JP6422594B2 - 歪補償回路 - Google Patents

Description

本発明は、高周波増幅器の入力側または出力側に設け、希望波に対して、低周波域の相互変調歪の位相と振幅と、高周波域の相互変調歪の位相と振幅とをそれぞれ調整可能にすることで、増幅器で発生する非対称な相互変調歪を補償する歪補償回路に関するものである。

従来、増幅器等において発生する相互変調歪を低減する方法として、その増幅器の前段または後段に歪補償回路を設けるようにしたものが考えられている。この歪補償回路は、増幅器において発生する相互変調歪に比べて、振幅は希望波との電力比が同じであり、位相は希望波に対する相対位相が１８０度異なる特定の相互変調歪を発生させることにより、増幅器において発生する相互変調歪を低減するようになされている。

従来、このような歪補償回路として、歪発生回路の前段または後段のうちの少なくとも一方に、希望波周波数帯域は通過させるとともに、入力される２つの希望波の周波数の差に相当する周波数帯域に対するインピーダンスを変化させるインピーダンス変換回路を設けるようにしたものがあった（例えば、特許文献１参照）。

特開２００４−１５３９０号公報

しかしながら、希望波周波数の帯域が広くなると、増幅器で希望波より低域に現れる相互変調歪をＩＭ３Ｌ、希望波より高域に現れる相互変調歪をＩＭ３Ｈとした場合、その相互変調歪のＩＭ３ＬとＩＭ３Ｈに、位相差や振幅差が発生し非対称な特性になる。この場合、上記特許文献１に記載されたような従来の歪補償回路では、相互変調歪のＩＭ３ＬとＩＭ３Ｈでそれぞれ独立に位相と振幅を調整できないため、精度よく増幅器の非対称な相互変調歪を補償することができないという問題があった。

この発明は、かかる問題を解決するためになされたもので、増幅器で発生する非対称な相互変調歪を精度良く補償することのできる歪補償回路を提供することを目的とする。

この発明に係る歪補償回路は、入力される信号を第１の伝送線路と第２の伝送線路に分配する分配器と、第１の伝送線路に設けられ、入力される２波の高周波信号の、高域側の周波数の信号の振幅に対し、低域側の周波数の信号の振幅が設定値以上減衰する特性を有するハイパスフィルタと、ハイパスフィルタに接続される第１のリニアライザと、第１のリニアライザに接続される第１の移相器と、第２の伝送線路に設けられ、入力される２波の高周波信号の、低域側の周波数の信号の振幅に対し、高域側の周波数の信号の振幅が設定値以上減衰する特性を有するローパスフィルタと、ローパスフィルタに接続される第２のリニアライザと、第２のリニアライザに接続される第２の移相器と、ハイパスフィルタ、第１のリニアライザ及び第１の移相器を経由した第１の伝送線路の信号と、ローパスフィルタ、第２のリニアライザ及び第２の移相器を経由した第２の伝送線路の信号とを合成する合成器とを備え、第１のリニアライザは、ハイパスフィルタを経由した信号に、当該信号の振幅を維持した状態で、合成された信号を入力する増幅器において生じる相互変調歪とは逆特性の相互変調歪を発生させて出力し、第２のリニアライザは、ローパスフィルタを経由した信号に、当該信号の振幅を維持した状態で、合成された信号を入力する増幅器において生じる相互変調歪とは逆特性の相互変調歪を発生させて出力するものである。

この発明に係る歪補償回路は、希望波に対して、低周波域の相互変調歪の位相と振幅と、高周波域の相互変調歪の位相と振幅とをそれぞれ調整可能にするようにしたので、増幅器で発生する非対称な相互変調歪を精度良く補償することができる。

この発明の実施の形態１の歪補償回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態１の歪補償回路におけるハイパスフィルタの周波数特性を示す説明図である。 この発明の実施の形態１の歪補償回路におけるハイパスフィルタの構成図である。 この発明の実施の形態１の歪補償回路におけるローパスフィルタの周波数特性を示す構成図である。 この発明の実施の形態１の歪補償回路におけるローパスフィルタの構成図である。 この発明の実施の形態１の歪補償回路におけるリニアライザの構成図である。 この発明の実施の形態１の歪補償回路における移相器の構成図である。 この発明の実施の形態１の歪補償回路における移相器の他の例の構成図である。 この発明の実施の形態１の歪補償回路の動作を示す説明図である。 この発明の実施の形態２の歪補償回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態３の歪補償回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態４の歪補償回路を示す構成図である。

以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
図１は、本実施の形態による歪補償回路を示す構成図である。
本実施の形態による歪補償回路は、図示のように、入力端子１、出力端子２、分配器３、合成器４、第１の伝送線路５、第２の伝送線路６、ハイパスフィルタ７、ローパスフィルタ８、第１のリニアライザ９、第２のリニアライザ１０、第１の移相器１１、第２の移相器１２を備える。

入力端子１及び出力端子２は、歪補償回路として、信号を入力及び出力するための端子である。分配器３は、入力端子１から入力される信号を第１の伝送線路５と第２の伝送線路６の２系統に分配する分配器である。合成器４は、第１の伝送線路５と第２の伝送線路６の２系統の信号を合成して出力端子２から出力する合成器である。ハイパスフィルタ７は第１の伝送線路５に設けられ、低域側の周波数の信号に比べて高域側の周波数の信号を通過させる特性を有するフィルタである。ローパスフィルタ８は第２の伝送線路６に設けられ、高域側の周波数の信号に比べて低域側の周波数の信号を通過させる特性を有するフィルタである。第１のリニアライザ９はハイパスフィルタ７の後段側に設けられた歪補償を行う回路であり、第２のリニアライザ１０はローパスフィルタ８の後段側に設けられた歪補償を行う回路である。また、ハイパスフィルタ７と第１のリニアライザ９で、低周波域の相互変調歪の振幅調整を行う第１の調整回路１００が、ローパスフィルタ８と第２のリニアライザ１０で、高周波域の相互変調歪の振幅調整を行う第２の調整回路２００が構成されている。

第１の移相器１１及び第２の移相器１２は、それぞれ第１のリニアライザ９の出力及び第２のリニアライザ１０の出力の位相制御を行うための移相器である。合成器４は、第１の移相器１１及び第２の移相器１２の出力を合成して出力端子２から出力する合成器である。

次にこれら構成要素の詳細について説明する。
ハイパスフィルタ７は、入力される希望波である２波の高周波信号（以下、ＲＦ信号という）の、高域側の周波数ｆＨの振幅に対し、低域側の周波数ｆＬの振幅は６ｄＢ以上減衰する特性を有する。図２に周波数特性を示すが、帯域外の特性はどのような特性でもよい。また、減衰量についても６ｄＢに限定されるものではない。ハイパスフィルタ７の構造としては例えば図３の回路構成により実現する。この回路は、入力端子７１、出力端子７２、コンデンサ７３、インダクタ７４，７５を備える。ただし、段数の増減、分布定数線路で構成されるなどの違いがあっても、図２に示す周波数特性を有するものであれば他の回路構成であってもよい。

ローパスフィルタ８は、入力される２波のＲＦ信号の、低域側の周波数ｆＬの振幅に対し、高域側の周波数ｆＨの振幅は６ｄＢ以上減衰する特性を有する。図４に周波数特性を示すが、帯域外の特性はどのような特性でもよい。また、減衰量についても６ｄＢに限定されるものではない。ローパスフィルタ８の構造としては例えば図５の回路構成により実現する。この回路は、入力端子８１、出力端子８２、インダクタ８３、コンデンサ８４，８５を備える。ただし、段数の増減、分布定数線路で構成されるなどの違いがあっても、図４に示す周波数特性を有するものであれば他の回路構成であってもよい。

第１のリニアライザ９及び第２のリニアライザ１０は、出力端子２の後段に接続される増幅器１３（後述する図９参照）において生じる相互変調歪とは、逆特性に近い相互変調歪を生じる。その構造としては図６の回路構成が考えられ、この回路は、入力端子９０１、出力端子９０２、バイアス端子９０３、ＤＣカットコンデンサ９０４，９０５、バイアス用抵抗９０６、ダイオード９０７を備える。ただし、これら第１のリニアライザ９及び第２のリニアライザ１０として、ダイオードがシャントではなくシリーズに装荷される、ダイオード以外の素子で構成されるなどの違いがあっても、増幅器で生じる相互変調歪と逆特性に近い相互変調歪を生じる回路であれば他の回路構成であってもよい。

第１の移相器１１及び第２の移相器１２は、第１のリニアライザ９及び第２のリニアライザ１０を経由した信号の位相を任意の角度で変更できる特性を有する。その構造としては、ローパスフィルタとハイパスフィルタの通過位相差を利用した図７の回路を直列接続した構成が考えられる。図７の回路は、入力端子１１０１、出力端子１１０２、ＳＰＤＴスイッチ１１０３，１１０４、コンデンサ１１０５、インダクタ１１０６，１１０７、インダクタ１１０８、コンデンサ１１０９，１１１０を備える。他の構造としては、９０°方向性結合器を利用した図８の回路構成が考えられ、この回路は入力端子１１１１、出力端子１１１２、９０°方向性結合器１１１３、可変リアクタンス１１１４，１１１５を備える。ただし、リニアライザを経由した信号の位相を任意の角度で変更できる特性を有せば、他の回路構成であってもよい。

次に、実施の形態１の歪補償回路の動作を図９に示す動作の概念図を用いて説明する。図９において、二点鎖線で分けられた出力端子２より前段側が歪補償回路であり後段側が増幅器である。
入力端子１から希望波である２波のＲＦ信号（ｆＬ、ｆＨ）が入力されると、分配器３において第１の伝送線路５と第２の伝送線路６とに分配される。

第１の伝送線路５に入力された２波のＲＦ信号（ｆＬ、ｆＨ）はハイパスフィルタ７を経由し、高域側の周波数ｆＨの振幅に対し、低域側の周波数ｆＬの振幅は減衰する。振幅差のついた２波のＲＦ信号は第１のリニアライザ９に入力され、出力には３次の相互変調歪、ＩＭ３Ｌ（低域側）とＩＭ３Ｈ（高域側）が生じる。この際、第１のリニアライザ９に入力されるＲＦ信号のｆＨの振幅よりｆＬの振幅の方が小さいため、そのミキシングによって発生する相互変調歪ＩＭ３ＬとＩＭ３Ｈにも振幅差が生じ、図９の出力１００ａに示す通りＩＭ３Ｌの振幅が支配的となる。すなわち、ＩＭ３Ｌは低域側の周波数ｆＬの２倍波と高域側の周波数ｆＨの基本波のミキシングによって発生する。ここで、基本的に２倍波より基本波の振幅の方が大きく、従ってＩＭ３Ｌに与える影響も基本波の方が大きくなると考えられる。その結果、ＩＭ３ＬはｆＨの振幅の影響を大きく受けることになり、ｆＬが小さくｆＨが大きい場合はＩＭ３Ｌが大きくＩＭ３Ｈが小さくなる。加えて、相互変調歪の振幅の絶対値もハイパスフィルタ７の減衰量によって調整できる。

２波のＲＦ信号と、ＩＭ３Ｌの振幅が支配的な相互変調歪は、第１の移相器１１によって位相が回転される（図９の出力１１ａ参照）。この際、ＩＭ３Ｌの位相が、歪補償回路後段の増幅器１３で発生するＩＭ３Ｌの位相と逆相になるよう第１の移相器１１の値は調整されている。

第２の伝送線路６に入力された２波のＲＦ信号（ｆＬ、ｆＨ）はローパスフィルタ８を経由し、低域側の周波数ｆＬの振幅に対し、高域側の周波数ｆＨの振幅は減衰する。振幅差のついた２波のＲＦ信号は第２のリニアライザ１０に入力され、出力には３次の相互変調歪、ＩＭ３Ｌ（低域側）とＩＭ３Ｈ（高域側）が生じる。この際、第２のリニアライザ１０に入力されるＲＦ信号のｆＬの振幅よりｆＨの振幅の方が小さいため、そのミキシングによって発生する相互変調歪ＩＭ３ＬとＩＭ３Ｈにも振幅差が生じ、図９の出力２００ａに示す通りＩＭ３Ｈの振幅が支配的となる。すなわち、ＩＭ３Ｈは高域側の周波数ｆＨの２倍波と低域側の周波数ｆＬの基本波のミキシングによって発生するため、ＩＭ３Ｌとは逆にｆＬの振幅の影響を大きく受けることになる。加えて、相互変調歪の振幅の絶対値もローパスフィルタ８の減衰量によって調整できる。

２波のＲＦ信号と、ＩＭ３Ｈの振幅が支配的な相互変調歪は、第２の移相器１２によって位相が回転される（図９の出力１２ａ参照）。この際、ＩＭ３Ｈの位相が、歪補償回路後段の増幅器１３で発生するＩＭ３Ｈの位相と逆相になるよう第２の移相器１２の値は調整されている。

合成器４によって、第１の伝送線路５と第２の伝送線路６の信号は合成され、出力端子２に出力される。この際、第１の伝送線路５から出力される相互変調歪はＩＭ３Ｌの振幅が支配的であり、第２の伝送線路６から出力される相互変調歪はＩＭ３Ｈが支配的であるため、ＩＭ３Ｌの位相と振幅は第１の伝送線路５から出力される特性で決定され、ＩＭ３Ｈの位相と振幅は第２の伝送線路６から出力される特性で決定される（図９の出力４ａ参照）。

歪補償回路から出力された信号は増幅器１３に入力される。増幅器１３で発生した非対称な相互変調歪は、歪補償回路で生成された位相と振幅が調整された逆相の相互変調歪と合成されることで打ち消される。その結果、出力端子１４から増幅器１３の相互変調歪を改善した信号が得られる。

以上のように、実施の形態１によれば、ＩＭ３ＬとＩＭ３Ｈの位相と振幅をそれぞれ独立に調整できるため、増幅器１３において発生する相互変調歪に比べて、振幅は希望波との電力比が同じであり、位相は逆相となる相互変調歪を発生することができるため、増幅器１３において発生する相互変調歪を低減することができる。

次に、図９の各部の動作を数式で表す。ハイパスフィルタ７と第１のリニアライザ９を経由し発生した相互変調歪（図９の出力１００ａ参照）は以下の式で表される。ＩＭ３ＬとＩＭ３Ｈの振幅はハイパスフィルタ７の特性によって決定されるが、ＩＭ３Ｈの振幅はＩＭ３Ｌの振幅Ａ１より十分小さいため、δ１は１より小さい値となる。
ＩＭ３Ｌ＝Ａ１・ｃｏｓ（ωＬｔ） （１）
ＩＭ３Ｈ＝δ１Ａ１・ｃｏｓ（ωＨｔ） （２）
第１の移相器１１を経由した相互変調歪（図９の出力１１ａ参照）は以下の式で表される。なお、θ１は第１の移相器１１の移相量である。
ＩＭ３Ｌ＝Ａ１・ｃｏｓ（ωＬｔ＋θ１） （３）
ＩＭ３Ｈ＝δ１Ａ１・ｃｏｓ（ωＨｔ＋θ１） （４）

ローパスフィルタ８と第２のリニアライザ１０を経由し発生した相互変調歪（図９の出力２００ａ参照）は以下の式で表される。ＩＭ３ＬとＩＭ３Ｈの振幅はローパスフィルタ８の特性によって決定されるが、ＩＭ３Ｌの振幅はＩＭ３Ｈの振幅Ａ２より十分小さいため、δ２は１より小さい値となる。
ＩＭ３Ｌ＝δ２Ａ２・ｃｏｓ（ωＬｔ） （５）
ＩＭ３Ｈ＝Ａ２・ｃｏｓ（ωＨｔ） （６）
第２の移相器１２を経由した相互変調歪（図９の出力１２ａ参照）は以下の式で表される。なお、θ２は第２の移相器１２の移相量である。
ＩＭ３Ｌ＝δ２Ａ２・ｃｏｓ（ωＬｔ＋θ２） （７）
ＩＭ３Ｈ＝Ａ２・ｃｏｓ（ωＨｔ＋θ２） （８）

合成器４を経由し、合成された信号は以下の式で表される。
ＩＭ３Ｌ＝Ａ１・ｃｏｓ（ωＬｔ＋θ１）
＋δ２Ａ２・ｃｏｓ（ωＬｔ＋θ２） （９）
ＩＭ３Ｈ＝Ａ２・ｃｏｓ（ωＨｔ＋θ２）
＋δ１Ａ１・ｃｏｓ（ωＨｔ＋θ１） （１０）
式（９），（１０）に示される通り、４つの変数（Ａ１、Ａ２、θ１、θ２）で、ＩＭ３ＬとＩＭ３Ｈの位相と振幅をそれぞれ調整できることが分かる。例として、フィルタの周波数特性によって決定されるδが１より十分小さい場合、式（９），（１０）ともに第１項が支配的になり、ＩＭ３Ｌの振幅と位相はハイパスフィルタ７と第１の移相器１１で、ＩＭ３Ｈの振幅と位相はローパスフィルタ８と第２の移相器１２で決定される。

以上説明したように、実施の形態１の歪補償回路によれば、入力される信号を第１の伝送線路と第２の伝送線路に分配する分配器と、第１の伝送線路に設けられ、入力される２波の高周波信号の、高域側の周波数の信号の振幅に対し、低域側の周波数の信号の振幅が設定値以上減衰する特性を有するハイパスフィルタと、ハイパスフィルタに接続される第１のリニアライザと、第１のリニアライザに接続される第１の移相器と、第２の伝送線路に設けられ、入力される２波の高周波信号の、低域側の周波数の信号の振幅に対し、高域側の周波数の信号の振幅が設定値以上減衰する特性を有するローパスフィルタと、ローパスフィルタに接続される第２のリニアライザと、第２のリニアライザに接続される第２の移相器と、ハイパスフィルタ、第１のリニアライザ及び第１の移相器を経由した第１の伝送線路の信号と、ローパスフィルタ、第２のリニアライザ及び第２の移相器を経由した第２の伝送線路の信号とを合成する合成器とを備えたので、増幅器で発生する非対称な相互変調歪を精度良く補償することができる。

実施の形態２．
図１０は、実施の形態２における歪補償回路を示す構成図である。この歪補償回路は、入力端子１、出力端子２、分配器３、合成器４、第１の伝送線路５、第２の伝送線路６、第１のリニアライザ９、第２のリニアライザ１０、第１の移相器１１、第２の移相器１２、低域側オープンスタブ１５、高域側オープンスタブ１６で構成される。ここで、低域側オープンスタブ１５と高域側オープンスタブ１６以外の構成については図１に示した実施の形態１と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。

実施の形態２の歪補償回路は、ハイパスフィルタ７の代わりに低域側オープンスタブ１５を、ローパスフィルタ８の代わりに高域側オープンスタブ１６を設けたものである。低域側オープンスタブ１５は、入力される２波のＲＦ信号の、高域側の周波数ｆＨの振幅に対し、低域側の周波数ｆＬの振幅は６ｄＢ以上減衰する特性を有する。高域側オープンスタブ１６は、入力される２波のＲＦ信号の、低域側の周波数ｆＬの振幅に対し、高域側の周波数ｆＨの振幅は６ｄＢ以上減衰する特性を有する。そして、低域側オープンスタブ１５と第１のリニアライザ９とで第１の調整回路１０１が、高域側オープンスタブ１６と第２のリニアライザ１０とで第２の調整回路２０１が構成されている。

実施の形態２の歪補償回路の動作については、ハイパスフィルタ７とローパスフィルタ８の動作を、低域側オープンスタブ１５と高域側オープンスタブ１６で行う点が異なるが、基本的な動作は実施の形態１と同様であるため、ここでの説明は省略する。

以上説明したように、実施の形態２の歪補償回路によれば、入力される信号を２つの伝送線路に分配する分配器と、分配器の一方の出力に接続される第１の伝送線路に接続され、入力される２波の高周波信号の、高域側の周波数の信号の振幅に対し、低域側の周波数の信号の振幅が設定値以上減衰する特性を有する低域側オープンスタブと、低域側オープンスタブに接続される第１のリニアライザと、第１のリニアライザに接続される第１の移相器と、分配器の他方の出力に接続される第２の伝送線路に接続され、入力される２波の高周波信号の、低域側の周波数の信号の振幅に対し、高域側の周波数の信号の振幅が設定値以上減衰する特性を有する高域側オープンスタブと、高域側オープンスタブに接続される第２のリニアライザと、第２のリニアライザに接続される第２の移相器と、低域側オープンスタブ、第１のリニアライザ及び第１の移相器を経由した第１の伝送線路の信号と、高域側オープンスタブ、第２のリニアライザ及び第２の移相器を経由した第２の伝送線路の信号とを合成する合成器とを備えたので、増幅器で発生する非対称な相互変調歪を精度良く補償することができる。また、振幅変調手段をオープンスタブのみで構成できるため、歪補償回路として、より小型化を図ることができる。

実施の形態３．
図１１は、実施の形態３における歪補償回路を示す構成図である。この歪補償回路は、入力端子１、出力端子２、分配器３、合成器４、第１の伝送線路５、第２の伝送線路６、ハイパスフィルタ７、ローパスフィルタ８、第１のリニアライザ９、第２のリニアライザ１０、第１の位相調整線路１７、第２の位相調整線路１８で構成される。ここで、第１の位相調整線路１７と第２の位相調整線路１８以外の構成については図１に示した実施の形態１と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。

実施の形態３の歪補償回路は、実施の形態１における第１の移相器１１と第２の移相器１２に代えて、第１の位相調整線路１７と第２の位相調整線路１８とを設けたものである。これら第１の位相調整線路１７及び第２の位相調整線路１８は、任意の長さを持つ伝送線路で構成され、第１のリニアライザ９及び第２のリニアライザ１０を経由した信号の位相をその電気長に応じて変更できる特性を有する。

次に、実施の形態３の歪補償回路の動作について説明するが、第１の位相調整線路１７及び第２の位相調整線路１８による位相調整の動作以外は基本的には実施の形態１と同じである。位相調整手段として実施の形態１で用いた移相器の場合、２波のＲＦ信号（ｆＬ、ｆＨ）、相互変調歪（ＩＭ３Ｌ、ＩＭ３Ｈ）は同じ位相変化量を持つ。それに対し、位相調整手段として実施の形態３の第１の位相調整線路１７及び第２の位相調整線路１８を用いた場合、２波のＲＦ信号（ｆＬ、ｆＨ）及び相互変調歪（ＩＭ３Ｌ、ＩＭ３Ｈ）のうち、周波数が高い信号は周波数が低い信号に対して、位相調整線路の電気長が相対的に長くなるため位相が大きく回転する。

２波のＲＦ信号（ｆＬ、ｆＨ）の離調周波数が大きくなった場合、相互変調歪（ＩＭ３Ｌ、ＩＭ３Ｈ）の周波数差も大きくなり、結果として第１の位相調整線路１７及び第２の位相調整線路１８を経由した相互変調歪（ＩＭ３Ｌ、ＩＭ３Ｈ）の位相差が大きくなる。それに対し、増幅器で発生する非対称な相互変調歪は、離調周波数が大きくなるほど、相互変調歪（ＩＭ３Ｌ、ＩＭ３Ｈ）の位相差も大きくなる。つまり、離調周波数が大きくなった場合、増幅器の相互変調歪（ＩＭ３Ｌ、ＩＭ３Ｈ）の位相差が大きくなることに連動し、歪補償回路の相互変調歪（ＩＭ３Ｌ、ＩＭ３Ｈ）の位相差も大きくなる。よって、第１の位相調整線路１７及び第２の位相調整線路１８を用いた場合、より広帯域に非対称な相互変調歪を補償することができる。

なお、上記例では、第１の伝送線路５と第２の伝送線路６の両方で第１の位相調整線路１７と第２の位相調整線路１８を用いたが、例えば、第１の伝送線路５で移相器、第２の伝送線路６で位相調整線路を用いてもよく、またはその逆の組み合わせで用いてもよい。さらに、位相調整手段として、第１の伝送線路５と第２の伝送線路６の少なくともいずれか一方で移相器と位相調整線路を直列接続した回路を利用してもよい。

以上説明したように、実施の形態３の歪補償回路によれば、第１の移相器及び第２の移相器のうち、少なくともいずれか一方の移相器に代えて、信号の位相を変更する位相調整線路を接続したので、増幅器で発生する非対称な相互変調歪をより広帯域に精度良く補償することができる。

また、実施の形態３の歪補償回路によれば、第１の移相器及び第２の移相器のうち、少なくともいずれか一方の移相器に代えて、移相器と位相調整線路の直列接続回路を設け、この直列接続回路で信号の位相を変更するようにしたので、増幅器で発生する非対称な相互変調歪をより広帯域に精度良く補償することができる。

実施の形態４．
図１２は、本発明の実施の形態４における歪補償回路の構成図である。この歪補償回路は、入力端子１、出力端子２、分配器３、合成器４、第１の伝送線路５、第２の伝送線路６、ハイパスフィルタ７、ローパスフィルタ８、第１のリニアライザ９、第２のリニアライザ１０、第１の移相器１１、第２の移相器１２、フィルタ回路１９、フィルタ出力端子２０で構成される。ここで、フィルタ回路１９とフィルタ出力端子２０以外の構成については図１に示した実施の形態１と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。

実施の形態４の歪補償回路は、実施の形態１の歪補償回路の出力端子２にフィルタ回路１９を設け、このフィルタ回路１９の出力をフィルタ出力端子２０から出力するようにしたものである。このフィルタ回路１９は、出力端子２から出力された希望波の振幅を、周波数に対して平坦化する特性を持つ。

次に、実施の形態４の歪補償回路の動作について説明するが、出力端子２までの動作は実施の形態１と同様である。
実施の形態１の回路では、第１の伝送線路５及び第２の伝送線路６で、ハイパスフィルタ７及びローパスフィルタ８を経由するため、出力端子２から出力された希望波に周波数特性が生じる場合がある。例えば、本来同じ振幅を持つ２波のＲＦ信号（ｆＬ、ｆＨ）において、高域側の周波数ｆＨの振幅に対し、低域側の周波数ｆＬの振幅が小さくなる場合がある。その場合、実施の形態４では、フィルタ回路１９にローパスフィルタの機能を持たせ、周波数ｆＨの振幅と周波数ｆＬの振幅を平坦化する。逆特性の場合はフィルタ回路１９にハイパスフィルタの機能を持たせる。

また、歪補償回路に、ある帯域にわたって信号を入力した場合は、希望波の中心周波数の振幅が、帯域端の振幅に対して小さくなる場合がある。その場合、実施の形態４では、フィルタ回路１９にバンドパスフィルタの機能を持たせ、帯域全体にわたって振幅を平坦化する。逆特性の場合はフィルタ回路１９にバンドリジェクションフィルタの機能を持たせる。

なお、上記例では、実施の形態１の構成にフィルタ回路１９を適用したが、実施の形態２や実施の形態３の構成に対してフィルタ回路１９を適用してもよい。

以上説明したように、実施の形態４の歪補償回路によれば、合成器の出力端子に接続され、希望波の周波数特性を補正するフィルタ回路を備えたので、増幅器で発生する非対称な相互変調歪を精度良く補償することができる。

なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

また、以上説明した実施の形態１から実施の形態４の歪補償回路におけるすべての集中定数部品は、等価な分布定数線路に置き換えることができる。

以上のように、この発明に係る歪補償回路は、増幅器等において発生する相互変調歪を低減する構成に関するものであり、高周波増幅器等に用いるのに適している。

１ 入力端子、２，１４ 出力端子、３ 分配器、４ 合成器、５ 第１の伝送線路、６ 第２の伝送線路、７ ハイパスフィルタ、８ ローパスフィルタ、９ 第１のリニアライザ、１０ 第２のリニアライザ、１１ 第１の移相器、１２ 第２の移相器、１３ 増幅器、１５ 低域側オープンスタブ、１６ 高域側オープンスタブ、１７ 第１の位相調整線路、１８ 第２の位相調整線路、１９ フィルタ回路、２０ フィルタ出力端子。

Claims (6)

1. 入力される信号を第１の伝送線路と第２の伝送線路に分配する分配器と、
   前記第１の伝送線路に設けられ、入力される２波の高周波信号の、高域側の周波数の信号の振幅に対し、低域側の周波数の信号の振幅が設定値以上減衰する特性を有するハイパスフィルタと、
   前記ハイパスフィルタに接続される第１のリニアライザと、
   前記第１のリニアライザに接続される第１の移相器と、
   前記第２の伝送線路に設けられ、入力される２波の高周波信号の、低域側の周波数の信号の振幅に対し、高域側の周波数の信号の振幅が設定値以上減衰する特性を有するローパスフィルタと、
   前記ローパスフィルタに接続される第２のリニアライザと、
   前記第２のリニアライザに接続される第２の移相器と、
   前記ハイパスフィルタ、前記第１のリニアライザ及び前記第１の移相器を経由した前記第１の伝送線路の信号と、前記ローパスフィルタ、前記第２のリニアライザ及び前記第２の移相器を経由した前記第２の伝送線路の信号とを合成する合成器とを備え、
   前記第１のリニアライザは、前記ハイパスフィルタを経由した信号に、当該信号の振幅を維持した状態で、前記合成された信号を入力する増幅器において生じる相互変調歪とは逆特性の相互変調歪を発生させて出力し、
   前記第２のリニアライザは、前記ローパスフィルタを経由した信号に、当該信号の振幅を維持した状態で、前記合成された信号を入力する増幅器において生じる相互変調歪とは逆特性の相互変調歪を発生させて出力することを特徴とする歪補償回路。
2. 入力される信号を第１の伝送線路と第２の伝送線路に分配する分配器と、
   前記第１の伝送線路に設けられ、入力される２波の高周波信号の、高域側の周波数の信号の振幅に対し、低域側の周波数の信号の振幅が設定値以上減衰する特性を有する低域側オープンスタブと、
   前記低域側オープンスタブに接続される第１のリニアライザと、
   前記第１のリニアライザに接続される第１の移相器と、
   前記第２の伝送線路に設けられ、入力される２波の高周波信号の、低域側の周波数の信号の振幅に対し、高域側の周波数の信号の振幅が設定値以上減衰する特性を有する高域側オープンスタブと、
   前記高域側オープンスタブに接続される第２のリニアライザと、
   前記第２のリニアライザに接続される第２の移相器と、
   前記低域側オープンスタブ、前記第１のリニアライザ及び前記第１の移相器を経由した前記第１の伝送線路の信号と、前記高域側オープンスタブ、前記第２のリニアライザ及び前記第２の移相器を経由した前記第２の伝送線路の信号とを合成する合成器とを備え、
   前記第１のリニアライザは、前記低域側オープンスタブを経由した信号に、当該信号の振幅を維持した状態で、前記合成された信号を入力する増幅器において生じる相互変調歪とは逆特性の相互変調歪を発生させて出力し、
   前記第２のリニアライザは、前記高域側オープンスタブを経由した信号に、当該信号の振幅を維持した状態で、前記合成された信号を入力する増幅器において生じる相互変調歪とは逆特性の相互変調歪を発生させて出力することを特徴とする歪補償回路。
3. 前記第１の移相器及び前記第２の移相器のうち、少なくともいずれか一方の移相器に代えて、信号の位相を変更する位相調整線路を接続したことを特徴とする請求項１記載の歪補償回路。
4. 前記第１の移相器及び前記第２の移相器のうち、少なくともいずれか一方の移相器に代えて、移相器と位相調整線路の直列接続回路を設け、当該直列接続回路で信号の位相を変更することを特徴とする請求項１記載の歪補償回路。
5. 前記合成器の出力端子に接続され、希望波の周波数特性を補正するフィルタ回路を備えたことを特徴とする請求項１記載の歪補償回路。
6. 集中定数回路で構成する部品を分布定数回路で構成したことを特徴とする請求項１記載の歪補償回路。

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