　前記第１の相互変調歪調整回路と前記第１のバンドパスフィルタの組が複数設けられ、前記第２の相互変調歪調整回路と前記第２のバンドパスフィルタの組が複数設けられ、
    　前記複数の第１のバンドパスフィルタの中心周波数が異なり、前記複数の第２のバンドパスフィルタの中心周波数が異なっていることを特徴とする請求項５記載の歪補償回路。
  24. 　前記第１のローパス回路と前記相互変調歪調整回路の間に、前記第１の信号路に発生している差周波の信号を通過させる第１のバンドパスフィルタを接続するとともに、前記第２のローパス回路と前記相互変調歪調整回路の間に、前記第２の信号路に発生している差周波の信号を通過させる第２のバンドパスフィルタを接続し、
    　前記相互変調歪調整回路と前記第１及び第２のバンドパスフィルタの組が複数設けられており、
    　前記複数の第１のバンドパスフィルタの中心周波数が異なり、前記複数の第２のバンドパスフィルタの中心周波数が異なっていることを特徴とする請求項７記載の歪補償回路。
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