WO2020110196A1 - ベクトル合成型移相器 - Google Patents

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WO2020110196A1
WO2020110196A1 PCT/JP2018/043559 JP2018043559W WO2020110196A1 WO 2020110196 A1 WO2020110196 A1 WO 2020110196A1 JP 2018043559 W JP2018043559 W JP 2018043559W WO 2020110196 A1 WO2020110196 A1 WO 2020110196A1
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phase
amplitude
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negative
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PCT/JP2018/043559
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French (fr)
Inventor
暁人 平井
津留　正臣
Original Assignee
三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/18—Networks for phase shifting
    • H03H7/20—Two-port phase shifters providing an adjustable phase shift

Definitions

  • the present invention relates to a vector combining type phase shifter.
  • Non-Patent Document 1 describes a vector synthesizing type phase shifter that outputs a signal whose phase is shifted by an angle ⁇ with respect to the phase of an input high frequency signal.
  • a signal having the same phase as the input high frequency signal (I signal) and a signal having a 90 degree phase difference (Q signal) are generated and amplified with the gain of cos ⁇ and the gain of sin ⁇ .
  • the combined Q signal is output.
  • a polyphase filter (hereinafter, referred to as PPF) that generates an I signal and a Q signal is arranged in the preceding stage in the phase shifter.
  • PPF polyphase filter
  • the PPF is composed of passive elements such as resistance and capacitance, it has a passage loss. Therefore, when the PPF is arranged in the previous stage in the phase shifter, there is a problem that the noise figure (hereinafter referred to as NF) of the phase shifter deteriorates due to the passage loss of the PPF.
  • NF noise figure
  • the present invention solves the above problems, and an object of the present invention is to obtain a vector combining type phase shifter capable of suppressing the deterioration of NF.
  • the vector-synthesis type phase shifter includes a distributor that distributes an input signal into two in-phase, an amplitude adjuster that independently adjusts the amplitude of each signal distributed by the distributor, and an amplitude adjuster. And a phase shift unit for inputting an in-phase signal whose amplitude has been adjusted and for shifting any phase of the input in-phase signal by 90 degrees and synthesizing the phase.
  • a phase shift unit for shifting and synthesizing any phase of an input in-phase signal by 90 degrees is arranged in a stage subsequent to the amplitude adjusting unit, and the distributing unit distributes the input signal in phase with the amplitude adjusting unit. Then, the in-phase signal whose amplitude is adjusted by the amplitude adjusting unit is input to the phase shift unit. As a result, it is possible to suppress the deterioration of the NF of the vector synthesis type phase shifter.
  • FIG. 1A is a circuit diagram showing a configuration of a vector synthesis type phase shifter according to the first embodiment.
  • FIG. 1B is an IQ plan view showing the output signal of the PPF of FIG. 1A.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of a vector synthesis type phase shifter according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a vector diagram showing a relationship between an input signal and an output signal of the PPF of FIG. 2.
  • 5 is a circuit diagram showing another configuration example of the vector-synthesizing type phase shifter according to the first embodiment.
  • FIG. It is a vector diagram which shows the relationship between the input signal and output signal of PPF of FIG.
  • FIG. 1B is an IQ plan view showing the output signal of the PPF of FIG. 1A.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of a vector synthesis type phase shifter according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a vector diagram showing a relationship between an input signal and an output signal
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration example of a vector combining type phase shifter according to a second embodiment. It is a vector diagram which shows the relationship between the input signal and output signal of PPF of FIG.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration example of a vector synthesis type phase shifter according to a third embodiment. It is a vector diagram which shows the relationship between the input signal and output signal of PPF of FIG.
  • FIG. 10A is a circuit diagram showing a configuration of a signal source including a conventional vector combining type phase shifter.
  • FIG. 10B is a circuit diagram showing a configuration of a signal source including the vector-combining type phase shifter according to the third embodiment.
  • FIG. 1A is a circuit diagram showing a configuration of a vector synthesis type phase shifter according to the first embodiment.
  • FIG. 1B is an IQ plan view showing an output signal of the PPF (polyphase filter) 5 of FIG. 1A.
  • the vector synthesis type phase shifter shown in FIG. 1A is a circuit that generates and outputs a signal obtained by shifting the phase of an input high frequency signal by an angle ⁇ , and includes an input terminal 1, an in-phase distributor 2, a variable gain amplifier ( Hereinafter, referred to as VGA) 3, VGA 4, PPF 5 and output terminal 6.
  • VGA variable gain amplifier
  • the in-phase distributor 2 is a distributor that distributes the high-frequency signal RF IN input from the input terminal 1 into two in-phase components. As shown in FIG. 1A, the in-phase distributor 2 is arranged in front of the VGA 3 and the VGA 4, and one signal distributed by the in-phase distributor 2 is output to the VGA 3 and the other signal is output to the VGA 4.
  • VGA3 and VGA4 are amplitude adjustment units that independently adjust the amplitude of the in-phase signal distributed by the in-phase distributor 2.
  • the VGA 3 is a first amplitude adjustment unit that adjusts the amplitude of one in-phase signal distributed by the in-phase distributor 2, and the VGA 4 adjusts the amplitude of the other in-phase signal distributed by the in-phase distributor 2. It is a second amplitude adjusting section.
  • VGA3 and VGA4 are arranged before PPF5.
  • the VGA 3 adjusts the amplitude of the input signal according to the gain by amplifying the input signal with the gain cos ⁇ .
  • the VGA 4 amplifies the input signal with a gain sin ⁇ , and adjusts the amplitude of the input signal according to the gain.
  • the PPF 5 shifts the phase of one of the in-phase signal whose amplitude is adjusted by the VGA 3 and the in-phase signal whose amplitude is adjusted by the VGA 4 by 90 degrees, synthesizes these signals, and outputs the output terminal 6 Is a phase shifter that outputs a high-frequency signal RF OUT from.
  • the high frequency signal RF OUT is, for example, as shown in FIG. 1B, a signal represented as a vector sum of an I signal amplified with a gain of cos ⁇ and a Q signal amplified with a gain of sin ⁇ .
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of the vector synthesis type phase shifter according to the first embodiment, and shows a specific configuration of the phase shifter.
  • the vector synthesis type phase shifter shown in FIG. 2 is a phase shifter having two differential inputs and two differential outputs, and includes an input terminal 1a, an input terminal 1b, an in-phase distributor 2, VGA3, VGA4, The PPF 5, the output terminal 6a and the output terminal 6b are provided.
  • the positive phase signal RF INP of the differential signal is input to the input terminal 1a, and the negative phase signal RF INN of the differential signal is input to the input terminal 1b.
  • the in-phase distributor 2 is, for example, a differential Wilkinson distributor. Note that, for simplicity of explanation, it is assumed that the in-phase distributor 2 divides the input signal into two parts without passing loss and without giving a phase change.
  • the in-phase distributor 2 divides a differential signal including the positive-phase signal RF INP and the negative-phase signal RF INN into a first positive-phase signal and a second positive-phase signal, and divides the first negative-phase signal and the second negative-phase signal. It is divided into two opposite phase signals.
  • VGA3 and VGA4 multiply the input signal by ⁇ and output it.
  • ⁇ may be an arbitrary value, for example, 0 ⁇ 1.
  • the VGA 3 receives the first differential signal composed of the first positive-phase signal and the first negative-phase signal, and the VGA 4 the second differential signal composed of the second positive-phase signal and the second negative-phase signal. Differential signal is input.
  • the VGA 3 multiplies the first positive-phase signal of the first differential signal by ⁇ and the first anti-phase signal by ⁇ , and outputs the result to the PPF 5.
  • the VGA 4 multiplies the second positive phase signal of the second differential signal by ⁇ and the second negative phase signal by ⁇ , and outputs the result to the PPF 5.
  • ⁇ set in VGA3 and ⁇ set in VGA4 may have the same value or different values.
  • the PPF 5 shown in FIG. 2 is an RC PPF that includes a resistor R and a capacitor C, and a load impedance Z is connected to each of the output terminals 6a and 6b.
  • the PPF 5 shifts the phase of one of the in-phase signals of the first differential signal input from the VGA 3 and the second differential signal input from the VGA 4 by 90 degrees, and outputs each of these signals. It has the function of adding.
  • the voltage of the first positive-phase signal ⁇ multiplied by VGA3 and V IP, the voltage of the first negative-phase signals ⁇ multiplied by VGA3 with V IN, the second positive-phase signal ⁇ multiplied by VGA4 Is V QP, and the voltage of the second anti-phase signal multiplied by ⁇ by the VGA 4 is V QN .
  • the four resistive elements have the same resistance value, and the four capacitive elements have the same capacitance value.
  • Z 1 is the value of the load impedance Z, and the four load impedances Z have the same value.
  • j is an imaginary unit, and ⁇ is the frequency of the signal input to the phase shifter.
  • the positive phase signal RF INP of the differential signal is input to the input terminal 1a, and the negative phase signal RF INN is input to the input terminal 1b.
  • the in-phase distributor 2 divides the positive-phase signal RF INP into a first positive-phase signal and a second positive-phase signal with equal amplitude and equal phase, and divides the negative-phase signal RF INN with equal amplitude and equal phase. Is divided into a first anti-phase signal and a second anti-phase signal.
  • the first normal phase signal and the first negative phase signal are input to the VGA 3, and the second normal phase signal and the second negative phase signal are input to the VGA 4.
  • the in-phase distributor 2 divides the positive phase signal RF INP into two parts with equal amplitude and equal phase.
  • the negative-phase signal RF INN is divided into two with the same amplitude and the same phase, so that the voltage of the first positive-phase signal input to the VGA 3 is V and the voltage of the first negative-phase signal is ⁇ V.
  • the voltage of the second positive phase signal input to the VGA 4 is V and the voltage of the second negative phase signal is -V.
  • the VGA 3 multiplies the input signal by a preset gain of the VGA 3 and outputs the product. For example, when the gain G A is set in the VGA 3, the voltage of the first positive phase signal output from the VGA 3 is G A V and the voltage of the first negative phase signal is ⁇ G A V. Similarly, the VGA 4 multiplies the input signal by a preset gain of the VGA 4 and outputs the product. When the gain G B is set in the VGA 4, the voltage of the second positive phase signal output from the VGA 4 is G B V and the voltage of the second negative phase signal is ⁇ G B V.
  • a signal that is 90 degrees out of phase such as an I signal and a Q signal, is generally input to the PPF included in the conventional vector combining type phase shifter. That is, if the input signal is a differential signal, the PPF has a positive phase signal of the I signal (0 degree) and a reverse phase signal of the I signal (180 degrees) when the positive phase signal of the I signal is used as a reference high frequency. , A positive phase signal of the Q signal (90 degrees) and a negative phase signal of the Q signal (270 degrees) are input.
  • signals having the same phase are input to the PPF 5 included in the vector combining type phase shifter according to the first embodiment.
  • a and B represent the amplitude of the input signal of the PPF 5.
  • the voltage difference ⁇ V IOUT of the output signal of the PPF 5 is calculated by using the above equation (1) as shown in the following equation (2). Can be represented.
  • FIG. 3 is a vector diagram showing the relationship between the input signal and the output signal of the PPF 5 of FIG. From the above equation (2), as shown in FIG. 3, the output from the output terminal 6a of the PPF 5 and the output from the output terminal 6b are represented as a vector sum of the real part A and the imaginary part B.
  • the phase shift is tan ⁇ 1 (B/A ).
  • NF total of the entire circuit having m stages of circuits through which an input signal is sequentially propagated can be generally expressed by the following equation (3).
  • NF 1 is an NF individual to the first-stage circuit
  • G 1 is a gain with respect to the input signal in the first-stage circuit
  • NF m is an NF individual to the m-th stage circuit
  • G m ⁇ 1 is a gain for the input signal in the (m ⁇ 1)-th stage circuit.
  • an input signal is inputted to PPF, an output signal of PPF is inputted to VGA, an output signal of VGA is synthesized by a synthesizing circuit, and a final output signal is obtained.
  • Signals flow in the order of VGA ⁇ composite circuit.
  • the input signal is input to the distributor, the output signal of the distributor is input to VGA, the output signal of VGA is input to PPF, and the final output is output.
  • the signal flows in the order of distributor ⁇ VGA ⁇ PPF to obtain the signal.
  • the combining circuit included in the conventional vector combining type phase shifter and the distributor included in the vector combining type phase shifter according to the first embodiment are ideal ones that do not contribute to gain and NF.
  • An ideal PPF has a passage loss of 6 dB regardless of the number of stages. Noise is added by the value of the output resistance having a loss, and its contribution matches the power loss. Therefore, in a passive component such as PPF, the pass loss generally corresponds to NF. Therefore, for example, it is assumed that the gain for the input signal in VGA is 10 dB and the NF is 5 dB, and the gain for the input signal in PPF is -6 dB and the NF is 6 dB.
  • NF 1 is 6 dB which is PF of PF in the above formula (3).
  • NF 2 is 5 dB which is an individual NF for VGA, and gain G 1 is ⁇ 6 dB for the input signal of PPF.
  • the first-stage circuit that affects NF total is VGA and the subsequent-stage circuit is PPF. Therefore, in the above formula (3), NF 1 is 5 dB which is an NF specific to VGA, NF 2 is 6 dB which is an NF of PPF, and gain G 1 is a gain of 10 dB with respect to an input signal of VGA.
  • the true value of NF total of the entire vector-synthesis type phase shifter according to the first embodiment is calculated from equation (3) as 3.458.
  • the vector-synthesis type phase shifter according to the first embodiment since the circuit having the positive gain (that is, VGA) is arranged in the first stage, the influence of PPF on NF can be suppressed. Therefore, the NF can be reduced. For example, since the PPF has a passage loss of 6 dB in an ideal state, the vector combining type phase shifter according to the first embodiment can improve the NF by about 6 dB.
  • Multi-stage PPF may be used in a vector combining type phase shifter for widening the band.
  • the vector combining type phase shifter according to the first embodiment has an NF of 10 dB or more. Improvements can be expected.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing another configuration example of the vector synthesizing type phase shifter according to the first embodiment, and vector synthesizing for outputting an output signal RF I_OUTP and an output signal RF I_OUTP having a voltage difference ⁇ V QOUT. 2 shows a type phase shifter.
  • Vector sum phase shifter shown in FIG. 4 an output terminal 6c, and an output terminal 6d, output from the output signal RF I_OUTP terminal 6c is output, the output signal RF I_OUTN is output from the output terminal 6d .
  • FIG. 5 is a vector diagram showing the relationship between the input signal and the output signal of the PPF 5 of FIG. From the above equation (5), as shown in FIG. 5, the output from the output terminal 6c of the PPF 5 and the output from the output terminal 6d are represented as a vector sum of the real part B and the imaginary part A.
  • the phase shift is tan ⁇ 1 (B/A ).
  • the PPF 5 for synthesizing any one of the input in-phase signals by shifting the phase by 90 degrees is arranged in the subsequent stage of the VGA 3 and the VGA 4.
  • the in-phase distributor 2 divides the input signal into VGA3 and VGA4 in phase, and inputs the in-phase signal whose amplitude is adjusted by VGA3 and VGA4 to the PPF5.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration example of the vector-synthesizing type phase shifter according to the second embodiment.
  • the vector combining type phase shifter shown in FIG. 6 includes a PPF 5A instead of the PPF 5 included in the vector combining type phase shifter shown in FIGS.
  • the PPF 5A is configured to include a resistor R and a capacitor C, and has an output terminal 6a and an output terminal 6b to which a load impedance Z is connected. Note that, in FIG. 6, the same components as those in FIGS. 2 and 4 are designated by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
  • the PPF 5A inputs the first differential signal whose amplitude is adjusted by the VGA 3 and the second differential signal whose amplitude is adjusted by the VGA 4, and outputs the first differential signal and the second differential signal. Of these signals, any one of the in-phase signals is phase-shifted by 90 degrees and synthesized.
  • the PPF 5A includes an output terminal 6a that is a first output terminal and an output terminal 6b that is a second output terminal.
  • a load impedance Z is connected to each of the output terminal 6a and the output terminal 6b.
  • the output terminal 6a is connected to the wiring through which the first positive phase signal output from the VGA 3 propagates and the wiring through which the second positive phase signal output from the VGA 4 propagates.
  • the output terminal 6b is connected to the wiring through which the first negative phase signal output from the VGA 3 propagates and the wiring through which the second negative phase signal output from the VGA 4 propagates.
  • the output terminal 6a outputs a signal obtained by short-circuiting a positive phase signal having the same phase as the signal input to the PPT 5A and a positive phase signal 90 degrees shifted by the PPT 5A. From the output terminal 6b, a signal obtained by short-circuiting a reverse-phase signal that is phase-shifted with respect to the signal input to the PPT 5A and a reverse-phase signal that is phase-shifted by 90 degrees with respect to the phase-shifted signal is output. Is output.
  • FIG. 7 is a vector diagram showing the relationship between the input signal and the output signal of PPF5A. From the above equation (6), as shown in FIG. 7, ⁇ V OUT is expressed as the sum of signals (1-j) and (1+j), which are orthogonal to each other, multiplied by gain A and gain B, respectively. By setting A to cos ⁇ and B to sin ⁇ , the PPF 5A can perform the phase shift of the angle ⁇ while keeping the amplitude of the input signal constant (here, 1.414).
  • the vector-combining phase shifter according to the second embodiment has an amplitude of an output signal of 1. under the condition of R>>
  • the PPF 5A outputs a signal in which the positive phase signal in phase with the input signal and the positive phase signal shifted by 90 degrees are short-circuited to the output terminal 6a.
  • the output terminal 6b outputs a signal in which the reverse-phase signal that is output from the input signal and is phase-shifted with respect to the input signal and the reverse-phase signal that is phase-shifted by 90 degrees with respect to the phase-shifted signal are short-circuited.
  • the SN ratio is improved by 3 dB.
  • the vector-synthesizing phase shifter according to the second embodiment in a communication system or radar system that performs beamforming, the contribution of NF after the phase shifter can be halved, and the NF can be reduced. It is possible to provide an optimized system.
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration example of the vector synthesis type phase shifter according to the third embodiment.
  • the vector combining type phase shifter shown in FIG. 8 includes a PPF 5B instead of the PPF 5 included in the vector combining type phase shifter shown in FIGS.
  • the PPF 5B includes a resistor R and a capacitor C, and as shown in FIG. 8, the output terminal 6a and the output terminal 6b shown in FIG. 2 and the output terminal 6c and the output terminal 6d shown in FIG. Equipped with.
  • the voltage difference [Delta] V IOUT output signal RF Q_OUTN Noto from the output signal RF Q_OUTP and the output terminal 6b of the output terminal 6a can be expressed by the formula (2).
  • the voltage difference [Delta] V QOUT of the output signal RF I_OUTN Noto from the output signal RF I_OUTP and the output terminal 6d from the output terminal 6c can be expressed by the formula (5).
  • FIG. 9 is a vector diagram showing the relationship between the input signal and the output signal of PPF5B.
  • ⁇ V IOUT and ⁇ V QOUT are represented as vector sums of the real part A and the imaginary part B, respectively.
  • the PPF 5B can shift the phase of the angle ⁇ while keeping the amplitude of the input signal constant (here, 1). ..
  • ⁇ V IOUT and ⁇ V QOUT can be kept in a state of being orthogonal to each other, they can be used in various systems including a phase shifter.
  • FIG. 10A is a circuit diagram showing a configuration of a signal source including a conventional vector combining type phase shifter.
  • FIG. 10B is a circuit diagram showing a configuration of a signal source including the vector-combining type phase shifter according to the third embodiment.
  • the signal cos ⁇ t and the signal ⁇ cos ⁇ t output from the oscillator 100 are input to the PPF 101.
  • PPF101 from the input signal cos .omega.t generates I P signal cos .omega.t and Q P signal cos ( ⁇ t + ⁇ / 2) , from a signal -cos ⁇ t input, I N signals -cos ⁇ t and Q N signal -cos ( ⁇ t + ⁇ / 2) To generate.
  • I P signal cos ⁇ t and I N signal -cos ⁇ t is amplified by VGA102 (e.g., amplified in 1x) is, Q P signal cos ( ⁇ t + ⁇ / 2) and Q N signal -cos ( ⁇ t + ⁇ / 2) is amplified by VGA103 To be done.
  • Synthesizer 104 generates and outputs a post-amplification I P signal cos ⁇ t after amplification Q P signal cos ( ⁇ t + ⁇ / 2) and the combined signal cos ( ⁇ t + ⁇ ) to PPF106.
  • Combiner 105 outputs Q N signal -cos after amplification with I N signal -cos ⁇ t after amplification ( ⁇ t + ⁇ / 2) and to generate a combined signal -cos ( ⁇ t + ⁇ ) to PPF106.
  • PPF106 from the input signal cos ( ⁇ t + ⁇ ), from generating an I P signal cos ( ⁇ t + ⁇ ) and Q P signal cos ( ⁇ t + ⁇ + ⁇ / 2), the input signal -cos ( ⁇ t + ⁇ ), I N signal -cos ( ⁇ t+ ⁇ ) and Q N signal ⁇ cos( ⁇ t+ ⁇ + ⁇ /2) are generated.
  • the amplifier 107 amplifies and outputs the I P signal cos( ⁇ t+ ⁇ ) and the I N signal ⁇ cos( ⁇ t+ ⁇ ), and the amplifier 108 outputs the Q P signal cos( ⁇ t+ ⁇ + ⁇ /2) and the Q N signal ⁇ cos( ⁇ t+ ⁇ + ⁇ ). /2) is amplified and output.
  • the conventional vector combining type phase shifter is provided with the amplifier 107 and the amplifier 108 to secure a certain signal power. For example, when the gain of the amplifier 107 and the amplifier 108 is 10 dB, the pass loss of the PPF 101 and the PPF 106 is ⁇ 10 dB, and the signal level of the output of the oscillator 100 is ⁇ 5 dBm, the power of 5 dBm is output as the entire phase shifter. is necessary.
  • the output signal since there is a passage loss of -20 dB in the two-stage PPF 101 and PPF 106, the output signal must be amplified by 10 dB by the amplifier 107 and the amplifier 108 in order to secure the electric power of 5 dBm as the output of the entire phase shifter.
  • the signal cos ⁇ t is input to the in-phase distributor 2 through the input terminal 1a, and the signal ⁇ cos ⁇ t is in-phase through the input terminal 1b. It is input to the distributor 2.
  • the in-phase distributor 2 divides the signal cos ⁇ t and the signal ⁇ cos ⁇ t into VGA 3 and VGA 4.
  • the signal cos ⁇ t and the signal ⁇ cos ⁇ t amplified by VGA3 and VGA4, respectively, are input to the PPF 5B.
  • VGA3 and VGA4 the signal cos ⁇ t and the signal ⁇ cos ⁇ t amplified by VGA3 and VGA4, respectively, are input to the PPF 5B.
  • VGA3 and VGA4 it is assumed that the input signal is amplified by 1 times in VGA3 and VGA4.
  • PPF5B from the input signal cos ⁇ t and signal -Cosomegati, generates I P signal cos ( ⁇ t + ⁇ ) and I N signal -cos ( ⁇ t + ⁇ ), and outputs I P signal cos a ( ⁇ t + ⁇ ) from the output terminal 6a, output from I N signal -cos ( ⁇ t + ⁇ ) output terminal 6c.
  • PPF5B from the input signal cos ⁇ t and signal -Cosomegati generates a Q P signal cos ( ⁇ t + ⁇ + ⁇ / 2 ) and Q N signal -cos ( ⁇ t + ⁇ + ⁇ / 2), Q P signal cos a ( ⁇ t + ⁇ + ⁇ / 2 )
  • the signal is output from the output terminal 6b and the Q N signal ⁇ cos( ⁇ t+ ⁇ + ⁇ /2) is output from the output terminal 6d.
  • the vector synthesis type phase shifter according to the third embodiment is a phase shifter having a low NF, the noise of the signal output from the signal source shown in FIG. 10B can be kept low. Further, in this signal source, the PPF can be eliminated by one stage as compared with the signal source shown in FIG. 10A, and therefore the amplifier 107 and the amplifier 108 are not necessary. This makes it possible to provide a signal source with low power consumption.
  • the PPF 5B inputs the signal whose amplitude is adjusted by the VGA 3 and the in-phase signal whose amplitude is adjusted by the VGA 4, and of these, One phase is phase-shifted by 90 degrees and synthesized, and a positive-phase signal and a negative-phase signal that are phase-shifted with respect to the input signal and a positive-phase signal and phase-shifted signal that are phase-shifted by 90 degrees with respect to the phase-shifted signal Output a negative phase signal.
  • the vector combining type phase shifter according to the present invention can be used for a communication system or a radar system that performs beamforming.

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Abstract

入力された同相の信号のいずれかの位相を９０度移相して合成するＰＰＦ（５）を、ＶＧＡ（３）およびＶＧＡ（４）の後段に配置し、同相分配器（２）によって信号を同相でＶＧＡ（３）およびＶＧＡ（４）に二分配し、ＶＧＡ（３）およびＶＧＡ（４）によって振幅が調整された同相の信号をＰＰＦ（５）に入力する。

Description

ベクトル合成型移相器
　本発明は、ベクトル合成型移相器に関する。
　例えば、非特許文献１には、入力された高周波信号の位相に対して角度θ移相した信号を出力するベクトル合成型移相器が記載されている。この移相器では、入力された高周波信号と同相の信号（Ｉ信号）と９０度位相差がある信号（Ｑ信号）とを生成し、ｃｏｓθの利得で増幅したＩ信号とｓｉｎθの利得で増幅したＱ信号とを合成して出力する。
Ｋｗａｎｇ－Ｊｉｎ　Ｋｏｈ　ａｎｄ　Ｇａｂｒｉｅｌ　Ｍ．　Ｒｅｂｅｉｚ，　"　Ａ　６－１８ＧＨｚ　５－Ｂｉｔ　Ａｃｔｉｖｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔｅｒ　"，　Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ　Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ　Ｄｉｇｅｓｔ（ＭＴＴ），　２０１０　ＩＥＥＥ　ＭＴＴ－Ｓ　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ，　７９２－７９５．
　非特許文献１に記載されたベクトル合成型移相器では、Ｉ信号およびＱ信号を生成するポリフェーズフィルタ（以下、ＰＰＦと記載する）が移相器内の前段に配置されている。しかしながら、ＰＰＦは、抵抗および容量といった受動素子で構成されているため、通過損失を有する。このため、ＰＰＦが移相器内の前段に配置されると、ＰＰＦの通過損失によって移相器の雑音指数（以下、ＮＦと記載する）が劣化するという課題があった。
　本発明は上記課題を解決するものであり、ＮＦの劣化を抑制できるベクトル合成型移相器を得ることを目的とする。
　本発明に係るベクトル合成型移相器は、入力信号を同相で二分配する分配部と、分配部によって分配されたそれぞれの信号の振幅を独立に調整する振幅調整部と、振幅調整部によってそれぞれの振幅が調整された同相の信号が入力され、入力された同相の信号のいずれかの位相を９０度移相して合成する移相部とを備える。
　本発明によれば、入力された同相の信号のいずれかの位相を９０度移相して合成する移相部を振幅調整部の後段に配置し、分配部によって入力信号を同相で振幅調整部に二分配し、振幅調整部によって振幅が調整された同相の信号を移相部に入力する。これにより、ベクトル合成型移相器のＮＦの劣化を抑制できる。
図１Ａは、実施の形態１に係るベクトル合成型移相器の構成を示す回路図である。図１Ｂは、図１ＡのＰＰＦの出力信号を示すＩＱ平面図である。 実施の形態１に係るベクトル合成型移相器の構成例を示す回路図である。 図２のＰＰＦの入力信号と出力信号との関係を示すベクトル図である。 実施の形態１に係るベクトル合成型移相器の別の構成例を示す回路図である。 図４のＰＰＦの入力信号と出力信号との関係を示すベクトル図である。 実施の形態２に係るベクトル合成型移相器の構成例を示す回路図である。 図６のＰＰＦの入力信号と出力信号との関係を示すベクトル図である。 実施の形態３に係るベクトル合成型移相器の構成例を示す回路図である。 図８のＰＰＦの入力信号と出力信号との関係を示すベクトル図である。 図１０Ａは、従来のベクトル合成型移相器を備えた信号源の構成を示す回路図である。図１０Ｂは、実施の形態３に係るベクトル合成型移相器を備えた信号源の構成を示す回路図である。
実施の形態１．
　図１Ａは、実施の形態１に係るベクトル合成型移相器の構成を示す回路図である。図１Ｂは、図１ＡのＰＰＦ（ポリフェーズフィルタ）５の出力信号を示すＩＱ平面図である。図１Ａに示すベクトル合成型移相器は、入力された高周波信号の位相を角度θ移相させた信号を生成して出力する回路であり、入力端子１、同相分配器２、可変利得増幅器（以下、ＶＧＡと記載する）３、ＶＧＡ４、ＰＰＦ５および出力端子６を備える。
　同相分配器２は、入力端子１から入力された高周波信号ＲＦＩＮを、同相で二分配する分配部である。図１Ａに示すように、同相分配器２は、ＶＧＡ３およびＶＧＡ４の前段に配置され、同相分配器２によって分配された一方の信号はＶＧＡ３に出力され、他方の信号はＶＧＡ４に出力される。
　ＶＧＡ３およびＶＧＡ４は、同相分配器２によって分配された同相の信号の振幅を独立に調整する振幅調整部である。ＶＧＡ３は、同相分配器２によって分配された一方の同相の信号の振幅を調整する第１の振幅調整部であり、ＶＧＡ４は、同相分配器２によって分配された他方の同相の信号の振幅を調整する第２の振幅調整部である。図１Ａに示すように、ＶＧＡ３およびＶＧＡ４は、ＰＰＦ５の前段に配置される。ＶＧＡ３は、利得ｃｏｓθで入力信号を増幅することで、当該利得に応じて入力信号の振幅を調整する。ＶＧＡ４は、利得ｓｉｎθで入力信号を増幅することで、当該利得に応じて入力信号の振幅を調整する。
　ＰＰＦ５は、ＶＧＡ３によって振幅が調整された同相の信号と、ＶＧＡ４によって振幅が調整された同相の信号のうちの一方の信号の位相を９０度移相し、これらの信号を合成し、出力端子６から高周波信号ＲＦＯＵＴとして出力する移相部である。高周波信号ＲＦＯＵＴは、例えば、図１Ｂに示すように、ｃｏｓθの利得で増幅されたＩ信号とｓｉｎθの利得で増幅されたＱ信号とのベクトル和として表される信号である。
　図２は、実施の形態１に係るベクトル合成型移相器の構成例を示す回路図であり、移相器の具体的な構成を示している。図２に示すベクトル合成型移相器は、入力が差動２入力で、出力が差動２出力の移相器であり、入力端子１ａ、入力端子１ｂ、同相分配器２、ＶＧＡ３、ＶＧＡ４、ＰＰＦ５、出力端子６ａおよび出力端子６ｂを備える。入力端子１ａには、差動信号の正相信号ＲＦＩＮＰが入力され、入力端子１ｂには、差動信号の逆相信号ＲＦＩＮＮが入力される。
　同相分配器２は、例えば差動ウィルキンソン分配器である。なお、説明の簡単のため、同相分配器２は、入力信号を、通過損失なくかつ位相変化を与えることなく、二分配するものと仮定する。同相分配器２は、正相信号ＲＦＩＮＰおよび逆相信号ＲＦＩＮＮからなる差動信号を、第１の正相信号および第２の正相信号に二分配し、第１の逆相信号および第２の逆相信号に二分配する。
　ＶＧＡ３およびＶＧＡ４は、入力された信号をα倍して出力する。αは任意の値であってもよいが、例えば、０＜α＜１である。ＶＧＡ３には、第１の正相信号および第１の逆相信号からなる第１の差動信号が入力され、ＶＧＡ４には、第２の正相信号および第２の逆相信号からなる第２の差動信号が入力される。ＶＧＡ３は、第１の差動信号の第１の正相信号をα倍し、第１の逆相信号をα倍して、ＰＰＦ５に出力する。ＶＧＡ４は、第２の差動信号の第２の正相信号をα倍し、第２の逆相信号をα倍して、ＰＰＦ５に出力する。なお、ＶＧＡ３に設定されたαとＶＧＡ４に設定されたαは、同じ値であってもよいし、異なる値であってもよい。
　図２に示すＰＰＦ５は、抵抗Ｒおよび容量Ｃを含んで構成されたＲＣ型ＰＰＦであり、出力端子６ａおよび出力端子６ｂの各々には、負荷インピーダンスＺが接続されている。ＰＰＦ５は、ＶＧＡ３から入力された第１の差動信号およびＶＧＡ４から入力された第２の差動信号のうち、同相の信号のいずれかの位相を９０度移相し、これらの信号のそれぞれを加算する機能を有している。
　ＶＧＡ３によってα倍された第１の正相信号の電圧をＶＩＰとし、ＶＧＡ３によってα倍された第１の逆相信号の電圧をＶＩＮとし、ＶＧＡ４によってα倍された第２の正相信号の電圧をＶＱＰとし、ＶＧＡ４によってα倍された第２の逆相信号の電圧をＶＱＮとする。
　ＰＰＦでは、一般的には、｜ＶＩＰ－ＶＩＮ｜＝｜ＶＱＰ－ＶＱＮ｜、ｔａｎ－１（ＶＩＰ－ＶＩＮ）－ｔａｎ－１（ＶＱＰ－ＶＱＮ）＝９０度、という条件が用いられる。
　図２に示すベクトル合成型移相器が備えるＰＰＦ５では、出力端子６ａからの出力信号ＲＦＱ＿ＯＵＴＰの電圧ＶＯ＿ＩＰと、出力端子６ｂからの出力信号ＲＦＱ＿ＯＵＴＮの電圧ＶＯ＿ＩＮとの電圧差ΔＶＩＯＵＴは、下記式（１）のように表される。
　下記式（１）において、ＲおよびＣは、ＰＰＦ５を構成する抵抗素子の抵抗値と容量素子の容量値である。４つの抵抗素子は同じ抵抗値であり、４つの容量素子は同じ容量値である。Ｚｌは、負荷インピーダンスＺの値であり、４つの負荷インピーダンスＺは同じ値である。ｊは、虚数単位であり、ωは、移相器に入力される信号の周波数である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
　次に動作について説明する。
　差動信号の正相信号ＲＦＩＮＰが入力端子１ａに入力され、逆相信号ＲＦＩＮＮが入力端子１ｂに入力される。同相分配器２は、正相信号ＲＦＩＮＰを、等しい振幅かつ等しい位相で第１の正相信号と第２の正相信号とに二分配し、逆相信号ＲＦＩＮＮを、等しい振幅かつ等しい位相で第１の逆相信号と第２の逆相信号とに二分配する。ＶＧＡ３には、第１の正相信号と第１の逆相信号とが入力され、ＶＧＡ４には、第２の正相信号と第２の逆相信号とが入力される。例えば、正相信号ＲＦＩＮＰの電圧が２Ｖであり、逆相信号ＲＦＩＮＮの電圧が－２Ｖである場合に、同相分配器２は、正相信号ＲＦＩＮＰを等しい振幅かつ等しい位相で二分配し、逆相信号ＲＦＩＮＮを等しい振幅かつ等しい位相で二分配するので、ＶＧＡ３に入力される第１の正相信号の電圧はＶであり、第１の逆相信号の電圧は－Ｖである。ＶＧＡ４に入力される第２の正相信号の電圧はＶであり、第２の逆相信号の電圧は－Ｖである。
　ＶＧＡ３は、入力信号に対して、ＶＧＡ３に予め設定された利得を乗算して出力する。例えば、ＶＧＡ３に利得ＧＡが設定されていた場合、ＶＧＡ３から出力される第１の正相信号の電圧はＧＡＶとなり、第１の逆相信号の電圧は－ＧＡＶとなる。同様に、ＶＧＡ４は、入力信号に対して、ＶＧＡ４に予め設定された利得を乗算して出力する。ＶＧＡ４に利得ＧＢが設定されていた場合、ＶＧＡ４から出力される第２の正相信号の電圧はＧＢＶとなり、第２の逆相信号の電圧は－ＧＢＶとなる。
　従来のベクトル合成型移相器が備えるＰＰＦには、一般的には、Ｉ信号とＱ信号というように９０度位相が異なる信号が入力される。すなわち、入力信号が差動信号であれば、ＰＰＦには、Ｉ信号の正相信号を基準高周波とした場合、Ｉ信号の正相信号（０度）、Ｉ信号の逆相信号（１８０度）、Ｑ信号の正相信号（９０度）およびＱ信号の逆相信号（２７０度）といった信号が入力される。
　これに対して、実施の形態１に係るベクトル合成型移相器が備えるＰＰＦ５には、位相が等しい信号が入力される。ここで、ＶＩＰ－ＶＩＮ＝Ａ、ＶＱＰ－ＶＱＮ＝Ｂとした場合、ＡとＢは、ＰＰＦ５の入力信号の振幅を表す。移相器に入力される高周波信号の周波数がωＣＲ＝１となる周波数である場合、ＰＰＦ５の出力信号の電圧差ΔＶＩＯＵＴは、上記式（１）を用いて、下記式（２）のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
　図３は、図２のＰＰＦ５の入力信号と出力信号との関係を示すベクトル図である。上記式（２）から、図３に示すように、ＰＰＦ５の出力端子６ａからの出力と、出力端子６ｂからの出力は、実部Ａと虚部Ｂとのベクトル和として表される。ここで、ＰＰＦ５の出力電圧差ＶＯ＿ＩＰ－ＶＯ＿ＩＮ（＝ΔＶＩＯＵＴ）で表される信号の振幅は、（Ａ２＋Ｂ２）１／２であり、移相は、ｔａｎ－１（Ｂ／Ａ）で表される。Ａをｃｏｓθとし、Ｂをｓｉｎθとすることで、ＰＰＦ５は、入力信号の振幅を一定（ここでは、１）に保ちながら、角度θの移相が可能となる。
　入力された信号が順に伝搬されるｍ段の回路を有した回路全体の雑音指数ＮＦｔｏｔａｌは、一般的に下記式（３）で表すことができる。下記式（３）において、ＮＦ１は、初段の回路に個別のＮＦであり、Ｇ１は、初段の回路における入力信号に対する利得である。ＮＦｍは、ｍ段目の回路に個別のＮＦであり、Ｇｍ－１は、（ｍ－１）段目の回路における入力信号に対する利得である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
　従来のベクトル合成型移相器は、入力信号がＰＰＦに入力されて、ＰＰＦの出力信号がＶＧＡに入力され、ＶＧＡの出力信号が合成回路によって合成されて最終的な出力信号を得る、ＰＰＦ→ＶＧＡ→合成回路といった順で信号が流れる。一方、実施の形態１に係るベクトル合成型移相器では、入力信号が分配器に入力され、分配器の出力信号がＶＧＡに入力され、ＶＧＡの出力信号がＰＰＦに入力されて最終的な出力信号を得る、分配器→ＶＧＡ→ＰＰＦといった順で信号が流れる。
　従来のベクトル合成型移相器が備える合成回路および実施の形態１に係るベクトル合成型移相器が備える分配器は、利得およびＮＦへの寄与がない理想的なものであると仮定する。理想的な構成のＰＰＦでは、その段数に関わらず、６ｄＢの通過損失を有する。
　損失がある出力抵抗の値だけ雑音が付与され、その寄与分は電力損失と一致するため、一般的にＰＰＦのような受動部品では通過損失がＮＦに相当する。そこで、例えば、ＶＧＡにおける、入力信号に対する利得が１０ｄＢ、ＮＦが５ｄＢであるものとし、ＰＰＦにおける、入力信号に対する利得が－６ｄＢであり、ＮＦを６ｄＢとする。
　従来のベクトル合成型移相器では、ＮＦｔｏｔａｌに影響を与える初段の回路がＰＰＦであり、続く段の回路がＶＧＡであるので、上記式（３）において、ＮＦ１がＰＰＦのＮＦである６ｄＢ、ＮＦ２がＶＧＡに個別なＮＦである５ｄＢ、利得Ｇ１がＰＰＦの入力信号に対する利得－６ｄＢである。ＮＦの真数値は、１０（ＮＦ／１０）で得られ、利得Ｇの真数値は、１０（Ｇ／１０）で得られるので、ＮＦ１が１０（６／１０）＝３．９８、ＮＦ２が１０（５／１０）＝３．１６、Ｇ１が１０（－６／１０）＝０．２５となり、上記式（３）から、従来のベクトル合成型移相器全体のＮＦｔｏｔａｌの真数値が１２．６２と算出される。ＮＦは１０ｌｏｇ（ＮＦの真数値）で得られるので、従来のベクトル合成型移相器全体のＮＦｔｏｔａｌは、１０ｌｏｇ（１２．６２）＝１１．０ｄＢ（小数点第二位以下切り捨て）となる。
　一方、実施の形態１に係るベクトル合成型移相器は、ＮＦｔｏｔａｌに影響を与える初段の回路がＶＧＡであり、続く段の回路がＰＰＦである。このため、上記式（３）において、ＮＦ１がＶＧＡに個別なＮＦである５ｄＢ、ＮＦ２がＰＰＦのＮＦである６ｄＢ、利得Ｇ１がＶＧＡの入力信号に対する利得１０ｄＢである。ＮＦ１の真数値が１０（５／１０）＝３．１６、ＮＦ２の真数値が１０（６／１０）＝３．９８、Ｇ１の真数値が１０（１０／１０）＝１０となるので、上記式（３）から、実施の形態１に係るベクトル合成型移相器全体のＮＦｔｏｔａｌの真数値は３．４５８と算出される。これにより、実施の形態１に係るベクトル合成型移相器全体のＮＦｔｏｔａｌは、１０ｌｏｇ（３．４５８）＝５．３ｄＢ（小数点第二位以下切り捨て）となる。
　このように、実施の形態１に係るベクトル合成型移相器では、初段に正の利得を有した回路（すなわち、ＶＧＡ）が配置されているため、ＰＰＦによるＮＦへの影響を抑制することができ、ＮＦの低減が可能となる。例えば、ＰＰＦは、理想状態で６ｄＢの通過損失を有するので、実施の形態１に係るベクトル合成型移相器では、およそ６ｄＢのＮＦ改善が可能である。
　ベクトル合成型移相器には、広帯域化のために多段のＰＰＦが用いられる場合がある。特に、高周波帯域において、従来のベクトル合成型移相器では、多段のＰＰＦで１０ｄＢ以上の通過損失が生じることが多かったため、実施の形態１に係るベクトル合成型移相器では、１０ｄＢ以上のＮＦ改善が見込めることになる。
　これまでの説明では同相出力のベクトル合成型移相器を示したが、実施の形態１に係るベクトル合成型移相器は、直交出力であってもよい。
　図４は、実施の形態１に係るベクトル合成型移相器の別の構成例を示す回路図であり、電圧差がΔＶＱＯＵＴである出力信号ＲＦＩ＿ＯＵＴＰと出力信号ＲＦＩ＿ＯＵＴＰとを出力するベクトル合成型移相器を示している。図４に示すベクトル合成型移相器は、出力端子６ｃと、出力端子６ｄとを備えており、出力端子６ｃから出力信号ＲＦＩ＿ＯＵＴＰが出力され、出力端子６ｄから出力信号ＲＦＩ＿ＯＵＴＮが出力される。
　前述したように、ＰＰＦでは、一般的には｜ＶＩＰ－ＶＩＮ｜＝｜ＶＱＰ－ＶＱＮ｜、ｔａｎ－１（ＶＩＰ－ＶＩＮ）－ｔａｎ－１（ＶＱＰ－ＶＱＮ）＝９０度、という条件が用いられる。
　図４に示すベクトル合成型移相器が備えるＰＰＦ５では、出力端子６ｃから出力される出力信号ＲＦＩ＿ＯＵＴＰと、出力端子６ｄから出力される出力信号ＲＦＩ＿ＯＵＴＮとの電圧差ΔＶＱＯＵＴは、下記式（４）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004
　移相器に入力される高周波信号の周波数がωＣＲ＝１となる周波数であると、ＰＰＦ５の出力信号の電圧差ΔＶＱＯＵＴは、上記式（４）を用いて下記式（５）のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005
　図５は、図４のＰＰＦ５の入力信号と出力信号との関係を示すベクトル図である。上記式（５）から、図５に示すように、ＰＰＦ５の出力端子６ｃからの出力と、出力端子６ｄからの出力は、実部Ｂと虚部Ａとのベクトル和として表される。ここで、ＰＰＦ５の出力電圧差ＶＯ＿ＱＰ－ＶＯ＿ＱＮ（＝ΔＶＱＯＵＴ）で表される信号の振幅は、（Ａ２＋Ｂ２）１／２であり、移相は、ｔａｎ－１（Ｂ／Ａ）で表される。Ａをｃｏｓθとし、Ｂをｓｉｎθとすることで、ＰＰＦ５は、入力信号の振幅を一定（例えば、１）に保ったまま角度θの移相が可能となる。
　以上のように、実施の形態１に係るベクトル合成型移相器において、入力された同相の信号のいずれかの位相を９０度移相して合成するＰＰＦ５を、ＶＧＡ３およびＶＧＡ４の後段に配置し、同相分配器２によって入力信号を同相でＶＧＡ３およびＶＧＡ４に二分配し、ＶＧＡ３およびＶＧＡ４によって振幅が調整された同相の信号をＰＰＦ５に入力する。このように移相器全体のＮＦに影響を与える初段の回路に正の利得を有したＶＧＡを配置することで、移相器全体のＮＦの劣化を抑制することができる。
実施の形態２．
　図６は、実施の形態２に係るベクトル合成型移相器の構成例を示す回路図である。図６に示すベクトル合成型移相器は、図２および図４に示したベクトル合成型移相器が備えるＰＰＦ５の代わりに、ＰＰＦ５Ａを備える。ＰＰＦ５Ａは、図６に示すように、抵抗Ｒと容量Ｃを含んで構成され、負荷インピーダンスＺが各々に接続された出力端子６ａと出力端子６ｂを有する。なお、図６において、図２および図４と同一の構成要素には、同一の符号を付して説明を省略する。
　ＰＰＦ５Ａは、ＶＧＡ３によって振幅が調整された第１の差動信号と、ＶＧＡ４によって振幅が調整された第２の差動信号とを入力し、第１の差動信号および第２の差動信号のうち、同相の信号のいずれかの位相を９０度移相して合成する。ＰＰＦ５Ａは、第１の出力端子である出力端子６ａと第２の出力端子である出力端子６ｂを備える。出力端子６ａおよび出力端子６ｂには、それぞれ負荷インピーダンスＺが接続されている。また、出力端子６ａには、ＶＧＡ３から出力された第１の正相信号が伝搬する配線と、ＶＧＡ４から出力された第２の正相信号が伝搬する配線とが接続されている。出力端子６ｂには、ＶＧＡ３から出力された第１の逆相信号が伝搬する配線と、ＶＧＡ４から出力された第２の逆相信号が伝搬する配線とが接続されている。
　出力端子６ａからは、ＰＰＴ５Ａに入力された信号と同相の正相信号と、ＰＰＴ５Ａによって９０度移相された正相信号とが短絡された信号が出力される。また、出力端子６ｂからは、ＰＰＴ５Ａに入力された信号に対し移相された逆相信号と、その移相された信号に対して９０度移相された逆相信号とが短絡された信号が出力される。
　出力端子６ａからの出力信号ＲＦＱ＿ＯＵＴＰと出力端子６ｂからの出力信号ＲＦＱ＿ＯＵＴＮのとの電圧差ΔＶＯＵＴは、下記式（６）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006
　図７は、ＰＰＦ５Ａの入力信号と出力信号との関係を示すベクトル図である。上記式（６）から、図７に示すように、ΔＶＯＵＴは、（１－ｊ）および（１＋ｊ）という互いに直交する信号にそれぞれ利得Ａと利得Ｂを乗算したものの和として表される。Ａをｃｏｓθとし、Ｂをｓｉｎθとすることで、ＰＰＦ５Ａは、入力信号の振幅を一定（ここでは、１．４１４）に保ちながら、角度θの移相が可能となる。
　実施の形態２に係るベクトル合成型移相器は、実施の形態１に係るベクトル合成型移相器と比較して、Ｒ＞＞｜２Ｚｌ＋ｊ２Ｚｌ｜の条件において出力信号の振幅が１．４１４倍、すなわち３ｄＢ向上する。これにより、ＳＮ比が３ｄＢ改善される。
　以上のように、実施の形態２に係るベクトル合成型移相器において、ＰＰＦ５Ａが、入力した信号と同相の正相信号と９０度移相した正相信号とが短絡された信号を出力端子６ａから出力し、入力した信号に対し移相された逆相信号と、その移相信号に対し９０度移相された逆相信号とが短絡された信号を出力端子６ｂから出力する。前述したように、実施の形態２に係るベクトル合成型移相器では、ＳＮ比が３ｄＢ改善される。このため、実施の形態２に係るベクトル合成型移相器を、ビームフォーミングを行う通信システムまたはレーダシステムに用いることにより、当該移相器以降のＮＦの寄与を半減させることができ、ＮＦが低減されたシステムを提供することが可能である。
実施の形態３．
　図８は、実施の形態３に係るベクトル合成型移相器の構成例を示す回路図である。図８に示すベクトル合成型移相器は、図２および図４に示したベクトル合成型移相器が備えるＰＰＦ５の代わりに、ＰＰＦ５Ｂを備える。ＰＰＦ５Ｂは、抵抗Ｒと容量Ｃを含んで構成されており、図８に示すように、図２に示した出力端子６ａおよび出力端子６ｂと、図４に示した出力端子６ｃおよび出力端子６ｄとを備える。
　出力端子６ａからの出力信号ＲＦＱ＿ＯＵＴＰと出力端子６ｂからの出力信号ＲＦＱ＿ＯＵＴＮのとの電圧差ΔＶＩＯＵＴは、上記式（２）で表すことができる。出力端子６ｃからの出力信号ＲＦＩ＿ＯＵＴＰと出力端子６ｄからの出力信号ＲＦＩ＿ＯＵＴＮのとの電圧差ΔＶＱＯＵＴは、上記式（５）で表すことができる。
　図９は、ＰＰＦ５Ｂの入力信号と出力信号との関係を示すベクトル図である。図９に示すように、ΔＶＩＯＵＴとΔＶＱＯＵＴは、それぞれ実部Ａと虚部Ｂのベクトル和として表される。実施の形態１と同様に、Ａをｃｏｓθとし、Ｂをｓｉｎθとすることで、ＰＰＦ５Ｂは、入力信号の振幅を一定（ここでは、１）に保ったまま、角度θの移相が可能となる。また、ΔＶＩＯＵＴとΔＶＱＯＵＴは、直交した状態を保つことができるため、移相器を備える様々なシステムに利用することが可能である。
　図１０Ａは、従来のベクトル合成型移相器を備えた信号源の構成を示す回路図である。図１０Ｂは、実施の形態３に係るベクトル合成型移相器を備えた信号源の構成を示す回路図である。図１０Ａに示す信号源において、発振器１００から出力された信号ｃｏｓωｔおよび信号－ｃｏｓωｔは、ＰＰＦ１０１に入力される。ＰＰＦ１０１は、入力した信号ｃｏｓωｔから、ＩＰ信号ｃｏｓωｔおよびＱＰ信号ｃｏｓ（ωｔ＋π／２）を生成し、入力した信号－ｃｏｓωｔから、ＩＮ信号－ｃｏｓωｔおよびＱＮ信号－ｃｏｓ（ωｔ＋π／２）を生成する。
　ＩＰ信号ｃｏｓωｔおよびＩＮ信号－ｃｏｓωｔは、ＶＧＡ１０２によって増幅（例えば、１倍で増幅）され、ＱＰ信号ｃｏｓ（ωｔ＋π／２）とＱＮ信号－ｃｏｓ（ωｔ＋π／２）は、ＶＧＡ１０３によって増幅される。ここでは、説明の簡単のため、ＶＧＡ１０２およびＶＧＡ１０３において、入力信号を１倍で増幅するものと仮定する。合成器１０４は、増幅後のＩＰ信号ｃｏｓωｔと増幅後のＱＰ信号ｃｏｓ（ωｔ＋π／２）とを合成した信号ｃｏｓ（ωｔ＋θ）を生成してＰＰＦ１０６に出力する。合成器１０５は、増幅後のＩＮ信号－ｃｏｓωｔと増幅後のＱＮ信号－ｃｏｓ（ωｔ＋π／２）とを合成した信号－ｃｏｓ（ωｔ＋θ）を生成してＰＰＦ１０６に出力する。
　ＰＰＦ１０６は、入力された信号ｃｏｓ（ωｔ＋θ）から、ＩＰ信号ｃｏｓ（ωｔ＋θ）およびＱＰ信号ｃｏｓ（ωｔ＋θ＋π／２）を生成し、入力された信号－ｃｏｓ（ωｔ＋θ）から、ＩＮ信号－ｃｏｓ（ωｔ＋θ）およびＱＮ信号－ｃｏｓ（ωｔ＋θ＋π／２）を生成する。増幅器１０７は、ＩＰ信号ｃｏｓ（ωｔ＋θ）とＩＮ信号－ｃｏｓ（ωｔ＋θ）とを増幅して出力し、増幅器１０８は、ＱＰ信号ｃｏｓ（ωｔ＋θ＋π／２）と、ＱＮ信号－ｃｏｓ（ωｔ＋θ＋π／２）とを増幅して出力する。
　ＰＰＦ１０１およびＰＰＦ１０６は、それぞれ通過損失を有するため、従来のベクトル合成型移相器では、増幅器１０７および増幅器１０８を設けて一定の信号電力を確保している。例えば、増幅器１０７および増幅器１０８の利得を１０ｄＢとし、ＰＰＦ１０１およびＰＰＦ１０６の通過損失を－１０ｄＢとし、発振器１００の出力の信号レベルを－５ｄＢｍとした場合に、移相器全体の出力として５ｄＢｍの電力が必要である。すなわち、二段のＰＰＦ１０１およびＰＰＦ１０６において－２０ｄＢの通過損失があるため、移相器全体の出力として５ｄＢｍの電力を確保するには、増幅器１０７および増幅器１０８によって出力信号を１０ｄＢ増幅しなければならない。
　一方、図１０Ｂに示す信号源では、発振器１００から出力された信号ｃｏｓωｔおよび信号－ｃｏｓωｔは、入力端子１ａを通って信号ｃｏｓωｔが同相分配器２に入力され、入力端子１ｂを通して信号－ｃｏｓωｔが同相分配器２に入力される。同相分配器２は、信号ｃｏｓωｔおよび信号－ｃｏｓωｔを、ＶＧＡ３およびＶＧＡ４に二分配する。ＶＧＡ３およびＶＧＡ４によってそれぞれ増幅された信号ｃｏｓωｔおよび信号－ｃｏｓωｔは、ＰＰＦ５Ｂに入力される。ここでは、説明の簡単のため、ＶＧＡ３およびＶＧＡ４において、入力信号を１倍で増幅するものと仮定する。
　ＰＰＦ５Ｂは、入力された信号ｃｏｓωｔおよび信号－ｃｏｓωｔから、ＩＰ信号ｃｏｓ（ωｔ＋θ）とＩＮ信号－ｃｏｓ（ωｔ＋θ）を生成し、ＩＰ信号ｃｏｓ（ωｔ＋θ）を出力端子６ａから出力して、ＩＮ信号－ｃｏｓ（ωｔ＋θ）を出力端子６ｃから出力する。さらに、ＰＰＦ５Ｂは、入力された信号ｃｏｓωｔおよび信号－ｃｏｓωｔから、ＱＰ信号ｃｏｓ（ωｔ＋θ＋π／２）とＱＮ信号－ｃｏｓ（ωｔ＋θ＋π／２）を生成し、ＱＰ信号ｃｏｓ（ωｔ＋θ＋π／２）を出力端子６ｂから出力して、ＱＮ信号－ｃｏｓ（ωｔ＋θ＋π／２）を出力端子６ｄから出力する。
　実施の形態３に係るベクトル合成型移相器は、ＮＦが低い移相器であるため、図１０Ｂに示す信号源から出力される信号の雑音も低い状態に保つことができる。また、この信号源では、図１０Ａに示した信号源に比べてＰＰＦを一段削除することが可能であるため、増幅器１０７および増幅器１０８が不要である。これにより、低消費電力の信号源を提供することができる。
　以上のように、実施の形態３に係るベクトル合成型移相器において、ＰＰＦ５Ｂが、ＶＧＡ３によって振幅が調整された信号とＶＧＡ４によって振幅が調整された同相の信号とを入力し、これらのうち、一方の位相を９０度移相して合成し、入力された信号に対し移相された正相信号および逆相信号と、その移相された信号に対し９０度移相された正相信号および逆相信号を出力する。このように移相器全体のＮＦに影響を与える初段の回路に正の利得を有したＶＧＡを配置することで、移相器全体のＮＦを改善することができる。
　なお、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、本発明の範囲内において、実施の形態のそれぞれの自由な組み合わせまたは実施の形態のそれぞれの任意の構成要素の変形もしくは実施の形態のそれぞれにおいて任意の構成要素の省略が可能である。
　本発明に係るベクトル合成型移相器は、ビームフォーミングを行う通信システムまたはレーダシステムに利用可能である。
　１，１ａ，１ｂ　入力端子、２　同相分配器、３，４，１０２，１０３　ＶＧＡ、５，５Ａ，５Ｂ　ＰＰＦ、６，６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ　出力端子、１００　発振器、１０４，１０５　合成器、１０７、１０８　増幅器。

Claims (5)

  1. 　入力信号を同相で二分配する分配部と、
    　前記分配部によって分配されたそれぞれの信号の振幅を独立に調整する振幅調整部と、
    　前記振幅調整部によってそれぞれの振幅が調整された同相の信号が入力され、入力された同相の信号のいずれかの位相を９０度移相して合成する移相部と、
    　を備えたことを特徴とするベクトル合成型移相器。
  2. 　前記分配部は、正相信号および逆相信号からなる差動信号を、第１の正相信号と第２の正相信号とに二分配し、第１の逆相信号と第２の逆相信号とに二分配し、
    　前記振幅調整部は、第１の振幅調整部および第２の振幅調整部を有し、
    　前記第１の振幅調整部は、前記第１の正相信号および前記第１の逆相信号からなる第１の差動信号の振幅を調整し、
    　前記第２の振幅調整部は、前記第２の正相信号および前記第２の逆相信号からなる第２の差動信号の振幅を調整し、
    　前記移相部は、前記第１の振幅調整部によって振幅が調整された前記第１の差動信号と前記第２の振幅調整部によって振幅が調整された前記第２の差動信号とが入力され、前記第１の差動信号および前記第２の差動信号のうち、同相の信号のいずれかの位相を９０度移相して合成すること
    　を特徴とする請求項１記載のベクトル合成型移相器。
  3. 　前記移相部は、抵抗および容量を含んで構成され、入力された信号と同相の信号および９０度移相された信号のうち、一方の信号を出力するポリフェーズフィルタであること
    　を特徴とする請求項２記載のベクトル合成型移相器。
  4. 　前記分配部は、正相信号および逆相信号からなる差動信号を、第１の正相信号と第２の正相信号とに二分配し、第１の逆相信号と第２の逆相信号とに二分配し、
    　前記振幅調整部は、第１の振幅調整部および第２の振幅調整部を有し、
    　前記第１の振幅調整部は、前記第１の正相信号および前記第１の逆相信号からなる第１の差動信号の振幅を調整し、
    　前記第２の振幅調整部は、前記第２の正相信号および前記第２の逆相信号からなる第２の差動信号の振幅を調整し、
    　前記移相部は、抵抗および容量を含んで構成され、負荷インピーダンスが各々に接続された第１の出力端子と第２の出力端子を有し、前記第１の振幅調整部によって振幅が調整された前記第１の差動信号と、前記第２の振幅調整部によって振幅が調整された前記第２の差動信号とが入力されて、前記第１の差動信号および前記第２の差動信号のうち、同相の信号のいずれかの位相を９０度移相して合成するポリフェーズフィルタであり、
    　前記ポリフェーズフィルタは、入力された信号と同相の正相信号と９０度移相された正相信号とが短絡された信号を前記第１の出力端子から出力し、入力された信号に対し移相された逆相信号と、移相された信号に対し９０度移相された逆相信号とが短絡された信号を前記第２の出力端子から出力すること
    　を特徴とする請求項１記載のベクトル合成型移相器。
  5. 　正相信号および逆相信号からなる差動信号を、第１の正相信号と第２の正相信号とに二分配し、第１の逆相信号と第２の逆相信号とに二分配する分配部と、
    　前記第１の正相信号および前記第１の逆相信号からなる第１の差動信号の振幅を調整する第１の振幅調整部と、
    　前記第２の正相信号および前記第２の逆相信号からなる第２の差動信号の振幅を調整する第２の振幅調整部と、
    　抵抗および容量を含んで構成され、前記第１の振幅調整部によって振幅が調整された前記第１の差動信号と前記第２の振幅調整部によって振幅が調整された前記第２の差動信号とが入力され、前記第１の差動信号および前記第２の差動信号のうち、同相の信号のいずれかの位相を９０度移相して合成し、入力された信号に対し移相された正相信号および逆相信号と、移相された信号に対し９０度移相された正相信号および逆相信号とを出力するポリフェーズフィルタと、
    　を備えたことを特徴とするベクトル合成型移相器。
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001185967A (ja) * 1999-12-27 2001-07-06 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波電力増幅器
JP2003229738A (ja) * 2002-01-31 2003-08-15 Mitsubishi Electric Corp アナログ形移相器
JP2005244361A (ja) * 2004-02-24 2005-09-08 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 広帯域位相器
WO2018158902A1 (ja) * 2017-03-02 2018-09-07 三菱電機株式会社 ポリフェーズフィルタ

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001185967A (ja) * 1999-12-27 2001-07-06 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波電力増幅器
JP2003229738A (ja) * 2002-01-31 2003-08-15 Mitsubishi Electric Corp アナログ形移相器
JP2005244361A (ja) * 2004-02-24 2005-09-08 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 広帯域位相器
WO2018158902A1 (ja) * 2017-03-02 2018-09-07 三菱電機株式会社 ポリフェーズフィルタ

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