KR20220062071A - 고주파 무선 전력 전송 시스템, 이를 위한 송신기 및 수신기 - Google Patents

고주파 무선 전력 전송 시스템, 이를 위한 송신기 및 수신기 Download PDF

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KR20220062071A
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솔라스 파워 인크.
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Abstract

부하 독립 인버터는 스위치 모드 제로 전압 스위칭(ZVS) 증폭기를 포함한다. 스위치 모드 ZVS 증폭기는 병렬로 배열된 적어도 하나의 트랜지스터 및 적어도 하나의 커패시터; 및 상기 트랜지스터 및 커패시터와 직렬로 배열된 적어도 하나의 인덕터를 포함하는 한 쌍의 회로를 포함한다. 증폭기는 상기 한 쌍의 회로에 연결된 하나의 ZVS 인덕터; 및 상기 ZVS 인덕터에 연결되고 적어도 하나의 인덕터 및 적어도 하나의 저항기와 직렬로 배열된 적어도 하나의 커패시터를 더 포함한다.

Description

고주파 무선 전력 전송 시스템, 이를 위한 송신기 및 수신기
본 개시는 일반적으로 무선 전력 전송에 관한 것으로, 특히, 고주파 무선 전력 전송 시스템, 이를 위한 송신기 및 수신기에 관한 것이다.
무선 충전 및 무선 전력 전송 시스템은 차세대 장치를 가능하게 하는 기술로서 점차 더 중요해지고 있다. 이 기술이 제공하는 잠재적인 이점과 장점은 기술에 투자하는 제조업체와 회사의 수가 증가함에 따라 분명해진다.
다양한 무선 전력 전송 시스템이 알려져 있다. 일반적인 무선 전력 전송 시스템은 무선 전력 송신기와 전기적으로 연결된 전원 및 부하와 전기적으로 연결된 무선 전력 수신기를 포함한다.
자기 유도 시스템에서, 송신기는 전원에서 특정 인덕턴스가 있는 수신 코일로 전기 에너지를 전달하는 특정 인덕턴스를 갖는 코일이 있다. 전력 전송은 송신기와 수신기의 인덕터 간의 자기장의 커플링으로 인해 발생한다. 이러한 자기 유도 시스템의 범위는 제한되어 있으며, 송신기와 수신기의 인덕터는 전력 전송을 위해 최적으로 정렬되어야 한다.
송신기와 수신기의 인덕터 간의 자기장의 커플링으로 인해 전력이 전달되는 공진 자기 시스템도 존재한다. 공진 자기 시스템에서, 인덕터는 적어도 하나 이상의 커패시터를 사용하여 공진된다. 공진 자기 시스템에서, 송신기는 자체 공진이고 수신기는 자체 공진이다. 공진 자기 시스템의 전력 전달 범위가 자기 유도 시스템보다 증가하고 정렬 문제는 수정된다. 전자기 에너지는 자기 유도 및 공진 자기 시스템에서 생성되는 반면, 대부분의 전력 전달은 자기장을 통해 발생한다. 전기 유도 또는 공진 전기 유도를 통해 전력이 거의 전달되지 않는다.
Qi 무선 충전 표준은 자기 유도 시스템의 예시적인 구현이다. Qi 무선 충전 표준은 스마트폰 및 웨어러블 장치와 같은 저전력 소비자 전자 제품에 사용된다. 더욱, 저비용 전력 변환기, 코일 및 집적 회로는 Qi 무선 충전 표준에서 사용하기에 가능하다. Qi 무선 충전 표준은 kHz 주파수 범위에서 작동한다. 따라서 Qi 무선 충전 표준에 따라 작동하는 장치는 커플링 범위가 제한적이고 정밀한 코일 정렬을 필요로 하며 무겁고 깨지기 쉬운 페라이트 기반 코일을 사용한다. 결과적으로 Qi 무선 충전 표준의 적용 범위는 제한적이다.
전기 유도 시스템에서, 송신기 및 수신기는 용량성 전극을 갖는다. 전력 전송은 송신기와 수신기의 용량성 전극 사이의 전기장의 커플링으로 인해 발생한다. 공진 자기 시스템과 유사하게, 적어도 하나의 인덕터를 사용하여 송신기와 수신기의 용량성 전극을 공진시키는 공진 전기 시스템이 있다. 공진 전기 시스템에서, 송신기는 자체 공진이고 수신기는 자체 공진이다. 공진 전기 시스템은 전기 유도 시스템에 비해 전력 전달 범위가 증가하고 정렬 문제가 수정된다. 전자기 에너지는 전기 유도 및 공진 전기 시스템에서 생성되는 반면, 대부분의 전력 전달은 전기장을 통해 발생한다. 자기 유도 또는 공진 자기 유도를 통해 전력이 거의 전달되지 않는다.
일반적으로 유도 전력 전송(IPT) 시스템으로 지칭되는 자기 및 전기 유도 시스템의 응용은 수십 MHz 주파수 범위에서 작동할 수 있다. 수십 MHz 주파수 범위에서, 이러한 시스템의 송신기에 사용되는 직류(DC) 대 교류(AC) 인버터의 토폴로지는 일반적으로 클래스 E 또는 클래스 EF2 인버터 구성을 기반으로 한다. 이러한 구성은 전력 효율적이고 구성이 간단하지만 최적의 스위칭 작동은 고정 부하에 대해서만 유지될 수 있다. 따라서 이러한 구성은 고정 부하에 크게 의존한다. 따라서, 클래스 E 또는 클래스 EF2 인버터를 사용하는 IPT 시스템은 일반적으로 고정된 코일 분리 거리 및 좁은 부하 범위에서만 효율적으로 작동한다.
R. E. Zulinski 및 K. J. Grady가 저술한 "부하 독립형 클래스 E 전력 인버터: 파트 I. 이론적 개발" IEEE Trans. Circuits Syst. I, Reg. Papers, vol. 37, no. 8, pp. 1010-1018, 1990년 8월 및 L. Roslaniec, A. S. Jurkov, A. Al Bastami 및 D. J. Perreault가 저술한 "가변 저항/부하 변조 작동을 위한 단일 스위치 인버터 설계", IEEE Trans. Power Electron., vol. 30, no. 6, pp. 3200-3214, 2015년 6월에서 기술된 바와 같이, 클래스 E 및 클래스 EF2 인버터는 ZVS(제로-전압 스위칭)를 달성하고 초크 대신 유한 DC 인덕터와 함께 사용될 때 부하 저항이 변함에 따라 일정한 출력 전압을 생성하도록 설계될 수 있으며, 관련 부분은 본 명세서에서 참조로 포함된다.
이러한 설계는 클래스 E 또는 클래스 EF2 인버터가 무한 부하 저항(개방 회로)에서 특정 최소 부하 저항까지 효율적으로 작동할 수 있는 부하 범위를 확장할 수 있다. 이러한 설계는 고주파 DC/DC 컨버터와 같은 여러 애플리케이션에 적용될 수 있지만, 일반적으로 코일/전극 사이의 거리가 변하는 IPT 시스템에서 효율적으로 사용할 수 없다. IPT 시스템에서, 부하는 코일/전극이 서로 완전히 분리되어 있을 때 0 저항(단락)에서 코일/전극이 서로 가장 근접할 때 특정 최대 부하 저항까지의 범위에 있다.
상술된 바와 같이, IPT 시스템은 수십 MHz 주파수 범위에서 동작할 수 있다. 수십 MHz 주파수 범위의 스위칭은 GaN 및 SiC와 같은 광대역 갭 장치를 사용하여 달성될 수 있다. S. Aldhaher, D.C. Yates 및 P. D. Mitcheson이 작성한 "MHz 스위칭 애플리케이션을 위한 부하 독립형 클래스 E/EF 인버터 및 정류기", IEEE Trans. Power Electron., vol. 33, no. 10, pp. 8270-8287, 2018년 10월 및 J. Choi, D. Tsukiyama, Y. Tsuruda 및 J. M. R. Davila가 저술한 "무선 전력 전송을 위한 eGaN FET를 사용한 고주파수, 고출력 공진 인버터", IEEE Trans. Power Electron., vol. 33, no. 3, pp. 1890-1896, 2018년 3월에서 설명된 바와 같이, 클래스 E 및 클래스 EF와 같은 공진형 컨버터 및 소프트 스위칭 토폴로지의 최근 개발은 광대역 갭 장치의 진정한 활용을 허용하고 설계자에게 고성능/전력 밀도 변환기를 달성하는 데 사용할 토폴로지 및 회로 구성을 제공하며, 관련 부분은 본 명세서에서 참조로 포함된다.
무선 전력 전송을 위해 수십 MHz 주파수에서 동작하면 최대 에어 갭 거리가 증가하고, 코일 오정렬에 대한 내성을 향상시켜, 정확한 정렬에 대한 필요 없이 수신기를 충전 구역 어느 곳에나 배치할 수 있다. 이 무선 전력 전송은 또한 가볍고 컴팩트하며 저렴한 FR4 PCB에 구현할 수 있는 고 Q, 단일 회전 공심 코일을 사용할 수 있도록 한다. 이러한 기능은 S. Aldhaher, P. D. Mitcheson, J. M. Arteaga, G. Kkelis, D. C. Yates가 저술한 "드론의 공중 충전을 위한 경량 무선 전력 전송", 11차 european Conf. 안테나 전파, 2017년 3월, pp. 336-340에서 설명된 바와 같이 소형 드론에 무선으로 전원을 공급하여 시연되었으며, 관련 부분은 본 명세서에서 참조로 포함된다.
무선 전력 전송 기술이 공지되어 있지만, 개선이 요망된다. 따라서, 본 발명의 목적은 신규한 무선 전력 전송 시스템, 이를 위한 송수신기 및 무선 전력 전송 방법을 제공하는 것이다.
이 요약은 아래 상세한 설명에서 추가로 설명되는 단순화된 형태로 개념의 선택을 소개하기 위해 제공된다는 것을 이해해야 한다. 이 요약은 청구된 주제의 범위를 제한하는 것은 아니다.
따라서, 일 측면에서, 스위치 모드 제로-전압 스위칭(ZVS) 증폭기를 포함하는 부하 독립 인버터가 제공되고, 상기 인버터는 병렬로 배열된 적어도 하나의 트랜지스터 및 적어도 하나의 커패시터; 및 상기 트랜지스터 및 커패시터와 직렬로 배열된 적어도 하나의 인덕터를 포함하는 한 쌍의 회로; 상기 한 쌍의 회로에 연결된 하나의 ZVS 인덕터; 및 상기 ZVS 인덕터에 연결되고 적어도 하나의 인덕터 및 적어도 하나의 저항기와 직렬로 배열된 적어도 하나의 커패시터를 포함한다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 부하 독립 인버터는 상기 ZVS 인덕터에 연결된 적어도 두 개의 커패시터를 포함한다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 적어도 2개의 커패시터는 상기 적어도 하나의 인덕터 및 저항기와 직렬로 배열된다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 스위칭 모드 ZVS 증폭기의 특성 임피던스로 정규화된 부하 저항의 최소값은 0.585와 0.975 사이이다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 부하 독립 인버터의 q 값은 0.739와 1.231 사이이다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 부하 독립 인버터의 특성 임피던스로 정규화된 잔류 리액턴스는 0.194에서 0.323 사이이다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 부하 독립 인버터의 전압 이득 값은 2.349와 3.915 사이이다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 부하 독립 인버터의 정규화된 출력 전력은 4.700에서 7.834 사이이다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 부하 독립 인버터는 정 전압 출력을 갖는다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 부하 독립형 인버터는 5.625옴 내지 무한 또는 개방 회로 부하의 부하 범위를 갖는다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 부하 독립 인버터는 상기 부하 독립 인버터를 정 전압 출력에서 정 전류 출력으로 변환하도록 구성된 임피던스 인버터 회로를 더 포함한다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 부하 독립 인버터는 정전류 출력을 갖는다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 부하 독립 인버터는 0옴 또는 단락 부하 내지 9.375옴의 부하 범위를 갖는다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 부하 독립 인버터는 금속체를 감지하도록 구성된다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 독립 인버터는 상기 부하 독립 인버터의 트랜지스터 양단의 전압의 피크 값을 측정하도록 구성된 피크 검출 회로; 및
상기 전압의 피크 값과 임계 전압을 비교하여 상기 전압의 피크 값이 상기 임계 전압을 초과하면 검출 신호를 출력하도록 구성되는 비교기를 더 포함한다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 독립 인버터는 상기 피크 검출 회로에 의한 측정 이전에 상기 전압의 피크 값을 변환하도록 구성된 분압기를 더 포함한다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 스위치 모드 ZVS 증폭기는 무선 주파수(RF) 증폭기이다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 부하 독립형 인버터는 클래스 E 인버터이다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 부하 독립 인버터는 직류(DC) 대 교류(AC) 인버터이다.
다른 측면에 따르면, 스위치 모드 제로-전압 스위칭(ZVS) 증폭기를 포함하는 부하 독립 인버터; 및 상기 부하 독립 인버터에 연결된 송신기 코일 또는 전극을 포함하는 송신기를 제공하고 있고, 상기 송신기 코일 또는 전극은 자기장 또는 전기장 커플링을 통해 수신기에 전력을 전달하도록 구성된다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 송신기는 비공진이거나 자체 공진이 아니다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 송신기 코일은 자기장 커플링을 통해 전력을 전달하도록 구성된다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 송신기 전극은 전기장 커플링을 통해 전력을 전달하도록 구성된다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 송신기는 전원을 더 포함한다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 송신기는 상기 인버터에 의해 수신되기 전에 상기 전원으로부터의 전력 신호를 변환하도록 구성된 전력 변환기를 더 포함한다.
다른 측면에 따르면, 스위치 모드 제로-전압 스위칭(ZVS) 증폭기를 포함하는 부하 독립 인버터; 및 상기 부하 독립 인버터에 연결된 송신기 코일 또는 전극을 포함하는 송신기 - 상기 송신기 코일 또는 전극은 자기장 또는 전기장 커플링을 통해 수신기에 전력을 전달하도록 구성됨 - ; 및 자기장 또는 전기장 커플링을 통해 상기 수신기로부터 전력을 추출하도록 구성된 수신기 코일 또는 전극을 포함하는 수신기를 포함하는, 무선 전력 전송 시스템이 제공된다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 송신기는 비공진이거나 자체 공진이 아니고, 상기 수신기는 공진이다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 수신기는 상기 송신기의 작동 주파수에서 공진하다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 송신기 코일은 자기장 커플링을 통해 전력을 전달하도록 구성되고 상기 수신기 코일은 자기장 커플링을 통해 전력을 추출하도록 구성된다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 송신기 전극은 전기장 커플링을 통해 전력을 전달하도록 구성되고 상기 수신기 전극은 전기장 커플링을 통해 전력을 추출하도록 구성된다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 수신기는 상기 수신기 코일 또는 전극에 연결된 정류기를 더 포함한다.
하나 이상의 실시 예에서, 상기 수신기는 상기 수신기 코일 또는 전극에 연결된 부하를 더 포함한다.
첨부 도면을 참조하여 이하 실시 예를 더 완전하게 설명할 것이다:
도 1은 무선 전력 전송 시스템의 블록도이다;
도 2a는 공진 자기 무선 전력 전송 시스템의 블록도이다;
도 2b는 공진 전기 무선 전력 전송 시스템의 블록도이다;
도 3은 본 개시의 측면에 따른 고주파 자기 무선 전력 전송 시스템의 블록도이다;
도 4a는 도 3의 고주파 자기 무선 전력 전송 시스템의 유도 링크의 부분 개략적인 레이아웃도이다;
도 4b는 도 3의 고주파 자기 무선 전력 전송 시스템의 송신기에서 본 등가 회로의 부분 개략적인 레이아웃도이다;
도 5는 도 3의 고주파 자기 무선 전력 전송 시스템의 DC/AC 인버터의 개략적인 레이아웃이다;
도 6은 도 5의 DC/AC 인버터의 등가 회로도이다;
도 7은 도 6의 등가 회로의 시뮬레이션의 일련의 그래프이다;
도 8은 도 5의 DC/AC 인버터의 다른 실시 예의 개략적인 레이아웃도이다;
도 9는 도 5의 DC/AC 인버터의 다른 실시 예의 개략적인 레이아웃도이다;
도 10은 도 5의 DC/AC 인버터의 다른 실시 예의 개략적인 레이아웃도이다;
도 11은 도 5의 DC/AC 인버터의 다른 실시 예의 블록도이다;
도 12는 도 5의 DC/AC 인버터의 다른 실시 예의 블록도이다; 및
도 13은 금속 물체가 존재하고 존재하지 않을 때 도 12의 DC/AC 인버터의 트랜지스터에서의 전압의 그래프이다.
특정 예에 대한 다음의 상세한 설명 뿐만 아니라 전술한 요약은 첨부된 도면과 함께 읽을 때 더 잘 이해될 것이다. 본 명세서에서 사용된 바와 같이, 단수형으로 기록된 요소나 특징들은 반드시 복수의 요소 또는 특징을 배제하지 않는다는 것이 이해되어야 한다. 또한, "일 예" 또는 "일 실시 예"에 대한 언급은 설명된 요소 또는 특징을 또한 포함하는 추가 예 또는 실시 예의 존재를 배제하는 것으로 해석되지 않는다. 더욱이, 명시적으로 반대로 언급되지 않는 한, 요소 또는 특징 또는 특정 속성을 갖는 복수의 요소 또는 특징을 "포함하는" 또는 "갖는" 또는 "구비한" 예시 또는 실시 예는 그 속성을 갖지 않는 추가 요소 또는 특징을 포함할 수 있다. 또한, "포함하다", "갖다", "포함하다"라는 용어는 "제한되지 않는 것에 의해 포함하는"을 의미하며 "포함하는", "갖는" 및 "포함하는"이라는 용어는 동등한 의미를 갖는다는 것이 이해될 것이다. 또한, 설명 및 도면 전반에 걸쳐 유사한 참조 문자가 유사한 요소를 지칭하는 데 사용된다는 것이 이해될 것이다.
본 명세서에 사용된 바와 같이, "적응된" 및 "구성된"이라는 용어는 요소, 구성요소, 또는 다른 주제가 주어진 기능을 수행하도록 설계 및/또는 의도된 것을 의미한다. 따라서 "적응된" 및 "구성된"이라는 용어의 사용은 주어진 요소, 구성 요소 또는 기타 주제가 단순히 주어진 기능을 수행할 수 있는 "능력"을 의미하는 것으로 해석되어서는 안되지만 요소, 구성 요소 및/또는 또는 다른 주제가 해당 기능을 수행할 목적으로 특별히 선택, 생성, 구현, 활용 및/또는 설계되었다. 또한 특정 기능을 수행하도록 구성된 것으로 설명된 요소, 구성요소 및/또는 기타 주제는 해당 기능을 수행하도록 구성되는 것으로 추가로 또는 대안적으로 설명될 수 있으며 그 반대의 경우도 마찬가지인 것은 본 출원의 범위 내에서이다. 유사하게, 특정 기능을 수행하도록 구성된 것으로 설명된 주제는 추가로 또는 대안적으로 해당 기능을 수행도록 동작하는 것으로 설명될 수 있다.
어떤 요소가 다른 요소에 대해 "위에 있다", "부착된다", "연결된다", “결합하다", "접촉하다" 등으로 언급될 때, 그것은 다른 요소에 직접 연결되거나, 부착되거나, 연결되거나, 결합되거나 접촉될 수 있거나, 또는 중간에 요소가 존재할 수도 있다.
달리 언급되지 않는 한 "예시적인"이라는 단어의 사용은 선호되거나 최적의 설계 또는 구현을 의미하기보다는 "예를 들어" 또는 "일 예"를 의미한다는 것이 이해되어야 한다.
달리 정의되지 않는 한, 본 명세서에서 사용되는 모든 기술 및 과학 용어는 본 개시내용이 속하는 기술 분야의 숙련자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 갖는다.
본 개시의 목적을 위해, 스위칭 주파수 ws(
Figure pct00001
)는 스위치가 켜지고 꺼지는 주파수로 정의된다. 스위칭 주파수는 함수 발생기와 같은 외부 신호 소스에서 공급되거나 발진기를 사용하여 생성될 수 있다. 스위칭 주파수를 기반으로 하는 스위칭 신호는 무선 전력 전송 시스템의 주요 "클럭"이다. 따라서, 관련 요소의 다른 모든 전압 및 전류 신호의 기본 주파수 성분은 스위칭 주파수와 동일하다.
본 개시의 목적을 위해, 공진 주파수 wo(
Figure pct00002
)는 회로망이 무효 임피던스가 0인 주파수로 정의된다. 직렬 LCR 회로의 공진 주파수는 수학식 1로 제공된다:
Figure pct00003
여기서 L은 인덕턴스이고 C는 커패시턴스이다.
병렬 RLC 회로의 공진 주파수는 수학식 2로 주어진다:
Figure pct00004
여기서 R은 부하이다. 스위칭 주파수는 공진 주파수와 반드시 같을 필요는 없다. 공진 주파수보다 높거나 낮거나 동일한 스위칭 주파수에서 인버터를 작동하여 다양한 작동 모드를 얻을 수 있다.
본 발명의 목적을 위해, ZVS는 트랜지스터 양단의 전압이 0일 때 트랜지스터를 오프 상태에서 온 상태로 전환한다. 결과적으로 오프에서 온 상태로 전환하는 동안 에너지 손실이 없다. 실제로, 전환 기간의 시간이 유한하므로 일부 에너지 손실이 있다. 그러나 에너지 손실은 ZVS가 아닌 회로보다 훨씬 낮다. ZVS는 특히 MHz 주파수 범위에서, 전력 인버터의 효율적인 작동을 허용한다. ZVS는 특정 값을 가진 커패시터 및 인덕터와 같은 수동 부품의 조합을 사용하여 달성된다.
본 개시의 목적을 위해, 인버터의 공진 네트워크의 특성 임피던스 Zo는 수학식 3에 의해 주어진다:
Figure pct00005
여기서 w는 주파수, L은 인버터 공진회로의 인덕턴스, C는 공진회로의 커패시턴스이다.
이하 도 1을 참조하면, 일반적으로 참조 번호 100으로 식별되는 무선 전력 전송 시스템이 도시되어 있다. 무선 전력 전송 시스템(100)은 송신 요소(114)에 전기적으로 연결된 전원(112)을 포함하는 송신기(110), 및 부하(122)에 전기적으로 연결된 수신 요소(124)를 포함하는 수신기(120)를 포함한다. 전력은 전원(112)에서 전송 요소(114)로 전달된다. 그 다음 전력은 공진 또는 비공진 전기장 또는 자기장 커플링을 통해 송신 소자(114)로부터 수신 소자(124)로 전달된다. 그 다음 전력은 수신 요소(124)에서 부하(122)로 전달된다.
이제 도 2a를 참조하면, IPT 시스템이 도시되어 있다. 이 실시 예에서, IPT 시스템은 일반적으로 참조 번호 200으로 식별되는 공진 자기 무선 전력 전송 시스템이다. 공진 자기 무선 전력 전송 시스템(200)은 송신 공진기(214)에 전기적으로 연결된 전원(212)을 포함하는 송신기(210)를 포함한다. 송신 공진기(214)는 커패시터(218)를 통해 전원(212)에 전기적으로 연결된, 송신 공진기 코일(216)을 포함한다. 자기 공진 무선 전력 전송 시스템(200)은 부하(222)에 전기적으로 연결된 수신 공진기(224)를 포함하는 수신기(220)를 더 포함한다. 수신 공진기(224)는 송신 공진기(214)의 공진 주파수에 동조된다. 수신 공진기(224)는 커패시터(228)를 통해 부하(222)에 전기적으로 연결된 수신 공진기 코일(226)을 포함한다.
공진 자기 무선 전력 전송 시스템(200)의 동작 동안, 전력은 커패시터(218)를 통해 전원(212)으로부터 송신 공진기 코일(216)로 전달된다. 특히, 커패시터(218)를 통해 송신 공진기 코일(216)로 송신되는 전원(212)으로부터의 전력 신호는 송신 공진기(214)를 여기시켜 송신 공진기(214)로 하여금 자기장을 생성하도록 한다. 송신기(210)와 동일한 공진 주파수로 튜닝된 수신기(220)를 자기장 내에 위치시키면, 수신 공진기(224)는 공진 자기장 커플링을 통해 송신 공진기(214)로부터 전력을 추출한다. 추출된 전력은 수신 공진기(224)에서 부하(222)로 전달된다. 전력 전달은 공진이 높기 때문에, 송신 공진기 및 수신 공진기 코일(216 및 226)은 각각 비공진 자기 시스템의 경우에서와 같이 서로 근접하거나 잘 정렬될 필요가 없다. 송신 공진기(214)는 전기장을 생성할 수 있지만, 전기장 커플링을 통해 전력이 거의 전송되지 않는다.
이제 도 2b를 참조하면, 다른 IPT 시스템이 도시되어 있다. 이 실시 예에서, IPT 시스템은 일반적으로 참조 번호 250으로 식별되는 공진 전기 무선 전력 전송 시스템이다. 공진 전기 무선 전력 전송 시스템(250)은 송신 공진기(264)에 전기적으로 연결된 전원(262)을 포함하는 송신기(260)를 포함한다. 송신 공진기(264)는 하나 이상의 인덕터(268)를 통해 전원(262)에 전기적으로 연결된 송신 공진기 전극(266)을 포함한다. 공진 전기 무선 전력 전송 시스템(250)은 부하(272)에 전기적으로 연결된 수신 공진기(274)를 포함하는 수신기(270)를 더 포함한다. 수신 공진기(274)는 송신 공진기(264)의 공진 주파수에 동조된다. 수신 공진기(274)는 하나 이상의 인덕터(278)를 통해 부하(272)에 전기적으로 연결되는, 수신 공진기 전극(276)을 포함한다.
공진형 무선 전력 전송 시스템(250)이 동작하는 동안, 전력은 전원(262)으로부터 인덕터(268)를 통해 송신 공진기 전극(266)으로 전달된다. 특히, 인덕터(268)를 통해 송신 공진기 전극(266)으로 전송되는 전원(262)으로부터의 전력 신호는 송신 공진기(264)를 여기하여 송신 공진기(264)로 하여금 전기장을 생성하도록 한다.송신기(260)와 동일한 공진 주파수로 튜닝된 수신기(270)가 전기장 내에 위치되면, 수신 공진기(274)는 공진 전기장 커플링을 통해 송신 공진기(264)로부터 전력을 추출한다. 추출된 전력은 수신 공진기(274)에서 부하(272)로 전달된다. 전력 전달은 공진이 높기 때문에, 송신 공진기 및 수신 공진기 전극(266 및 276)은 각각 비공진 전기 시스템의 경우와 같이 서로 근접하거나 잘 정렬될 필요가 없다. 송신 공진기(264)가 자기장을 생성할 수 있지만, 자기장 커플링을 통해 전력은 거의 전송되지 않는다.
이하 도 3으로 돌아가면, 본 개시의 양상에 따라 일반적으로 참조 번호 300으로 식별되는 고주파수 무선 전력 전송 시스템이 도시된다. 고주파 무선 전력 전송 시스템(300)은 송신기(302) 및 수신기(304)를 포함한다. 설명하는 바와 같이, 고주파 무선 전력 시스템(300)은 송신기(302)의 동작 주파수에서 공진하는 수신기(304)로 비공진 또는 자기 공진이 아닌 송신기(302)로부터 전력을 전달함으로써 동작한다.
송신기(302)는 설명될 고주파 자기 유도 커플링을 통해 무선으로 전력을 전송하도록 구성된다. 전기장이 생성될 수도 있지만, 전력은 전기장 커플링을 통해 거의 전송되지 않는다.
송신기(302)는 전원(306), 송신기 DC/DC 변환기(308), DC/AC 인버터(310) 및 송신기 코일(312)을 포함한다. 전원(306)은 송신기 DC/DC 변환기(308)에 전기적으로 연결된다. 전원(306)은 DC 전력 신호를 생성하도록 구성된다. 전원(306)은 DC 전력 신호를 송신기 DC/DC 변환기(308)로 출력하도록 구성된다. 이 실시 예에서, DC 전력 신호는 24V와 48V 사이이다. 송신기 DC/DC 변환기(308)는 전원(306)에 전기적으로 연결된다. 송신기 DC/DC 컨버터(308)는 DC/AC 인버터(310)에 전기적으로 연결된다. 송신기 DC/DC 변환기(308)는 전원(306)을 DC/AC 인버터(310)에 인터페이스한다. 송신기 DC/DC 변환기(308)는 전원(306)으로부터의 DC 전력 신호를 DC/AC 인버터(310)로의 전송을 위한 전압 레벨로 변환하도록 구성된다.
DC/AC 인버터(310)는 송신기 DC/DC 컨버터(308)에 전기적으로 연결된다. DC/AC 인버터(310)는 송신기 코일(312)에 전기적으로 연결된다. DC/AC 인버터(310)는 송신기 DC/DC 컨버터(308)로부터의 DC 전력 신호를 사인파 무선 주파수(RF) 전력 신호로 변환하도록 구성된다. 정현파 RF 전력 신호는 DC/AC 변환기(310)로부터 송신기 코일(312)로 출력된다.
송신기(302)가 송신기 DC/DC 변환기(308)를 포함하는 것으로 설명되었지만, 당업자라면 다른 구성이 가능하다는 것이 이해될 것이다. 다른 실시 예에서, 송신기(302)는 송신기 DC/DC 변환기(308)를 포함하지 않는다. 이 실시 예에서, 전원(306)은 DC/AC 인버터(310)에 전기적으로 연결된다. 전원(306)은 DC/AC 인버터(310)에 수용가능한 DC 전력 신호를 생성하도록 구성된다.
수신기(304)는 설명되는 바와 같이 고주파 자기 유도 커플링을 통해 송신기(302)로부터 전력을 추출하도록 구성된다. 전기장이 생성될 수도 있지만, 전기장 커플링을 통해 추출되는 전력은 거의 없다.
수신기(304)는 수신기 코일(314), AC/DC 정류기(316), 수신기 DC/DC 변환기(318) 및 부하(320)를 포함한다. 수신기 코일(314)은 AC/DC 정류기(316)에 전기적으로 연결된다. 수신기 코일(314)은 고주파 자기 커플링을 사용하여 송신기 코일(312)을 통해 송신기(302)로부터 전력을 수신하도록 구성된다. 이 실시 예에서, 수신기 코일(314)은 송신기 코일(312)과 동일한 치수 및 권선 수를 갖는다.
AC/DC 정류기(316)는 수신 코일(314)에 전기적으로 연결된다. AC/DC 정류기(316)는 수신기 DC/DC 컨버터(318)에 전기적으로 연결된다. AC/DC 정류기(316)는 수신기 코일(314)로부터의 사인파 RF 전력 신호를 DC 전력 신호로 변환하도록 구성된다. AC/DC 정류기(316)는 DC 전력 신호를 수신기 DC/DC 변환기(318)로 출력하도록 구성된다.
수신기 DC/DC 컨버터(318)는 AC/DC 정류기(316)에 전기적으로 연결된다. 수신기 DC/DC 변환기(318)는 부하(320)에 전기적으로 연결된다. DC 전력 신호는 AC/DC 정류기(316)로부터 수신기 DC/DC 변환기(318)로 출력된다. 수신기 DC/DC 변환기(318)는 AC/DC 정류기(316)를 부하(320)에 인터페이스한다. 수신기 DC/DC 변환기(318)는 수신된 DC 전력 신호를 변환하도록 구성된다. 변환된 DC 전력 신호는 수신기 DC/DC 컨버터(318)에서 부하(320)로 출력된다. 부하(320)는 수신기 DC/DC 컨버터(318)에 전기적으로 연결된다. 부하(320)는 고정 또는 가변 부하일 수 있다.
수신기(304)가 수신기 DC/DC 변환기(318)를 포함하는 것으로 설명되었지만, 당업자라면 다른 구성이 가능함을 이해될 것이다. 다른 실시 예에서, 수신기(304)는 수신기 DC/DC 변환기(318)를 포함하지 않는다. 이 실시 예에서, AC/DC 정류기(316)는 부하(320)에 전기적으로 연결된다. AC/DC 정류기(316)는 부하(320)에 허용 가능한 DC 전력 신호를 생성하도록 구성된다.
송신기(302)는 주어진 주파수에서 동작한다. 이 실시 예에서, 송신기(302)의 동작 주파수는 13.56MHz이다. 또한, 이 실시 예에서, 송신기 코일(312) 및 수신기 코일(314)은 각각 23.4cm x 26.2cm의 치수를 갖는다. 코일(312, 314)은 각각 FR4 인쇄 회로 기판(PCB)에서 폭이 14mm인 구리 트레이스의 두 권선으로 구성된다. 코일(312, 314)은 대략 1.50uH의 인덕턴스를 갖는다. 송신기 코일(312)에 의해 보여지는 반사된 부하는 무부하(320)에서 0옴으로부터 최대 부하(320)에서 7옴까지 변한다. 부하(320)에 필요한 최대 전력은 30W이다.
수신기(304)는 주어진 주파수에서 동작한다. 이 실시 예에서, 수신기(304)의 동작 주파수는 송신기(302)의 동작 주파수이다. 이 실시 예에서, 수신기(304)의 동작 주파수는 13.56MHz이다.
상술된 바와 같이, DC/AC 인버터(310)는 송신기 DC/DC 컨버터(308)로부터의 DC 전력 신호를 사인파 RF 전력 신호로 변환하도록 구성된다. 정현파 RF 전력 신호는 DC/AC 변환기(310)로부터 송신기 코일(312)로 출력된다.
특히, DC/AC 인버터(310)는 정현파 교류(AC)로 송신기 코일(312)을 구동한다. 송신기 코일(312)은 유도성 (자기)장을 생성하고 고주파 유도성 (자기)장 커플링을 통해 전력을 전달하도록 구성된다. DC/AC 인버터(310)는 DC 입력 전압을 취하고 이를 고주파 AC 전류로 변환하여 송신기 코일(312)을 구동한다.
DC/AC 인버터(310)는 부하 조건의 변화, 시스템(300)의 기하학 변화 및 시스템(300) 근처의 금속 물체의 존재와 같은 외부 거리(즉, 환경적 영향)의 영향을 받는다. 따라서 DC/AC 인버터(310)는 이러한 변화에 대해 강건하고 내성이 있으며 또한 DC/AC 인버터(310)는 MHz 주파수에서 동작하는 것이 바람직하다.
상술된 바와 같이, 클래스 E 및 클래스 EF2 인버터는 ZVS를 달성하고 초크 대신 유한 DC 인덕터와 함께 사용될 때 부하 저항이 변함에 따라 일정한 출력 전압을 생성하도록 설계될 수 있다. 이러한 설계는 클래스 E 또는 클래스 EF2 인버터가 무한 부하 저항(개방 회로)에서 특정 최소 부하 저항까지 효율적으로 작동할 수 있는 부하 범위를 확장할 수 있다. 이러한 설계는 고주파 DC/DC 컨버터와 같은 여러 애플리케이션에 적용될 수 있지만, 이들은 코일(312, 314) 사이의 거리가 변하고 부하가 코일(312, 134)이 서로 완전히 분리될 때의 0 저항(단락) 범위에서 코일(312, 314)이 서로 가장 근접할 때의 특정 최대 부하 저항까지 범위에 있을 때 일반적으로 고주파 무선 전력 전송 시스템(300)에서 효율적으로 사용될 수 없다.
또한, 수십 MHz에서 작동하는 IPT 시스템의 일부 애플리케이션에서, DC/AC 인버터(310)의 토폴로지는 S. Aldhaher, D.C. Yates 및 P. D. Mitcheson에 의해 작성된 "MHz 스위칭 애플리케이션을 위한 부하 독립형 클래스 E/EF 인버터 및 정류기", IEEE Trans.Power Electron., vol. 33, no. 10, pp. 8270-8287, 2018년 10월 및 M. Pinuela, D. C. Yates, S. Lucyszyn 및 P. D. Mitcheson에 의해 작성된 "유도 전력 전송을 위한 DC-부하 효율 극대화", IEEE Trans. Power Electron., vol. 28, no. 5, pp. 2437-2447, 2013년 5월에서 설명된 클래스 E 또는 클래스 E2 구성을 기반으로 하며, 관련 부분은 본 명세서에서 참조로 포함된다. 이러한 구성은 전력면에서 효율적이고 구성이 간단하지만, 고정 부하에 대해서만 최적의 스위칭 작동을 유지할 수 있으므로 부하 값에 크게 의존한다.
결과적으로, 이것은 클래스 E 또는 클래스 EF2 DC/AC 인버터를 갖는 IPT 시스템이 고정된 코일 분리 거리에서 및 좁은 부하 범위에 대해서 오직 효율적으로 기능하도록 제한한다.
클래스 E 또는 클래스 EF2 구성에 기반한 인버터를 사용할 때 상술된 문제를 극복하기 위해, 그리고 송신기와 수신기 코일(312, 314) 사이의 가변 거리를 허용하기 위해서, DC/AC 인버터(310)는 부하 독립적이다. 부하 독립형 DC/AC 인버터(310)는 클래스 E 및 클래스 EF 인버터로 하여금 부하 저항 값에 관계없이 ZVS를 달성함으로써 효율적인 작동을 유지할 수 있도록 한다. 또한 일반적인 클래스 E 및 클래스 EF2와 달리, 부하 독립형 클래스 E 및 클래스 EF 인버터는 IPT 애플리케이션에 더 적합한 부하에 따라 변하지 않는 일정한 출력 AC 전압 또는 전류를 전달할 수 있다.
코일(312, 314) 사이의 커플링 및/또는 유도성 링크의 효율에 대한 논의는 DC/AC 인버터(310)의 설계를 고려할 때 바람직하다. 이전에 언급된 바와 같이, 고주파 무선 전력 전송 시스템(300)은 송신기(302) 및 수신기(304)를 포함한다. 송신기(302)는 다른 요소들 중에서 송신기 코일(312)을 포함하고, 수신기(304)는 다른 요소들 중에서 수신기 코일(314)을 포함한다.
코일(312, 314)은 일정한 간격으로 서로 이격되어 있다. 송신기 코일(312)은 송신기(302)의 동작 주파수인 특정 고정 주파수에서 사인파 AC로 구동된다. 수신기 코일(314)에 커플링되고 송신기 코일(312)에서 동일한 주파수의 전류로 수신기 코일(314)의 단자에 사인파 전압을 유도하는 교류 자기장이 생성된다. 부하(320)와 같은 수신기 코일(314)의 단자를 가로질러 연결된 임의의 부하는 전류가 부하로 흐르게 할 것이다. 커플링 계수 k는 수학식 4에 정의된 바와 같이 두 코일(312, 314) 사이의 커플링의 양을 나타낸다:
Figure pct00006
여기서 Lp는 송신기 코일(312)의 인덕턴스이고, Ls는 수신기 코일(314)의 인덕턴스이고, M은 코일(312 및 314) 사이의 상호 인덕턴스이다.
이하, 도 4a를 참조하면, 고주파 자기 무선 전력 전송 시스템(300)의 유도 링크의 부분 개략적인 레이아웃이 도시된다. 도 4a는 2개의 커플링된 코일(312 및 314)의 회로 표현을 포함한다. 저항 RL을 갖는 저항기(402)은 AC 부하 저항을 나타낸다. 정전용량 Cs를 갖는 커패시터(404)는 동작 주파수에서 수신기 코일(314)을 공진시키기 위해 수신기 코일(314)과 직렬로 연결된다. 송신기 코일(312)에 의해 보여지는 반사 임피던스 ZRef는 수학식 5에 의해 주어진다:
Figure pct00007
여기서 M은 코일(312, 314) 사이의 상호 인덕턴스,
Figure pct00008
은 작동 주파수이고, jXLs는 작동 주파수에서 수신기 코일(314)의 임피던스이고, jXCs는 동작 주파수에서 직렬 커패시터(404)의 임피던스이다.
반사된 임피던스는 실제 부하가 송신기(302)에 의해 보여지는 정도의 척도이다. 이것은 코일(312, 314) 사이의 거리에 의해 영향을 받는 코일(312, 314) 사이의 상호 인덕턴스의 함수이다. 코일(312, 314)이 서로 가까울수록, 상호 인덕턴스가 높아지고 반사 임피던스가 높아진다. 코일(312, 314)이 서로 멀어질수록, 상호 인덕턴스가 낮아지고 반사 임피던스가 낮아진다.
수학식 5에 나타낸 바와 같이, 반사된 임피던스는 부하 저항 및 수신기 코일(314)의 임피던스 크기에 반비례한다. 반사 임피던스를 최대화하면 더 낮은 전류에서 전력이 부하(320)로 전달될 수 있다. 또한, DC/AC 인버터(310)는 더 낮은 전류에서 동작할 수 있고, 따라서 더 낮은 전도 및 저항 손실 및 고 효율을 갖는다.
수학식 5의 반사 임피던스는 수신기 코일(314)의 리액턴스 항 XLS를 상쇄함으로써 최대화될 수 있다. 리액턴스 항은 송신기(302)에 대한 저항성 부하를 반영한다. 이것은 리액턴스 항을 1/(w2Ls)로 설정하여 작동 주파수에서 수행될 수 있다. 이 커패시턴스 값으로, 수학식 5는 수학식 6이 된다.
Figure pct00009
이하, 도 4b를 참조하면, 고주파 자기 무선 전력 전송 시스템(300)의 송신기(302)에 의해 보여지는 등가 회로의 부분 개략적 레이아웃이 도시된다. 도 4b는 공진에서 동조된 수신기 코일(314)과 함께 동작할 때(즉, jXLs = jXCs) 송신기 코일(312)의 등가 회로를 도시한다. 회로는 인덕턴스 Lp를 갖는 인덕터(406) 및 저항 RRef를 갖는 저항기(408)를 포함한다. 수학식 6에서 볼 수 있듯이 직렬 공진을 사용할 때 반사 임피던스는 부하 저항 값에 관계없이 저항을 유지한다. 이것은 K. V. Schuylenbergh 및 R. Puers에 의해 저작된 "유도 전원 공급: 생물 의학 시스템에 대한 기본 이론 및 응용" 1st ed. Springer 출판 법인, 2009년에서 기술된 병렬 동조된 수신기 코일(314) 또는 2차 코일의 경우와 다르고, 그 관련 부분은 본 명세서에서 참조로 포함된다.
반사된 임피던스는 DC/AC 인버터(310)가 최적의 작동 조건에서 이탈하지 않도록 보장하는 저항성을 유지한다. 그러나 직렬 공진은 수신 코일(314)의 기생 커패시턴스가 동작 중에 공진하는 커패시터(Cs)에 흡수되지 않기 때문에 최대 동작 주파수를 제한할 수 있다.
상술된 바와 같이, 수신기 코일(314)은 공진에서 또는 공진 근처에서 작동할 수 있지만, 송신기 코일(312)은 공진에서 작동하지 않는다(즉, 송신기 코일(312)은 자기 공진형이 아니다). 이것은 송신기 코일(312)이 공진에서 동작하는 많은 IPT 시스템과 대조적이다.
위의 수학식들로부터 고주파 무선 전력 전송 시스템(300)의 링크 효율이 결정될 수 있다. 고주파 무선 전력 전송 시스템(300)의 링크 효율은 AC 2차 부하(부하(320))에 전달되는 전력을 송신기 코일(312)에 입력되는 전력으로 나눈 값으로 정의된다. 수신기 코일(314)이 공진에서 작동하고 최대 효율을 위한 최적의 부하의 경우, 링크 효율(n)은 수학식 7로 주어진다.
Figure pct00010
여기서 QLp 및 QLs은 각각 송신기 코일(312) 및 수신기 코일(314)의 무부하 품질 인자이다.
이하 도 5를 참조하면, 고주파 자기 무선 전력 전송 시스템(300)의 DC/AC 인버터(310)의 개략도가 도시된다. DC/AC 인버터(310)는 ZVS를 유지하면서 부하에 관계없이 일정한 진폭을 갖는 AC 출력 전압을 생성하도록 구성된다.
상술된 바와 같이, DC/AC 인버터(310)는 부하에 독립적이다. 이 실시 예에서, DC/AC 인버터(310)는 푸시-풀 인버터이다. 이 실시 예에서, DC/AC 인버터(310)는 클래스 E 인버터이다. DC/AC 인버터(310)는 전압 모드 출력을 갖는다. 전압 모드 출력은 DC/AC 인버터(310)가 일정한 전압 출력을 갖는다는 것을 나타낸다.
DC/AC 인버터(310)는 후술하는 바와 같이 스위칭 모드 ZVS 증폭기를 포함한다. 증폭기는 무선 주파수(RF) 증폭기이다.
도 5에 도시된 바와 같이, 스위치 모드 ZVS 증폭기는 입력 전압 Vin을 각각 수신하는 인덕턴스 L1 및 L2를 갖는 직렬 인덕터(502 및 518)를 포함한다. 각 인덕터(502, 518)는 트랜지스터(512, 520)(각각 Q1 및 Q1)(또는 스위치)와 커패시터(514, 522)의 조합에 직렬로 연결된다. 커패시터(514, 522)는 각각 커패시턴스 C1, C2를 갖는다. 구체적으로, 트랜지스터(512) 및 커패시터(514)는 병렬로 배열되고 인덕터(502)에 연결된다. 트랜지스터(520) 및 커패시터(522)는 병렬로 배열되고 인덕터(518)에 연결된다. 트랜지스터(512, 520) 및 커패시터(514, 522) 쌍 모두는 접지된다. 인덕턴스 LZVS를 갖는 인덕터(516)는 인덕터(502, 518) 사이에 병렬로 연결된다. 인덕턴스 LRESa를 갖는 인덕터(532), 커패시턴스 C3a를 갖는 커패시터(504), 인덕턴스 L3을 갖는 인덕터(506), 저항 RL을 갖는 저항기(508), 커패시턴스 C3b를 갖는 커패시터(510), 및 인덕턴스 LRESb를 갖는 인덕터(534)는 인덕터(516)에 직렬로 배열되고 병렬로 연결된다. 인덕터(506)는 송신기 코일(312)의 인덕턴스를 나타내고 저항기(508)은 수신기 코일(314)의 반사된 부하를 나타낸다. 인덕터(532, 534)는 수신기 코일(314)의 잔류 인덕턴스를 나타낸다.
S. Aldhaher에 의해 저술한 "유도 링크용 스위치 모드 회로의 설계 및 최적화", Ph.D. dessertation, 크랜필드 대학교, 2014에 기술된 상태 공간 모델링 접근법은 DC/AC 인버터(310)에 대한 설계 수학식을 유도하기 위해 사용되었으며, 관련 부분은 본 명세서에서 참조로 포함된다.
도 5에 도시된 DC/AC 인버터(310)의 등가 회로는 상태 공간 모델링 접근법에 따라 생성되었다. 이제 도 6을 참조하면, DC/AC 인버터(310)의 등가 회로가 도시되어 있다. 도 6에 도시된 바와 같이, 전압 Vin을 갖는 2개의 전압 소스(602 및 622)는 등가 회로의 양쪽에 인덕턴스 L1을 갖는 2개의 인덕터(604 및 624)에 신호를 공급한다. 구체적으로, 하나의 전압 소스(602)는 하나의 인덕터(604)에 공급되고, 다른 전압 소스(622)는 다른 인덕터(624)에 공급된다. 각각의 전압원(602, 622) 및 인덕터(604, 624) 쌍은 병렬 배열로 저항 R1 또는 R2를 각각 갖는 저항기(606 또는 626)에 연결된다. 각각의 전압 소스(602, 622) 및 인덕터(604, 624) 쌍은 병렬 배열로 커패시터(608, 628)에 추가로 연결된다. 각 커패시터에는 커패시턴스 C1이 있다. 구체적으로, 전압 소스(602) 및 인덕터(604) 쌍은 저항기(606) 및 커패시터(608)에 연결된다. 다른 전압원(622) 및 인덕터(624) 쌍은 저항기(626) 및 커패시터(628)에 연결된다. 인덕터(604, 624)는 인덕턴스 LZVS를 갖는 인덕터(610) 및 저항 RLZVS을 갖는 저항기(612)에 직렬로 연결된다. 인덕터(610) 및 저항기(612)은 커패시턴스 C3를 갖는 커패시터(614), 인덕턴스 L3를 갖는 인덕터(616) 및 저항 RL을 갖는 저항기(618)에 병렬로 연결된다. 커패시터(614), 인덕터(616) 및 저항기(618)는 출력 네트워크를 형성한다. 커패시터(614)의 커패시턴스 C3는 커패시터(504, 510)(C3a 및 C3b)의 커패시턴스의 합과 동일하다. 도 5의 트랜지스터(512 및 520)는 각각 저항 R1 및 R2를 갖는 저항기(606 및 626)으로 대체되었다.
도 6의 등가 회로는 부하 값 RL = 6.25, 12.5, 25 및 100옴에 대해 시뮬레이션되었다. 이러한 시뮬레이션의 결과는 도 7의 그래프에 나와 있다. 도 7에 도시된 바와 같이, 트랜지스터/스위치(512)의 전압 대 입력 전압 Vin의 비율은 부하 값 RL이 6.25옴과 같을 때 최대화된다. 유사하게, 트랜지스터/스위치(520)의 전압 대 입력 전압 Vin의 비율은 부하 값 RL이 6.25옴과 동일할 때 최대화된다.
또한, 도 7에 도시된 바와 같이, DC/AC 인버터(310)는 개방 회로 부하 조건에서 최소 부하 저항까지 다양한 부하 조건에 대해 ZVS를 유지한다. 부하 양단의 출력 AC 전압의 진폭과 위상은 부하 값에 관계없이 일정하게 유지된다. 다양한 파형의 모양이 변경될 수 있지만, ZVS는 일반적으로 유지되어 출력 전압의 진폭과 위상은 일반적으로 일정하다. 또한, 턴오프 시 트랜지스터(512, 520)의 전류는 부하 저항이 감소함에 따라 음의 기울기를 갖는다. 턴오프 시 음의 기울기는 트랜지스터(512, 520)의 턴오프 시간을 최소화할 수 있고 기생 인덕턴스의 효과를 무효화할 수 있다.
이전에 언급된 바와 같이, 상태 공간 모델링 접근법은 도 6의 등가 회로에 대한 설계 수학식을 유도하는 데 사용되었다. 논의된 설계 수학식은 부하 임피던스, 공진기 임피던스, 작동 주파수 및 입력 DC 전압과 같은 특정 세트의 요구사항에 대해 AC/DC 인버터(310)를 구축하는 데 사용될 수 있다. q 값, 잔류 리액턴스 Xres, 전압 이득, 부하 저항 RL 및 출력 전력 Pout과 같은 설계 수학식이 도출되었다.
DC/AC 인버터(310)의 공진 주파수를 동작 주파수로 설정하는 q 값은 수학식 8로 주어진다:
Figure pct00011
q 값은 각 인버터 클래스 및 토폴로지에 고유하다. 13.56MHz의 동작 주파수와 고주파 무선 전력 전송 시스템(300)의 최적 성능을 위해, q 값은 대략 0.985이다. 이는 송신기(302)가 비공진(또는 자체 공진이 아님)이므로 q 값이 1과 같아야 하기 때문에 예상된다.
당업자라면 q 값이 0.985와 정확히 동일하지 않을 수 있으며 고주파 무선 전력 전송 시스템(300)은 여전히 기능할 수 있다는 것이 이해할 것이지만, 부하 범위가 줄어들고 성능이 저하된다. 일부 실시 예에서, q 값은 여전히 허용 가능한 성능을 제공하면서 0.985의 ±25% (예: 약 0.739 ~ 1.231)로 다양할 수 있다.
캐패시터(614)의 캐패시턴스 C3가 캐패시터(504)와 캐패시터(510)의 캐패시턴스의 합과 같으며(C3 = C3a + C3b), 커패시터(614), 인덕터(616) 및 저항기(618)로 구성된 출력 네트워크는 송신기(302)의 공진 주파수에 동조되지 않는다. 결과적으로 출력 네트워크는 수학식 9에 의해 주어진 작동 주파수에서 잔류 리액턴스 Xres를 갖게 된다.
Figure pct00012
q 값과 유사하게, Xres의 값은 인버터 클래스 및 토폴로지에 대해 고유하다. AC/DC 인버터(310)의 경우, 인버터(310)의 특성 임피던스에 대해 정규화된 Xres의 비율은 수학식 10에 의해 주어진다:
Figure pct00013
송신기(302)가 비공진(또는 자체 공진이 아님)이므로, Xres 값은 영(0)과 동일해서는 안된다고 예상된다. 설명하지 않았지만, 당업자라면 잔류 인덕턴스가 도 5에서 인덕터(532, 534)로 표시되는 바와 같이 존재할 수도 있다는 것이 이해될 것이다.
당업자라면 Xres 값이 0.258과 정확히 동일하지 않을 수 있고 고주파수 무선 전력 전송 시스템(300)이 여전히 기능할 수 있음을 이해할 것이지만; 성능에 부정적인 영향을 미치게 된다. 일부 실시양태에서, Xres 값은 허용 가능한 성능을 제공하면서 0.258(예: 약 0.194 ~ 0.323)의 ±25%만큼 다양할 수 있다.
AC/DC 인버터(310)의 특성 임피던스는 수학식 11에 의해 주어진다:
Figure pct00014
전압 이득은 입력 DC 전압 VIN에 대한 부하(RL)에 걸친 AC 전압의 진폭의 비율이다. 이 AC/DC 인버터(310)에 대해 전압 이득은 수학식 12에 의해 주어진다:
Figure pct00015
13.56MHz의 동작 주파수와 고주파 무선 전력 전송 시스템(300)의 최적 성능을 위해, 전압 이득은 대략 3.132이다.
당업자라면 전압 이득 값이 3.132와 정확히 동일하지 않을 수 있고 고주파수 무선 전력 전송 시스템(300)이 여전히 기능할 수 있다는 것이 이해될 것이지만; 성능에 부정적인 영향을 미친다. 일부 실시 예에서, 전압 이득 값은 여전히 허용 가능한 성능을 제공하면서 3.132의 ±25%(예를 들어, 약 2,349 내지 2.915)로 다양할 수 있다.
앞서 언급한 바와 같이, DC/AC 인버터(310)는 전압 모드 출력, 즉 정전압 출력을 갖는다. DC/AC 인버터(310)는 부하 저항 RL이 {RLmin, ∞}의 범위에 있을 때 효율적으로 동작할 수 있다. 부하 저항 RL이 RLmin 미만으로 감소하면, DC/AC 인버터(310)는 더 이상 효율적으로 작동하지 않는데, 즉, ZVS 작업이 손실되고, DC/AC 인버터(310)의 출력 전압은 변하게 된다.
이것은 트랜지스터 양단의 전압이 실제로 트랜지스터 Q1 및 Q2의 바디 다이오드가 전도되어 DC/AC 인버터(310)의 동작을 방해함을 의미하는 0볼트 아래로 스윙할 것이기 때문이다. 최소 부하 저항 RLmin은 DC/AC 인버터(전압 모드에서 작동할 때)가 최대 전력을 전달할 수 있는 부하에 해당한다. 여기에서 특성 임피던스 Z0로 정규화된 RLmin의 값은 수학식 13으로 주어진다:
Figure pct00016
당업자는 정규화된 RLmin의 값이 0.780과 정확히 동일하지 않을 수 있고 고주파수 무선 전력 전송 시스템(300)이 여전히 기능할 수 있음을 인식할 것이지만; 성능에 부정적인 영향을 미친다. 일부 실시 예에서, 정규화된 RLmin의 값은 여전히 허용 가능한 성능을 제공하면서 0.780의 ±25%(예: 0.585와 0.975 사이)로 다양할 수 있다.
수학식 12 및 13을 결합하면, 특정 입력 DC 전압에 대한 최소 부하 저항에서 DC/AC 인버터(310)의 출력 전력 Pout이 결정될 수 있다. 정규화된 출력 전력 Pout은 수학식 14로 제공된다.
Figure pct00017
당업자라면 정규화된 출력 전력 Pout이 6.267과 정확히 동일하지 않을 수 있고 고주파수 무선 전력 전송 시스템(300)이 여전히 기능할 수 있다는 것을 인식할 것이지만; 성능에는 부정적인 영향을 미친다. 일부 실시 예에서, 정규화된 출력 전력 Pout은 여전히 허용 가능한 성능을 제공하면서 6.267의 ±25%(예: 약 4.700에서 7.834)로 다양할 수 있다.
유도된 설계 수학식에 따라 DC/AC 인버터(310)를 구현하면 다른 구성보다 더 효율적이고 강력한 DC/AC 인버터가 생성된다. 특히, 표 1은 DC/AC 인버터(310)와 다른 구성 간의 차이점을 나열한다.
DC/AC 인버터 310 GaN 기반
시스템 1 		GaN 기반
시스템 2 		GaN 기반,
SiC 기반 시스템
인버터 토폴로지 클래스 E 클래스 EF2 클래스 D(H-브리지) 클래스 EF
스위치 듀티 사이클 50% 고정 30% 고정 50% 고정 30% 고정
푸시풀 구성에서의 스위치 수 2 2 4 2
데드타임 제어 조건? 아니오 아니오 예 아니오
푸시풀 구성에서의 공진 인버터의 수(필터 제외) 1 6 2 2
전압 스트레스 입력 전압의 3-4배 입력 전압의 2-3배 입력 전압 입력 전압의 2-3배
전류 스트레스 2-3배 입력 전류 3-4 배 입력 전류 2-3 배 입력 전류 3-4배 입력 전류
인버터 출력 유형 정전압(임피던스 인버퍼 를 사용하여 정전류로 변환) 거의 일정한 전류 거의 일정한 전류 일정한 전류
제어/피드백 조건? 아니오 예 예 아니오
전자기 간섭(EMI) 필터? 공지의 솔루션 보다 상당히 적은 EMI 필터 상당한 EMI 필터링 필요 EMI 필터링 필요 상당한 EMI 필터링 필요
주파수 범위 최대 27.12MHz 6.78MHz 6.78MHz 13.56MHz
부하 임피던스 범위 0-50 Ohms 30 Ohm 최적 0-50 Ohms 0-10 Ohms
반도체 토폴로지 Si, GaN, SiC GaN GaN GaN, SiC
다수의 수신기 서포트 다수의 수신기 서포트 복잡도 증가 복잡도 증가 다수의 수신기 서포트
동적 무선 전력? 동적 WPT 허용 고정된 위치, 복잡도 증가 필요 고정된 위치, 복잡도 증가 필요 동적 WPT 허용
부하와 금속체의 변화 구별 가능? 상기에서 설명한 바와 같이, 기본적으로 예 상기에서 설명한 바와 같이, 아니오 상기에서 설명한 바와 같이, 아니오 기본적으로 예, 하지만 추가 회로 필요
전력 처리량 제어 커플링 및 부하를 변경하여 수신기측에서 행해짐 송신기 및 수신기 전자장치의 작동을 조정하여 전력을 제어 송신기 및 수신기 전자장치의 작동을 조정하여 전력을 제어 커플링 및 부하를 변경하여 수신기측에서 행해짐
작동 중에, DC/AC 인버터(310)는 부하에 따라 변하지 않는 일정한 AC 전압 또는 전류를 생성한다. 상술된 바와 같이, 이 실시 예에서, DC/AC 인버터(310)는 전압 모드 출력을 가지므로 일정한 AC 전압이 생성된다.
DC/AC 인버터(310)의 반사 저항은 송신기 코일(312)과 수신기 코일(314) 사이에 커플링이 없거나 수신기(304)가 언로드될 때 0이다. 그러나 작동 시 코일(312, 314) 사이에 커플링이 있기 때문에 반사 저항이 존재한다. 구체적으로, 코일(312, 314) 사이의 커플링이 증가함에 따라 반사 저항이 증가한다. DC/AC 인버터(310)의 출력 전류를 조절하기 위해 전류 감지 및 피드백 시스템이 사용될 수 있다.
설명되는 바와 같이, 전류 감지 및 피드백 시스템의 대안으로, 전압 모드 출력(정전압 출력)은 반사 저항을 제거하기 위해 전류 모드 출력(정전류 출력)으로 변환될 수 있다.
특정 DC/AC 인버터(310)가 설명되었지만, 당업자라면 다른 구성이 가능함을 이해할 것이다. 이제 도 8을 참조하면, 일반적으로 참조 번호 800으로 식별되는 DC/AC 인버터의 다른 실시 예의 개략적인 레이아웃이 도시되어 있다. 이 실시 예에서, DC/AC 인버터(800)는 부하 독립 회로(802) 및 임피던스 인버터 회로(804)를 포함한다. DC/AC 인버터(800)는 전류 모드 출력(정출력 전류)이다.
부하 독립 회로(802)는 입력 DC 신호를 출력 AC 신호로 변환하도록 구성된다. 부하 독립 회로(802)는 전압 모드 출력(일정한 출력 전압)이다. 부하 독립 회로(802)는 전압 Vin을 갖는 입력 전압을 각각 수신하는 인덕턴스 L1 및 L2를 갖는 인덕터(810, 830)를 포함한다. 각각의 인덕터(810, 830)는 각각 커패시턴스 C1, C2를 갖는 트랜지스터(812, 832)(Q1 및 Q2) 및 커패시터(814, 834)의 조합에 직렬로 연결된다. 구체적으로, 트랜지스터(812) 및 커패시터(814)는 병렬로 배열되고 인덕터(810)에 연결된다. 트랜지스터(832) 및 커패시터(834)는 병렬로 배열되고 인덕터(830)에 연결된다. 트랜지스터(812, 832) 및 커패시터(814, 834) 쌍은 모두 접지된다. 인덕터(810, 830) 사이에는 인덕턴스 LZVS를 갖는 인덕터(840)가 병렬로 연결된다.
임피던스 인버터 회로(804)는 부하 독립 회로(802)를 전압 모드 출력(일정 출력 전압)에서 전류 모드 출력(일정 출력 전류)으로 변환하도록 구성된다. 임피던스 인버터 회로(804)는 각각 인덕턴스 LRESa+L3a, LRESa+L3b 및 L3을 갖는 인덕터(850, 852, 860); 커패시턴스 C3를 갖는 커패시터(870); 및 저항 RL을 갖는 저항기(880)을 포함한다. 인덕터(850, 852)는 인덕터(840)에 직렬로 연결된다. 인덕턴스 L3은 인덕턴스 L3a 및 인덕턴스 L3b와 같다(L3 = L3a + L3b). 인덕턴스 LRESa 및 LRESb는 잔류 인덕턴스를 나타낸다.
도 5에 도시된 AC/DC 인버터(310)와 대조적으로, 커패시터(870)는 인덕터(840)와 병렬로 연결된다. 인덕터(860)와 저항기(880)은 직렬로 연결되고, 함께 커패시터(870)와 병렬로 연결된다. 인덕터(860)의 출력 전류는 수학식 15로 주어진다.
Figure pct00018
전술한 바와 같이, 인덕턴스 L3의 값은 수학식 16에 의해 주어진다.
Figure pct00019
인덕터(860)의 전류는 반사된 부하에 관계없이 일정하다. 임피던스 인버터 회로(804)가 부하 독립 회로(802)의 출력을 전압 모드 출력(일정 출력 전압)에서 전류 모드 출력(일정 출력 전류)으로 변환하도록 구성되지만, 출력 전류의 값은 입력 전압과 송신기 코일(312)의 인덕턴스에 따라 달라진다. 출력 전류는 입력 전압 또는 송신기 코일(312)의 인덕턴스를 변경하지 않고 변경될 수 없다.
특정 DC/AC 인버터(310 및 800)가 설명되었지만, 당업자는 다른 구성이 가능함을 이해할 것이다. 이제 도 9를 보면, 일반적으로 참조 번호 900으로 식별되는 DC/AC 인버터의 다른 실시 예의 개략적인 레이아웃이 도시되어 있다. 이 실시 예에서, DC/AC 인버터(900)는 부하 독립 회로(902) 및 임피던스 인버터 회로(904)를 포함한다. DC/AC 인버터(900)는 전류 모드 출력(정출력 전류)이다.
부하 독립 회로(902)는 입력 DC 신호를 출력 AC 신호로 변환하도록 구성된다. 부하 독립 회로(902)는 전압 모드 출력(정 출력 전압)이다. 부하 독립 회로(902)는 전압 Vin을 갖는 입력 전압을 수신하는 인덕턴스 L1 및 L2를 갖는 인덕터(910, 930)를 포함한다. 각각의 인덕터(910, 930)는 각각 트랜지스터(912, 932)(Q1 및 Q2)와 커패시터(914, 934)의 조합에 직렬로 연결된다. 커패시터(914, 934)는 각각 커패시턴스 C1 및 C2를 갖는다. 구체적으로, 트랜지스터(912) 및 커패시터(914)는 병렬로 배열되고 인덕터(910)에 연결된다. 트랜지스터(932) 및 커패시터(934)는 병렬로 배열되고 인덕터(930)에 연결된다. 트랜지스터(912, 932) 및 커패시터(914, 934) 쌍은 모두 접지된다. 인덕턴스 LZVS를 갖는 인덕터(940)는 인덕터(910, 912) 사이에 병렬로 연결된다.
임피던스 인버터 회로(904)는 부하 독립 회로(902)를 전압 모드 출력(정 출력 전압)에서 전류 모드 출력(정 출력 전류)으로 변환하도록 구성된다. 임피던스 인버터 회로(904)는 T-네트워크 회로 구성을 갖는다. 임피던스 인버터 회로(904)는 각각 인덕턴스 LRESa+L3a, LRESa+L3b 및 L3을 갖는 인덕터(950, 952, 976): 각각 커패시턴스 C3a를 갖는 커패시터(954, 958); 각각 커패시턴스 C3b를 갖는 커패시터(956, 960); 커패시턴스 C4를 갖는 커패시터(970); 및 저항 RL을 갖는 저항기(980)을 포함한다. 인덕턴스 L3은 인덕턴스 L3a 및 인덕턴스 L3b와 같다(L3 = L3a + L3b). 인덕턴스 LRESa 및 LRESb는 잔류 인덕턴스를 나타낸다. 각 인덕터(950, 952)는 각각 커패시터(954, 956)에 직렬로 연결된다. 인덕터/커패시터 쌍(950, 954 및 952, 956)은 부하 독립 회로(902)의 인덕터(940)의 양 단부에 연결된다. 커패시터(970)는 인덕터(940)와 병렬로 연결된다. 또한, 커패시터(958), 인덕터(976), 저항기(980) 및 커패시터(960)는 직렬로 연결되고, 함께 커패시터 970에 병렬로 연결된다. 커패시턴스 C3은 커패시턴스 C4에 따라 달라지며 수학식 17에 의해 제공된다.
Figure pct00020
인덕터(976)의 출력 전류는 수학식 18에 의해 주어진다:
Figure pct00021
수학식 18에 나타낸 바와 같이, 인덕터(976)의 출력 전류는 커패시터(970)의 커패시턴스 C4와 입력 전압 Vin에 의존한다.
이전에 언급된 바와 같이, 인덕터(376)의 인덕턴스 L3는 수학식 19에 의해 주어진다.
Figure pct00022
그러나, 커패시턴스 C3는 수학식 20에 의해 주어진다:
Figure pct00023
특정 DC/AC 인버터(310, 800, 900)가 설명되었지만, 당업자라면 다른 구성이 가능하다는 것이 이해될 것이다. 이제 도 10으로 돌아가서, 일반적으로 참조 번호 700으로 식별되는 DC/AC 인버터의 다른 실시 예의 개략적인 레이아웃이 도시되어 있다. 이 실시 예에서, DC/AC 인버터(700)는 부하 독립 회로(702) 및 임피던스 인버터 회로(704)를 포함한다. DC/AC 인버터(700)는 전류 모드 출력(정출력 전류)이다.
부하 독립 회로(702)는 입력 DC 신호를 출력 AC 신호로 변환하도록 구성된다. 부하 독립 회로(702)는 전압 모드 출력(일정한 출력 전압)이다. 부하 독립 회로(702)는 전압 Vin을 갖는 입력 전압을 수신하는 인덕턴스 L1 및 L2를 갖는 인덕터(710, 730)를 포함한다. 각각의 인덕터(710, 730)는 각각 트랜지스터(712, 732)(Q1 및 Q2)와 커패시터(714, 734)의 조합에 직렬로 연결된다. 커패시터(714, 734)는 각각 커패시턴스 C1 및 C2를 갖는다. 구체적으로, 트랜지스터(712) 및 커패시터(714)는 병렬로 배열되고 인덕터(710)에 연결된다. 트랜지스터(732) 및 커패시터(734)는 병렬로 배열되고 인덕터(730)에 연결된다. 트랜지스터(712, 732) 및 커패시터(714, 734) 쌍은 모두 접지된다. 인덕턴스 LZVS를 갖는 인덕터(740)는 인덕터(710, 712) 사이에 병렬로 연결된다.
임피던스 인버터 회로(704)는 부하 독립 회로(702)를 전압 모드 출력(일정 출력 전압)에서 전류 모드 출력(일정 출력 전류)으로 변환하도록 구성된다. 임피던스 인버터 회로(904)와 대조적으로, 임피던스 인버터 회로(704)는 파이 네트워크 회로 구성을 갖는다. 임피던스 인버터 회로(704)는 각각 인덕턴스 LRESa+L3a, LRESa+L3b 및 L3을 갖는 인덕터(750, 752, 770); 커패시턴스 C4a, C4b를 각각 갖는 커패시터(760, 762); 및 저항 RL을 갖는 저항기(780)을 포함한다. 커패시턴스 C3a를 갖는 커패시터(764)는 인덕터(750, 752)에 병렬로 연결된다. 커패시턴스 C3b를 갖는 커패시터(766)는 커패시터(760, 762)에 병렬로 연결된다. 인덕터(770)와 저항기(780)은 직렬로 연결되고, 이들은 함께 커패시터(766)에 병렬로 연결된다.
인덕턴스 L3은 인덕턴스 L3a 및 인덕턴스 L3b와 동일하다(L3 = L3a + L3b). 인덕턴스 LRESa 및 LRESb는 잔류 인덕턴스를 나타낸다. 커패시턴스 C3a는 커패시턴스 C3b와 동일하고 커패시턴스 C3와 동일하다. 커패시턴스 C3과 C4 사이의 관계는 수학식 21에 의해 제공된다.
Figure pct00024
커패시턴스 C3는 수학식 22에 의해 제공된다.
Figure pct00025
커패시턴스 C4a, C4b에 대한 커패시턴스 C4는 수학식 23에 의해 제공된다.
Figure pct00026
인덕턴스 L3는 수학식 24에 의해 주어진다:
Figure pct00027
잔류 인덕턴스 LRES는 수학식 25에 의해 주어진다:
Figure pct00028
여기서 Xres는 잔류 리액턴스이고, w는 동작 주파수이다.
송신기 코일(312)의 전류인 인덕터(770) 또는 저항기(780)의 출력 전류는, 이에 따라 수학식 26에 의해 주어진다:
Figure pct00029
DC/AC 인버터(700)는 송신기 코일(312)의 전류가 입력 DC 전압 및 송신기 코일(312)의 인덕턴스와 독립적으로 설정되도록 한다. DC/AC 인버터(700)는 더 높은 MHz 주파수, 예를 들어, 6:78MHz 이상에서 작동하는 데 적합한데, 송신기 코일(312)의 자체 정전용량이 커패시터(766)에 흡수될 수 있기 때문이다.
앞서 언급한 바와 같이, DC/AC 인버터(310)는 동작 시에 부하에 따라 변하지 않는 일정한 AC 전압 또는 전류를 생성한다. 그러나, 송신기(302)에 매우 근접한 금속체는 송신기(302)를 동조 해제하여 손실의 증가로 이어지게 된다. 송신기 코일(312)에 의해 생성된 자기장은 금속 물체에 와전류를 유도하여 전력 전달의 손실을 초래할 것이다. 유도된 와전류의 세기는 금속 물체의 표면적, 자기장 밀도 및 작동 주파수에 비례한다.
DC/AC 인버터(310)가 부하에 독립적이기 때문에, DC/AC 인버터(310)는 부하 저항이 변화함에 따라 ZVS를 유지한다. 그러나 DC/AC 인버터(310)는 부하 리액턴스의 변화가 있는 경우 ZVS 스위칭을 잃을 수 있다. 수신기(304)는 무선 전력 전송 커플링 또는 부하(320)의 DC 값이 변경되는 경우, DC/AC 인버터(310)에 의해 보여지는 부하(320)의 반사된 부하가 항상 실제가 되도록 동작 주파수에서 동조된다.
그러나, 금속 물체가 송신기(302)와 수신기(304) 사이, 또는 송신기(302) 근처의 임의의 곳에 도입될 때, 송신기(302)에 의해 보여지는 반사된 부하는 더 이상 실제가 아닐 것이고 금속 물체에 유도된 와전류로 인한 반응성 성분을 포함할 것이다. 따라서 DC/AC 인버터(310)는 더 이상 ZVS를 달성하지 못한다. 또한, DC/AC 인버터(310)의 트랜지스터(512, 520)(Q1 및 Q2)에 걸친 전압 파형은 상이할 것이다.
이제 도 11을 참조하면, 일반적으로 참조 번호 1000으로 식별되는 DC/AC 인버터의 다른 실시 예가 도시되어 있다. DC/AC 인버터(1000)는 금속 물체의 존재를 감지하도록 구성된다.
이 실시 예에서, DC/AC 인버터(1000)는 이전에 설명된 DC/AC 인버터(310)와 동일한 구성요소를 포함한다. 추가적으로, DC/AC 인버터(1000)는 피크 검출 회로(1008), 비교기(1010) 및 임계값 설정기(1012)를 포함한다. 피크 검출 회로(1008)는 DC/AC 인버터(310)에 전기적으로 연결된다. 비교기(1010)는 임계값 설정기(1012) 및 피크 검출 회로(1008)에 전기적으로 연결된다. 임계값 설정기(1012)는 비교기(1010)에 연결된다.
피크 검출 회로(1008)는 DC/AC 인버터(310)의 트랜지스터(512)(Q1) 양단의 전압의 피크 값을 측정하도록 구성된다.
임계값 설정기(1012)는 DC/AC 인버터(310)의 트랜지스터(512)(Q1) 양단의 전압의 측정된 피크 값과 비교하기 위해 임계값 전압을 설정하도록 구성된다.
비교기(1010)는 DC/AC 인버터(310)의 트랜지스터(512)(Q1) 양단의 전압의 측정된 피크 값과 설정된 임계 전압을 비교하도록 구성된다. 측정된 피크 전압이 임계 전압을 초과하는 경우, 비교기(1010)는 검출 신호를 출력하도록 구성된다. 측정된 피크 전압이 문턱 전압을 초과하지 않는 경우, 비교기(1010)는 검출 신호를 출력하지 않는다.
금속 물체의 존재를 감지하도록 구성된 특정 DC/AC 인버터(1000)가 설명되었지만, 당업자라면 다른 구성이 가능하다는 것이 이해될 것이다. 이하 도 12를 참조하면, 일반적으로 참조 번호 1100으로 식별되는 DC/AC 인버터의 다른 실시 예가 도시되어 있다.
이 실시 예에서, DC/AC 인버터(1100)는 이전에 설명된 DC/AC 인버터(310)와 동일한 구성요소를 포함한다. 추가적으로, DC/AC 인버터(1100)는 저항성 분압기(1106), 피크 검출 회로(1108), 비교기(1110), 임계값 설정기(1112), 및 표시기(1114)를 포함한다.
저항성 분압기(1106)는 DC/AC 인버터(310)에 연결된다. 저항성 분압기(1106)는 피크 검출 회로(1108)에 연결된다. 피크 검출 회로(1108)는 저항성 분압기(1106)에 연결된다. 피크 검출 회로(1108)는 압축기(1110)에 연결된다. 비교기(1110)는 임계값 설정기(1112) 및 피크 검출 회로(1108)에 연결된다. 비교기(1110)는 표시기(1114)에 연결된다. 임계값 설정기(1112)는 비교기(1110)에 연결된다. 표시기(1114)는 비교기(1110)에 연결된다.
저항성 분압기(1106)는 DC/AC 인버터(310)의 트랜지스터(Q1)에서의 전압을 안전한 레벨로 변환하도록 구성된다. 구체적으로 특별히, 저항성 분압기(1106)는 DC/AC 인버터(310)의 트랜지스터(512)(Q1)에서의 전압을 안전한 레벨로 낮추도록 구성된다. 저항성 분압기는 DC/AC 인버터(310)의 트랜지스터(512)(Q1)에서의 전압을 분압하도록 구성된다.
피크 검출 회로(1108)는 저항성 분압기(1106)로부터의 분압 전압의 피크 값을 측정하도록 구성된다. 피크 검출 회로(1108)는 측정된 피크 값을 비교기(1110)로 출력한다.
임계값 설정기(1112)는 분압된 전압의 측정된 피크 값과 비교하기 위해 임계값 전압을 설정하도록 구성된다.
비교기(1110)는 설정된 임계 전압과 측정된 분압 전압의 피크 값을 비교하도록 구성된다. 분압 전압의 측정된 피크 값이 임계 전압을 초과하면, 비교기(1110)는 검출 신호를 표시기(1114)로 출력하도록 구성된다. 분압 전압의 측정 피크 값이 임계 전압을 초과하지 않는 경우, 비교기(1110)는 표시기(1114)에 검출 신호를 출력하지 않는다.
표시기(1114)는 비교기(1110)로부터 검출 신호를 수신하도록 구성된다. 표시기(1114)는 감지 신호를 수신하면 오류 표시자를 트립하거나 설정하도록 구성된다. 이러한 방식으로 금속 물체의 감지가 명확하게 표시된다.
AC/DC 인버터(1100)의 동작이 이제 논의될 것이다. 도 13은 AC/DC 인버터(1100)의 동작 동안 금속체가 존재하고 존재하지 않을 때 DC/AC 인버터(1100)의 트랜지스터(512)(Q1)의 전압을 나타내는 그래프이다. 도 13은 임계값 설정기(1112)에 의해 설정된 임계값을 더 포함한다. 이 실시 예에서, DC/AC 인버터(1100)는 6.78MHz의 동작 주파수를 갖는다. 도 13과 같이, 금속 물체가 존재할 때 피크 전압이 증가한다. 또한 금속 물체가 있는 경우, 전압은 트랜지스터(512)(Q1)가 턴온되기 전에 제로 전압에 도달한다. 트랜지스터(512)(Q1)가 턴온되기 전에 전압이 0 전압에 도달한다는 것은 트랜지스터(512)(Q1)의 본체가 전도되기 시작하여 전력 손실이 증가하고 효율이 감소한다는 것을 나타낼 수 있다.
또한, 금속 물체가 있을 때와 없을 때의 전압 차이는 유도된 와전류의 세기에 비례한다. 더 큰 유도 와전류는 트랜지스터(512)(Q1)의 피크 전압을 더 증가시킬 수 있다. 이 증가된 피크 전압은 DC/AC 인버터(310)를 영구적으로 손상시킬 수 있는 트랜지스터 Q1의 항복 전압에 도달할 수 있다.
작동 중에, 저항성 분압기(1106)는 DC/AC 인버터(310)의 트랜지스터(512)(Q1)에서의 전압을 수신하여 안전한 레벨로 변환한다. 피크 검출 회로(1108)는 저항성 분압기(1106)로부터의 분압 전압의 피크 값을 측정한다. 도 13에 도시된 바와 같이, 금속체에 의해 반사되는 리액턴스는 용량성으로 이는 금속 물체가 존재하지 않을 때의 전압 파형과 비교할 때 DC/AC 인버터(310)의 트랜지스터(512)(Q1) 양단의 전압 파형이 더 좁고 높아지는 결과를 초래한다. 비교기(1110)는 피크 검출 회로(1108)로부터 측정된 분압 전압의 피크 값 및 임계값 설정기(1112)로부터 설정된 임계 전압을 수신한다. 도 13에서 도시된 바와 같이, 측정된 피크 값은 금속 물체가 존재할 때 설정된 임계 전압보다 분명히 높다. 측정된 피크 값이 설정된 임계 전압보다 분명히 높기 때문에, 비교기(1110)는 검출 신호를 표시기(1114)로 출력한다. 표시기(1114)는 결함 표시기를 트립시킨다. 이것은 DC/AC 인버터(1100) 및 DC/AC 인버터(1100)가 그 일부인 전체 고주파 무선 전력 전송 시스템(300)을 비활성화한다. 이는 DC/AC 인버터(1100)의 손상 뿐만 아니라, 유도된 와전류로 인한 금속체의 가열의 가능성도 방지할 수 있다.
이전에 설명된 바와 같이, 송신기(302)는 주어진 주파수에서 동작한다. 이 실시 예에서, 송신기(302)의 동작 주파수는 13.56MHz이다. 또한, 이 실시 예에서, 송신기 코일(312) 및 수신기 코일(314)은 각각 23.4cm x 26.2cm의 치수를 갖는다. 코일(312, 314)은 각각 FR4 인쇄 회로 기판(PCB)에서 폭이 14mm인 구리 트레이스의 2회 권선으로 구성된다. 코일(312, 314)은 대략 1.50uH의 인덕턴스를 갖는다. 송신기 코일(312)에 의해 보여지는 반사된 부하는 무 부하(320)에서 0옴부터 최대 부하(320)에서 7옴까지 변한다. 부하(320)에 필요한 최대 전력은 30W이다. 제시된 다양한 DC/AC 인버터 실시 예의 설계 예는 이제 이러한 작동 매개변수가 주어지면 고려된다.
도 5에 도시된 DC/AC 인버터(310)의 예시적인 설계 실시 예가 이제 논의될 것이다. 이 실시 예에서, 송신기 코일(312) 및 수신기 코일(314)은 1.5uH의 인덕턴스를 가지며, 따라서 인덕턴스 L3 = 1.5uH이다. 송신기 코일(312)에 의해 보여지는 반사된 부하는 무 부하(320)에서 0옴부터 최대 부하(320)에서 7옴까지 변한다. 부하(320)에 필요한 최대 전력은 30W이다.
이전에 설명된 수학식에 기초하여 다양한 매개변수가 결정될 수 있다. 최대 반사 부하(7ohm) 및 필요한 전력(30W)에 따라, 송신기 코일(312)에 필요한 전류는 2.93A이다(즉, Pmax = ½IL3 2 RL, 따라서 IL3 = 2.93A). 특성 임피던스 Z0은 8.9744옴이다(즉, RLmin/Z0 = 0.78, 따라서 Z0 = 8.9744). 또한 LZVS 및 C1 및 C2의 값은 LZVS의 경우 107nH이고 C1 및 C2의 경우 1.33nF이다. 잔류 리액턴스의 값은 27.58nH이다(즉, 0.258 * Z0 = 2.3154 옴). DC 입력 전압 Vin은 6.546V이다.
도 8에 도시된 DC/AC 인버터(800)의 예시적인 설계 실시 예가 이하 설명될 것이다. 이 실시 예에서, 송신기 코일(312) 및 수신기 코일(314)은 1.5uH의 인덕턴스를 가지며, 따라서 인덕턴스 L3 = 1.5uH이다. 송신기 코일(312)에 의해 보여지는 반사된 부하는 무 부하(320)에서 0옴부터 최대 부하(320)에서 7옴까지 변한다. 부하(320)에 필요한 최대 전력은 30W이다.
이전에 설명된 수학식에 기초하여 다양한 매개변수가 결정될 수 있다. 최대 반사 부하(7ohm) 및 필요한 전력(30W)에 따라, 송신기 코일(312)에 필요한 전류는 2.93A이다(즉, Pmax = ½ IL3 2 RL, 따라서 IL3 = 2.93A). DC 입력 전압 Vin은 119V이다(즉, IL3= 3.132 x Vin/wL3). 특성 임피던스 Z0은 2989옴이다. 또한, LZVS 및 C1 및 C2의 값은 LZVS의 경우 35.6uH이고 C1 및 C2의 경우 4pF이다.
도 9에 도시된 DC/AC 인버터(900)의 예시적인 설계 실시 예가 이하 논의될 것이다. 이 실시 예에서, 송신기 코일(312) 및 수신기 코일(314)은 1.5uH의 인덕턴스를 가지며, 따라서 인덕턴스 L3 = 1.5uH이다. 송신기 코일(312)에 의해 보여지는 반사된 부하는 무 부하(320)에서 0옴부터 최대 부하(320)에서 7옴까지 변한다. 부하(320)에 필요한 최대 전력은 30W이다. 이전에 설명된 수학식에 기초하여 다양한 매개변수가 결정될 수 있다. 최대 반사 부하(7ohm) 및 필요한 전력(30W)에 따라, 송신기 코일(312)에 필요한 전류는 2.93A이다(즉, Pmax = ½ IL3 2 RL, 따라서 IL3 = 2.93A). DC 입력 전압 Vin은 임의의 전압으로 설정될 수 있다. 이 실시 예에서, DC 입력 전압 Vin은 24V이다. 커패시턴스 C4는 457.5pF로 결정된다. 커패시턴스 C3은 115pF로 결정된다. 커패시턴스 C3b는 커패시턴스 C3a와 동일하다. 커패시턴스 C3a 및 C3b는 수학식 20에 따라 커패시턴스 C3의 두 배, 즉 230pF이다. 24V의 DC 입력 전압 Vin 및 30W의 전력에 대한 특성 임피던스 Z0은 120.63옴이다. LZVS 및 C1 및 C2의 값은 LZVS의 경우 1.4375uH이고 C1 및 C2의 경우 99pF이다. 잔류 리액턴스는 31.12옴이다.
고주파 무선 전력 시스템(300)은 고주파 자기 유도 커플링을 통해 무선으로 전력을 전송하도록 구성된 송신기(302) 및 고주파 자기 유도 커플링을 통해 송신기(302)로부터 전력을 추출하도록 구성된 수신기(304)를 포함하는 것으로 설명되었지만, 당업자라면 다른 구성이 가능하다는 것을 이해할 것이다. 다른 실시 예에서, 송신기(302)는 고주파 전기 유도 커플링을 통해 무선으로 전력을 전송도록 구성되고 수신기(304)는 고주파 전기 유도 커플링을 통해 송신기(302)로부터 전력을 추출하도록 구성된다. 이 실시 예에서, 송신기(302)는 송신기 코일(312)보다는 송신기 전극들을 포함하고, 수신기(304)는 수신기 코일(314)보다는 수신기 전극들을 포함한다.
실시 예가 도면을 참조하여 위에서 설명되었지만, 당업자라면 첨부된 청구범위에 의해 정의된 범위를 벗어나지 않고 변형 및 수정이 이루어질 수 있다는 것이 이해될 것이다.

Claims (33)

  1. 스위치 모드 제로-전압 스위칭(ZVS) 증폭기를 포함하는 부하 독립 인버터에 있어서,
    병렬로 배열된 적어도 하나의 트랜지스터 및 적어도 하나의 커패시터; 및
    상기 트랜지스터 및 커패시터와 직렬로 배열된 적어도 하나의 인덕터
    를 포함하는 한 쌍의 회로;
    상기 한 쌍의 회로에 연결된 하나의 ZVS 인덕터; 및
    상기 ZVS 인덕터에 연결되고 적어도 하나의 인덕터 및 적어도 하나의 저항기와 직렬로 배열된 적어도 하나의 커패시터
    를 포함하는, 부하 독립 인버터.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 ZVS 인덕터에 연결된 적어도 두 개의 커패시터
    를 포함하는, 부하 독립 인버터.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 적어도 2개의 커패시터는 상기 적어도 하나의 인덕터 및 저항기와 직렬로 배열되는, 부하 독립 인버터.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 스위칭 모드 ZVS 증폭기의 특성 임피던스로 정규화된 부하 저항의 최소값은 0.585와 0.975 사이인, 부하 독립 인버터.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 부하 독립 인버터의 q 값은 0.739와 1.231 사이인, 부하 독립 인버터.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 부하 독립 인버터의 특성 임피던스로 정규화된 잔류 리액턴스는 0.194에서 0.323 사이인, 부하 독립 인버터.
  7. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 부하 독립 인버터의 전압 이득 값은 2.349와 3.915 사이인, 부하 독립 인버터.
  8. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 부하 독립 인버터의 정규화된 출력 전력은 4.700에서 7.834 사이인, 부하 독립 인버터.
  9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 부하 독립 인버터는 정 전압 출력을 갖는, 부하 독립 인버터.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 부하 독립형 인버터는 5.625옴 내지 무한 또는 개방 회로 부하의 부하 범위를 갖는, 부하 독립 인버터.
  11. 제 9 항 또는 제 10 항에 있어서, 상기 부하 독립 인버터를 정 전압 출력에서 정 전류 출력으로 변환하도록 구성된 임피던스 인버터 회로
    를 더 포함하는, 부하 독립 인버터.
  12. 제 9 항에 있어서, 임피던스 인버터 회로에는 T-네트워크 회로 구성 또는 파이-네트워크 회로 구성을 갖는, 부하 독립 인버터.
  13. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 부하 독립 인버터는 정전류 출력을 갖는, 부하 독립 인버터.
  14. 제 13 항에 있어서, 상기 부하 독립 인버터는 0옴 또는 단락 부하 내지 9.375옴의 부하 범위를 갖는, 부하 독립 인버터.
  15. 제 1 항 내지 제 14 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 부하 독립 인버터는 금속체를 감지하도록 구성되는, 부하 독립 인버터.
  16. 제 15 항에 있어서, 상기 부하 독립 인버터의 트랜지스터 양단의 전압의 피크 값을 측정하도록 구성된 피크 검출 회로; 및
    상기 전압의 피크 값과 임계 전압을 비교하여 상기 전압의 피크 값이 상기 임계 전압을 초과하면 검출 신호를 출력하도록 구성되는 비교기
    를 더 포함하는, 부하 독립 인버터.
  17. 제 16 항에 있어서, 상기 피크 검출 회로에 의한 측정 이전에 상기 전압의 피크 값을 변환하도록 구성된 분압기
    를 더 포함하는, 부하 독립 인버터.
  18. 제 1 항 내지 제 17 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 스위치 모드 ZVS 증폭기는 무선 주파수(RF) 증폭기인, 부하 독립 인버터.
  19. 제 1 항 내지 제 18 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 부하 독립형 인버터는 클래스 E 인버터인, 부하 독립 인버터.
  20. 제 1 항 내지 제 18 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 부하 독립 인버터는 직류(DC) 대 교류(AC) 인버터인, 부하 독립 인버터.
  21. 송신기로서,
    스위치 모드 제로-전압 스위칭(ZVS) 증폭기를 포함하는 부하 독립 인버터; 및
    상기 부하 독립 인버터에 연결된 송신기 코일 또는 전극
    을 포함하고, 상기 송신기 코일 또는 전극은 자기장 또는 전기장 커플링을 통해 수신기에 전력을 전달하도록 구성되는, 송신기.
  22. 제 21 항에 있어서, 상기 송신기는 비공진이거나 또는 자체 공진이 아닌, 송신기.
  23. 제 21 항 또는 제 22 항에 있어서, 상기 송신기 코일은 자기장 커플링을 통해 전력을 전달하도록 구성되는, 송신기.
  24. 제 21 항 또는 제 22 항에 있어서, 상기 송신기 전극은 전기장 커플링을 통해 전력을 전달하도록 구성되는, 송신기.
  25. 제 21 항 내지 제 24 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 송신기는 전원을 더 포함하는, 송신기.
  26. 제 25 항에 있어서, 상기 송신기는 상기 인버터에 의해 수신되기 전에 상기 전원으로부터의 전력 신호를 변환하도록 구성된 전력 변환기를 더 포함하는, 송신기.
  27. 무선 전력 전송 시스템으로서:
    스위치 모드 제로 전압 스위칭(ZVS) 증폭기를 포함하는 부하 독립 인버터; 및
    상기 부하 독립 인버터에 연결된 송신기 코일 또는 전극
    을 포함하는 송신기 - 상기 송신기 코일 또는 전극은 자기장 또는 전기장 커플링을 통해 수신기에 전력을 전달하도록 구성됨 - ; 및
    자기장 또는 전기장 커플링을 통해 상기 수신기로부터 전력을 추출하도록 구성된 수신기 코일 또는 전극
    을 포함하는 수신기
    를 포함하는, 무선 전력 전송 시스템.
  28. 제 27 항에 있어서, 상기 송신기는 비공진이거나 자체 공진이 아니고, 상기 수신기는 공진인, 무선 전력 전송 시스템.
  29. 제 28 항에 있어서, 상기 수신기는 상기 송신기의 작동 주파수에서 공진하는, 무선 전력 전송 시스템.
  30. 제 27 항 내지 제 29 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 송신기 코일은 자기장 커플링을 통해 전력을 전달하도록 구성되고 상기 수신기 코일은 자기장 커플링을 통해 전력을 추출하도록 구성되는, 무선 전력 전송 시스템.
  31. 제 27 항 내지 제 29 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 송신기 전극은 전기장 커플링을 통해 전력을 전달하도록 구성되고 상기 수신기 전극은 전기장 커플링을 통해 전력을 추출하도록 구성되는, 무선 전력 전송 시스템.
  32. 제 27 항 내지 제 31 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 수신기는 상기 수신기 코일 또는 전극에 연결된 정류기를 더 포함하는, 무선 전력 전송 시스템.
  33. 제 27 항 내지 제 32 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 수신기는 상기 수신기 코일 또는 전극에 연결된 부하를 더 포함하는, 무선 전력 전송 시스템.
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