JP5452283B2 - 歪み補償装置 - Google Patents

Description

本発明は、衛星通信用増幅器、移動体通信用増幅器、および地上マイクロ波通信用増幅器に適用され、振幅非線形性および位相非線形性を補償する低歪み増幅器用の歪み補償装置に関する。

従来例１として、次のような歪み補償回路がある（例えば、特許文献１参照）。従来例１における歪み補償回路は、抵抗と直流電源が直列に接続された回路、およびインダクタまたは抵抗のいずれか少なくとも１つを含む回路と順方向にバイアスされたダイオードが直列に接続された回路が、信号路に対し並列に接続され、信号路の入力側および出力側には、キャパシタが直列に接続された構成を有する。

このような構成を備えることで、入力電力Ｐｉｎの増加に対し、利得Ｇａｉｎが増加し、位相Ｐｈａｓｅが遅れる特性が得られる。また、直流電圧を変化させることで、歪み補償回路の利得、通過位相特性を容易に調整できる。さらに、抵抗値を変化させることで、利得、通過位相特性の調整および入力電力に対する感度を調整できる。

また、従来例２として、次のような歪み補償回路がある（例えば、特許文献２参照）。従来例２における歪み補償回路は、所定の信号を入力する入力端子と、入力端子と直接的に接続された非線形素子としてのダイオードと、ダイオードに電圧を印加するための、抵抗、電源端子およびコンデンサで構成されるバイアス供給回路と、特定周波数抑圧手段と、信号を出力する出力端子とを備える。

そして、特定周波数抑圧手段は、ダイオードの両側に他の素子を介さず直接接続されており、直流に相当する周波数から、入力端子に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数、および／または入力信号の搬送波の少なくとも１つの高調波の周波数を抑圧することができる。

さらに、従来例３として、次のような歪み補償回路がある（例えば、特許文献３参照）。従来例３における歪み補償回路は、希望波周波数帯域の特性に影響を与えることなく、相互変調歪みの振幅および位相を調整することにより、増幅器等において発生する相互変調歪みを一段と有効に低減することができる。

さらに、従来例３における歪み補償回路は、歪み発生回路の前段または後段のうちの少なくとも一方に、インピーダンス変換回路が設けられている。そして、このインピーダンス変換回路は、希望波周波数帯域を通過させるとともに、入力される２つの希望波の周波数の差に相当する周波数帯域に対するインピーダンスを変化させることができる。

これにより、希望波周波数帯域の特性に影響を与えることなく、歪み補償回路において発生する相互変調歪みの振幅および位相特性の調整を可能とすることができる。従って、増幅器等において発生する相互変調歪みを、一段と有効に低減することができる。

特許第３３３５９０７号公報 特許第３６９８６４７号公報 特開２００４−１５３９０号公報

しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
増幅器の歪みは、非線形に起因する第１の歪み成分と、メモリ効果歪みと呼ばれる第２の歪み成分に大別される。

そして、非線形に起因する代表的な第１の歪み成分の要因としては、
（要因１）増幅器の入力電力に対する利得特性と位相特性の非線形に起因する歪み
が挙げられる。

一方、メモリ効果歪みに相当する代表的な第２の歪み成分の要因としては、
（要因２）負荷インピーダンスの周波数特性に起因する歪み、
（要因３）利得特性、群遅延時間の周波数特性に起因する歪み、
（要因４）トランジスタの熱応答に起因する歪み、
（要因５）トランジスタのトラップに起因する歪み成分、
のそれぞれが挙げられる。

特に、低歪み増幅器において、（要因２）に起因する歪み成分は、寄与が大きく、増幅器の歪みの悪化原因の１つとなっている。そして、低歪みな増幅器を実現するには、第１の歪み成分に属する（要因１）だけでなく、第２の歪み成分に属する（要因２）〜（要因５）の歪みに対しても、低減する必要がある。

従来例１では、（要因１）に起因する第１の歪み成分を改善する効果はあるが、メモリ効果歪みと呼ばれる（要因２）〜（要因５）に起因する第２の歪み成分に対しては、効果がない。この状況を、図２３、図２４を用いて説明する。

図２３は、従来例１における第１の歪み成分の改善効果を示す説明図である。図２３において、ｆ１、ｆ２は信号、ｆ３、ｆ４は相互変調歪みである。図２３（ａ）に示すような歪み成分ｆ３、ｆ４が、（要因１）にのみ起因している場合を考える。この場合には、従来例１の歪み補償回路で、図２３（ｂ）に示すような逆歪みを作り出し、打ち消しあうことによって、図２３（ｃ）に示すように、ｆ１、ｆ２の信号のみが出力され、完全に歪み補償することができる。

これに対して、図２４は、従来例１における第１の歪み成分および第２の歪み成分の改善効果を示す説明図である。図２４（ａ）に示すような歪み成分ｆ３、ｆ４としては、（要因１）に起因する第１の歪み成分ｆ３（１）、ｆ４（１）と、（要因２）〜（要因５）に起因する第２の歪み成分ｆ３（２）、ｆ４（２）とのベクトル合成として構成される。したがって、図２４（ｂ）のような、従来例１の歪み補償回路で逆歪みを作り出しても、図２４（ｃ）に示すように、メモリ効果歪みの（要因２）〜（要因５）に起因する歪み成分ｆ３（２）、ｆ４（２）が残る結果となる。

そこで、次に、メモリ効果歪みのうち、支配的な（要因２）に起因する歪み成分を改善する歪み補償回路について説明する。（要因２）に起因する歪みを改善するためには、歪み補償回路で、（要因２）に起因する歪み成分の逆特性を発生させる必要がある。（要因２）に起因する歪み成分の逆特性を発生させるためには、歪み補償回路の能動素子（ダイオードなど）の負荷インピーダンス（偶数次高調波、奇数次高調波、またはベースバンド変調波周波数の振幅と位相）を適切に制御する必要がある。

従来例２、３では、従来例１と同じく、（要因１）に起因する第１の歪み成分を改善する効果はある。しかしながら、従来例２、３は、メモリ効果歪みの位相条件を制御していないため、（要因２）に起因する歪み成分に対しては、効果がある場合と悪化させる場合とがある。

従来例２における特定周波数抑圧手段を用いた場合には、特定周波数と呼ばれる周波数の信号とＲＦ信号とのミキシングによって、ＲＦ信号近傍で発生するメモリ効果歪み成分の位相条件が、増幅器で発生する（要因２）に起因する歪みの位相条件が打ち消す条件であれば、歪み成分は改善される。しかしながら、位相条件が合成される条件になると、歪み成分は悪化する。

同様に、従来例３における差周波数帯域インピーダンス変換回路を用いた場合には、差周波数帯域と呼ばれる周波数帯域の信号とＲＦ信号とのミキシングによって、ＲＦ信号近傍で発生するメモリ効果歪み成分の位相条件が、増幅器で発生する（要因２）に起因する歪みの位相条件が打ち消す条件であれば、歪み成分は改善される。しかしながら、位相条件が合成される条件になると、歪み成分は悪化する。

この原因は、歪み補償回路の特定周波数と呼ばれる周波数、あるいは差周波数帯域と呼ばれる周波数帯域のインピーダンスを調整することで、歪み補償回路でメモリ効果を発生させて、ＲＦ周波数近傍に発生する歪みの大きさを制御しており、発生したメモリ効果歪みの位相を制御していないために起こるものである。この状況を、図２５、図２６を用いて説明する。

まず始めに、位相条件が打ち消す条件の場合について説明する。図２５は、従来例２あるいは従来例３における第１の歪み成分および第２の歪み成分の改善効果として、位相条件が打ち消す条件のときの説明図である。図２５において、ｆ１、ｆ２は信号、ｆ３、ｆ４は相互変調歪みである。

図２５（ａ）に、増幅器の信号成分ｆ１、ｆ２と、歪み成分ｆ３、ｆ４を示す。歪み成分ｆ３、ｆ４は、（要因１）に起因する第１の歪み成分ｆ３（１）、ｆ４（１）と、（要因２）に起因する第２の歪み成分ｆ３（２）、ｆ４（２）とのベクトル合成として構成される。

図２５（ｂ）に、従来例２もしくは従来例３を用いた場合の、歪み補償回路で作り出される逆歪み成分について示す。（要因１）に起因する歪みｆ３（１）、ｆ４（１）は、ｆ３（１）’、ｆ４（１）’で補償し、（要因２）に起因する歪みｆ３（２）、ｆ４（２）は、ｆ３（２）’、ｆ４（２）’で補償する。補償後の歪み成分は、図２５（ｃ）に示すように、ｆ３（２）’’＜ｆ３（２）’、ｆ４（２）’’＜ｆ４（２）’となり、小さくなっている。

次に、位相条件が合成する条件の場合について説明する。図２６は、従来例２あるいは従来例３における第１の歪み成分および第２の歪み成分の改善効果として、位相条件が合成する条件のときの説明図である。図２６（ａ）に、増幅器の信号成分ｆ１、ｆ２と、歪み成分ｆ３、ｆ４を示す。歪み成分ｆ３、ｆ４は、（要因１）に起因する第１の歪み成分ｆ３（１）、ｆ４（１）と、（要因２）に起因する第２の歪み成分ｆ３（２）、ｆ４（２）とのベクトル合成として構成される。

図２６（ｂ）に、従来例２もしくは従来例３を用いた場合の、歪み補償回路で作り出される逆歪み成分について示す。（要因１）に起因する歪みｆ３（１）、ｆ４（１）は、ｆ３（１）’、ｆ４（１）’で補償し、（要因２）に起因する歪みｆ３（２）、ｆ４（２）は、ｆ３（２）’、ｆ４（２）’で補償する。しかしながら、ｆ４（２）は、ｆ４（２）’で補償することが可能であるが、ｆ３（２）は、ｆ３（２）’で補償することができない。

従来例２を用いた場合の歪み補償回路では、逆歪みの振幅特性を変化させることが可能であり、ｆ３（２）’の振幅を０にした場合が一番補償される。しかしながら、補償後の歪み成分は、図２６（ｃ）に示すように、ｆ３（２）’’≧ｆ３（２）’、ｆ４（２）’’≦ｆ４（２）’となる。

また、従来例３を用いた場合には、歪み補償回路で発生する相互変調歪みの振幅および位相を調整できると特許文献３には記載されている。具体的には、この特許文献３における実施の形態２に記載された回路では、コンデンサ、インダクタ、抵抗からなる直列共振回路が用いられており、抵抗を変化させることで、相互変調歪みの振幅および位相を調整するとなっている。

しかしながら、このような回路では、直列共振回路の共振周波数が差周波数であり、抵抗のみを変化させても能動素子であるダイオードからみた負荷インピーダンスは、振幅のみしか変化していない。したがって、補償後の歪み成分は、従来例２と同様に、図２６（ｃ）に示すように、ｆ３（２）’’≧ｆ３（２）’、ｆ４（２）’’≦ｆ４（２）’となる。

本発明は、前記のような課題を解決するためになされたものであり、メモリ効果歪みを効果的に打ち消すことのできる歪み補償装置を得ることを目的とする。

本発明に係る歪み補償装置は、直流電源と、直流電源から供給される直流電圧をパラメータとして変化させることで入力電力に対する利得特性および通過位相特性の非線形性に起因する非線形歪み成分を調整する歪み補償回路と、変調波信号の高調波、およびベースバンド変調波周波数のうち、少なくとも高調波に対して振幅と位相を制御することで、歪み補償回路の能動素子からみた負荷インピーダンスを決定し、メモリ効果歪み成分を調整する整合回路とを備えた歪み補償装置であって、整合回路は、歪み補償装置の入出力端子を結ぶ信号路に対して縦続に接続され、振幅と位相を制御することで、メモリ歪み成分を調整し、歪み補償装置の前段または後段に接続される増幅器の歪み成分と逆特性を持つ歪み成分を、非線形歪み成分とメモリ歪み成分との合成ベクトルとして歪み補償回路から発生させるものである。

本発明に係る歪み補償装置によれば、ベースバンド変調周波数および高調波について振幅と位相を適切に制御する整合回路を備えることで、歪み補償回路の能動素子からみた負荷インピーダンスを調整し、歪み補償回路から発生する歪み成分を調整することにより、メモリ効果歪みを効果的に打ち消すことのできる歪み補償装置を得ることができる。

本発明の歪み補償装置による歪み補償メカニズムの説明図である。 本発明の実施の形態１における歪み補償装置の全体構成図の一例である。 本発明の実施の形態１における歪み補償回路の入力電力に対する利得、通過位相特性の一例を示す図である。 本発明の実施の形態１における歪み補償装置を増幅器に適用した一例を示す図である。 本発明の実施の形態１における歪み補償装置と増幅器を組み合わせたときの利得特性と、増幅器単体の利得特性を示す図である。 本発明の実施の形態１における歪み補償装置と増幅器を組み合わせたときの通過位相特性と、増幅器単体の通過位相特性を示す図である。 従来の歪み補償装置（従来例１）を増幅器と組み合わせたときのスペクトラム特性と、歪み補償前の増幅器単体のスペクトラム特性を示す図である。 本発明の実施の形態１における歪み補償装置と増幅器を組み合わせたときのスペクトラム特性と、歪み補償前の増幅器単体のスペクトラム特性を示す図である。 本発明の実施の形態１における歪み補償装置と増幅器を組み合わせたときのスペクトラム特性、従来の歪み補償装置（従来例１）と増幅器を組み合わせたときのスペクトラム特性、従来の歪み補償装置（従来例２）と増幅器を組み合わせたときのスペクトラム特性、および歪み補償前の増幅器単体のスペクトラム特性を示す図である。 本発明の実施の形態１における歪み補償装置と増幅器を組み合わせたときの歪み特性、従来の歪み補償装置（従来例１）と増幅器を組み合わせたときの歪み特性、および歪み補償前の増幅器単体の歪み特性を示す図である。 本発明の実施の形態１における歪み補償装置と増幅器を組み合わせたときの効率特性、従来の歪み補償装置（従来例１）と増幅器を組み合わせたときの効率特性、および歪み補償前の増幅器単体の効率特性を示す図である。 本発明の実施の形態１における整合回路の構成例を示す図である。 本発明の実施の形態２における歪み補償装置の構成例である。 本発明の実施の形態３における歪み補償装置の構成例である。 本発明の実施の形態４における歪み補償装置の構成例である。 本発明の実施の形態５における歪み補償装置の構成例である。 本発明の実施の形態６における歪み補償装置の構成例である。 本発明の実施の形態７における歪み補償装置の構成例である。 本発明の実施の形態８における歪み補償装置の構成例である。 本発明の実施の形態９における歪み補償装置の構成例である。 本発明の実施の形態１０における歪み補償装置の構成例である。 本発明の実施の形態１１における歪み補償装置の構成例である。 従来例１における第１の歪み成分の改善効果を示す説明図である。 従来例１における第１の歪み成分および第２の歪み成分の改善効果を示す説明図である。 従来例２あるいは従来例３における第１の歪み成分および第２の歪み成分の改善効果として、位相条件が打ち消す条件のときの説明図である。 従来例２あるいは従来例３における第１の歪み成分および第２の歪み成分の改善効果として、位相条件が合成する条件のときの説明図である。

以下、本発明の増幅器の好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。

詳細な実施の形態を説明する前に、図１を用いて、本発明の増幅器が、（要因１）および（要因２）に起因する歪みを補償するためのメカニズムを説明する。図１は、本発明の歪み補償装置による歪み補償メカニズムの説明図である。図１（ａ）に、増幅器の信号成分ｆ１、ｆ２と、歪み成分ｆ３、ｆ４を示す。歪み成分ｆ３、ｆ４は、（要因１）に起因する第１の歪み成分ｆ３（１）、ｆ４（１）と、（要因２）に起因する第２の歪み成分ｆ３（２）、ｆ４（２）とのベクトル合成として構成される。

図１（ｂ）のように、本発明における歪み補償装置は、（要因２）に起因する歪みを補償するために、ベースバンド変調周波数（低周波）ｆ（ｂ）および高調波ｆ（ｈ）について振幅と位相を制御する整合回路を備えることで、歪み補償回路の能動素子からみた負荷インピーダンスを調整し、歪み補償回路から発生するメモリ効果歪みｆ（２）を調整する。

図１（ｃ）に、調整後の歪み補償回路で発生させる歪み成分ｆ３’、ｆ４’を示す。ベースバンド変調周波数（低周波）ｆ（ｂ）および高調波ｆ（ｈ）について振幅と位相を適切に制御する整合回路を備えることで、歪み補償回路の能動素子からみた負荷インピーダンスを調整し、（要因１）と（要因２）に起因する歪み成分の逆特性を作り出せていることがわかる。図１（ｄ）に、歪み補償後の増幅器の特性を示す。歪み成分が完全に打ち消し合っていることがわかる。

以上の歪み補償メカニズムに基づいて、具体的な実施の形態１〜１１を、次に説明する。

実施の形態１．
図２は、本発明の実施の形態１における歪み補償装置の全体構成図の一例であり、インピーダンス決定する整合回路１０、歪み補償回路２０、および直流電源３０を備えて構成されている。なお、以下の説明においては、整合回路１０、歪み補償回路２０、および直流電源３０を備えた全体の構成を「歪み補償装置」と称し、歪み補償回路２０と区別することとする。

整合回路１０は、偶数次高調波、奇数次高調波、またはベースバンド変調波周波数のうち、少なくとも１つに対してインピーダンスを決定する。そして、図２に示すように、整合回路１０は、入出力端子間に縦続接続されており、また、歪み補償回路２０は、直流電源３０により、入力電力に対する利得、通過位相特性を調整できる構成となっている。ここで、本発明において、インピーダンスを決定する整合回路１０は、入出力端子間に縦続接続されていればよく、その他の構成は、先の図２に限定されるものではない。

図３は、本発明の実施の形態１における歪み補償回路２０の入力電力に対する利得、通過位相特性の一例を示す図である。図３に示すように、直流電源３０により直流電圧を変化させることにより、歪み補償回路２０は、入力電力に対して、利得、通過位相特性を変化させることができる。

なお、この図３に示した一例では、歪み補償回路２０は、入力電力の増加に対して、利得が増加し、通過位相が遅れる特性になっている。しかしながら、本発明は、このような特性に限定されるものではなく、歪み補償回路２０の回路構成を適切に選択することで、歪み補償回路２０の特性を、図３の特性とは異なる特性に変えることができる。例えば、入力電力の増加に対して、利得は増加、もしくは減少、もしくはいったん増加して減少、もしくはいったん減少して増加、といった種々の特性にすることが可能である。

また、増幅器の特性に応じて、歪み補償回路２０の有する通過位相特性も、同様に、入力電力の増加に対して、進むもしくは遅れる、もしくはほぼ一定、もしくはいったん進んでその後遅れる、もしくはいったん遅れてその後進む、といった種々の特性をもつ回路にしてもよい。

次に、本発明の実施の形態１における歪み補償装置の動作について説明する。先の図２に示した回路構成では、入力された変調波信号は、インピーダンスを決定する整合回路１０を通り、歪み補償回路２０を通り出力される。インピーダンスを決定する整合回路１０により、偶数次高調波、奇数次高調波、またはベースバンド変調波周波数のうち、少なくとも１つに対して、歪み補償回路２０の能動素子からみた負荷インピーダンスが決定される。

図４は、本発明の実施の形態１における歪み補償装置を増幅器に適用した一例を示す図である。また、図５は、本発明の実施の形態１における歪み補償装置と増幅器を組み合わせたときの利得特性と、増幅器単体の利得特性を示す図である。図５に示すように、本実施の形態１による歪み補償装置を用いることで、増幅器の利得特性の線形性が改善されていることがわかる。

また、図６は、本発明の実施の形態１における歪み補償装置と増幅器を組み合わせたときの通過位相特性と、増幅器単体の通過位相特性を示す図である。図６に示すように、本実施の形態１による歪み補償装置を用いることで、通過位相の線形性も改善されていることがわかる。ただし、この状態は、（要因１）に起因する歪み特性であり、従来の歪み補償装置を用いても、同様の結果になる。

次に、図７〜図１１を用いて、本発明の歪み補償装置固有の効果について説明する。図７は、従来の歪み補償装置（従来例１）を増幅器と組み合わせたときのスペクトラム特性と、歪み補償前の増幅器単体のスペクトラム特性を示す図である。図７において、低周波側の歪み改善量がＡ、高周波側の歪み改善量がＢで、それぞれ表されており、低周波側と高周波側で歪みの改善量が異なり、Ａ＜Ｂとなっている。

次に、図８は、本発明の実施の形態１における歪み補償装置と増幅器を組み合わせたときのスペクトラム特性と、歪み補償前の増幅器単体のスペクトラム特性を示す図である。低周波側と高周波側での歪み改善量は、Ａ＝Ｂで同じになっている。図７と図８を比較すると、本発明の歪み補償装置を適用することで、低周波側の歪み改善量Ａが増加し、結果として、歪み補償量が増加していることがわかる。

図９は、本発明の実施の形態１における歪み補償装置と増幅器を組み合わせたときのスペクトラム特性、従来の歪み補償装置（従来例１）と増幅器を組み合わせたときのスペクトラム特性、従来の歪み補償装置（従来例２）と増幅器を組み合わせたときのスペクトラム特性、および歪み補償前の増幅器単体のスペクトラム特性を示す図である。

図９において、Ａ１は、従来の歪み補償装置（従来例２）を適用したときの歪み改善量、Ａ２は、従来の歪み補償装置（従来例１）を適用したときの歪み改善量、そして、Ａ３は、本発明の歪み補償装置を適用したときの歪み改善量である。図９に示すように、歪み改善量は、Ａ１＜Ａ２＜Ａ３となり、従来の歪み補償装置に比べて、本発明の歪み補償装置による歪み改善量が増大していることがわかる。従来例２では、高周波側では改善量が高いが、低周波側で改善量が悪化しており、これは、（要因２）に起因する歪みの位相が合成されたためである。

図１０は、本発明の実施の形態１における歪み補償装置と増幅器を組み合わせたときの歪み特性、従来の歪み補償装置（従来例１）と増幅器を組み合わせたときの歪み特性、および歪み補償前の増幅器単体の歪み特性を示す図である。ある一定の歪みを満足する出力電力（図１０における１点鎖線で示された歪み以下となる出力電力に相当）が、従来例１ではＡの範囲であるのに対し、本発明ではＡよりも広範囲であるＢの範囲に改善されていることがわかる。従って、本発明の歪み補償装置を用いることにより、ある一定の歪みを満たす出力電力の範囲が、さらに向上していることがわかる。

図１１は、本発明の実施の形態１における歪み補償装置と増幅器を組み合わせたときの効率特性、従来の歪み補償装置（従来例１）と増幅器を組み合わせたときの効率特性、および歪み補償前の増幅器単体の効率特性を示す図である。この図１１において、先の図１０から求めたある一定の歪みを満足する出力電力が、それぞれ黒丸で示されている。

従来例１を適用することで、図１１中のＡで示す効率が改善しているが、本発明を適用することで、図１１中のＡよりも大きいＢで示す効率が改善している。したがって、本発明の歪み補償装置を用いることで、従来の歪み補償装置を用いた場合と比較して、スペクトラムの低周波側と高周波側の異なる歪みレベルを低減することにより、歪みをさらに改善することができ、一定の歪みを満たす出力電力範囲が拡大し、効率改善の効果が得られる。

図１２は、本発明の実施の形態１における整合回路１０の構成例を示す図である。具体的には、偶数次高調波、奇数次高調波、またはベースバンド変調波周波数のうち、少なくとも１つに対して、インピーダンスを決定する整合回路１０の構成例を（ａ）〜（ｉ）として示している。これらの構成例では、図中のＯｕｔ側に、歪み補償回路２０が接続される。

破線で囲まれた領域が、偶数次高調波、奇数次高調波、またはベースバンド変調波周波数のうち、少なくとも１つに対してインピーダンスを決定する整合回路１０の部分であり、その他のインダクタもしくは線路が、位相調整回路の部分である。

以上のように、実施の形態１によれば、メモリ効果歪みを補償するために、ベースバンド変調周波数および高調波について振幅と位相を適切に制御する整合回路を備えることで、歪み補償回路の能動素子からみた負荷インピーダンスを調整し、歪み補償回路から発生するメモリ効果歪みを調整することができる。この結果、従来では得ることのできなかった、メモリ効果歪みを効果的に打ち消すことのできる歪み補償装置を得ることができる。

実施の形態２．
以下の実施の形態２〜１１では、先の実施の形態１で説明した本発明の歪み補償装置を実現する具体的な実際の回路構成について説明する。

図１３は、本発明の実施の形態２における歪み補償装置の構成例である。利得特性が入力電力に対して減少し、位相特性が進んでいる増幅器（先の図５、図６で説明した増幅器に相当）の歪み補償を行う場合の、具体的な回路構成を示している。したがって、本実施の形態２における歪み補償装置の動作、効果は、先の実施の形態１における歪み補償装置と同じである。

図１３（ａ）（ｂ）において、破線で囲まれた部分は、偶数次高調波、奇数次高調波、またはベースバンド変調波周波数のうち、少なくとも１つに対してインピーダンスを決定する整合回路１０に相当する。ここでは、一例として、ベースバンド周波数のインピーダンスを決定している整合回路１０を示している。

ベースバンド変調周波数のインピーダンスを決定する整合回路１０は、コンデンサ１１と、インダクタンス１２ａ、１２ｂと、抵抗１３とから構成されている。このような構成を有する整合回路１０では、コンデンサ１１とインダクタンス１２ａで整合周波数を決定し、抵抗１３で振幅を決定し、インダクタンス１２ｂで位相を決定することで、インピーダンスを決定する。

整合回路１０は、抵抗３を介して直流電源３０に接続されている。そして、直流電源３０から抵抗３を介して印加されたバイアス電圧は、歪み補償回路２０の振幅調整用の抵抗２３を介して歪み補償用のダイオード２２に印加される。コンデンサ２１は、位相調整用である。また、コンデンサ１、２は、バイアスカット用である。

図１３（ｂ）は、ベースバンド変調周波数のインピーダンスを決定する整合回路１０を、バイアス部と分離した構成になっており、動作は、図１３（ａ）の構成の動作と変わらない。

次に、図１３（ａ）の構成を備えた歪み補償装置の動作を詳細に説明する。入力された変調波信号は、コンデンサ１を通り、ベースバンド周波数を決定する整合回路１０を通り、コンデンサ２を通り出力される。歪み補償回路２０の振幅調整用の抵抗２３に変調波信号が入力され、入力信号の大きさが大きくなると、ダイオード２２に流れる電流が増加し、変調波信号の周波数帯域では振幅、位相歪みを発生させ、増幅器の利得、位相特性の逆特性を作り出す。

その際に、ベースバンド周波数のインピーダンスは、整合回路１０内のコンデンサ１１と、インダクタンス１２ａ、１２ｂと、抵抗１３とで決定され、ベースバンドのインピーダンス条件に従って、メモリ効果歪みが発生する。このメモリ効果歪みを、増幅器のメモリ効果歪みを打ち消す位相条件となるように、インダクタンス１２ｂを用いて最適な位相条件にすることで、効果的に増幅器のメモリ効果歪みを補償できる。

また、この一例では、インダクタンスを用いたが、インダクタンスの代わりに線路を用いてもよい。さらに、ベースバンドの振幅を大きくしたい場合には、抵抗１３を取り除くことも可能である。

また、本実施の形態２は、ベースバンド変調周波数の位相、振幅が支配的であった場合の一例を示したものであるが、高調波のインピーダンスをさらに制御してもよい。

以上のように、実施の形態２によれば、メモリ効果歪みを補償するために、ベースバンド変調周波数および高調波について振幅と位相を適切に制御する整合回路を備えている。これにより、歪み補償回路の能動素子からみた負荷インピーダンスを調整し、歪み補償回路から発生するメモリ効果歪みを調整することができる。この結果、先の実施の形態１と同様に、従来では得ることのできなかった、メモリ効果歪みを効果的に打ち消すことのできる歪み補償装置を得ることができる。

実施の形態３．
図１４は、本発明の実施の形態３における歪み補償装置の構成例である。図１４において、破線で囲まれた部分は、偶数次高調波、奇数次高調波、またはベースバンド変調波周波数のうち、少なくとも１つに対してインピーダンスを決定する整合回路１０に相当する。ここでは、一例として、２次高調波と３次高調波とベースバンド周波数のインピーダンスを決定している整合回路１０を示している。

２次高調波と３次高調波とベースバンド周波数のインピーダンスを決定している整合回路１０は、コンデンサ１１と、インダクタンス１２と、抵抗１３、線路１４ａ〜１４ｃと、オープンスタブ１５ａ、１５ｂとから構成されている。

ベースバンド周波数のインピーダンスを決定する整合回路１０は、コンデンサ１１とインダクタンス１２で整合周波数を決定し、抵抗１３で振幅を決定し、線路１４ａで位相を決定し、ベースバンド周波数のインピーダンスを決定している。

また、２次高調波を決定する回路は、線路１４ｂ、１４ｃ、オープンスタブ１５ａで構成され、オープンスタブ１５ａで２次高調波の整合周波数を決定し、線路１４ｂ、１４ｃで位相を決定し、２次高調波のインピーダンスを決定している。

さらに、３次高調波を決定する回路は、線路１４ｂ、オープンスタブ１５ｂで構成され、オープンスタブ１５ｂで２次高調波の整合周波数を決定し、線路１４ｂで位相を決定し、３次高調波のインピーダンスを決定している。なお、図１４には示していないが、オープンスタブ１５ａ、１５ｂとの接続部に抵抗を挿入し、振幅を制御する場合がある。

次に、図１４の構成を備えた歪み補償装置の動作を詳細に説明する。入力された変調波信号は、コンデンサ１を通り、２次高調波と３次高調波とベースバンド周波数を決定している整合回路１０を通り、コンデンサ２を通り出力される。歪み補償回路２０のダイオード２２には、直流電源３０によりバイアス電圧が印加されている。歪み補償回路２０のダイオード２２に変調波信号が入力され、入力信号の大きさが大きくなると、ダイオード２２に流れる電流が増加し、変調波信号の周波数帯域では振幅、位相歪みを発生させ、増幅器の利得、位相特性の逆特性を作り出す。

この歪み補償回路２０では、入力電力の増加に対して利得が増加、位相が遅れる特性を作り出す。ここで、オープンスタブ２４は、変調波周波数に対して、その周波数でショートになるように長さが決定されている。また、オープンスタブ２４は、ラジアルスタブを用いてもよい。

ベースバンド周波数のインピーダンスは、整合回路１０内のコンデンサ１１と、インダクタンス１２と、抵抗１３と、線路１４ａで決定され、ベースバンドのインピーダンス条件に従って、メモリ効果歪みが発生する。このメモリ効果歪みを、増幅器のメモリ効果歪みを打ち消す位相条件となるように、線路１４ａを用いて最適な位相条件にすることで、効果的に増幅器のメモリ効果歪みを補償できる。

同時に、２次高調波のインピーダンスも、線路１４ｂ、１４ｃとオープンスタブ１５ａで決定され、また、３次高調波のインピーダンスも、線路１４ｂとオープンスタブ１５ｂで決定され、２次高調波と３次高調波のインピーダンス条件に従って、メモリ効果歪みが発生する。このメモリ効果歪みを、増幅器のメモリ効果歪みを打ち消す位相条件となるように、線路１４ｂ、１４ｃを用いて最適な位相条件にすることで、効果的に増幅器のメモリ効果歪みを補償できる。

以上のように、実施の形態３によれば、メモリ効果歪みを補償するために、ベースバンド変調周波数および２次高調波、３次高調波について振幅と位相を適切に制御する整合回路を備えている。これにより、歪み補償回路の能動素子からみた負荷インピーダンスを調整し、歪み補償回路から発生するメモリ効果歪みを調整することができる。この結果、先の実施の形態１、２と同様に、従来では得ることのできなかった、メモリ効果歪みを効果的に打ち消すことのできる歪み補償装置を得ることができる。

実施の形態４．
図１５は、本発明の実施の形態４における歪み補償装置の構成例である。図１５において、破線で囲まれた部分は、偶数次高調波、奇数次高調波、またはベースバンド変調波周波数のうち、少なくとも１つに対してインピーダンスを決定する整合回路１０に相当する。ここでは、一例として、偶数次高調波、奇数次高調波、ベースバンド変調波周波数のインピーダンスを決定する整合回路１０を示している。

偶数次高調波、奇数次高調波、ベースバンド変調波周波数のインピーダンスを決定している整合回路１０は、コンデンサ１１、インダクタンス１２から構成されている。

次に、図１５の構成を備えた歪み補償装置の動作を詳細に説明する。入力された変調波信号は、コンデンサ１を通り、ダイオード２２、インダクタンス１２、コンデンサ２を通り出力される。ダイオード２２には、直流電源３０によりバイアス電圧が印加されている。歪み補償回路２０のダイオード２２に変調波信号が入力され、入力信号の大きさが大きくなると、ダイオード２２に流れる電流が増加し、変調波信号の周波数帯域では振幅、位相歪みを発生させ、増幅器の利得、位相特性の逆特性を作り出す。

この歪み補償回路２０では、入力電力の増加に対して利得が減少、位相が進む特性を作り出す。ベースバンド周波数のインピーダンスは、コンデンサ１１とインダクタンス１２で決定され、ベースバンドのインピーダンス条件に従って、メモリ効果歪みが発生する。このメモリ効果歪みを、増幅器のメモリ効果歪みを打ち消す位相条件となるように、コンデンサ１１とインダクタンス１２を用いて最適な位相条件にすることで、効果的に増幅器のメモリ効果歪みを補償できる。

同時に、偶数次高調波、奇数次高調波も、コンデンサ１１とインダクタンス１２で決定され、偶数次高調波、奇数次高調波のインピーダンス条件に従って、メモリ効果歪みが発生する。よって、増幅器のメモリ効果歪みを補償できる。ただし、本実施の形態４の整合回路１０は、コンデンサ１１とインダクタンス１２のローパスフィルタ型で最適なインピーダンスに調整する。このため、歪み補償回路２０に影響を与えやすく、歪み補償回路２０とインピーダンスを決定する整合回路１０の合わせた特性を、変調波周波数に対する振幅特性と位相特性として扱う必要がある。

以上のように、実施の形態４によれば、メモリ効果歪みを補償するために、偶数次高調波、奇数次高調波、またはベースバンド変調波周波数について振幅と位相を適切に制御する整合回路を備えている。これにより、歪み補償回路の能動素子からみた負荷インピーダンスを調整し、歪み補償回路から発生するメモリ効果歪みを調整することができる。この結果、先の実施の形態１〜３と同様に、従来では得ることのできなかった、メモリ効果歪みを効果的に打ち消すことのできる歪み補償装置を得ることができる。

実施の形態５．
図１６は、本発明の実施の形態５における歪み補償装置の構成例である。図１６において、破線で囲まれた部分は、偶数次高調波、奇数次高調波、またはベースバンド変調波周波数のうち、少なくとも１つに対してインピーダンスを決定する整合回路１０に相当する。ここでは、一例として、２次高調波、ベースバンド変調波周波数のインピーダンスを決定する整合回路１０を示している。

２次高調波、ベースバンド変調波周波数のインピーダンスを決定している整合回路１０は、コンデンサ１１、インダクタンス１２、線路１４から構成されている。

次に、図１６の構成を備えた歪み補償装置の動作を詳細に説明する。入力された変調波信号は、コンデンサ１を通り、アンチパラレルダイオード対２２ａ、線路１４、コンデンサ２を通り出力される。アンチパラレルダイオード対２２ａには、直流電源３０によりバイアス電圧が印加されている。歪み補償回路２０のアンチパラレルダイオード対２２ａに変調波信号が入力され、入力信号の大きさが大きくなると、アンチパラレルダイオード対２２ａに流れる電流が増加し、変調波信号の周波数帯域では振幅、位相歪みを発生させ、増幅器の利得、位相特性の逆特性を作り出す。

この歪み補償回路２０では、入力電力の増加に対して利得がいったん減少し、さらに入力電力が増加すると利得が増加、位相はいったん進み、さらに入力電力が増加すると位相が遅れる特性を作り出す。２次高調波、ベースバンド変調波周波数のインピーダンスは、コンデンサ１１、インダクタンス１２、線路１４で決定され、２次高調波、ベースバンドのインピーダンス条件に従って、メモリ効果歪みが発生する。このメモリ効果歪みを、増幅器のメモリ効果歪みを打ち消す位相条件となるように、線路１４を用いて最適な位相条件にすることで、効果的に増幅器のメモリ効果歪みを補償できる。また、線路１４には、インダクタンスを用いてもよい。

以上のように、実施の形態５によれば、メモリ効果歪みを補償するために、２次高調波、またはベースバンド変調波周波数について振幅と位相を適切に制御する整合回路を備えている。これにより、歪み補償回路の能動素子からみた負荷インピーダンスを調整し、歪み補償回路から発生するメモリ効果歪みを調整することができる。この結果、先の実施の形態１〜４と同様に、従来では得ることのできなかった、メモリ効果歪みを効果的に打ち消すことのできる歪み補償装置を得ることができる。

実施の形態６．
図１７は、本発明の実施の形態６における歪み補償装置の構成例である。図１７において、破線で囲まれた部分は、偶数次高調波、奇数次高調波、またはベースバンド変調波周波数のうち、少なくとも１つに対してインピーダンスを決定する整合回路１０に相当する。ここでは、一例として、２次高調波のインピーダンスを決定する整合回路１０を示している。

２次高調波のインピーダンスを決定している整合回路１０は、線路１４ａ、１４ｂ、オープンスタブ１５ａ、１５ｂから構成されている。オープンスタブ１５ａ、１５ｂで２次高調波の整合周波数を決定し、線路１４ａ、１４ｂで位相を決定し、２次高調波のインピーダンスを決定している。

次に、図１７の構成を備えた歪み補償装置の動作を詳細に説明する。入力された変調波信号は、１８０度分配器５を通り、変調波信号は２分岐される。２分岐された信号は、１８０度分配器５により、１８０度位相が異なっている。２分岐された変調波信号のそれぞれは、バイアスカット用コンデンサ１ａ、１ｂを通り、２次高調波のインピーダンスを決定している整合回路１０を通り、バイアスカット用コンデンサ２ａ、２ｂを通り、１８０度合成器６で信号が合成され、出力される。

歪み補償回路２０のダイオード２２は、直流電源３０によりバイアス電圧が印加されている。歪み補償回路２０のダイオード２２に変調波信号が入力され、入力信号の大きさが大きくなると、ダイオード２２に流れる電流が増加し、変調波信号の周波数帯域では振幅、位相歪みを発生させ、増幅器の利得、位相特性の逆特性を作り出す。

この歪み補償回路２０では、入力電力の増加に対して利得が減少、位相が進む特性を作り出す。ここで、２分岐された変調波信号は、１８０度の位相差があるため、ダイオード２２の真ん中にＲＦ的に仮想グランドが形成される。このため、２分岐された変調波信号は、並列に接続されたダイオードに見え、入力電力の増加に対して、利得が減少、位相が進む特性になる。ここで、オープンスタブ１５ａ、１５ｂは、変調波周波数に対して２次高調波でオープンとなるように長さが決定されている。

２次高調波のインピーダンスは、線路１４ａ、１４ｂ、オープンスタブ１５ａ、１５ｂで決定され、２次高調波のインピーダンス条件に従って、メモリ効果歪みが発生する。このメモリ効果歪みを、増幅器のメモリ効果歪みを打ち消す位相条件となるように、線路１４ａ、１４ｂを用いて最適な位相条件にすることで、効果的に増幅器のメモリ効果歪みを補償できる。

以上のように、実施の形態６によれば、メモリ効果歪みを補償するために、２次高調波について振幅と位相を適切に制御する整合回路を備えている。これにより、歪み補償回路の能動素子からみた負荷インピーダンスを調整し、歪み補償回路から発生するメモリ効果歪みを調整することができる。この結果、先の実施の形態１〜５と同様に、従来では得ることのできなかった、メモリ効果歪みを効果的に打ち消すことのできる歪み補償装置を得ることができる。

実施の形態７.
図１８は、本発明の実施の形態７における歪み補償装置の構成例である。図１８において、破線で囲まれた部分は、偶数次高調波、奇数次高調波、またはベースバンド変調波周波数のうち、少なくとも１つに対してインピーダンスを決定する整合回路１０に相当する。ここでは、一例として、２次高調波、ベースバンド変調波周波数のインピーダンスを決定する整合回路１０を示している。

２次高調波、ベースバンド変調波周波数のインピーダンスを決定している整合回路１０は、コンデンサ１１、線路１４ａ、１４ｂから構成されている。

次に、図１８の構成を備えた歪み補償装置の動作を詳細に説明する。入力された変調波信号は、コンデンサ１を通り、ダイオード２２、線路１４ｂ、コンデンサ２を通り出力される。ダイオード２２には、直流電源３０によりバイアス電圧が印加されている。歪み補償回路２０のダイオード２２に変調波信号が入力され、入力信号の大きさが大きくなると、ダイオード２２に流れる電流が増加し、変調波信号の周波数帯域では振幅、位相歪みを発生させ、増幅器の利得、位相特性の逆特性を作り出す。

この歪み補償回路２０では、入力電力の増加に対して利得が減少、位相が進む特性を作り出す。２次高調波、ベースバンド変調波周波数のインピーダンスは、線路１４ａとコンデンサ１１で決定され、２次高調波、ベースバンド変調波周波数のインピーダンス条件に従って、メモリ効果歪みが発生する。このメモリ効果歪みを、増幅器のメモリ効果歪みを打ち消す位相条件となるように、線路１４ｂを用いて最適な位相条件にすることで、効果的に増幅器のメモリ効果歪みを補償できる。

以上のように、実施の形態７によれば、メモリ効果歪みを補償するために、２次高調波、またはベースバンド変調波周波数について振幅と位相を適切に制御する整合回路を備えている。これにより、歪み補償回路の能動素子からみた負荷インピーダンスを調整し、歪み補償回路から発生するメモリ効果歪みを調整することができる。この結果、先の実施の形態１〜６と同様に、従来では得ることのできなかった、メモリ効果歪みを効果的に打ち消すことのできる歪み補償装置を得ることができる。

実施の形態８.
図１９は、本発明の実施の形態８における歪み補償装置の構成例である。本実施の形態８の歪み補償装置は、変調波周波数の利得、位相補償用の歪み補償回路２０と、歪み補償回路２０の調整用の直流電源３０と、ベースバンド周波数と２次高調波のインピーダンスを決定する整合回路１０から構成される。

ベースバンド周波数と２次高調波のインピーダンスを決定する整合回路１０は、線路１４、ショートスタブ１６から構成され、ショートスタブ１６は、変調波周波数で１／４λ線路となる長さである。

次に、図１９の構成を備えた歪み補償装置の動作を詳細に説明する。入力された変調波信号は、ベースバンド周波数と２次高調波のインピーダンスを決定する整合回路１０を通り、歪み補償回路２０を通過し、出力される。歪み補償回路２０を通過した際に、入力電力の大きさに対して、変調波信号の周波数帯域では振幅、位相歪みを発生させ、増幅器の利得、位相特性の逆特性を作り出す。

その際に、ベースバンド周波数と２次高調波のインピーダンスは、ショートスタブ１６、線路１４で決定され、ベースバンド周波数と２次高調波のインピーダンス条件に従って、メモリ効果歪みが発生する。このメモリ効果歪みを、増幅器のメモリ効果歪みを打ち消す位相条件とするように、線路１４を用いて最適な位相条件にすることで、効果的に増幅器のメモリ効果歪みを効果的に補償できる。

以上のように、実施の形態８によれば、メモリ効果歪みを補償するために、ベースバンド周波数と２次高調波について振幅と位相を適切に制御する整合回路を備えている。これにより、歪み補償回路の能動素子からみた負荷インピーダンスを調整し、歪み補償回路から発生するメモリ効果歪みを調整することができる。この結果、先の実施の形態１〜７と同様に、従来では得ることのできなかった、メモリ効果歪みを効果的に打ち消すことのできる歪み補償装置を得ることができる。

実施の形態９.
図２０は、本発明の実施の形態９における歪み補償装置の構成例である。本実施の形態９の歪み補償装置は、変調波周波数の利得、位相補償用の歪み補償回路２０と、歪み補償回路２０の調整用の直流電源３０と、ベースバンド周波数と２次高調波のインピーダンスを決定する整合回路１０から構成される。

ベースバンド周波数と２次高調波のインピーダンスを決定する整合回路１０は、ベースバンド短絡用コンデンサ１１ａ、線路１４ａ、１４ｂから構成され、線路１４ｂは、変調波周波数で１／４λ線路となる長さである。ここで、線路１４ｂとベースバンド短絡用コンデンサ１１ａで、ショートスタブが形成されている。従って、本実施の形態８における歪み補償装置の動作は、先の実施の形態８における歪み補償装置の動作と同様である。

以上のように、実施の形態９によれば、メモリ効果歪みを補償するために、ベースバンド周波数と２次高調波について振幅と位相を適切に制御する整合回路を備えている。これにより、歪み補償回路の能動素子からみた負荷インピーダンスを調整し、歪み補償回路から発生するメモリ効果歪みを調整することができる。この結果、先の実施の形態１〜８と同様に、従来では得ることのできなかった、メモリ効果歪みを効果的に打ち消すことのできる歪み補償装置を得ることができる。

実施の形態１０.
図２１は、本発明の実施の形態１０における歪み補償装置の構成例である。本実施の形態１０の歪み補償装置は、変調波周波数の利得、位相補償用の歪み補償回路２０と、歪み補償回路２０の調整用の直流電源３０と、ベースバンド周波数と２次高調波のインピーダンスを決定する整合回路１０から構成される。

ベースバンド周波数と２次高調波のインピーダンスを決定する整合回路１０は、ベースバンド短絡用コンデンサ１１ａ、抵抗１３、線路１４ａ、１４ｂから構成され、線路１４ｂは、変調波周波数で１／４λ線路となる長さである。また、線路１４ｂは、抵抗１３を介して接続されており、線路１４ｂとベースバンド短絡用コンデンサ１１ａでショートスタブに対して２次高調波とベースバンド周波数の振幅を調整することができる。この結果、先の実施の形態９よりも、精度よくメモリ効果歪みを低減できる。

以上のように、実施の形態１０によれば、メモリ効果歪みを補償するために、ベースバンド周波数と２次高調波について振幅と位相を適切に制御する整合回路を備えている。これにより、歪み補償回路の能動素子からみた負荷インピーダンスを調整し、歪み補償回路から発生するメモリ効果歪みを調整することができる。この結果、先の実施の形態１〜９と同様に、従来では得ることのできなかった、メモリ効果歪みを効果的に打ち消すことのできる歪み補償装置を得ることができる。

実施の形態１１.
図２２は、本発明の実施の形態１１における歪み補償装置の構成例である。本実施の形態１１の歪み補償装置は、変調波周波数の利得、位相補償用の歪み補償回路２０と、歪み補償回路２０の調整用の直流電源３０と、２次高調波のインピーダンスを決定する整合回路１０から構成される。２次高調波のインピーダンスを決定する整合回路１０は、線路１４、オープンスタブ１７から構成され、オープンスタブ１７は、２次高調波で１／４λ線路となる長さである。

次に、図２２の構成を備えた歪み補償装置の動作を詳細に説明する。入力された変調波信号は、２次高調波のインピーダンスを決定する整合回路１０を通り、歪み補償回路２０を通過し、出力される。歪み補償回路２０を通過した際に、入力電力の大きさに対して変調波信号の周波数帯域では振幅、位相歪みを発生させ、増幅器の利得、位相特性の逆特性を作り出す。

その際に、２次高調波のインピーダンスは、オープンスタブ１７、線路１４で決定され、２次高調波のインピーダンス条件に従って、メモリ効果歪みが発生する。このメモリ効果歪みを、増幅器のメモリ効果歪みを打ち消す位相条件となるように、線路１４を用いて最適な位相条件にすることで、効果的に増幅器のメモリ効果歪みを効果的に補償できる。また、オープンスタブ１７との接続部に抵抗を装荷してもよい。

以上のように、実施の形態１１によれば、メモリ効果歪みを補償するために、２次高調波について振幅と位相を適切に制御する整合回路を備えている。これにより、歪み補償回路の能動素子からみた負荷インピーダンスを調整し、歪み補償回路から発生するメモリ効果歪みを調整することができる。この結果、先の実施の形態１〜１０と同様に、従来では得ることのできなかった、メモリ効果歪みを効果的に打ち消すことのできる歪み補償装置を得ることができる。

１、２ コンデンサ、１ａ、１ｂ、２ａ、２ｂ バイアスカット用コンデンサ、３ 抵抗、４、４ａ、４ｂ インダクタンス、５ １８０度分配器、６ １８０度合成器、１０ 整合回路、１１ コンデンサ、１１ａ ベースバンド短絡用コンデンサ、１２、１２ａ、１２ｂ インダクタンス、１３ 抵抗、１４、１４ａ、１４ｂ 線路、１５ａ、１５ｂ オープンスタブ、１６ ショートスタブ、１７ オープンスタブ、２０ 補償回路、２１ コンデンサ、２２ ダイオード、２２ａ アンチパラレルダイオード対、２３ 抵抗、２４ オープンスタブ、３０ 直流電源。

Claims (11)

1. 直流電源と、
   前記直流電源から供給される直流電圧をパラメータとして変化させることで入力電力に対する利得特性および通過位相特性の非線形性に起因する非線形歪み成分を調整する歪み補償回路と、
   変調波信号の高調波、およびベースバンド変調波周波数のうち、少なくとも前記高調波に対して振幅と位相を制御することで、前記歪み補償回路の能動素子からみた負荷インピーダンスを決定し、メモリ効果歪み成分を調整する整合回路と
   を備えた歪み補償装置であって、
   前記整合回路は、前記歪み補償装置の入出力端子を結ぶ信号路に対して縦続に接続され、前記振幅と前記位相を制御することで、前記メモリ歪み成分を調整し、前記歪み補償装置の前段または後段に接続される増幅器の歪み成分と逆特性を持つ歪み成分を、前記非線形歪み成分と前記メモリ歪み成分との合成ベクトルとして前記歪み補償回路から発生させる
   ことを特徴とする歪み補償装置。
2. 請求項１に記載の歪み補償装置において、
   前記歪み補償回路は、
   順方向にバイアスされ、一端が短絡されたダイオードと、
   前記直流電源に直列に接続された抵抗と
   を有し、
   前記ダイオードと前記抵抗は、前記信号路に対し並列に接続されている
   ことを特徴とする歪み補償装置。
3. 請求項２に記載の歪み補償装置において、
   前記ダイオードは、一端が１／４波長先端開放スタブによってＲＦ的に短絡されている
   ことを特徴とする歪み補償装置。
4. 請求項１に記載の歪み補償装置において、
   前記歪み補償回路は、
   順方向にバイアスされたダイオードと、
   前記直流電源に直列に接続された抵抗と、
   短絡されたインダクタと
   を有し、
   前記ダイオードは、前記信号路に対し直列に接続されており、
   前記抵抗と前記インダクタは、前記信号路に対し並列に接続されている
   ことを特徴とする歪み補償装置。
5. 請求項１に記載の歪み補償装置において、
   前記歪み補償回路は、
   順方向および逆方向にバイアスされたダイオードと、
   前記直流電源に直列に接続された抵抗と、
   短絡されたインダクタと
   を有し、
   前記ダイオードは、前記信号路に対し直列に接続されており、
   前記抵抗と前記インダクタは、前記信号路に対し並列に接続されている
   ことを特徴とする歪み補償装置。
6. 請求項１に記載の歪み補償装置において、
   前記歪み補償回路は、
   入力端子側に設けられ、入力信号を２分配する分配器と、
   出力端子側に設けられ、２分配された入力信号を合成する合成器と、
   前記分配器と前記合成器との間に等しい経路長として構成された２経路と、
   順方向にバイアスされたダイオードと、
   前記直流電源に直列に接続された２つの抵抗と
   を有し、
   前記ダイオードは、前記２経路を橋絡するように接続されており、
   前記２つの抵抗は、前記２経路に対しそれぞれ並列に接続されている
   ことを特徴とする歪み補償装置。
7. 請求項１に記載の歪み補償装置において、
   前記歪み補償回路は、
   順方向にバイアスされたダイオードと、
   前記直流電源に直列に接続された第１インダクタと、
   短絡された第２インダクタと
   を有し、
   前記ダイオードは、前記信号路に対し直列に接続されており、
   前記第１インダクタと前記第２インダクタは、前記信号路に対し並列に接続されている
   ことを特徴とする歪み補償装置。
8. 請求項１に記載の歪み補償装置において、
   前記整合回路は、前記信号路に対して並列に接続された、基本波に対して１／４波長となる先端短絡スタブを有する
   ことを特徴とする歪み補償装置。
9. 請求項８に記載の歪み補償装置において、
   前記整合回路は、前記先端短絡スタブの先端に接続されたベースバンド変調周波数短絡用コンデンサをさらに有する
   ことを特徴とする歪み補償装置。
10. 請求項８に記載の歪み補償装置において、
    前記整合回路は、前記先端短絡スタブの先端に接続された、ベースバンド変調周波数短絡用コンデンサおよび抵抗からなる直列回路をさらに有する
    ことを特徴とする歪み補償装置。
11. 請求項１に記載の歪み補償装置において、
    前記整合回路は、前記信号路に対して並列に接続された、２倍波に対して１／４波長となる先端短絡スタブを有する
    ことを特徴とする歪み補償装置。

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