JP6685305B2 - 位相スイッチト素子を使用したチューニング可能整合ネットワーク - Google Patents

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[0001] 関連出願に対する相互引用
[0002] 本願は、３５Ｕ．Ｓ．Ｃ．§１１９（ｅ）に基づいて、２０１４年１２月１９日に出願された米国仮特許出願第６２／０９４，１４４号の出願日の権利を主張する。この仮特許出願をここで引用したことにより、その内容全体が本願にも含まれるものとする。

[0003] インピーダンス整合ネットワークは、多くの高周波（ＲＦ）およびマイクロ波システム内における電力伝送を最大化するために一般に使用されている。例えば、ＲＦ送信機では、インピーダンス整合ネットワークは、ＲＦ電力増幅器（ＰＡ）の出力インピーダンスから、ＲＦ負荷（例えば、アンテナ）のインピーダンスまでのインピーダンス整合を得るために使用することができる。このようなインピーダンス整合は、送信電力を増大し、電力損失を低減し、余分な回路エレメント（例えば、アイソレータ等）の必要性を低減または排除する。

[0004] インピーダンス整合ネットワークのクラスの１つに、チューニング可能インピーダンス整合ネットワーク（ＴＭＮ：tunable impedance matching network）と呼ばれるものがあり、これは場合によっては自動アンテナ・チューニング・ユニットとも呼ばれる。従来のＴＭＮは、単一エレメントまたは集中エレメント・リアクタンス・ネットワークとして実現されることがあり、リアクタンス素子の少なくとも１つが可変（例えば、チューニング可能）部品となっており、特定の周波数においてまたはある範囲の周波数にわたって、可変部品のインピーダンスを変更できるようになっている。ＴＭＮ内におけるリアクタンス素子は、梯子ネットワーク、Ｌ−ネットワーク、Ｔ−ネットワーク、またはπ−ネットワークというような回路トポロジで配置されることが可能である。

[0005] 従来のＴＭＮは、アナログ（連続調節可能）またはディジタル（１組の離散値間で調節可能）のいずれかに分類することができる。アナログＴＭＮは、バイアス状態を調節することによって連続的にチューニングすることができるリアクタンス値（ある周波数において、またはある範囲の周波数にわたって）を有する可変リアクタンス素子を利用する。ディジタルＴＭＮは、可変リアクタンス素子を、ディジタル的に切り替えられる静止リアクタンス素子のアレイとして実装する。この手法は、リアクタンス値のインピーダンスを、有限で離散的な刻みで調節することを可能にする。

[0006] アナログＴＭＮは、バラクタ・ダイオード（またはバラクタ・ダイオード回路）または微小電気機械システム(ＭＥＭＳ）バラクタを使用して実現される場合が多い。アナログＴＭＮは高速で高精度のインピーダンス整合を広い範囲のインピーダンスにわたって可能にするが、高電圧レベルで動作するためには比較的高いバイアス電圧を必要とする。

[0007] ディジタルＴＭＮは、ＣＭＯＳスイッチ、ＭＥＭＳスイッチ、ＰＩＮダイオード、またはディスクリート・パワー・トランジスタを使用して実現されることが多い。ＭＥＭＳスイッチは、低いオン状態抵抗を有し、低電力消費で数十ＧＨｚまで動作することができるが、ＭＥＭＳスイッチは大きな制御電圧を必要とする。ＰＩＮダイオードおよびＣＭＯＳスイッチ・ベースのディジタルＴＭＮは、低位ないし中位のオン状態抵抗を呈し、したがってある程度の抵抗性電力損失を犠牲にすれば、高い電力レベルを扱うことができる。ＰＩＮダイオードおよびＣＭＯＳスイッチ・ベースのディジタルＴＭＮは、ダイ上における集積、例えば、ソフトウェア無線（ＳＤＲ：Software Defined Radio）集積回路（ＩＣ）および他のオンチップＴＭＮに好ましい。しかしながら、ディジタルＴＭＮは、チューニング分解能に限界があり、したがって、インピーダンス整合を達成できる精度に限界がある。ＲＦプラズマ・ドライバのように、非常に広いインピーダンス範囲にわたって高精度のインピーダンス整合が要求される高電力用途の中には、要求される細かいチューニング分解能を達成するために多数のディジタル・スイッチが必要とされるために、ディジタルＴＭＮの使用が非実用的になる可能性がある。

[0008] この摘要は、詳細な説明において以下で更に説明する概念から選択したものを、簡略化した形態で紹介するために設けられている。この摘要は、特許請求する主題の主要な特徴や必須の特徴を特定することを意図するのではなく、特許請求する主題の範囲を限定するために使用されることを意図するのでもない。

[0009] 既存のＴＭＮと比較して、高い精度および／または速いインピーダンス整合を有するＴＭＮが求められていることが認められている。また、より広いインピーダンス範囲にわたってチューニング帯域幅を広げ、高い精度および／または速いインピーダンス整合を有しつつ、同時に低挿入損失でもっと高い電力レベルにおける動作を可能にするＴＭＮが求められていることも認められている。

[0010] この概念の一形態では、本明細書において説明するシステムおよび技法は、位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワーク(phase-switched tunable impedance network)を対象とする。これは、ソースに結合されるように構成された入力と、負荷に結合されるように構成された出力と、１つ以上の位相スイッチト・リアクタンス素子とを有する。コントローラが位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークに結合され、１つ以上の位相スイッチト・リアクタンスの各々にそれぞれの制御信号を供給する。供給されたそれぞれの制御信号に応答して、各位相スイッチト・リアクタンス素子は所望のリアクタンス値を与える。

[0011] この特定の構成では、従来技術のＴＭＮと比較して、高い精度および／または速いインピーダンス整合を有する位相スイッチトＴＭＮが提供される。また、位相スイッチトＴＭＮは、精度向上および／またはインピーダンス整合の高速化を、先行技術の手法と比較して、それらよりも広いインピーダンス範囲にわたるチューニング帯域幅の拡大とともに可能にしつつ、同時に少ない挿入損失で高い電力レベルにおける動作を可能にする。ある実施形態では、１つ以上の位相スイッチト・リアクタンス素子の内１つ以上のリアクタンス値が同じであってもよく、そして他の実施形態では、１つ以上の位相スイッチト・リアクタンス素子の各々が異なるリアクタンス値を有してもよい。

[0012] 実施形態では、コントローラは位相スイッチトＴＭＮの内部にある。一実施形態では、コントローラは位相スイッチトＴＭＮの外部にある。実施形態では、コントローラの一部は位相スイッチトＴＭＮの内部にあり、コントローラの一部は位相スイッチトＴＭＮの外部にある。

[0013] 実施形態では、各位相スイッチト・リアクタンスを対応する所望のリアクタンス値に設定することによって、ソースと負荷との間でインピーダンス整合を達成する。実施形態では、各位相スイッチト・リアクタンスを対応する所望のリアクタンス値に設定することによって、ソースと負荷との間に所望のインピーダンス変換を達成する。他の実施形態では、各位相スイッチト・リアクタンスを対応する所望のリアクタンス値に設定することによって、ソースに対する所望の第１インピーダンス、および負荷に対する所望の第２インピーダンスを達成する。

[0014] 実施形態では、１つ以上の位相スイッチト・リアクタンス素子の各々が、１つ以上のリアクタンス素子と少なくとも１つのスイッチとを含む。１つ以上のリアクタンス素子のこの少なくとも１つは、少なくとも１つの関連するスイッチによって、リアクタンス・ネットワーク内および該ネットワーク外となるよう切り替えが行われるように構成される。

[0015] 実施形態では、少なくとも１つの関連するスイッチは、ソースによって供給されるＲＦ信号の特性（例えば、周波数）に関係するスイッチング周波数、およびそれぞれの制御信号に基づくスイッチング位相で動作可能である。

[0016] 実施形態では、少なくとも１つの関連するスイッチは、ソースによって供給されるＲＦ信号の周波数に関係するスイッチング周波数、およびそれぞれの制御信号に基づくスイッチング位相で動作可能である。実施形態では、少なくとも１つの関連するスイッチは、スイッチング周波数、およびＲＦソースからの処理されたＲＦ信号の位相に関係するスイッチング位相で動作可能である。少なくともある場合には、スイッチは、所望のリアクタンス値を提供するように制御されたタイミングで、ＲＦサイクル毎に１回切り替えられる。実施形態では、システムが全波か半波かに依存して、切り替えはＲＦサイクル毎に１回、またはＲＦサイクル毎に２回行うことができる。

[0017] 実施形態では、少なくとも１つのスイッチは、ＲＦ増幅器の出力ポートにおけるＲＦ信号のサイクル毎に１回オンおよびオフに切り替わるように、半波スイッチング構成で動作可能である。実施形態では、少なくとも１つのスイッチは、ＲＦ増幅器の出力ポートにおけるＲＦ信号のサイクル毎に２回オンおよびオフに切り替わるように、全波スイッチング構成で動作可能である。実施形態では、スイッチング周波数およびスイッチング位相は、所望のリアクタンス値を有する位相スイッチト・リアクタンスが提供されるように選択される。他の実施形態では、ＲＦ周波数に対する他の関係も使用することができる。

[0018] 実施形態では、少なくとも１つの関連するスイッチは、ＲＦソースからの処理されたＲＦ信号の周波数で、そして所望のリアクタンス値を有する位相スイッチト・リアクタンスを提供するタイミングで、オンおよびオフに切り替えられる。

[0019] 実施形態では、少なくとも１つの関連するスイッチは、ＲＦソースのＲＦサイクル毎に１回、所望のリアクタンス値を有する位相スイッチト・リアクタンスを提供するタイミングで、オンおよびオフに切り換わる。

[0020] 実施形態では、少なくとも１つの関連するスイッチは、ＲＦソースのＲＦサイクル毎に１回、所望のリアクタンス値を有しスイッチのゼロ電圧スイッチングおよびゼロ電流スイッチングの内少なくとも１つが提供される位相スイッチト・リアクタンスを得るためのタイミングで、オンおよびオフに切り替わる。

[0021] 実施形態では、スイッチング周波数およびスイッチング位相は、所望のリアクタンス値を有する位相スイッチト・リアクタンスを提供するように選択される。
[0022] 実施形態では、少なくとも１つのスイッチは、スイッチのゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）およびゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）の内少なくとも１つが行われるように動作可能である。

[0023] 実施形態では、コントローラは、フィードバック回路、フィードフォワード回路、および適応プレディストーション・システムの内少なくとも１つに基づいて、スイッチング周波数を決定し、スイッチング位相を選択するように構成される。実施形態では、適応プレディストーション・システムは参照表を含む。

[0024] 一実施形態では、制御信号は、ソースから供給される信号に基づいて、半波スイッチング構成で動作する。他の実施形態では、制御信号は、ソースから供給される信号に基づいて全波スイッチング構成で動作する。

[0025] 実施形態では、適応プレディストーション・システムは参照表を含む。
[0026] 一実施形態では、位相スイッチト・リアクタンスは容量性素子であり、所望の周波数におけるこの位相スイッチト容量性素子の容量値は、位相スイッチト容量性素子の物理ＤＣ容量値、およびスイッチング位相に関係する。他の実施形態では、位相スイッチト・リアクタンスは誘導性素子であり、所望の周波数における位相スイッチト誘導性素子のインダクタンス値は、位相スイッチト誘導性素子の物理ＤＣインダクタンス値、およびスイッチング位相に関係する。

[0027] 実施形態では、チューニング可能インピーダンス・ネットワークは、Ｎ個の選択可能なリアクタンス素子を有するディジタル・リアクタンス・マトリクスを含み、ディジタル・リアクタンス・マトリクスの実効リアクタンス値を調節する。Ｎは正の整数である。

[0028] 実施形態では、チューニング可能インピーダンス・ネットワークは１つ以上のアナログ可変リアクタンス素子を含む。
[0029] 実施形態では、ソースは、高周波（ＲＦ）ソース、ＲＦ電力増幅器（ＰＡ）、およびスイッチング・モード・インバータの内少なくとも１つであり、負荷は、アンテナ、伝送線、およびプラズマ負荷の内少なくとも１つである。

[0030] 実施形態では、チューニング可能インピーダンス・ネットワークの入力は高周波（ＲＦ）増幅システムに結合される。チューニング可能インピーダンス・ネットワークは、ＲＦ増幅システムの電力レベルを制御するために、ＲＦ増幅システムの負荷インピーダンスを調整する。

[0031] 実施形態では、チューニング可能インピーダンス・ネットワークは、入力および出力の内少なくとも１つに結合された高調波成分を低減するために、１つ以上のフィルタ部品を含む。

[0032] 他の形態では、チューニング可能インピーダンス・ネットワークの動作方法を提供する。チューニング可能インピーダンス・ネットワークは、ソースに結合するように構成された入力と、負荷に結合されるように構成された出力と、１つ以上の位相スイッチト・リアクタンスとを含む。このチューニング可能インピーダンス・ネットワークに結合されたコントローラが、チューニング可能インピーダンス・ネットワークの所望のインピーダンス値を決定する。コントローラは、１つ以上の位相スイッチト・リアクタンスの各々にそれぞれの制御信号を供給する。供給されたそれぞれの制御信号に応答して、各位相スイッチト・リアクタンスの対応する所望のリアクタンス値が設定される。

[0033] 一実施形態では、各位相スイッチト・リアクタンスを対応する所望のリアクタンス値に設定することによって、ソースおよび負荷間でインピーダンス整合を達成する。他の実施形態では、各位相スイッチト・リアクタンスを対応する所望のリアクタンス値に設定することによって、ソースと負荷との間に所望のインピーダンス変換を達成する。他の実施形態では、各位相スイッチト・リアクタンスを対応する所望のリアクタンス値に設定することによって、ソースに対する所望の第１インピーダンス、および負荷に対する所望の第２インピーダンスを達成する。

[0034] 実施形態では、１つ以上の位相スイッチト・リアクタンスの各々が、１つ以上のリアクタンス素子と少なくとも１つのスイッチとの組み合わせから得られる。１つ以上のリアクタンス素子の少なくとも１つは、それに関連する少なくとも１つのスイッチによって、リアクタンス・ネットワーク内および該ネットワーク外となるよう切り替えが行われるように構成される。

[0035] 実施形態では、少なくとも１つの関連するスイッチは、それぞれの制御信号に基づくスイッチング周波数およびスイッチング位相で動作可能である。
[0036] 実施形態では、スイッチング周波数およびスイッチング位相は、所望のリアクタンス値を有する位相スイッチト・リアクタンスを提供するように選択される。

[0037] 実施形態では、少なくとも１つの関連するスイッチは、ＲＦ増幅システムの周波数に関係するスイッチング周波数、およびそれぞれの制御信号に基づくスイッチング位相で動作可能である。

[0038] 実施形態では、少なくとも１つの関連するスイッチは、ＲＦ増幅システムのＲＦサイクル毎に１回オンおよびオフに切り替えられ、切り替えタイミングは、所望のリアクタンス値を有し、前記スイッチのゼロ電圧スイッチングおよびゼロ電流スイッチングの内少なくとも１つを提供する位相スイッチト・リアクタンスを得るように選択される。実施形態では、コントローラは、フィードバック回路、フィードフォワード回路、および適応プレディストーション・システムの内少なくとも１つに基づいて、スイッチング周波数を決定し、スイッチング位相を選択する。

[0039] 実施形態では、少なくとも１つのスイッチは、ソースによって供給されるＲＦ信号の周波数に関係するスイッチング周波数、およびそれぞれの制御信号に基づくスイッチング位相で動作する。実施形態では、少なくとも１つのスイッチは、 ＲＦ増幅器の出力ポートにおけるＲＦ信号のサイクル毎に１回オンおよびオフに切り替わるように、半波スイッチング構成で動作する。実施形態では、少なくとも１つのスイッチは、ＲＦ増幅器の出力ポートにおけるＲＦ信号のサイクル毎に２回オンおよびオフに切り替わるように、全波スイッチング構成で動作する。

[0040] 実施形態では、少なくとも１つのスイッチは、前記スイッチのゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）およびゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）の内少なくとも１つを提供するように動作する。

[0041] 実施形態では、位相スイッチト・リアクタンスは容量性素子を含み、所望の周波数におけるこの位相スイッチト容量性素子の容量値は、位相スイッチト容量性素子の物理ＤＣ容量値、およびスイッチング位相に関係する。

[0042] 一実施形態では、位相スイッチト・リアクタンスは容量性素子であり、所望の周波数におけるこの位相スイッチト容量性素子の容量値は、位相スイッチト容量性素子の物理ＤＣ容量値、およびスイッチング位相に関係する。他の実施形態では、位相スイッチト・リアクタンスは誘導性素子であり、所望の周波数におけるこの位相スイッチト誘導性素子のインダクタンス値は、位相スイッチト誘導性素子の物理ＤＣインダクタンス値、およびスイッチング位相に関係する。

[0043] 実施形態では、チューニング可能インピーダンス・ネットワークは、Ｎ個の選択可能なリアクタンス素子を有するディジタル・リアクタンス・マトリクスを含み、ディジタル・リアクタンス・マトリクスの実効リアクタンス値を調節する。Ｎは正の整数である。

[0044] 実施形態では、チューニング可能インピーダンス・ネットワークは１つ以上のアナログ可変リアクタンス素子を含む。
[0045] 実施形態では、ソースは、高周波（ＲＦ）ソース、ＲＦ電力増幅器（ＰＡ）、およびスイッチング・モード・インバータの内少なくとも１つであり、負荷は、アンテナ、伝送線、およびプラズマ負荷の内少なくとも１つである。

[0046] 実施形態では、チューニング可能インピーダンス・ネットワークの入力は高周波（ＲＦ）増幅システムに結合される。チューニング可能インピーダンス・ネットワークは、ＲＦ増幅システムの電力レベルを制御するために、ＲＦ増幅システムの負荷インピーダンスを調整する。

[0047] 実施形態では、チューニング可能インピーダンス・ネットワークは、入力および出力の内少なくとも１つに結合された高調波成分を低減するために、１つ以上のフィルタ部品を含む。

[0048] 本概念の他の形態では、本明細書において説明するシステムおよび技法は、入力ポートと出力ポートとを有する高周波（ＲＦ）増幅システムであり、ＲＦ増幅システムの入力ポートに結合された入力ポートを有し、更に出力ポートを有するＲＦ増幅器を含む。位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークが、ＲＦ増幅器の出力ポートとＲＦ増幅システムの出力ポートとの間に結合される。この位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークは、ＲＦ増幅器の出力ポートに呈するインピーダンスを調整するために、そのインピーダンスを変化させる。

[0049] 実施形態では、位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークは、１つ以上の位相スイッチト・リアクタンス素子を含む。位相スイッチト・リアクタンス素子の各々は、それぞれの制御信号を受ける。供給されたそれぞれの制御信号に応答して、対応する所望のリアクタンス値を有する各位相スイッチト・リアクタンス素子が形成される。

[0050] 実施形態では、コントローラが１つ以上の位相スイッチト・リアクタンス素子の各々にそれぞれの制御信号を供給する。
[0051] 実施形態では、１つ以上の位相スイッチト・リアクタンス素子の各々は、１つ以上のリアクタンス素子と少なくとも１つのスイッチとを含む。１つ以上のリアクタンス素子の内少なくとも１つは、それに関連する少なくとも１つのスイッチによって、位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワーク内および該ネットワーク外となるよう切り替えが行われるように構成される。

[0052] 実施形態では、少なくとも１つの関連するスイッチは、ＲＦ増幅器の出力ポートにおけるＲＦ信号の周波数に関係するスイッチング周波数、およびそれぞれの制御信号に基づくスイッチング位相で動作可能である。

[0053] 実施形態では、少なくとも１つのスイッチは、ＲＦ増幅器の出力ポートにおけるＲＦ信号のサイクル毎に１回オンおよびオフに切り替わるように、半波スイッチング構成で動作可能である。

[0054] 実施形態では、少なくとも１つのスイッチは、ＲＦ増幅器の出力ポートにおけるＲＦ信号のサイクル毎に２回オンおよびオフに切り替わるように、全波スイッチング構成で動作可能である。

[0055] 実施形態では、１つ以上の位相スイッチト・リアクタンス素子の各々が、スイッチと並列にキャパシタを含む。実施形態では、１つ以上の位相スイッチト・リアクタンス素子の各々が、スイッチと並列なキャパシタの組み合わせと直列にインダクタを含む。

[0056] 実施形態では、少なくとも１つのスイッチは、前記少なくとも１つのスイッチのゼロ電圧スイッチングおよびゼロ電流スイッチングの内少なくとも１つを提供するように動作可能である。

[0057] 実施形態では、スイッチング周波数およびスイッチング位相は、所望のリアクタンス値を有する位相スイッチト・リアクタンス素子を提供するように選択される。
[0058] 実施形態では、１つ以上の位相スイッチト・リアクタンス素子の内少なくとも１つは、容量値を有する容量性素子である。所望の周波数におけるこの位相スイッチト容量性素子の容量値は、位相スイッチト容量性素子の物理ＤＣ容量値、およびスイッチング位相に関係する。実施形態では、１つ以上の位相スイッチト・リアクタンス素子の内少なくとも１つは、インダクタンス値を有する誘導性素子である。所望の周波数におけるこの位相スイッチト誘導性素子のインダクタンス値は、位相スイッチト誘導性素子の物理ＤＣインダクタンス値、およびスイッチング位相に関係する。

[0059] 実施形態では、位相スイッチト・チューニング可能整合ネットワークによってＲＦ増幅器の出力ポートに呈するインピーダンスは、ＲＦ増幅システムの出力ポートに結合された可変負荷インピーダンスをＲＦ増幅器のインピーダンスに整合させるために、動的に適応させられる。

[0060] 実施形態では、ＲＦ負荷がＲＦ増幅システムの出力ポートに結合に結合される。このＲＦ負荷は、アンテナ、伝送線、およびプラズマ負荷の内の少なくとも１つである。

[0061] 実施形態では、ＲＦ増幅器は、ＲＦ電力を生成するように構成された少なくとも１つのスイッチング素子を含む、スイッチング・インバータを含む。
[0062] 実施形態では、コントローラは、ＲＦ増幅器がスイッチング・インバータの少なくとも１つのスイッチング素子のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を維持するように、ＲＦ増幅器の出力ポートに呈する、位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークのインピーダンスを調整する。

[0063] 実施形態では、１つ以上の位相スイッチト・リアクタンス素子の各々の少なくとも１つのスイッチを切り替えることにより、位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークによって提供されるインピーダンス変換を調整する。

[0064] 実施形態では、ＲＦ増幅器は、位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークに結合されたフィルタを含む。このフィルタは、位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークによって生成される高調波成分を低減するフィルタ特性を有する。高調波成分は、ＲＦ増幅器の出力ポートおよびＲＦ増幅システムの出力ポートの内少なくとも１つに伝えられる。実施形態では、このフィルタは、位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークと、ＲＦ増幅器およびＲＦ増幅システムの出力ポートの内少なくとも１つとの間で、ＤＣ信号を電気的に分離するために、１つ以上のフィルタ部品を含む。

[0065] 実施形態では、位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークは、直列経路リアクタンス素子の第１ノードに結合された第１分路(shunt path)位相スイッチト可変リアクタンス素子を含む。実施形態では、位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークは、直列経路リアクタンス素子の第２ノードに結合された第２分路(shunt path)位相スイッチト可変リアクタンス素子も含む。

[0066] 他の形態では、高周波（ＲＦ）増幅システムの動作方法は、ＲＦ増幅器の入力ポートにＲＦ信号を供給するステップと、ＲＦ増幅器によってＲＦ信号を増幅し、増幅器の出力ポートに増幅ＲＦ信号を供給するステップとを含む。ＲＦ増幅器の出力ポートとＲＦ増幅システムの出力ポートとの間に結合された位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークのインピーダンスを変化させることによって、ＲＦ増幅器に呈するインピーダンスを調整する。

[0067] 実施形態では、位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークのインピーダンスを変化させるステップは、位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークによって制御信号を受けるステップを含む。この制御信号に応答して、少なくとも１つのリアクタンス素子が、ＲＦ増幅器の出力ポートにおけるＲＦ信号の周波数に関係する周波数および位相で、位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークに電気的に接続または切断され、所望のリアクタンス値を有する位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークが形成される。

[0068] 実施形態では、位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークは１つ以上のリアクタンス素子と、少なくとも１つのスイッチとを含む。少なくとも１つのリアクタンス素子を位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークに電気的に接続または切断するステップは、１つ以上のリアクタンス素子の内少なくとも１つを、それに関連する少なくとも１つのスイッチによって、位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワーク内および該ネットワーク外となるよう切り替えを行うステップと、それぞれの制御信号に基づくスイッチング周波数およびスイッチング位相で、少なくとも１つの関連するスイッチを動作させるステップとを含む。

[0069] 実施形態では、ＲＦ増幅器の出力ポートにおけるＲＦ信号の周波数に基づくスイッチング周波数およびスイッチング位相は、所望のリアクタンス値を有する位相スイッチト・リアクタンス素子を提供するように選択される。

[0070] 実施形態では、位相スイッチト・チューニング可能整合ネットワークによってＲＦ増幅器に呈するインピーダンスは、ＲＦ増幅システムの出力ポートに結合された可変負荷インピーダンスをＲＦ増幅器のインピーダンスに整合させるように、動的に適応させられる。

[0071] 実施形態では、位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークによってＲＦ増幅器に呈する負荷インピーダンスを調整することによって、ＲＦ増幅システムの出力ポートに供給される増幅信号の電力レベルを制御する。

[0072] 実施形態では、増幅器は、ＲＦ電力を生成するように構成された少なくとも１つのスイッチング素子を含むスイッチング・インバータを含む。ＲＦ増幅器に呈する位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークのインピーダンスを調整することによって、このスイッチング・インバータの少なくとも１つのスイッチング素子のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が維持される。

[0073] 実施形態では、位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークの少なくとも１つのスイッチが、少なくとも１つのスイッチのゼロ電圧スイッチングおよびゼロ電流スイッチングの内少なくとも１つを提供するように切り替えられる。

[0074] 特許請求する発明の他の形態、特徴、および利点は、以下の詳細な説明、添付する特許請求の範囲、および添付図面から一層完全に明らかになるであろう。図面において、同様の参照番号は同様のまたは同一のエレメントを識別する。図面と関連付けて明細書において導入される参照番号は、他の特徴の下地となるように、明細書において追加の説明をすることなく、１つ以上の後続の図面において繰り返されることもある。
図１は、説明する実施形態による例示的なチューニング可能インピーダンス整合ネットワーク（ＴＭＮ）のブロック図である。 図２は、図１のＴＭＮの例示的な位相スイッチト可変容量エレメントの模式図である。 図３は、図２の位相スイッチト可変容量エレメントの制御信号に関する電流および電圧対位相のプロットである。 図４は、図１のＴＭＮの例示的な位相スイッチト可変インダクタンス素子の模式図である。 図５は、図４の位相スイッチト可変インダクタンス素子の制御信号に関する電流および電圧対位相のプロットである。 図６は、図２および図４の位相スイッチト素子の正規化実効容量（またはインダクタンス）対位相スイッチト素子の制御角度のプロットである。 図７は、図２および図４の位相スイッチト素子の総合高調波歪み対位相スイッチト素子の制御角度のプロットである。 図８は、全波スイッチト可変容量エレメントの制御信号に関する電流および電圧対位相のプロットである。 図９は、全波スイッチト可変インダクタンス素子の制御信号に関する電流および電圧対位相のプロットである。 図１０Ａは、説明する実施形態による例示的なスイッチト・リアクタンス素子の模式図である。 図１０Ｂは、説明する実施形態による例示的なスイッチト・リアクタンス素子の模式図である。 図１０Ｃは、説明する実施形態による例示的なスイッチト・リアクタンス素子の模式図である。 図１０Ｄは、説明する実施形態による例示的なスイッチト・リアクタンス素子の模式図である。 図１１は、ディジタル・スイッチト容量マトリクスを採用した例示的な位相スイッチトＴＭＮの模式図である。 図１２は、ディジタル・スイッチト・インダクタンス・マトリクスを採用する例示的な位相スイッチトＴＭＮの模式図である。 図１３は、説明する実施形態による例示的な位相スイッチトＴＭＮの模式図である。 図１４は、例示的な動作範囲に対して、図１３のチューニング・ネットワークによって整合することができる負荷インピーダンスの範囲のスミス・チャートである。 図１５は、図１３のチューニング・ネットワークの追加の詳細の模式図である。 図１６は、説明する実施形態による位相スイッチト・インピーダンス変調増幅器の例示的なトポロジのブロック図である。 図１７は、説明する実施形態による位相スイッチト・インピーダンス変調増幅器の他の例示的なトポロジのブロック図である。 図１８Ａは、説明する実施形態による例示的な三スイッチ位相スイッチト・インピーダンス変調増幅器の模式図である。 図１８Ｂは、説明する実施形態による例示的な三スイッチ位相スイッチト・インピーダンス変調増幅器の模式図である。 図１８Ｃは、説明する実施形態による例示的な三スイッチ位相スイッチト・インピーダンス変調増幅器の模式図である。 図１８Ｄは、説明する実施形態による例示的な三スイッチ位相スイッチト・インピーダンス変調増幅器の模式図である。 図１８Ｅは、説明する実施形態による例示的な三スイッチ位相スイッチト・インピーダンス変調増幅器の模式図である。 図１９は、説明する実施形態による例示的な二スイッチ位相スイッチト・インピーダンス変調増幅器の模式図である。 図２０は、説明する実施形態による例示的な二スイッチ位相スイッチト・インピーダンス変調増幅器の模式図である。 図２１は、例示的な動作範囲にわたる例示的な位相スイッチト・インピーダンス変調増幅器の模式図である。 図２２は、例示的な動作範囲に対して、図２１の位相スイッチト・インピーダンス変調増幅器によって整合することができる負荷インピーダンスの範囲を示すスミス・チャートである。 図２３は、例示的な動作範囲に対して、図２１の位相スイッチト・インピーダンス変調増幅器によって整合することができる負荷インピーダンスの範囲を示すスミス・チャートである。 図２４は、図１のＴＭＮを動作させる例示的なプロセスの流れ図である。

[0097] 表１は、説明する実施形態を理解する補助として、本明細書にわたって採用される頭文字語のリストを纏めたものである。

[0098] 説明する実施形態は、位相スイッチト可変ネットワーク・リアクタンス素子に基づくチューニング可能整合ネットワークを対象とし、本明細書では位相スイッチト・チューニング可能整合ネットワーク（ＰＳ−ＴＭＮ：phase-switched tunable matching network）と呼ぶ。このようなＰＳ−ＴＭＮは、高いバイアス電圧や電流を必要とせずに、高い電力レベルで効率的に動作しつつ、広いインピーダンス範囲にわたって、迅速で、高帯域幅にわたる、連続インピーダンス整合を可能にする。このようなＰＳ−ＴＭＮは、単独で採用されてもよく、またはディスクリート・スイッチト・リアクタンス・バンクのような他の整合技法と組み合わせて採用されてもよい。

[0099] このようなＰＳ−ＴＭＮは、種々の再構成可能で適応型のＲＦシステム、例えば、ソフトウェア無線（ＳＤＲ）およびコグニティブ無線（ＣＲ）に適用するためのＲＦフロント・エンドに採用することができる。これらは、異なる帯域幅で、そして種々の通信規格にしたがって、広い範囲の周波数帯域にわたって動作する。また、ＰＳ−ＴＭＮは、素早い負荷変動を補償するためのＲＦプラズマ負荷用ドライバのような他のＲＦ用途に採用することができ、あるいは伝送電力および／または効率を最大化するために送信機と受信機との間におけるインピーダンス不整合を補償するためにワイヤレス電力伝送（ＷＰＴ）システムにおいて採用することもできる。

[00100] また、説明する実施形態は、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）高周波（ＲＦ）増幅器も提供する。本明細書では、これを位相スイッチト・インピーダンス変調（ＰＳＩＭ：phase-switched impedance modulation）増幅器と呼ぶ。このようなＰＳＩＭ増幅器は、ＰＳ−ＴＭＮを採用し、広い周波数範囲にわたって出力電力を効率的に調整することにより、および／または大きく変動し得る負荷（例えば、広いインピーダンス範囲にわたって可変である負荷）に整合することによって、広い周波数範囲にわたって動作することができる。

[00101] 図１を参照すると、高周波（ＲＦ）システム１００は、インピーダンスＺ_Ｓを有するソース１０２と、インピーダンスＺ_Ｌを有する負荷１１４との間に結合された位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス整合ネットワーク（ＰＳ−ＴＭＮ）１１２を含む。ある用途では、ソース１０２、制御回路１０６、およびＰＳ−ＴＭＮ１１２（およびＲＦシステム１００の他のエレメント）が電源電圧（例えば、Ｖ_ＤＣ）および接地に結合される。制御回路１０６は、ＰＳ−ＴＭＮ１１２に結合され、ＰＳ−ＴＭＮ１１２の動作を制御するために制御信号をＰＳ−ＴＭＮ１１２に供給する。このような制御信号に応答して、ＰＳ−ＴＭＮ１１２は所望のインピーダンス変換特性を与える。尚、制御回路１０６はＰＳ−ＴＭＮ１１２の内部部品であってもよく、あるいはＰＳ−ＴＭＮ１１２または制御回路１０６の何らかの部分に結合された外部部品であってもよいことは認められてしかるべきである（または、制御回路１０６によって与えられる機能がＰＳ−ＴＭＮ１１２の内部にあり、制御回路１０６の他の部分がＰＳ−ＴＭＮ１１２の外部にあってもよい）。

[00102] ある実施形態では、制御回路１０６は、少なくとも部分的に、ソース１０２に結合される随意のフィードフォワード回路１０４、および／または負荷１１４に結合される随意のフィードバック回路１１０から受ける情報に基づいて、ＰＳ−ＴＭＮ１１２の動作を制御する。ある実施形態では、随意のフィードフォワード回路１０４は適応プリディストーション回路１０７を含み、制御回路１０６は参照表（ＬＵＴ）１０８を含む。例えば、以下で更に詳しく説明するが、ある実施形態は、固定または適応型(adaptable)の参照表（例えば、ＬＵＴ１０８）を採用して所定の制御信号情報を格納する、フィードバック（例えば、フィードバック回路１１０による）、および／またはフィードフォワード補償（例えば、フィードフォワード回路１０４による）を採用して適応的に制御信号情報を調節する、あるいは制御信号のディジタル・プレディストーションを実行する（例えば、プレディストーション回路１０７によって）、あるいは他の同様の技法を採用するというように、１つ以上の非線形制御技法を採用し（例えば、制御回路１０６によって）ＰＳ−ＴＭＮ１１２に適した制御信号を決定することができる。

[00103] ＰＳ−ＴＭＮ１１２は、１つ以上の位相スイッチト・リアクタンス素子１１６（１）〜１１６（Ｎ）を含む。以下で更に詳しく説明するが、位相スイッチト・リアクタンス素子１１６（１）〜１１６（Ｎ）は、１つ以上の容量性素子（例えば、キャパシタ）、１つ以上の誘導性素子（例えば、インダクタ）、または両方の組み合わせを使用して実現することができる。所望の周波数でＰＳ−ＴＭＮ１１２の端子に呈する実効インピーダンス（Ｚ_Ｓ，ＩＮおよびＺ_Ｌ，ＩＮ）を調節するために、位相スイッチト・リアクタンス素子１１６（１）〜１１６（Ｎ）を制御することができる。位相スイッチト・リアクタンス素子１１６（１）〜１１６（Ｎ）は、例えば、分路または直列スイッチのいずれかによって切り替えられ、位相スイッチト・リアクタンス素子の実効インピーダンスは、分路または直列スイッチの位相および／またはデューティ・サイクルを調節することによって制御される。ある実施形態では、所望の周波数がＲＦソース１０２の動作のＲＦ周波数であってもよい（例えば、ＲＦソース１０２からＰＳ−ＴＭＮ１１２に供給される信号の周波数）。

[00104] ＲＦシステム１００の動作の所望周波数において実効インピーダンスを調整することにより（例えば、位相スイッチト・リアクタンス素子１１６（１）〜１１６（Ｎ）のインピーダンスを調節することによって）、ＰＳ−ＴＭＮ１１２によってソース１０２および／または負荷１１４に呈するインピーダンスを調節する、チューニングする、変更する、またはこれら以外で操作することが可能になる。例えば、位相スイッチト・リアクタンス素子１１６（１）〜１１６（Ｎ）は、ＰＳ−ＴＭＮ１１２が、所望のインピーダンス（Ｚ_Ｓ，ＩＮ）をＰＳ−ＴＭＮ１１２にソース１０２から、そして負荷１１４からＰＳ−ＴＭＮ１１２内に所望のインピーダンス（Ｚ_Ｌ，ＩＮ）を伝えることを可能にする。

[00105] ＰＳ−ＴＭＮ１１２に供給される制御信号は、ソース１０２から供給されるＲＦ信号に関して位相スイッチト・リアクタンス素子１１６（１）〜１１６（Ｎ）のスイッチをオンおよび／またはオフにするタイミングを制御するように動作する。このスイッチングにより、ＰＳ−ＴＭＮ１１２の所望のインピーダンス変換に影響を及ぼす位相スイッチト・リアクタンス素子１１６（１）〜１１６（Ｎ）の実効リアクタンス値が得られる。フィードフォワード情報は、ＰＳ−ＴＭＮ１１２の実効入力インピーダンス、ＲＦ波形のタイミング、指定された信号レベル、および／またはインピーダンス・レベル等についての情報を含むことができる。フィードバック情報は、実効負荷インピーダンス、および／または負荷から反射された電力についての測定情報、ＲＦ波形のタイミング等を含むことができる。

[00106] つまり、ある実施形態では、ソース１０２と負荷１０４との間における所望のインピーダンス変換を提供するために、ＰＳ−ＴＭＮ１１２を採用することもできる。例えば、ＰＳ−ＴＭＮ１１２は、ソース１０２と負荷１１４との間におけるインピーダンス整合を提供することもできる。あるいは、ソース１０２が、ＰＳ−ＴＭＮ１１２によって与えられる一層安定なインピーダンス（例えば、Ｚ_Ｓ，ＩＮ）に結合されるように、ＰＳ−ＴＭＮ１１２のインピーダンスを調節して負荷１１４のインピーダンス（Ｚ_Ｌ）の変動を補償することもできる。

[00107] 図２を参照すると、電流Ｉを有する正弦波電流源２０２が、例示的な位相スイッチト可変リアクタンス２００を駆動する。ここでは、位相スイッチト可変リアクタンスは、キャパシタ２０４およびスイッチ２０６の並列結合(parallel combination)を含み、位相スイッチト可変リアクタンスを位相スイッチト可変容量２００として与えるように示されている。キャパシタ２０４は、物理容量Ｃ_０および電圧Ｖ_Ｃを有する。スイッチ２０６の状態は信号Ｑの特性によって制御される。例えば、スイッチ２０６は、信号Ｑが論理高値を有するとき、その端子間に低インピーダンス信号経路を設け（例えば、スイッチ２０６が「オン」または「閉じている」）、スイッチ２０６は、信号Ｑが論理低値を有するとき、その端子間に高インピーダンス信号経路を設ける（例えば、スイッチ２０６が「オフ」または「開いている」）。つまり、スイッチ２０６が開いているとき（電流Ｉがキャパシタ２０４に流れ込む）、スイッチ２０６は切り替わってキャパシタ２０４を回路内に入れ、スイッチが閉じているとき（電流Ｉは閉じたスイッチを通過し、キャパシタ２０４を迂回する）、キャパシタ２０４を回路から締め出すと考えることができる。

[00108] スイッチ２０６が常にオフである（開いている）場合、ソース２０２に呈する位相スイッチト可変容量２００の実効容量Ｃ_ＥＦＦは、キャパシタ２０４の物理容量Ｃ_０と等価となる。逆に、スイッチ２０６が常にオンである（閉じている）場合、スイッチ２０６の端子間の低インピーダンス経路は事実上キャパシタ２０４を「短絡させ」、キャパシタ２０４の両端間の電圧が電流Ｉに関係なくゼロのままであるという意味で、位相スイッチト可変容量２００は無限容量として振る舞う。０から２πまでの正弦波電流源２０２のＡＣサイクルにわたってスイッチ２０６の導通角(conduction angle)を制御することによって、キャパシタ２０４の実効容量Ｃ_ＥＦＦを論理的にＣ_０と無限大との間で制御することができる。本明細書において使用する場合、導通角とは、スイッチ２０６がオンにされるときの正弦波信号の角度である。スイッチがオンにされるときの導通角は、全面的にスイッチング信号Ｑ（例えば、スイッチング角度）によって決定することができ、または部分的にスイッチング信号Ｑによって、そして部分的に電圧Ｖ_Ｃおよび電流Ｉのような回路波形によって決定することもできる。

[00109] 図３を参照すると、電流Ｉおよびキャパシタ電圧Ｖ_Ｃ（例えば、キャパシタ２０４の電圧）が、スイッチング制御信号Ｑに関して、サイクル角度θの関数として示されている。具体的には、曲線３０２はＩ（θ）を示し、曲線３０６はＶ_Ｃ（θ）を示し、曲線３０４は半波スイッチト・キャパシタのＱ（θ）を示す。図３に示すように、Ｉ（θ）のサイクル毎に、スイッチ２０６は、Ｉ（θ）の負から正への遷移からαラジアン後にオフにされる（開く）（例えば、αラジアンだけＩ（θ）の正の半サイクルに入るまで、スイッチ２０６はオンになっている／閉じている）。スイッチ２０６は、キャパシタ電圧がゼロに戻る後までオフ（開いた）のままになる。キャパシタ電圧がゼロに戻った後にスイッチをその導通状態にバイアスする（例えば、スイッチをオンにするまたはスイッチを閉じる）ことにより、スイッチ２０６のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）によるオン移行(turn on)を確保する。

[00110] スイッチがダイオードを含み、電圧が負になるのを自然に防止する場合、能動的にスイッチＱをオンにするタイミングを緩和することができる。これは、スイッチ電圧がゼロに達したときに自然に「ＯＮ」に転換し、ダイオードが導通している間に能動的なオン移行信号を発行できるからである。スイッチの両端間に結合されたキャパシタＣ_０は、オフ移行遷移(turn off transition)のスナッビング(snubbing)を行い、スイッチ２０６のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）によるオフ移行(turn off)を提供する。

[00111] 図３に示すように、Ｉ（θ）が純粋に正弦波の電流源である場合、スイッチ２０６は、スイッチの導通角（例えば、２α）に達するまでオフ（開いた）のままになる。つまり、半波スイッチト・キャパシタでは、スイッチ２０６は、ソース１０２からのＲＦ信号のサイクル毎に１回オンおよびオフにされる（例えば、曲線３０２によって示されるようなＩ（θ））。

[00112] αを調節することにより、サイクルにおけるどこでスイッチ２０６をオンおよびオフにするか（例えば、スイッチ２０６の導通角を制御する）設定し、したがって、キャパシタがピークになる電圧を制御する。つまり、スイッチング角度（α）とスイッチング周波数のＶ_Ｃ（θ）の基本成分の大きさとの間にはある関係がある。その結果、キャパシタ２０４の実効容量Ｃ_ＥＦＦは、αの関数として表すことができる。

[00113] 図４を参照すると、位相スイッチト可変リアクタンスは、スイッチング周波数におけるその実効インダクタンスの連続制御を可能にするスイッチト・インダクタ・ネットワークとして実現することも可能である。このようなスイッチト・インダクタ・ネットワークは、図４では位相スイッチト可変インダクタンス４００として示されおり、図２に示すスイッチト・キャパシタ・ネットワーク２００のトポロジ双対(topological dual)に対応する。図４に示すように、例示的な位相スイッチト可変インダクタンス４００は、インダクタ４０４とスイッチ４０６の直列結合を含み、スイッチ４０６は正弦波電圧源４０２によって電圧Ｖで駆動される。インダクタ４０４は、物理インダクタンスＬ_０およびインダクタ電流Ｉ_Ｌを有する。スイッチ４０６の状態は、信号Ｑによって制御され、例えば、信号Ｑが論理高値を有するときにスイッチ４０６をオンにする（例えば、閉じる）ことができ、信号Ｑが論理低値を有するときにオフにする（例えば、開く）ことができる。つまり、スイッチ４０６は、このスイッチが閉じているとき（電圧Ｖをインダクタ４０４に印加する）インダクタ４０４を回路内に入れ、このスイッチが開いているとき（電圧がインダクタ４０４に印加されない）インダクタ４０４回路から除外するように切り替えると考えることができる。

[00114] 図２に関して説明した位相スイッチト可変リアクタンスのスイッチト・キャパシタの実現例と同様、スイッチング周波数における位相スイッチト可変インダクタンス４００の実効インダクタンスＬ_ＥＦＦを基本値Ｌ_０から無限大まで調整することができる。例えば、スイッチ４０６が常にオンである（閉じている）場合、位相スイッチト可変インダクタンス４００の実効インダクタンスＬ_ＥＦＦは、ソース４０２から見ると、インダクタ４０４の物理インダクタンスＬ_０と等価になる。逆に、スイッチ４０６が常にオフである（開いている）場合、インダクタ４０４は、インダクタ４０４を通った電流が電圧Ｖに関係なくゼロのままであるという意味で、無限インダクタとして振る舞う。理想的には、インダクタ４０４の実効インダクタンスＬ_ＥＦＦは、スイッチ４０６の導通角を正弦波電圧源４０２のＡＣサイクルにわたって０から２πまで制御することによって、Ｌ_０と無限大との間で制御することができる。

[00115] 図５を参照すると、キャパシタ２０４の電流Ｉおよび電圧Ｖ_Ｃの例示的な波形が、スイッチ制御信号Ｑに関して、サイクル角度(cycle angle)θの関数として示されている。トポロジ双対性のプロパティの結果として、図３に示すスイッチト・キャパシタ・ネットワークの電圧波形は、図５に示すスイッチト・インダクタ・ネットワークの電流波形に類似し、その逆も成り立つ。

[00116] 具体的には、曲線５０２はＩ_Ｌ（θ）を示し、曲線５０６はＶ（θ）を示し、曲線５０４は半波スイッチト・インダクタのＱ（θ）を示す。図５に示すように、Ｖ（θ）のサイクル毎に、Ｖ（θ）の負から正への遷移のからαラジアン後にスイッチ４０６はオンにされる（閉じられる）（例えば、Ｖ（θ）の正の半サイクル内にαラジアンだけ入るまで、スイッチ４０６はオフになっている／開いている）。スイッチ４０６は、インダクタ電流がゼロに戻る後までオンのままになる（閉じている）。スイッチはそれと直列にインダクタを有するので、スイッチのゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）によるオン移行を提供することができる。インダクタ電流がゼロに戻る時点でスイッチをオフにすることによって、スイッチ４０６のゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）によるオフ移行を確保する。容量性回路との双対性において、スイッチＱの一部としてダイオード（１つまたは複数）を利用することにより、スイッチの自然な転換（オフ移行）を可能にし、スイッチング制御波形のオフ移行時(turn-off moment)の詳細なアクティブ・タイミング(detailed active timing)を緩和することができる。図５に示すように、Ｖ（θ）が純粋に正弦波電圧源であるとき、スイッチ４０６の導通角に達するまで（例えば、２α）、スイッチはオンのまま（閉じたまま）になる。

[00117] αを調節することにより、サイクルにおけるどこでスイッチ４０６をオンおよびオフにするか（例えば、スイッチ４０６の導通角を制御する）設定し、したがって、インダクタがピークになる電流を制御する。つまり、図２に関して説明した位相スイッチト可変リアクタンスのスイッチト・キャパシタの実現例と同様、スイッチング角度（α）とスイッチング周波数におけるＩ_Ｌ（θ）の基本成分の大きさとの間にはある関係がある。その結果、インダクタ４０４の実効インダクタンスＬ_ＥＦＦは、αの関数として表すことができる。

[00118] トポロジ双対性(topological duality)の結果として、実効インダクタンスの式（１ｂ）は、実効容量の式（１ａ）のそれと同じになる。式（１ａ）は、スイッチが常にオン状態にある（α＝π）ときの無限実効容量に対する直観的な予想と一致し、スイッチが永続的にオフであるとき（α＝０）にＣ_ＥＦＦおよびＣ_０間の等価を予測する。同様に、式（１ｂ）も、スイッチが常にオフ状態にある（α＝０）ときの無限実効インダクタンスに対する直観的な予測と一致し、スイッチが永続的にオンであるとき（α＝π）にＬ_ＥＦＦおよびＬ_０間の等価を予測する。つまり、式（１ａ）および（１ｂ）にしたがって、キャパシタまたはインダクタに関連するスイッチの導通角を制御することによって、スイッチング周波数における実効容量Ｃ_ＥＦＦまたは実効インダクタンスＬ_ＥＦＦを調整することができる。

[00119] 図６を参照すると、スイッチング周波数における曲線６０２によって、正規化実効容量Ｃ_ＥＦＦ／Ｃ_０または正規化実効インダクタンスＬ_ＥＦＦ／Ｌ_０が示されている。容量回路では、これは正規化アドミタンスＹ_ＥＦＦ／Ｙ_０と同じことであり、一方誘導回路では、これは、正規化リアクタンスＸ_ＥＦＦ／Ｘ_Ｏと同じである。トポロジ双対性の結果として、図２の位相スイッチト・キャパシタ回路の正規化実効アドミタンスＹ_ＥＦＦ／Ｙ_０は、図４に示した位相スイッチト・インダクタ・ネットワークの正規化リアクタンスＸ_ＥＦＦ／Ｘ_０と同じである。

[00120] 図６に示すように、正規化実効容量Ｃ_ＥＦＦ（またはインダクタンスＬ_ＥＦＦ）は、αと共に急激に増大し、αがπ（例えば、１８０度）に近づくにつれて、無限大に近づく。

[00121] 図７を参照すると、曲線７０２は、純粋に正弦波の電流（電圧）励起源に対する、キャパシタ電圧（インダクタ電流）の総合高調波歪み対αの関係を示す。Ｃ_ＥＦＦまたはＬ_ＥＦＦを調整することができる実用上の範囲は、ネットワークに現れる可能性がある高調波歪みの量に依存する。αがπに向かって増大する（例えば、スイッチの導通角が大きくなる）につれて、キャパシタ電圧Ｖ_Ｃ（例えば、曲線３０６）またはインダクタ電流Ｉ_Ｌ（例えば、曲線５０２）のリンギング(ringing)は、一層短い時間期間に制限される。図７に示すように、この結果、大きなＹ_ＥＦＦ／Ｙ_０またはＸ_ＥＦＦ／Ｘ_０（例えば、Ｃ_ＥＦＦ／Ｃ_０またはＬ_ＥＦＦ／Ｌ_０）比に対して、キャパシタ電圧の高調波成分が著しく増える（例えば、αが増大するにつれて、総合高調波歪みも増大する）。所与のシステムにおいて許容される高調波歪みの量は、ソースおよび／または負荷に許容される高調波成分の指定限度、ならびに必要なまたは望まれるフィルタリングの量に依存する。

[00122] 尚、図７は、位相スイッチト可変リアクタンスの高調波歪み（例えば、位相スイッチト可変容量２００のキャパシタ電圧の高調波歪み、または位相スイッチト可変インダクタンス４００のインダクタ電流の高調波歪み）を示すのであり、ＲＦシステムのソースおよび／または負荷（例えば、ソース１０２および負荷１１４）に実際に注入される高調波成分を示すのではないことを注記しておく。ある実施形態では、位相スイッチト可変リアクタンス（例えば、位相スイッチト可変容量２００または位相スイッチト可変インダクタンス４００）は、ソースおよび／または負荷（例えば、ソース１０２および負荷１１４）に注入される高調波成分を低減するために、追加のフィルタリング部品（図２および図４には示されていない）を含む。

[00123] 図３および図５に関して説明したように、位相スイッチト可変リアクタンス（例えば、位相スイッチト可変容量２００または位相スイッチト可変インダクタンス４００）は半波スイッチング型(half-wave switched)であり、キャパシタ電圧（図３の曲線３０６）およびインダクタ電流（図５の曲線５０２）が単極となるように、スイッチが動作させられる。しかしながら、他のスイッチング方式も可能である。例えば、図８および図９は、それぞれ、図３に示したスイッチト・キャパシタ・ネットワークおよび図５に示したスイッチト・インダクタ・ネットワークについて、スイッチ制御信号Ｑに関して、サイクル角度θの関数として電流Ｉおよび電圧Ｖの例示的な波形を示す。

[00124] 具体的には、図８に示すように、曲線８０２は全波スイッチト・キャパシタのＩ（θ）を示し、曲線８０６はＶ_Ｃ（θ）を示し、曲線８０４はＱ（θ）を示す。図９に示すように、曲線９０２は、全波スイッチト・インダクタのＩ_Ｌ（θ）を示し、曲線９０６はＶ（θ）を示し、曲線９０４はＱ（θ）を示す。位相スイッチト可変容量２００が全波スイッチング型(full-wave switched)であるとき、スイッチ（例えば、スイッチ２０６）はＩ（θ）のサイクル毎に２回オフにされ（例えば、Ｑ（θ）はゼロである）、オフの期間は、電流Ｉ（θ）がゼロになるときを中心に広がる(centered around)。純粋に正弦波の励起電流Ｉ（θ）では、この結果、双極キャパシタ電圧波形Ｖ_Ｃ（θ）が得られる。キャパシタ電圧Ｖ_Ｃ（θ）はゼロのＤＣ平均値を有する。同様に、位相スイッチト可変インダクタンス４００が全波スイッチング型であるとき、スイッチ（例えば、スイッチ４０６）は、Ｖ（θ）のサイクル毎に２回オンにされ（例えば、Ｑ（θ）が論理高値を有する）、オンの期間は、電圧Ｖ（θ）がゼロになるときを中心に広がる。純粋に正弦波の励起電圧Ｖ（θ）では、この結果、双極インダクタ電流波形Ｉ_Ｌ（θ）が得られ、これもゼロのＤＣ平均値を有する。このように、全波スイッチト・キャパシタ（またはインダクタ）では、スイッチ２０６は、ソース１０２からのＲＦ信号のサイクル毎に２回オンおよびオフにされる（例えば、曲線８０２によって示されるようなＩ（θ））。

[00125] 半波スイッチングと同様（例えば、図３および図５に示すように）、スイッチのスイッチング角度αを制御することによって、スイッチング周波数における実効容量Ｃ_ＥＦＦおよび実効インダクタンスＬ_ＥＦＦを調整することができる。キャパシタ２０４の実効容量Ｃ_ＥＦＦは、全波スイッチト・キャパシタについては、αの関数として表すことができる。

同様に、インダクタ４０４の実効インダクタンスＬ_ＥＦＦもαの関数として表すことができる。

[00126] このように、全波スイッチト・ネットワーク（例えば、関係（２ａ）および（２ｂ））で所与のスイッチング角度αに対して得ることができる実効容量／インダクタンスは、半波スイッチト・ネットワーク（例えば、関係（１ａ）および（１ｂ））で得ることができる実効容量／インダクタンスの半分となる。しかしながら、全波スイッチト・ネットワークにすると、本質的に、同じスイッチング角度α（即ち、総合スイッチ導通角を制御するスイッチング角度）に対して、半波スイッチト・ネットワークと比較して、キャパシタ電圧およびインダクタ電流の高調波成分が低減する。一方、全波スイッチングを実現するには、スイッチは動作周波数の２倍で動作しなければならない（例えば、サイクル当たり２回切り替える）。更に、容量変調では、双方向ブロッキング・スイッチが必要となり、典型的な半導体スイッチによるスイッチの実現を複雑化する可能性がある。

[00127] 以上の関係（１）および（２）は、図２および図４に示したスイッチト・ネットワークの実効容量およびインダクタンスが、純粋に正弦波の励起信号のスイッチング角度αに基づくことができることを示す。純粋に正弦波でない励起信号では、スイッチがオフ（またはオン）になるタイミングまたはスイッチング角度αをしかるべく選択することによって、 実効リアクタンスを制御することができるが、関係（１）および（２）はαの正確な値を計算することができない。ゼロ電圧（またはゼロ電流）ポイントを決定する（スイッチがオン（またはオフ）になるため）回路波形と共に、スイッチング角度αは、サイクルの間におけるスイッチの総合導通角を決定する。純粋に正弦波でない励起信号では、所与の所望の実効リアクタンスに対してαの要求値を決定するために、適応可能な参照表（例えば、ＬＵＴ１０８）、フィードバック回路１１０、またはフィードフォワード回路１０４（随意のディジタル・プレディストーション回路１０７を含む）を採用することもできる。

[00128] 位相スイッチト可変容量２００および位相スイッチト可変インダクタンス４００は、位相スイッチト可変リアクタンスおよびＴＭＮのような他の調節可能な回路を実現するための構築ブロックとして採用することができる。特に、用途の中には、容量性および誘導性リアクタンス双方に及ぶ範囲にわたって、および／または実効リアクタンスをもっと限定した範囲で調整することによって値を制御することができる可変リアクタンスの多大な恩恵を得ることができるものもある。追加のリアクタンス部品によって位相スイッチト可変容量２００および／または位相スイッチト可変インダクタンス４００を補強すると、もっと広い範囲の可変リアクタンスを得ることができる。

[00129] 図１０Ａ〜図１０Ｄは、容量性および誘導性双方の素子を含むことによって、図２および図４に示した単一エレメント回路と比較して、位相スイッチト・リアクタンス回路のインピーダンスをチューニングすることができる範囲を広げる位相スイッチト・リアクタンス回路の例示的な実施形態を示す。

[00130] 例えば、図１０Ａは、位相スイッチト・キャパシタ１０１３と直列にインダクタ１０１２を含む位相スイッチト・リアクタンス回路１００２を示す。位相スイッチト・キャパシタ１０１３は、図２関して説明したのと同様に、キャパシタ１０１４と並列にスイッチ１０１６を含む。図１０Ｂは、キャパシタ１０２２と直列にインダクタ１０２４を含む位相スイッチト・リアクタンス回路１００４を示し、インダクタ１０２４およびキャパシタ１０２２の直列結合が、位相スイッチト・キャパシタ１０２５と並列に配置されている。キャパシタ１０２２は位相スイッチト型ではなく、したがって、ＣＤＣとして示されている。位相スイッチト・キャパシタ１０２５は、図２に関して説明したのと同様に、キャパシタ１０２６と並列にスイッチ１０２８を含む。図１０Ｃは、位相スイッチト・インダクタ１０３３と並列にキャパシタ１０３２を含む位相スイッチト・リアクタンス回路１００６を示す。位相スイッチト・インダクタ１０３３は、図４に関して説明したのと同様に、インダクタ１０３４と直列にスイッチ１０３６を含む。図１０Ｄは、キャパシタ１０４４と並列にインダクタ１０４２を含む位相スイッチト・リアクタンス回路１００８を示し、インダクタ１０４２およびキャパシタ１０４４の並列結合が位相スイッチト・キャパシタ１０４５と直列に配置されている。インダクタ１０４２は位相スイッチト型ではなく、したがってＬＤＣとして示されている。位相スイッチト・インダクタ１０４５は、図４に関して説明したのと同様に、インダクタ１０４６と直列にスイッチ１０４８を含む。

[00131] 当業者には理解されようが、図１０Ａ〜図１０Ｄに示したもの以外の回路の異形も可能である。例えば、位相スイッチト・キャパシタと直列にキャパシタを配することにより、キャパシタと位相スイッチト・キャパシタの物理容量との直列結合に等しい最大容量と、キャパシタと位相スイッチト容量値との直列結合に等しい最小容量とを有する、正味の実効インピーダンスが得られる。

[00132] 図６および図７に関して説明したように、位相スイッチト可変キャパシタンス２００および位相スイッチト可変インダクタンス４００には、それらの可変リアクタンス範囲と、システムの残りに注入される高調波成分の量との間にトレードオフが存在する。言い換えると、実効リアクタンスを制御することができる範囲は、システム内部で耐えることができる（例えば、ソース１０２および／または負荷１１４によって）高調波成分の量によって限定される。ある実施形態は、ソース１０２および／または負荷１１４に注入される高調波成分を低減するために、追加のまたは外部フィルタリング部品を採用することもできる。しかしながら、ある実施形態では、追加のフィルタリング部品を採用することができない場合もある。

[00133] 図１１および図１２を参照すると、追加のフィルタリング部品が採用されない場合、位相スイッチト可変容量２００および位相スイッチト可変インダクタンス４００を、位相スイッチト型でない１つ以上のディジタル制御キャパシタまたはインダクタ・マトリクスと組み合わせることによって、高調波成分を低減することができる。このような混成スイッチト・ネットワークは、ＲＦ動作周波数において、そしてＲＦ波形に関して制御された位相およびデューティ・サイクルで動作するＲＦスイッチを含む。また、混成スイッチト・ネットワークは、スイッチト・マトリクス(switched matrix)における１つ以上のキャパシタまたはインダクタに関連するディジタル・スイッチも含む。これらのディジタル・スイッチは、通例、ＲＦ周波数よりも遙かに低い周波数で動作するが、実効リアクタンスＣ_ＥＦＦまたはＬ_ＥＦＦの制御帯域幅によって決定されるＲＦ周波数まで動作させることができる（例えば、サイクル毎）。

[00134] 図１１を参照すると、混成スイッチト・ネットワーク１１００は、位相スイッチト・リアクタンス（例えば、キャパシタＣ_０１１１６および並列スイッチ１１１８）と、ディジタル制御キャパシタ・ネットワーク１１０２とを含む。ディジタル制御キャパシタ・ネットワーク１１０２および負荷１１４と並列に結合された位相スイッチト可変容量（例えば、キャパシタＣ_０１１１６および並列スイッチ１１１８）として示すが、他の実施形態では、位相スイッチト・リアクタンスが、ディジタル制御キャパシタ・ネットワーク１１０２および負荷１１４と直列に結合された位相スイッチト可変インダクタンス（例えば、図４に示すような）として、または図１０Ａ〜図１０Ｄに示した位相スイッチト・リアクタンス回路の内の１つとして、または他の等価回路として実現されることも可能である。

[00135] ディジタル制御キャパシタ・ネットワーク１１０２は、複数のキャパシタおよび関連するスイッチを含む。これらは、キャパシタ１１０４、１１０８、および１１１２、ならびにスイッチ１１０６、１１１０、および１１１４として示されている。ある実施形態では、キャパシタ１１０４、１１０８、および１１１２の各々が一意の容量値を有し、ディジタル制御キャパシタ・ネットワーク１１０２の容量値を、大きな容量範囲にわたって変化させることを可能にする。例えば、図１１に示すように、キャパシタ１１０４、１１０８、および１１１２は、最大容量値（例えば、（２・２^Ｎ−１）・Ｃ_０）に達するまで、Ｃ_０の刻みで、位相スイッチト・キャパシタ基準値（例えば、Ｃ_０）から増大することができる。ここで、Ｎはディジタル制御キャパシタ・ネットワーク１１０２におけるキャパシタの数である。

[00136] スイッチ１１０６、１１１０、および１１１４は、キャパシタ１１０４、１１１０８、および１１１２の内対応するものと直列に結合され、それぞれのキャパシタを接続する（または切断する）ことによって、ディジタル制御キャパシタ・ネットワーク１１０２の容量を調節するように動作可能である。スイッチ１１０６、１１１０、および１１１４は、制御回路１０６からの１つ以上の制御信号に基づいて動作することができる。前述のように、スイッチ１１０６、１１１０、および１１１４は、一般に、ディジタル制御キャパシタ・ネットワーク１１０２の容量値を調節するために、ＲＦ周波数未満の周波数で動作する。

[00137] 図１２を参照すると、混成スイッチト・ネットワーク１２００は、位相スイッチト・リアクタンス（例えば、インダクタＬ_０１２１６および直列スイッチ１２１８）と、ディジタル制御インダクタ・ネットワーク１２０２とを含む。ディジタル制御インダクタ・ネットワーク１２０２と直列に、そして負荷１１４と並列に結合された位相スイッチト可変インダクタンス（例えば、インダクタＬ_０１２１６および直列スイッチ１２１８）として示されているが、他の実施形態では、位相スイッチト・リアクタンスは、位相スイッチト可変容量（例えば、図２に示したような）として、または図１０Ａ〜図１０Ｄに示した位相スイッチト・リアクタンス回路の内の１つとして、または他の等価回路として実現されてもよい。

[00138] ディジタル制御インダクタ・ネットワーク１２０２は、複数のインダクタおよび関連するスイッチを含み、これらはインダクタ１２０６、１２１０、および１２１４、ならびに１２０４、１２０８、および１２１２として示されている。ある実施形態では、インダクタ１２０６、１２１０、および１２１４の各々は、一意のインダクタンス値を有し、ディジタル制御インダクタ・ネットワーク１２０２の容量値を、大きなインダクタンス範囲にわたって変化させることを可能にする。例えば、図１２に示すように、インダクタ１２０６、１２１０、および１２１４、ならびに１２１８は、最大インダクタンス値に達するまで、Ｌ_０の刻みで、位相スイッチト・インダクタ基準値（例えば、Ｌ_０）から増大することができる。

[00139] スイッチ１２０４、１２０８、および１２１２は、インダクタ１２０６、１２１０、および１２１４の対応するものと並列に結合され、それぞれのインダクタを接続することによって（または、短絡させる、例えば、インダクタを迂回するために低インピーダンス経路を設ける）、ディジタル制御インダクタ・ネットワーク１２０２のインダクタンスを調節するように動作可能である。スイッチ１２０４、１２０８、および１２１２は、制御回路１０６からの１つ以上の制御信号に基づいて動作することができる。前述のように、スイッチ１２０４、１２０８、および１２１２は、一般に、ディジタル制御インダクタ・ネットワーク１２０２の容量値を調節するために、ＲＦ周波数未満の周波数で動作する。

[00140] ディジタル制御キャパシタ・ネットワーク１１０２およびディジタル制御インダクタ・ネットワーク１２０２は、過度の高調波成分をソース１０２および／または負荷１１４に混入させることなく、位相スイッチト・リアクタンス（例えば、キャパシタＣ_０１１１６および並列スイッチ１１１８、またはインダクタＬ_０１２１６および直列スイッチ１２１８）のリアクタンスを連続的に変化させることができる範囲を広げる。例えば、図１１および図１２に示す実施形態は、スイッチト・ネットワーク１１００（または１２００）の基準値Ｃ_０（またはＬ_０）を制御するために、ディジタル制御キャパシタ・ネットワーク１１０２（またはディジタル制御インダクタ・ネットワーク１２０２）を採用する。位相スイッチト・リアクタンスのスイッチ（例えば、スイッチ１１１８またはスイッチ１２１８）は、先に説明した関係（１）および（２）によって決定される係数によって基準容量Ｃ_０（またはインダクタンスＬ_０）を設定するために動作させることができる。

[00141] 例えば、混成スイッチト・キャパシタ・ネットワーク１１００のスイッチング周波数における実効容量Ｃ_ＥＦＦは、図３に示したように、０から約π／２まで変化するスイッチング角度αによって、ＲＦスイッチを半波切り替えることによって、低い方の容量値Ｃ_０と高い方の容量値との間で制御することができる。図７に示すように、π／２（９０度）未満のスイッチング角度αによるＲＦスイッチの動作は、約３５％未満のピーク高調波歪みに対応する。つまり、混成スイッチト・ネットワーク（例えば、１１００および１２００）は、最小限の高調波歪みで、そして調節可能なバイアス電圧または電流を必要とせずに、広い容量（または誘導）範囲にわたってスイッチング周波数における実効リアクタンスの連続制御を可能にする。

[00142] 種々の実施形態において、ＴＭＮ１１２のＲＦスイッチ（例えば、スイッチ２０６または４０６）は、種々のタイプのスイッチング素子の１つまたは組み合わせとして、例えば、ＲＦシステム１００のＲＦ周波数または他の動作パラメータに基づいて実現することができる。例えば、横または縦型ＦＥＴ、ＨＥＭＴ、サイリスタ、ダイオード、または他の同様の回路エレメントを採用することもできる。

[00143] 位相スイッチト可変容量２００および位相スイッチト可変インダクタンス４００は、更に複雑な位相スイッチト・チューニング可能整合ネットワーク（ＰＳ−ＴＭＮ）、例えば、π−ネットワーク・トポロジＰＳ−ＴＭＮ（Ｐｉ−ＴＭＮ）内における回路エレメントとして採用することもできるが、Ｌ−ネットワーク、Ｔ−ネットワーク、または他の同様のネットワークというような、他のネットワーク・トポロジも可能である。図１３は、π−ＴＭＮ１３０２に結合されたＲＦソース１３０１を含む例示的なＲＦシステム１３００の模式図を示す。π−ＴＭＮ１３０２はＲＦ負荷１３０３に結合されている。π−ＰＭＮ１３０２は２つの可変分路容量サセプタンスＢ_１１３１０およびＢ_２１３１４を含む。例示的な実施形態では、ＲＦソース１３０１は一般に電力増幅器または他のＲＦシステムの出力である。図１３に示すように、ＲＦソース１３０１は、そのノートン等価回路によって、 ソース抵抗Ｒ_Ｓ１３０６およびソース・サセプタンスＢ_Ｓ１３０８と並列な電流源１３０４を含むように表すことができる。同様に、ＲＦ負荷１３０３は、負荷サセプタンスＢ_Ｌ１３１６と並列な負荷抵抗Ｒ_Ｌ１３１８を含むように表すことができる。ソースおよび負荷インピーダンスＺ_ＳおよびＺ_Ｌは、それぞれ、次のように表すことができる。

したがって、負荷インピーダンスＺ_Ｌをソース・インピーダンスＺ_Ｓに整合するために必要とされるサセプタンスＢ_１およびＢ_２は、以下の式によって与えられることを示すことができる。

このように、π−ＴＭＮ１３０２は、可変分路容量サセプタンスＢ_１１３１０およびＢ_２１３１４の値を調節することによって、負荷インピーダンスＺ_Ｌをソース・インピーダンスＺ_Ｓに整合させるために採用することができる。

[00144] 図１３に示すように、π−ＴＭＮ１３０２の実施形態は、２つの可変分路容量サセプタンスＢ_１１３１０およびＢ_２１３１４と、固定誘導性リアクタンスＸ１３１２とを含むが、可変分路誘導性サセプタンスおよび固定容量性リアクタンスを採用する、３つのリアクティブ分岐を全て可変部品として実装する等というような、 数多くの他の実現例もπ−ＴＭＮには可能である。勿論、１つの可変分路エレメントおよび１つの可変直列路エレメントを有するＬ−セクションＴＭＮを実現することも可能であることは認められてしかるべきである。他のタイプのネットワークを採用することもできる。以下で更に詳しく説明するが、接地基準(ground-referenced)可変キャパシタは、ＲＦ周波数における位相スイッチト可変リアクタンス・ネットワークによる実現に非常に適している。

[00145] 図１４を参照すると、π−ＴＭＮ１３０２によって整合させることができる負荷インピーダンスの例示的な範囲が、（Ｒ_Ｓに正規化された）スミス・チャート・プロット１４００において陰影領域１４０２として示されている。例えば、陰影領域１４０２によって表されるインピーダンス値は、Ｘ＝Ｒ_Ｓを有する例示的なπ−ＴＭＮと、１／Ｒ_Ｓから４／Ｒ_Ｓの範囲にわたって可変なサセプタンスＢ_１とによって、そして１／Ｒ_Ｓから２／Ｒ_Ｓの範囲にわたって可変なサセプタンスＢ_２によって得ることができる。図１４に示すように、π−ＴＭＮ１３０２は、ＲＦソース１３０１のインピーダンスを、約１０：１抵抗範囲および５：１リアクタンス範囲（容量的および誘導的の双方）にわたって変化する負荷インピーダンスに整合させることができる。このようにするために、π−ＴＭＮ１３０２は、１：４の範囲にわたってＢ_１を調整し、１：２の範囲にわたってＢ_２を調整する。これは、図２および図４に示したような位相スイッチト可変リアクタンス・ネットワークを採用すれば遂行することができる。

[00146] 図１５は、５０Ωのソース・インピーダンス（例えば、Ｒ_Ｓ１５０６）に対して、図１４に示した整合範囲を得るための位相スイッチトπ−ＴＭＮ回路１５０２の例示的な実施形態を示す。誘導性リアクタンスＸは、ノートン等価ソース抵抗Ｒ_Ｓ（例えば、５０Ω）と値が等価となるように選択される。図１５に示すように、可変容量サセプタンスＢ_１およびＢ_２は、半波位相スイッチト・キャパシタ（例えば、図２の位相スイッチト・キャパシタ２００）として実現される。可変容量サセプタンスＢ_１は、位相スイッチト・キャパシタＣ_Ｐ２１５１４とＦＥＴスイッチ１５１２とを含み、ＦＥＴスイッチ１５１２は、スイッチング角度α_２を有する制御信号ｑ２を切り替えることによって制御される。可変容量サセプタンスＢ_２は、位相スイッチト・キャパシタＣ_Ｐ１１５２０とＦＥＴスイッチ１５２２とを含み、ＦＥＴスイッチ１５２２は、スイッチング角度α_１を有する制御信号ｑ１を切り替えることによって制御される。

[00147] 例示的な実施形態では、位相スイッチトπ−ＴＭＮ回路１５０２は、２７．１２ＭＨｚで動作し、５０Ωのソース・インピーダンスを、スイッチのスイッチング角度（α_１およびα_２）およびこれらの間の位相シフトを適正に調節することにより（例えば、スイッチング制御信号ｑ１およびｑ２を調節することにより）、約１０：１抵抗範囲および５：１リアクタンス範囲（容量性および誘導性双方）にわたって変化する負荷インピーダンスに整合させることができる。

[00148] 可変容量サセプタンスＢ_１およびＢ_２を半波ＦＥＴ−スイッチト・キャパシタ・ネットワークとして実現することにより、スイッチのゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作が得られ、各可変リアクタンスを、１つの接地−基準スイッチ（例えば、可変容量サセプタンスＢ_１にＦＥＴ１５１２、そして可変容量サセプタンスＢ_２にＦＥＴ１５２２）によって実現することを可能にする。ＺＶＳ動作は、スイッチング電力損失を低減し、全体的なシステム効率を向上させるので、スイッチト・システム(switched system)において望まれる。更に、ＦＥＴ１５１２および１５２２の出力（ドレイン−ソース間）容量は、位相スイッチト・キャパシタＣ_Ｐ１およびＣ_Ｐ２と並列であり、したがって分路容量に追加し、ＴＭＮの一部として利用することができる。

[00149] 例示的なπ−ＴＭＮ回路１５０２では、図１３に示した誘導性リアクタンスＸ１３１２は、直列共振回路として実装される。この直列共振回路は、分路エレメント（例えば、接地に結合される）として配置された可変サセプタンスＢ_１およびＢ_２の間に直列に配置されたインダクタＬ_Ｓ２１５１６およびキャパシタＣ_Ｓ２１５１８を含む。インダクタＬ_Ｓ２１５１６およびキャパシタＣ_Ｓ２１５１８は、所望の周波数においてソース・インピーダンス（例えば、５０Ω）にほぼ等しい誘導性インピーダンスを有するように選択される。

[00150] 図１５に示す実施形態では、２つの追加の直列共振回路が含まれており、１つはπ−ＴＭＮ回路１５０２の入力フィルタとして、そして１つはπ−ＴＭＮ回路の出力フィルタとして、スイッチングの結果としてソースおよび負荷に注入される高調波成分の量を制限するために含まれる。例えば、キャパシタＣ_Ｓ１１５０８およびインダクタＬ_Ｓ１１５１０は、ソース１５０４とπ−ＴＭＮ回路１５０２との間における直列共振入力フィルタとして作用する。同様に、インダクタＬ_Ｓ３１５２４およびキャパシタＣ_Ｓ３１５２６は、負荷１５２８とπ−ＴＭＮ回路１５０２との間における直列共振出力フィルタとして作用する。

[00151] Ｌ_Ｓ２１５１６およびＣ_Ｓ２１５１８の直列共振回路の品質係数Ｑは、位相スイッチト・キャパシタＣ_Ｐ１１５２０と位相スイッチト・キャパシタＣ_Ｐ２１５１４との間の相互作用を制御する。例えば、品質係数Ｑを増大させると（例えば、Ｌ_Ｓ２１５１６およびＣ_Ｓ２１５１８の値を増大させることによって）、位相スイッチト・キャパシタＣ_Ｐ１１５２０と位相スイッチト・キャパシタＣ_Ｐ２１５１４との間における相互作用が減少するが、品質係数Ｑを増大させると、ネットワークの有効帯域幅も減少する。

[00152] 例えば、約２７ＭＨｚの範囲において例示的な所望の周波数で５０Ωのソース・インピーダンス（例えば、Ｒ_Ｓ１５０６）のために、図１４に示した整合範囲を達成するための位相スイッチトπ−ＴＭＮ回路１５０２では、位相スイッチト・キャパシタＣ_Ｐ１１５２０は、１３０ｐＦの物理値Ｃ_０を有すればよく、位相スイッチト・キャパシタＣ_Ｐ２１５１４は１００ｐＦの物理値Ｃ_０を有すればよい。位相スイッチト・キャパシタＣ_Ｐ１１５２０と位相スイッチト・キャパシタＣ_Ｐ２１５１４との間における直列共振回路によって所望の品質係数Ｑを達成するためには、キャパシタＣ_Ｓ２１５１８は０．０１μＰの値を有すればよく、インダクタＬ_Ｓ２１５１６は２９７ｎＨの値を有すればよい。直列共振回路によって所望の入力および出力フィルタリングを達成するためには、キャパシタＣ_Ｓ１１５０８およびＣ_Ｓ３１５２６は２３．４ｐＦの値を有すればよく、インダクタＬ_Ｓ１１５１０およびＬ_Ｓ３１５２４は１．４７μＨの値を有すればよい。更に、ＦＥＴ１５１２および１５２２は、１０ｍΩのオン状態抵抗を有してもよく、各ＦＥＴのボディ・ダイオードは０．４Ｖの順方向電圧および１０ｍΩのオン状態抵抗を有してもよい。

[00153] ＦＥＴ１５１２および１５２２のスイッチングは、スイッチング角度αに基づいてそれらのドレイン電流に同期される。スイッチング角度αは、キャパシタＣ_Ｐ１およびＣ_Ｐ２の所望の実効容量に基づく。半波位相スイッチト・キャパシタについて先に説明したように、ＦＥＴ１５１２および１５２２は、それらのドレイン電流が負から正に交差した後にオフにされ、次いで一旦それらのそれぞれのドレイン電圧がゼロに戻ったなら再度オンにされる。ＦＥＴ１５１２および１５２２の各々に対するαのしかるべき値は、関係（５）および（６）によって与えられるように、所望の負荷インピーダンスＺ_Ｌに対して必要とされるＢ_１およびＢ_２サセプタンスを決定することによって、計算することができる。一旦各容量サセプタンスＢ_１およびＢ_２がわかったなら、所望のサセプタンス値に対応するαの値を決定するために、関係（１ａ）（半波位相スイッチト・キャパシタの場合）または関係（２ａ）（全波位相スイッチト・キャパシタの場合）において、その値をＣ_ＥＦＦとして入力することができる（Ｃ_０はキャパシタの物理容量として知られている値である）。

[00154] 説明したように、純粋に正弦波でない電流励起を有する位相スイッチト・ネットワークでは、関係（１）および（２）から、所望のサセプタンスを達成するための正確な値のαが得られないおそれがある。更に、ドレイン−ソース・スイッチ容量の非線形性、および２つのスイッチト・ネットワークの相互作用(mutual interaction)（例えば、容量性サセプタンスＢ_１およびＢ_２）のために、精度が低いαの計算となるおそれもある。このため、ある実施形態は、αのしかるべき値を決定するために、固定または適応可能な参照表（例えば、ＬＵＴ１０８）、フィードバック（例えば、フィードバック回路１１０による）、フィードフォワード補償（例えば、フィードフォワード回路１０４による）、スイッチング角度のディジタル・プレディストーション（例えば、プレディストーション回路１０７による）、あるいは他の同様の技法というような、非線形制御技法を採用する（例えば、制御回路１０６によって）。

[00155] π−ＴＭＮ回路１５０２が所与のインピーダンスを達成するためにＦＥＴ１５１２および１５２２の各々にスイッチング制御パラメータαの正しい値を設定するために、ＬＵＴ１０８は種々の負荷インピーダンスに対応する所定のスイッチング角度（例えば、α_１およびα_２）を格納することができる。例えば、表２は、π−ＴＭＮ回路１５０２が５０Ωソースに整合させることができる可能な負荷インピーダンス、およびスイッチング制御信号ｑ１およびｑ２に対するスイッチング角度α_１およびα_２の対応する値の例示的なリストを示す。

[00156] 表２は、π−ＴＭＮ回路１５０２が５０Ωソース/インピーダンスを、少なくとも１０：１の倍率にわたって抵抗が変動する負荷インピーダンスに整合させることが可能であることを示す。表２に列挙したスイッチング角度（α_１およびα_２）、および図６に示した実効リアクタンス（例えば、Ｃ_ＥＦＦ／Ｃ_０またはＬ_ＥＦＦ／Ｌ_０）対αのプロットに基づいて、実効容量の２：１変調が、１０：１の範囲にわたって抵抗が変動する負荷インピーダンスに対するインピーダンス整合を達成できることを示すことができる。

[00157] 他のタイプのシステムも、本明細書において説明する位相スイッチト・ネットワークを採用することができる。例えば、特定の周波数においてまたは特定の周波数帯域にわたって配電するＲＦ電力増幅器（ＰＡ）の恩恵を、広範囲のシステムが受けることができる。このようなＰＡは、広範囲にわたって出力電力を制御し、その動作範囲にわたって高い効率を維持することができるという利点がある。従来の線形増幅器（例えば、Ａ、Ｂ、ＡＢ級等）は、広範囲にわたる動的出力電力制御および忠実性が高い増幅という利点が得られるが、ピーク効率に限界があり、電力のバックオフによって急速にピーク効率が低下する。一方、スイッチングＰＡ（例えば、Ｄ、Ｅ、Ｆ、Φ級等のようなインバータ）は、高いピーク効率を提供するが、スイッチング・モード(switched mode)に留まる間は一定のエンベロープ信号（一定の供給電圧で）しか生成しない。

[00158] スイッチングＰＡにおける出力電力制御のための一技法は、負荷変調によるものであり、ＰＡの負荷を外部ネットワークによって調整する。説明する実施形態では、ＰＡの負荷は、位相スイッチト・チューニング可能整合ネットワーク（ＴＭＮ）（例えば、π−ＴＭＮ回路１５０２のような、１つ以上の位相スイッチト可変容量２００または位相スイッチト可変インダクタンス４００を含むネットワーク）によって調整される。例えば、位相スイッチトＴＭＮのインピーダンス変換がＰＡの出力電力を制御することもできる。

[00159] 図１６を参照すると、このような位相スイッチト・インピーダンス変調（ＰＳＩＭ）増幅器がＰＳＩＭ増幅器１６００として示されている。ＰＳＩＭ増幅器１６００は、特定の周波数、または特定の周波数範囲にわたってＲＦ電力を生成するＲＦ電力増幅器（またはインバータ）１６０２を含む。ＲＦ ＰＡ１６０２は、電源（例えば、電圧 Ｖ_ＤＣ および接地）および位相スイッチトＴＭＮ１６０４に結合されている。位相スイッチトＴＭＮ１６０４は、負荷インピーダンスＺ_Ｌを有するＲＦ負荷１６０６に結合されている。位相スイッチトＴＭＮ１６０４はコントローラ１６０８に結合されている。コントローラ１６０８は、例えば、所望のインピーダンスを達成するためのスイッチング角度（例えば、α）に基づいて制御信号をＴＭＮのスイッチに供給することによって、ＴＭＮの動作を制御する。図１６には示されないが、ある実施形態では、コントローラ１６０８はＲＦ ＰＡ１６０２に結合され、ＰＡの動作も制御する。位相スイッチトＴＭＮ１６０４は、負荷インピーダンスＺ_ＬからＰＡ１６０２に呈するインピーダンスへの変換を適応的に制御する。例えば、位相スイッチトＴＭＮ１６０４は、ＰＡ１６０２に呈する負荷（例えば、Ｚ_ＴＭＮ）を調整することによってＰＡ１６０２の出力電力を制御し、および／または周波数および／または負荷インピーダンスの変動を補償して高い効率および所望の電力を負荷に供給することができる。

[00160] 種々の実施形態において、ＰＡ１６０２は（１）スイッチング・インバータ、（２）振幅変調線形ＰＡ、または（３）これらの組み合わせである（例えば、所望の出力に依存する）。例えば、図１７は、例示的なＰＳＩＭ増幅器１７００のブロック図を示す。ＰＳＩＭ増幅器１７００は、１つのスイッチ（例えば、ＦＥＴ１７０６）を含むスイッチングＰＡ１７０２（例えば、Ｅ、Ｆ、Φ、ＰＡ級等）を含む。他の実施形態では、線形ＰＡ（例えば、Ａ、Ｂ、ＡＢ、またはＣ級）またはＤＣ電力をＲＦ電力に変換するために１つよりも多いスイッチを使用する他のスイッチングＰＡ（例えば、Ｄ級、逆Ｄ級等）のような、他のタイプのＰＡを採用することもできる。

[00161] 説明したように、位相スイッチトＴＮＭ（例えば、ＴＭＮ１６０４または１７１０）を覗き込む(look into)ＰＡによって見られる実効負荷インピーダンスＺ_ＴＭＮを調整することによって、ＰＳＩＭ増幅器（例えば、増幅器１６０２および１７０２）の動作電力範囲にわたって出力電力を制御する。加えて、ＰＳＩＭ増幅器の動作電力範囲は、更に、大きな出力電力バックオフのためにＰＡ駆動信号の振幅変調も採用することによって広げることができる。

[00162] また、ある実施形態では、電力増幅器の離散または連続ドレイン変調のような、他の電力変調技法を採用することもできる。ＰＡのドレイン変調は、ＰＡのバイアス端子に印加されるバイアス電圧を調整する（例えば、切り替える）。例えば、１つのドレイン変調技法をあげると、複数の離散電圧レベルの間でバイアス電圧を切り替える、またはある電圧範囲にわたってバイアス電圧を連続的に調節することでもよい。

[00163] ＲＦ ＰＡのインピーダンス変調および出力電力制御を実行することに加えて、位相スイッチトＴＭＮ（例えば、ＴＭＮ１６０４または１７１０）は負荷インピーダンスＺ_Ｌの変動も補償することができる。例えば、位相スイッチトＴＭＮを採用して、動作周波数が変化するにつれて増幅器の負荷ネットワーク・インピーダンスの変動を補償することによって、つまりＺＶＳ動作を維持することによって、所与の出力電力レベルに対して可変負荷インピーダンスを所望のＲＦインバータ負荷インピーダンスＺ_ＴＭＮに整合させるために、位相スイッチトＴＭＮを連続的にチューニングすることができる。このように、ＰＳＩＭ増幅器（例えば、ＰＳＩＭ増幅器１６００および１７００）は、広い周波数範囲にわたって、ＲＦプラズマ負荷のような、広く変動する負荷インピーダンスにそれが配電する出力電力を動的に制御する。

[00164] したがって、ＰＳＩＭ増幅器（例えば、ＰＳＩＭ増幅器１６００および１７００）は、（１）広い電力範囲にわたる出力電力の効率的な動的制御、（２）インピーダンスを整合し広い範囲に及ぶ負荷に電力を配電する能力、および（３）周波数アジャイル動作のための周波数範囲にわたる完全なゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作を可能にする。

[00165] 図１６および図１７に示すＰＳＩＭ増幅器１６００および１７００のブロック図は、ＰＳＩＭ増幅器を、位相スイッチトＴＭＮ（例えば、位相スイッチトＴＭＮ１６０４および１７１０）とＲＦ ＰＡ（例えば、ＲＦ ＰＡ１６０２および１７０２）とのカスケード結合として示すが、他の実施形態では、ＰＳ−ＴＭＮをＲＦ ＰＡの設計に統合する。その結果、このような統合ＰＳＩＭ増幅器を、２つ以上のスイッチを含むＲＦ増幅器と見なすことができ、第１スイッチ（またはスイッチのグループ）は主にＤＣ入力電力からＲＦ電力を生成する役割を担い、第２スイッチ（またはスイッチのグループ）は主に負荷ネットワークによってＲＦ増幅器に呈する実効インピーダンスを調整する役割を担う。殆どの実施形態では、第２スイッチ（またはスイッチのグループ）はＤＣ電力をＲＦ電力に変換しない（例えば、第２スイッチはＤＣからＲＦへのゼロ電力変換を提供する）が、ある実施形態では、第２スイッチがＤＣからＲＦにまたはＲＦからＤＣに電力を変換してもよい。

[00166] 殆どの実施形態では、ＰＳＩＭ増幅器は、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）増幅器とすることができ、スイッチング・トランジスタは実質的にスイッチング・モードで動作し、ゼロ電圧スイッチングの下でオンおよびオフになり、高い効率を達成することを可能にする。他の実現例では、ＰＳＩＭ増幅器はその動作範囲の一部において（例えば、高出力電力を配電している間）スイッチング・モード動作（例えば、飽和動作）を行い、その範囲の他の部分では線形モード動作を利用するのでもよい。

[00167] 例えば、図１８Ａは、ＰＳＩＭ増幅器１８００Ａの例示的なトポロジの模式図を示す。図示のように、ＰＳＩＭ増幅器１８００Ａは、インダクタＬ_Ｆと直列に結合されたＤＣソース１８０２に結合されており、一方インダクタＬ_Ｆはトランジスタ１８０４およびキャパシタＣ_Ｆの並列結合に結合されている。インダクタＬ_Ｆ、キャパシタＣ_Ｆ、およびＦＥＴ１８０４は、一般に、ＤＣソースから、ネットワークの残りへのＲＦ出力電力を生成するように動作する。分岐抵抗Ｘ_１がキャパシタＣ_ＦとノードＮ_２との間に結合されており、ノードＮ_２はπ−ＴＭＮに結合されている。π−ＴＭＮは、第１位相スイッチト・リアクタンス（例えば、ＦＥＴ１８０６、分岐リアクタンスＸ_Ｓ２、および位相スイッチト可変リアクタンスＸ_Ｐ２）と第２位相スイッチト・リアクタンス（例えば、ＦＥＴ１８０８、分岐リアクタンスＸ_Ｓ３、および位相スイッチト可変リアクタンスＸ_Ｐ３）との間に結合されたリアクタンスＸ_２を含む。分岐リアクタンスＸ_１は、ノードＮ_１におけるπ−ＴＭＮと負荷インピーダンスＺ_Ｌとの間に結合されている。分岐リアクタンスＸ_１、Ｘ_２、Ｘ_３、Ｘ_Ｓ２、Ｘ_Ｓ３、ならびに位相スイッチト可変リアクタンスＸ_Ｐ２およびＸ_Ｐ３は、要求される設計の機能に依存して、種々の異なるリアクタンス・ネットワークとして実現することができる。

[00168] 図１８Ｂは、図１８Ａに示したＰＳＩＭ増幅器トポロジの例示的な設計１８００Ｂを示す。図１８Ｂに示すように、位相スイッチト可変リアクタンス（ＦＥＴスイッチ１８０６および１８０８と、位相スイッチト・キャパシタＣ_Ｐ２およびＣ_Ｐ３とを含む）は、図２および図３に関して説明したような、半波位相スイッチト・キャパシタ・ネットワークと共に実装されている。図１８Ｂに示すように、３つのスイッチ１８１４、１８１６、および１８１８はＤＣにおいて相互に分離される（例えば、それぞれ、キャパシタＣ_Ｓ１、Ｃ_Ｓ２、およびＣ_Ｓ３によって）。ＦＥＴスイッチ１８１４は、全てのＲＦ電力を生成する役割を担い、一方ＦＥＴスイッチ１８１６および１８１８は、負荷Ｚ_Ｌによって回路のＤＣ−ＲＦ部分に呈するインピーダンスを変換および調整する役割を担う（例えば、ノードＮ_２におけるスイッチ１８１４の出力ポートにおいて）。

[00169] 図１８Ｃは、図１８Ａに示したＰＳＩＭ増幅器トポロジの例示的な設計１８００Ｃを示す。ネットワーク１８００Ｃはネットワーク１８００Ｂと同様であるが、ネットワーク１８００Ｃでは、位相スイッチト・キャパシタ・ネットワーク（例えば、ＦＥＴ１８２６およびキャパシタＣ_Ｐ２ならびにＦＥＴ１８２８およびキャパシタＣ_Ｐ３）は、それぞれ、キャパシタＣ_Ｐ４およびＣ_Ｐ５と直列に接続されている。これによって、スイッチト・キャパシタ・ネットワークの実効リアクタンスの変動に対するＰＳＩＭ増幅器の感度を低下させる。

[00170] 図１８Ｄは、図１８Ａに示したＰＳＩＭ増幅器トポロジの例示的な設計１８００Ｄを示す。ここでは、ＦＥＴスイッチ１８３４および１８３６がＤＣ結合され（例えば、インダクタＬ_Ｓ１を介して）、したがって、潜在的に、ＦＥＴスイッチ１８３４および１８３６の一方または双方を、ＤＣ電力をＲＦ電力に、またはその逆に変換するために使用することができる。一方、ＦＥＴスイッチ１８３８はＤＣ分離され（例えば、容量Ｃ_Ｓ２およびＣ_Ｓ３によって）、したがって負荷インピーダンスＺ_Ｌに対するインピーダンス整合のためにのみ使用される。

[00171] 図１８Ｅは、図１８Ａに示したＰＳＩＭ増幅器トポロジの例示的な設計１８００Ｅを示す。ここでは、３つのＦＥＴスイッチ１８４４、１８４６、および１８４８の全てがＤＣ結合され（例えば、インダクタＬ_Ｓ２を介して）、一方負荷だけがＤＣ分離されている（例えば、キャパシタＣ_Ｓ３によって）。つまり、このような実施形態では、３つのＦＥＴスイッチ１８４４、１８４６、および１８４６の全てを、潜在的に、ＤＣ電力とＲＦ電力との間で変換するために使用することができ、および／またはネットワークの負荷に対するインピーダンス整合の役割を担うことができるが、３つの全てが各機能を行うことは必要でない。

[00172] 図１８Ｅに示すように、キャパシタＣ_ＦおよびＦＥＴスイッチ１８４４のスイッチト・キャパシタ・ネットワークは、キャパシタＣ_Ｐ２、インダクタＬ_２、およびＦＥＴスイッチ１８４６の位相スイッチト・ネットワークと並列である。その結果、ある実施形態は、これら２つのネットワークを組み合わせて、ＦＥＴ１８４４および１８４６に関連する２つのスイッチト・リアクタンス・ネットワークの入力電流の合計と一致する入力電流を有する１つのスイッチト・リアクタンス・ネットワークにすることができる。つまり、ある実施形態では、図１８Ｅに示す３−スイッチＰＳＩＭを、図１９および図２０に示すような、２−スイッチＰＳＩＭとして実装することができる。

[00173] 図１９を参照すると、２−スイッチＰＳＩＭ１９００の例示的なトポロジの模式図が示されている。２−スイッチＰＳＩＭ１９００は、インダクタＬ_Ｆと直列に結合されたＲＦソース１９０２に結合されており、一方インダクタＬ_ＦはＦＥＴ１９０４およびキャパシタＣ_Ｆの並列結合に結合されている。分岐リアクタンスＸ_１が、キャパシタＣ_Ｆと、リアクタンスＸ_Ｓ２を含む位相スイッチト・リアクタンス・ネットワークとの間に結合されている。リアクタンスＸ_Ｓ２は、位相スイッチト・リアクタンスＸ_Ｐ２およびＦＥＴ１９０６の並列結合と直列に結合されている。分岐リアクタンスＸ_２は、この位相スイッチト・リアクタンス・ネットワークと負荷インピーダンスＺ_Ｌとの間に結合されている。分岐リアクタンスＸ_１、Ｘ_２、およびＸ_Ｓ２、ならびに位相スイッチト可変リアクタンスＸ_Ｐ２は、要求される設計の機能に依存して、種々の異なるリアクタンス・ネットワークとして実現することができる。スイッチＦＥＴ１９０４および１９０６の一方、またはスイッチ１９０４および１９０６の双方のいずれかを、ＤＣ電力およびＲＦ電力間で変換するために使用することができる。

[00174] 図２０を参照すると、インダクタＬ_Ｓ１およびキャパシタＣ_Ｓ１として実装された分岐リアクタンスＸ_１を有する、２−スイッチＰＳＩＭ１９００の例示的な実現例が示されている。キャパシタＣ_Ｓ１は、ＦＥＴスイッチ２００４および２００６間でＤＣ分離を行う。つまり、ＦＥＴスイッチ２００４はＲＦ電力を生成し、ＦＥＴスイッチ２００６はソースに呈するインピーダンスを調整する。

[00175] 図２１は、３−スイッチＰＳＩＭ増幅器２１００の例示的な実現例を示す。ＰＳＩＭ増幅器２１００は、２０．８６ＭＨｚから２７．１２ＭＨｚまでの周波数範囲にわたって動作する（１．３倍の周波数）。更に、ＰＳＩＭ増幅器２１００は、±１０％のインピーダンス変動（抵抗性およびリアクティブ）がある５０ΩのインピーダンスＺ_Ｌを有する負荷に配電される出力電力の１０：１動的制御の能力を与える。

[00176] ＰＳＩＭ増幅器２１００は、ＲＦ ＰＡ（インバータ）２１０２、π−ＴＭＮ_２１０４、分岐フィルタ２１０６、および負荷インピーダンスＺ_Ｌを含む。ＲＦ ＰＡ２１０２は、ＦＥＴスイッチ２１０８、インダクタＬ_Ｆ、ならびにキャパシタＣ_ＦおよびＣ_Ｓ１とインダクタＬ_Ｓ１とによって形成された出力ネットワークを含む。図２１に示す実施形態では、ＲＦ ＰＡ２１０２は、変更Ｅ級インバータであり、ＦＥＴスイッチ２１０８がＤＣ電力およびＲＦ電力間で変換を行う。π−ＴＭＮ２１０４は、第１位相スイッチト・キャパシタ（例えば、Ｃ_Ｐ２およびＦＥＴ２１１０）と、第２位相スイッチト・キャパシタ（例えば、Ｃ_Ｐ１およびＦＥＴ２１１２）とを含む。分岐フィルタ２１０６は、インダクタＬ_Ｓ３と、π−ＴＭＮ２１０４と負荷Ｚ_Ｌとの間に結合されたキャパシタＣ_Ｓ３とを含む。

[00177] π−ＴＭＮ２１０４がインバータ負荷インピーダンスＺ_ＴＭＮをＲＦ ＰＡ２１０２の動作周波数におけるほぼ抵抗性負荷として維持するとき、ＲＦ ＰＡ２１０２は、異なる出力電力レベルにおいてゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）および高効率を維持する。ＲＦ ＰＡ２１０２は、Ｚ_ＴＭＮが５０Ωであるとき（例えば、負荷インピーダンスＺ_Ｌと一致する）、ピークＲＦ電力を生成する。ＲＦ ＰＡ２１０２の電力バックオフの動的制御は、π−ＴＭＮ２１０４がＺ_ＴＭＮを調整することによって遂行することができる。

[00178] ２０．８６ＭＨｚから２７．１２ＭＨｚまでの周波数範囲にわたる動作では、図２１に示すＰＳＩＭ増幅器２１００の例示的な実施形態は、１１３ｎＨの値を有するインダクタＬ_Ｆ、１８０ｐＦの値を有するキャパシタＣ_Ｆ、１５．２ｐＦの値を有するキャパシタＣ_Ｓ１、３．８１μＨの値を有するインダクタＬ_Ｓ１、１５２ｐＦの物理値Ｃ_０を有する位相スイッチト・キャパシタＣ_Ｐ２、３８１ｎＨの値を有するインダクタＬ_Ｓ２、０．０１μｐの値を有するキャパシタＣ_Ｓ２、１５２ｐＦの物理値Ｃ_０を有する位相スイッチト・キャパシタＣ_Ｐ１、３．８１μＨの値を有するインダクタＬ_Ｓ３、および１５．２ｐＦの値を有するキャパシタＣ_Ｓ３を採用する。ある実施形態では、π−ＴＭＮ２１０４は半波スイッチト・キャパシタ・ネットワーク（例えば、キャパシタＣ_Ｐ２およびＦＥＴ２１１０、ならびにキャパシタＣ_Ｐ１およびＦＥＴ２１１２）を採用する。

[00179] キャパシタＣ_Ｓ２およびインダクタＬ_Ｓ２によって形成された直列リアクタンス・ネットワーク分岐は、２０．８６ＭＨｚの周波数において５０Ωの誘導性インピーダンスを有し、更に２つのスイッチト・ネットワーク（例えば、キャパシタＣ_Ｐ２およびＦＥＴ２１１０、ならびにキャパシタＣ_Ｐ１およびＦＥＴ２１１２）をＤＣ分離する。キャパシタＣ_Ｓ２およびインダクタＬ_Ｓ２のインピーダンスは、π−ＴＭＮ２１０４のＴＺＭＮを調整することができる抵抗範囲を設定する。キャパシタＣ_Ｓ３およびインダクタＬ_Ｓ３によって形成された直列共振ネットワークは、負荷電流Ｉ_Ｌの追加のフィルタリングを行い、ＤＣ電流および高周波高調波成分が負荷Ｚ_Ｌに結合されるのを防止する。π−ＴＭＮ２１０４は、ＦＥＴスイッチ２１１０および２１１２をしかるべく駆動することにより、例えば、ＦＥＴの導通角を調節することにより、ＲＦ ＰＡ２１０２に呈するインピーダンスＺ_ＴＭＮを調整することができる。ＲＦ ＰＡ２１０２に呈するインピーダンスＺ_ＴＭＮを調整することにより、π−ＴＭＮ２０１４は、ＲＦ ＰＡ２１０２から負荷Ｚ_Ｌに配電される出力電力を制御することができる。

[00180] 図２２は、π−ＴＭＮ２１０４のＺ_ＴＭＮを２０．８６ＭＨｚにおいて調節することができる例示的なインピーダンス範囲（例えば、陰影領域２２０２）を示す。図２３は、π−ＴＭＮ２１０４のＺ_ＴＭＮを２７．１２ＭＨｚにおいて調節することができる例示的なインピーダンス範囲（例えば、陰影領域２３０２）を示す。スミス・チャート２２００および２３００は、５０Ωに正規化されている。陰影領域２２０２および２３０２は、位相スイッチト・キャパシタＣ_Ｐ１を１：６のインピーダンス範囲にわたって変化させ（例えば、ＦＥＴ２１１２のスイッチング角度α_１を約０度から１２５度にわたって変化させる）、更に位相スイッチト・キャパシタＣ_Ｐ１を１：１０のインピーダンス範囲にわたって変化させる（例えば、ＦＥＴ２１１０のスイッチング角度α_２を約０度から１３５度にわたって変化させる）ことによって、π−ＴＭＮ２１０４が１０：１の範囲にわたって負荷インピーダンスＺ_Ｌを整合させることができることを示す。更に、ＲＦ ＰＡ２１０２の動作周波数において負荷インピーダンスＺ_Ｌ（抵抗性およびリアクティブの双方）の±１０％の変動を考慮するために、Ｚ_ＴＭＮを調整することができる。

[00181] π−ＴＭＮ２１０４に対してＦＥＴ２１１２のスイッチング角度α_１、およびＦＥＴ２１１０のスイッチング角度α_２の正しい値を設定して所与のインピーダンスを達成するために、ＬＵＴ１０８は種々のインピーダンスに対応する所定のスイッチング角度（例えば、α_１およびα_２）を格納することもできる。例えば、表３は、５０Ω負荷インピーダンスＺ_Ｌに整合することができる、可能なインピーダンスＺ_ＴＭＮと、対応するスイッチング角度（例えば、α_１およびα_２）の例示的なリストを示す。表３の値は、ＰＳＩＭ増幅器２１００のシミュレーションに基づいて決定することができ、１０ｍΩのオン状態抵抗と、０．４Ｖ順方向電圧降下を有するボディ・ダイオードとを有するＦＥＴ２１１０および２１１２をモデル化した。表３に羅列した出力電力は、ＰＳＩＭ増幅器に４８ＶＤＣ電源が供給されたときの、基本周波数以上において配電される電力を含む。

[00182] 説明したように、ＰＳＩＭ増幅器２１００は、広い範囲の出力電力、負荷インピーダンス、および動作周波数にわたって、全てのＦＥＴスイッチのゼロ電圧スイッチングを維持する。例えば、５８．６Ｗの出力電力を５０Ω負荷Ｚ_Ｌに２０．８６ＭＨｚで、４８ＶＤＣの電圧源によって配電する例示的なＰＳＩＭ増幅器２１００では、ＴＭＮ２１０２はほぼ１：１のインピーダンス整合（例えば、Ｚ_Ｌ＝Ｚ_ＴＭＮ＝５０Ω）を与えることを要求される。この動作条件の下で、ノードＮ_１およびＮ_２における要求実効分路容量は、それぞれ、Ｃ_Ｐ１およびＣ_Ｐ２容量と等価であり、したがって、ＦＥＴスイッチ２１１０および２１１２は、サイクル全体の間オフとなり、ＦＥＴスイッチ２１１０および２１１２のドレイン電圧波形は正弦波状となる。

[00183] 他の例として、３．５０Ｗの出力電力を５０Ω負荷Ｚ_Ｌに２７．１２ＭＨｚで、４８ＶＤＣの電圧源によって配電する例示的なＰＳＩＭ増幅器２１００では、ＴＭＮ２１０２は、約５００ΩのインピーダンスＺ_ＴＭＮを与えることを要求される（図３に示す通り）。この動作条件の下では、ノードＮ_１およびＮ_２における要求実効分路容量は、それぞれ、Ｃ_Ｐ１およびＣ_Ｐ２容量よりも高く、したがって、ＦＥＴスイッチ２１１０および２１１２は、ＺＶＳを維持している間、サイクルの一定部分の間オンにされる。ＦＥＴスイッチ２１１０および２１１２のドレイン電圧波形の高周波高調波成分にも拘わらず、負荷Ｚ_Ｌを流れる負荷電流Ｉ_Ｌはほぼ正弦波状のままでいるはずである。このように、ＰＳＩＭ増幅器２１００は、広いスイッチング周波数にわたって可変負荷に整合しつつ、動的出力電力制御を行うことができる。

[00184] したがって、本明細書において説明したように、種々の実施形態は、位相スイッチト可変ネットワーク・リアクタンス素子に基づくチューニング可能整合ネットワークを提供する。本明細書では、これを位相スイッチト・チューニング可能整合ネットワーク（ＰＳ−ＴＭＮ）と呼ぶ。このようなＰＳ−ＴＭＮは、高いバイアス電圧や電流を必要とせず、高電力レベルで効率的に動作しつつ、広いインピーダンス範囲にわたって素早く、高帯域幅の連続インピーダンス整合を可能にする。このようなＰＳ−ＴＭＮは、単独で採用することができ、または離散スイッチト・リアクタンス・バンクのような他の整合技法と組み合わせて採用することもできる。また、説明した実施形態は、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）高周波（ＲＦ）増幅器も提供する。ここでは、これを位相スイッチト・インピーダンス変調（ＰＳＩＭ）増幅器と呼ぶ。このようなＰＳＩＭ増幅器は、広い周波数範囲にわたって出力電力を効率的に調整し、高可変負荷に整合させる（例えば、広いインピーダンス範囲に整合させる）ことによって、広い周波数範囲にわたって動作するためにＰＳ−ＴＭＮを採用することができる。

[00185] 本明細書において「一実施形態」または「実施形態」と言う場合、その実施形態に関連して説明された特定の特徴、構造、または特性を、特許請求する主題の少なくとも１つの実施形態に含むことができることを意味する。明細書の種々の場所において「一実施形態において」という句が現れるとき、必ずしも同じ実施形態を指すとは限らず、他の実施形態とは必ずしも互いに排他的な別の実施形態または代わりの実施形態であるとも限らない。これは「実現例」という用語にも当てはまる。

[00186] 本願において使用する場合、「例証的な」(exemplary)および「例示的な」(illustrative)という単語は、本明細書では、例(example)、実例(instance)、または例示(illustration)として役割を果たすことを意味するために使用される。「例証的」または「例示的」であるとして本明細書において説明される形態や設計はいずれも、他の形態や設計に対して好ましいとも有利であるとも必ずしも解釈される訳ではない。逆に、「例証的な」および「例示的な」という単語の使用は、概念を具体的に提示することを意図している。

[00187] 加えて、「または」という用語は、排他的な「または」ではなく内包的な「または」を意味することを意図している。即ち、別段指定されない限り、または文脈から明らかでない限り、「ＸはＡまたはＢを採用する」は、自然な包含的置換(natural inclusive permutation)のいずれかを意味することを意図している。即ち、ＸはＡを採用する、ＸはＢを採用する、またはＸはＡおよびＢの双方を採用する場合、以上の実例のいずれの下においても、「ＸはＡまたはＢを採用する」が満たされる。加えて、冠詞「ａ」および「ａｎ」は、本願および添付する特許請求の範囲において使用される場合、別段していされない限り、または単数形を対象とすることが文脈から明らかでない限り、一般に「１つ以上」を意味すると解釈されてしかるべきである。

[00188] 方向に関する用語が明細書および特許請求の範囲において使用される限りにおいて（例えば、上方、下方、平行、垂直等）、これらの用語は、実施形態を説明するときに補助することを意図するに過ぎず、特許請求の範囲を限定することは全く意図していない。このような用語は、正確さ（例えば、正確に垂直または正確な平行等）を要求するのではなく、通常の許容度および範囲が適用されることを意図している。同様に、別段明示的に述べられていないのであれば、各数値および数値範囲は、「約」、「実質的に」、または「ほぼ」という単語がその値または値の範囲に先立つかのように、大凡であると解釈されてしかるべきである。

[00189] ある実施形態は、方法およびこれらの方法を実施するための装置という形態で実現することもできる。更に、当業者には明白であろうが、回路素子の種々の機能も、ソフトウェア・プログラムにおける処理ブロックとして実現することができる。説明した実施形態は、磁気記録媒体、ハード・ドライブ、フロッピ・ディスケット、磁気テープ媒体、光記録媒体、コンパクト・ディスク（ＣＤ）、ディジタル・バーサタイル・ディスク（ＤＶＤ）、ソリッド・ステート・メモリ、混成磁気およびソリッド・ステート・メモリ、または任意の他の機械読み取り可能な記憶媒体というような、有形媒体において具体化されたプログラム・コードという形態で実現することもできる。プログラム・コードがコンピュータのような機械にロードされこれによって実行されると、機械は、特許請求する発明を実施する装置となる。また、説明した実施形態は、プログラム・コードの形態で実現することもでき、例えば、記憶媒体に格納される、機械にロードされおよび／または実行される、あるいは電気配線(wiring or cabling)を介して、光ファイバを通って、または電磁放射線によってというように、何らかの伝送媒体または搬送波(carrier)を介して伝送されるのでもよい。プログラム・コードがコンピュータのような機械にロードされ実行されると、この機械は、特許請求する発明を実施する装置となる。処理デバイスに実装されると、プログラム・コード・セグメントがプロセッサと結合して、特定のロジック回路と同様に動作する一意のデバイスを提供する。このような処理デバイスは、例えば、汎用マイクロプロセッサ、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、縮小命令セットコンピュータ（ＲＩＳＣ：reduced instruction set computer）、特定用途集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）、プログラマブル・ロジック・アレイ（ＰＬＡ）、マイクロコントローラ、埋め込みコントローラ、マルチコア・プロセッサ、および／または以上のものの組み合わせを含むその他を含むことができる。また、説明した実施形態は、特許請求の範囲において記載される方法および／または装置を使用して生成され、媒体を介して電気的または光学的に伝送されるビットストリームあるいは他の信号値のシーケンス、磁気記録媒体等に格納される磁場変動という形態で実現することもできる。

[00190] また、この説明に限って、「結合する」、「結合している」、「結合された」、「接続する」、「接続している」、または「接続された」という用語は、２つ以上の素子間でエネルギが伝送されることを可能にし、１つ以上の追加素子の介在が考えられるが必須ではない、当技術において知られている、または今後開発される任意の方法を指す。逆に、「直接結合された」、「直接接続された」等という用語は、このような追加エレメントの不在を含意する。信号および対応するノードまたはポートが同じ名称で呼ばれることもあり、本明細書では故意に相互交換可能にしている。

[00191] 尚、本明細書において説明した方法のステップは、必ずしも説明した順序で実行されなければならないのではなことは理解されてしかるべきであり、このような方法のステップの順序は、単に例示に過ぎないことは理解されてしかるべきである。同様に、このような方法に追加のステップを含ませることもでき、種々の実施形態による方法において、一定のステップを省略するまたは組み合わせることもできる。

[00192] 更に、本明細書において説明し例示した詳細、材料、および部品の構成における種々の変更も、以下の請求項の範囲から逸脱することなく、当業者によって行うことができることも理解されよう。

Claims (29)

1. ソースに結合されるように構成された入力を有し、更に負荷に結合されるように構成された出力を有する位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークであって、
   １つ以上の位相スイッチト・キャパシタ回路であって、該１つ以上の位相スイッチト・キャパシタ回路の各々が、第1端子及び第２端子を有し、更に、
   前記位相スイッチト・キャパシタ回路の前記第１端子に結合された第１端子と、前記位相スイッチト・キャパシタ回路の前記第２端子に結合された第２端子とを有する少なくとも１つのスイッチと、
   該スイッチに並列に結合された少なくとも１つの容量性素子であって、前記スイッチが非導通状態にバイアスされることに応答して、前記スイッチが、前記位相スイッチト・キャパシタ回路内へ容量を切り替え、前記スイッチが導通状態にバイアスされることに応答して、前記スイッチが前記位相スイッチト・キャパシタ回路から容量を除外するようになった、少なくとも１つの容量性素子と、
   を含む、１つ以上の位相スイッチト・キャパシタ回路と、
   前記１つ以上の位相スイッチト・キャパシタ回路の各々にそれぞれの制御信号を供給するように構成されたコントローラであって、各位相スイッチト・キャパシタ回路が前記供給されたそれぞれの制御信号に応答して、対応する選択された容量値を供給し、前記それぞれの制御信号が、前記各々の位相スイッチト・キャパシタ回路の前記少なくとも１つの容量性素子の電圧がゼロに戻ったときに、前記各々の位相スイッチト・キャパシタ回路の前記少なくとも１つのスイッチを導通状態にバイアスすることによりゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を行う、コントローラと、
   を含む、チューニング可能インピーダンス・ネットワーク。
2. 請求項１記載のチューニング可能インピーダンス・ネットワークにおいて、各位相スイッチト・キャパシタ回路を対応する所望の容量値に設定することによって、前記ソースと前記負荷との間でインピーダンス整合を達成する、チューニング可能インピーダンス・ネットワーク。
3. 請求項１記載のチューニング可能インピーダンス・ネットワークにおいて、各位相スイッチト・キャパシタ回路を対応する所望の容量値に設定することによって、前記ソースと前記負荷との間で所望のインピーダンス比を達成する、チューニング可能インピーダンス・ネットワーク。
4. 請求項１記載のチューニング可能インピーダンス・ネットワークにおいて、各位相スイッチト・キャパシタ回路を対応する所望の容量値に設定することによって、前記ソースに対する所望の第１インピーダンス、および前記負荷に対する所望の第２インピーダンスを達成する、チューニング可能インピーダンス・ネットワーク。
5. 請求項１記載のチューニング可能インピーダンス・ネットワークにおいて、前記１つ以上の位相スイッチト・キャパシタ回路の各々が、更に、少なくとも１つのキャパシタを含み、該少なくとも１つのキャパシタの各々が、前記少なくとも１つのスイッチの内の対応する一つのスイッチの両端間に並列に結合され、前記少なくとも１つのスイッチの各々が電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）として提供され、該電界効果トランジスタが、前記スイッチと並列に結合された前記少なくとも１つのキャパシタの容量値に追加できる出力容量を有して、前記トランジスタの出力容量が、前記チューニング可能インピーダンス・ネットワークの一部として利用されるようにする、チューニング可能インピーダンス・ネットワーク。
6. 請求項５記載のチューニング可能インピーダンス・ネットワークにおいて、前記少なくとも１つのスイッチが、前記ソースによって供給されるＲＦ信号の周波数に関係するスイッチング周波数、および前記それぞれの制御信号に基づくスイッチング位相において動作可能である、チューニング可能インピーダンス・ネットワーク。
7. 請求項６記載のチューニング可能インピーダンス・ネットワークにおいて、前記少なくとも１つのスイッチが、前記ＲＦ信号のサイクル毎に１回オンおよびオフに切り替わるために、半波スイッチング構成で動作可能である、チューニング可能インピーダンス・ネットワーク。
8. 請求項６記載のチューニング可能インピーダンス・ネットワークにおいて、前記少なくとも１つのスイッチが、前記ＲＦ信号のサイクル毎に２回オンおよびオフに切り替わるために、全波スイッチング構成で動作可能である、チューニング可能インピーダンス・ネットワーク。
9. 請求項６記載のチューニング可能インピーダンス・ネットワークにおいて、前記スイッチング周波数および前記スイッチング位相が、所望の容量値を有する前記位相スイッチト・キャパシタ回路を提供するように選択される、チューニング可能インピーダンス・ネットワーク。
10. 請求項６記載のチューニング可能インピーダンス・ネットワークにおいて、前記コントローラが、フィードバック回路、フィードフォワード回路、および適応プレディストーション・システムの内少なくとも１つに基づいて、前記スイッチング周波数を決定し、前記スイッチング位相を選択するように構成される、チューニング可能インピーダンス・ネットワーク。
11. 請求項１０記載のチューニング可能インピーダンス・ネットワークにおいて、前記適応プレディストーション・システムが参照表を含む、チューニング可能インピーダンス・ネットワーク。
12. 請求項６記載のチューニング可能インピーダンス・ネットワークにおいて、所望の周波数における前記位相スイッチト・キャパシタ回路の容量値が、前記キャパシタの物理ＤＣ容量値と前記スイッチング位相とに関係する、チューニング可能インピーダンス・ネットワーク。
13. 請求項１記載のチューニング可能インピーダンス・ネットワークであって、更にディジタル・リアクタンス・マトリクスを含み、該ディジタル・リアクタンス・マトリクスが、前記ディジタル・リアクタンス・マトリクスの実効リアクタンス値を調節するために、Ｎ個の選択可能なリアクタンス素子を含み、Ｎが正の整数である、チューニング可能インピーダンス・ネットワーク。
14. 請求項１記載のチューニング可能インピーダンス・ネットワークにおいて、前記ソースが、高周波（ＲＦ）ソース、ＲＦ電力増幅器（ＰＡ）、およびスイッチング・モード・インバータの内少なくとも１つを含む、チューニング可能インピーダンス・ネットワーク。
15. 請求項１記載のチューニング可能インピーダンス・ネットワークにおいて、前記負荷が、アンテナ、伝送線、およびプラズマ負荷の内少なくとも１つを含む、チューニング可能インピーダンス・ネットワーク。
16. 請求項１記載のチューニング可能インピーダンス・ネットワークにおいて、前記チューニング可能インピーダンス・ネットワークの入力が高周波（ＲＦ）増幅システムに結合され、前記チューニング可能インピーダンス・ネットワークが、前記ＲＦ増幅システムの電力レベルを制御するために、前記ＲＦ増幅システムの負荷インピーダンスを調整するように構成される、チューニング可能インピーダンス・ネットワーク。
17. 請求項１記載のチューニング可能インピーダンス・ネットワークであって、更に、
    前記入力および出力の少なくとも１つに結合された高調波成分を低減するように構成された１つ以上のフィルタ部品を含む、チューニング可能インピーダンス・ネットワーク。
18. ソースに結合されるように構成された入力と、負荷に結合されるように構成された出力と、１つ以上の位相スイッチト・キャパシタ回路とを含むチューニング可能インピーダンス・ネットワークの動作方法であって、
    前記チューニング可能インピーダンス・ネットワークに結合されたコントローラによって、前記チューニング可能インピーダンス・ネットワークの所望のインピーダンス値を決定するステップと、
    前記コントローラによって、それぞれの制御信号を前記１つ以上の位相スイッチト・キャパシタ回路の各々に供給するステップであって、前記制御信号が、スイッチの制御端子に供給され、該スイッチが、前記位相スイッチト・キャパシタ回路の第１端子に結合された第１スイッチ端子と、前記位相スイッチト・キャパシタ回路の第２端子に結合された第２スイッチ端子とを有し、該スイッチが供給される前記制御信号に応答し、これにより第１値を有する前記制御信号に応答して該スイッチが開き、第２値を有する前記制御信号に応答して該スイッチが閉じ、第１端子と第２端子とを有するキャパシタが、該スイッチと並列に結合されて、該スイッチは、該スイッチが開くと、前記位相スイッチト・キャパシタ回路内へ容量を切り替え、該スイッチが閉じると、前記位相スイッチト・キャパシタ回路外へ容量を切り替え、前記それぞれの制御信号が、前記各々の位相スイッチト・キャパシタ回路の前記キャパシタの電圧がゼロに戻ったときに、前記第１の値から前記第２の値に変化して前記各々の位相スイッチト・キャパシタ回路の前記スイッチを閉じることによりゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を行う、ステップと、
    前記供給された前記それぞれの制御信号に応答して、各位相スイッチト・キャパシタ回路の対応する所望の容量値を設定するステップと、
    を含む、方法。
19. 請求項１８記載の方法において、各位相スイッチト・キャパシタ回路を対応する所望の容量値に設定することによって、前記ソースと前記負荷との間でインピーダンス整合を達成する、方法。
20. 請求項１８記載の方法において、各位相スイッチト・キャパシタ回路を対応する所望の容量値に設定することによって、前記ソースと前記負荷との間で所望のインピーダンス比を達成する、方法。
21. 請求項１８記載の方法において、各位相スイッチト・キャパシタ回路を対応する所望の容量値に設定することによって、前記ソースに対する所望の第１インピーダンス、および前記負荷に対する所望の第２インピーダンスを達成する、方法。
22. 請求項１８記載の方法であって、更に、
    前記ソースによって供給されるＲＦ信号の周波数に関係するスイッチング周波数と、前記それぞれの制御信号に基づくスイッチング位相において、前記スイッチを動作させるステップを含む、方法。
23. 請求項２２記載の方法であって、更に、
    所望の容量値を有する前記位相スイッチト・キャパシタ回路を提供するために前記スイッチング位相を選択するステップを含む、方法。
24. 請求項２２記載の方法であって、
    前記ＲＦ信号のサイクル毎に１回オンおよびオフに切り替えるために、前記スイッチを半波スイッチング構成で動作させるステップを含む、方法。
25. 請求項２２記載の方法であって、
    前記ＲＦ信号のサイクル毎に２回オンおよびオフに切り替えるために、前記スイッチを全波スイッチング構成で動作させるステップを含む、方法。
26. 請求項１８記載の方法において、前記ソースが、高周波（ＲＦ）ソース、ＲＦ電力増幅器（ＰＡ）、およびスイッチング・モード・インバータの内少なくとも１つを含み、前記負荷が、アンテナ、伝送線、およびプラズマ負荷の内少なくとも１つを含む、方法。
27. 請求項１８記載の方法において、前記チューニング可能インピーダンス・ネットワークの入力が、高周波（ＲＦ）増幅システムに結合されており、前記方法が、
    前記チューニング可能インピーダンス・ネットワークによって、前記ＲＦ増幅システムの電力レベルを制御するために、前記ＲＦ増幅システムの負荷インピーダンスを調整するステップを含む、方法。
28. 請求項１８記載の方法であって、更に、
    前記チューニング可能インピーダンス・ネットワークに結合された１つ以上のフィルタ部品によって、前記入力および出力の少なくとも１つに結合された高調波成分を低減するステップを含む、方法。
29. 請求項２２に記載の方法であって、更に、
    フィードバック回路、フィードフォワード回路、および適応プレディストーション・システムの内少なくとも１つに基づいて、前記コントローラによって、前記スイッチング周波数を決定し前記スイッチング位相を選択するステップを含む、方法。

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