TWI634729B - 諧振轉換器 - Google Patents

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Abstract

一種諧振轉換器包含第一諧振轉換電路、第二諧振轉換電路以及控制單元。第一諧振轉換電路包含第一開關元件與第二開關元件，其中第一開關元件非接地耦接第二開關元件，且第二開關元件接地。第二諧振轉換電路包含第三開關元件與第四開關元件，其中第三開關元件非接地耦接第四開關元件，且第四開關元件接地。控制單元接收回授訊號，根據回授訊號控制第一諧振轉換電路與第二諧振轉換電路；藉此，可簡化電路控制以及增加相位控制的動態性能。

Description

諧振轉換器
本發明係有關一種電源轉換器，尤指一種諧振轉換器。
一般常見諧振電路的二次側大多使用以中央抽頭變壓器加兩個二極體所組成的全波整流器，此架構二次側的兩個二極體會將由變壓器一次側轉到二次側的高頻弦波轉換成均為正向的半波。因為此全波整流的特性，必須使用兩組不同相位的轉換器並聯驅動，並且需要將控制訊號以90度交錯，才能夠達到相位相互抵銷的效應，使諧振電路的輸出漣波降低。
常見的方式是在控制線路上額外增加鎖相迴路(phase-locked loop, PLL)，運用這類對相位的控制線路，使兩組並聯的轉換器其輸出準確地達到90度交錯的全波整流，以達到諧振電路的輸出漣波降低的效果。然而，額外使用鎖相迴路的方式，不僅需要多一組控制線路，增加線路成本，而且設計必須非常精準，換言之，若無法準確地控制相位為90度交錯，則將會失去其相位相互抵銷的優勢。
此外，當諧振電路於輕載操作時，為達到節能的需求，通常可僅使用並聯轉換器的其中一組即可有效供應輸出，換言之，若在輕載操作，仍啟用兩組轉換器時，則因無法降低基本功耗的耗損，也就無法有效地提升輕載效率。再者，當兩組並聯的轉換器搭配前述的鎖相迴路使用時，若為因應輕載操作進行解耦其中一組轉換器，將使得鎖相迴路對於轉換器發生相位同步的困難與誤差，而大幅地影響相位計算或相位控制的動態性能。
本發明之目的在於提供一種諧振轉換器，解決因額外使用鎖相迴路所造成線路成本增加、控制複雜，以及當輕載操作時，鎖相迴路易發生相位同步的困難與誤差，而大幅地影響相位計算或相位控制的動態性能的問題。
為達成前揭目的，本發明所提出的諧振轉換器接收輸入電源，諧振轉換器包含第一諧振轉換電路、第二諧振轉換電路、檢測單元、隔離傳輸單元以及控制單元。第一諧振轉換電路包含第一切換單元、第一諧振槽以及第一整流單元。第一切換單元包含第一開關元件與第二開關元件，其中第一開關元件非接地耦接於輸入電源與第二開關元件之間，且第二開關元件接地。第一諧振槽並聯耦接第二開關元件。第一整流單元耦接第一諧振槽。第二諧振轉換電路包含第二切換單元、第二諧振槽以及第二整流單元。第二切換單元包含第三開關元件與第四開關元件，其中第三開關元件非接地耦接於輸入電源與第四開關元件之間，且第四開關元件接地。第二諧振槽並聯耦接第三開關元件。第二整流單元耦接第二諧振槽；其中第二整流單元的輸出側耦接第一整流單元的輸出側，形成共接輸出側。檢測單元耦接共接輸出側，提供檢測訊號。隔離傳輸單元耦接檢測單元，接收檢測訊號且提供回授訊號。控制單元接收回授訊號，根據回授訊號控制第一切換單元與第二切換單元。
於一實施例中，第一諧振槽與第二諧振槽各包含諧振電容、諧振電感以及磁導單元。磁導單元具有第一側與第二側，第一側串聯耦接諧振電容與諧振電感，第二側串聯耦接第一整流單元或第二整流單元。
於一實施例中，磁導單元的第一側具有兩端；其中諧振電容耦接諧振電感，且耦接第一側的相同一端，形成串聯電路結構；串聯電路結構並聯耦接第二開關元件或第三開關元件。
於一實施例中，磁導單元的第一側具有兩端；其中諧振電容與諧振電感分別耦接第一側的相異兩端，形成串聯電路結構，串聯電路結構並聯耦接第二開關元件或第三開關元件。
於一實施例中，檢測單元包含檢測電阻與計算單元。檢測電阻耦接共接輸出側，檢測流經共接輸出側的電流。計算單元並聯耦接檢測電阻，接收檢測電阻兩端的電壓值，且計算兩電壓值以提供檢測訊號。
於一實施例中，隔離傳輸單元接收檢測單元的檢測訊號以提供回授訊號，控制單元根據回授訊號同時關斷第一開關元件與第二開關元件，以旁路第一諧振轉換電路，或同時關斷第三開關元件與第四開關元件，以旁路第二諧振轉換電路。
於一實施例中，諧振轉換器更包含第五開關元件與第六開關元件。第五開關元件耦接於輸入電源與第一開關元件之間；第六開關元件耦接於輸入電源與第三開關元件之間。其中隔離傳輸單元接收檢測單元的檢測訊號以提供回授訊號，控制單元根據回授訊號關斷第五開關元件，以旁路第一諧振轉換電路，或關斷第六開關元件，以旁路第二諧振轉換電路。
於一實施例中，檢測訊號為電壓訊號或電流訊號。
於一實施例中，第一整流單元與第二整流單元各包含儲能元件與半導體元件。儲能元件耦接於磁導單元的第二側與共接輸出側之間。半導體元件並聯耦接儲能元件。
於一實施例中，儲能元件為非半導體元件寄生效應的實體電容器。
於一實施例中，儲能元件與諧振電容提供總諧振電容，總諧振電容與諧振電感決定第一諧振槽與第二諧振槽的諧振參數。
藉由所提出的諧振轉換器，可達成的特徵與功效：1、直接利用電路元件本身的固有特性配合相對應的控制訊號，達到兩組諧振轉換電路的相位交錯切換，不需要額外增加複雜的鎖相迴路及其控制線路，可降低線路成本、簡化電路設計與控制，進而提高相位控制的動態性能；2、於輕載操作時，透過簡易的控制訊號，可輕易地選擇解耦任一組諧振轉換電路，僅用其中一組諧振轉換電路即可有效供應負載所需之電源，可降低基本功耗的耗損，大幅地提高輕載效率；3、透過準確的相位交錯切換，可有效地降低輸出漣波，不僅可減少輸出電容的容量及其體積大小，亦可使回授控制的穩定度提高，有利於對精密電壓高度需求產品的使用；4、並聯的諧振轉換電路設計，對於高功率的應用，可有效地降低磁性元件的銅損，提升轉換效率；5、由於控制的方式簡單，因此各主要電路元件差異極微小的狀態下，可達到輸出的均流效果；以及6、並聯的兩組諧振轉換電路，其主要電路元件均為共用元件，有助於減少電路元件的數量以及降低電路製作的工序。
為了能更進一步瞭解本發明為達成預定目的所採取之技術、手段及功效，請參閱以下有關本發明之詳細說明與附圖，相信本發明特徵與特點，當可由此得一深入且具體之瞭解，然而所附圖式僅提供參考與說明用，並非用來對本發明加以限制者。
茲有關本發明之技術內容及詳細說明，配合圖式說明如下。
請參見圖1所示，其係為本發明諧振轉換器第一實施例的方塊圖。諧振轉換器100包含第一諧振轉換電路10、第二諧振轉換電路20、檢測單元30、隔離傳輸單元40以及控制單元50。
第一諧振轉換電路10並聯耦接第二諧振轉換電路20，並且第一諧振轉換電路10與第二諧振轉換電路20的輸出側相互耦接，以形成共接輸出側Scom。第一諧振轉換電路10與第二諧振轉換電路20接收輸入電源Vin，並轉換輸入電源Vin為輸出電源Vout。在本實施例中，輸入電源Vin與輸出電源Vout為直流電源。
請參見圖2A與圖2B所示，其係分別為本發明第一諧振轉換電路與第二諧振轉換電路的電路圖。如圖2A所示，第一諧振轉換電路10包含第一切換單元11、第一諧振槽12以及第一整流單元13。第一切換單元11包含第一開關元件Q1與第二開關元件Q2。第一開關元件Q1具有寄生效應的第一本體二極體Q1d與第一寄生電容Q1c。同樣地，第二開關元件Q2具有寄生效應的第二本體二極體Q2d與第二寄生電容Q2c。第一開關元件Q1非接地耦接於輸入電源Vin與第二開關元件Q2之間，且第二開關元件Q2接地。
第一諧振槽12並聯耦接第二開關元件Q2。第一諧振槽12包含第一諧振電容Cr1、第一諧振電感Lr1以及第一磁導單元T1。第一磁導單元T1具有第一側T11與第二側T12，第一側T11串聯耦接第一諧振電容Cr1與第一諧振電感Lr1，第二側T12串聯耦接第一整流單元13。在本實施例中，第一磁導單元T1為第一隔離型變壓器(isolation transformer)，以下簡稱第一變壓器，因此第一側T11為第一變壓器的初級側(primary side)，第二側T12為第一變壓器的次級側(secondary side)。
第一整流單元13耦接第一諧振槽12。第一整流單元13包含第一儲能元件C1與第一半導體元件D1。第一儲能元件C1耦接於第一磁導單元T1的第二側T12與共接輸出側Scom之間。第一半導體元件D1並聯耦接第一儲能元件C1。由於第一儲能元件C1對於參與第一諧振槽12的諧振操作扮演著重要的角色，因此在一實施例中，第一儲能元件C1為實體電容器，能提供諧振操作的實質作用，亦即第一儲能元件C1非為第一半導體元件D1寄生效應的寄生電容。在本實施例中，第一儲能元件C1與第一諧振電容Cr1提供第一諧振槽12的第一總諧振電容。再者，第一總諧振電容與第一諧振電感Lr1可決定第一諧振槽12的諧振參數，例如諧振頻率、品質因數、頻寬…等等。具體地，第一儲能元件C1可透過第一磁導單元T1(即第一變壓器)的初級側與次級側的匝數比關係，將其等效至初級側的電容值，進而與第一諧振電容Cr1提供第一總諧振電容。此外，第一半導體元件D1可為二極體，且其陽極耦接第一磁導單元T1的第二側T12，而其陰極耦接共接輸出側Scom。
如圖2B所示，第二諧振轉換電路20包含第二切換單元21、第二諧振槽22以及第二整流單元23。第二切換單元21包含第三開關元件Q3與第四開關元件Q4。第三開關元件Q3具有寄生效應的第三本體二極體Q3d與第三寄生電容Q3c。同樣地，第四開關元件Q4具有寄生效應的第四本體二極體Q4d與第四寄生電容Q4c。第三開關元件Q3非接地耦接於輸入電源Vin與第四開關元件Q4之間，且第四開關元件Q4接地。
第二諧振槽22並聯耦接第三開關元件Q3。第二諧振槽22包含第二諧振電容Cr2、第二諧振電感Lr2以及第二磁導單元T2。第二磁導單元T2具有第一側T21與第二側T22，第一側T21串聯耦接第二諧振電容Cr2與第二諧振電感Lr2，第二側T22串聯耦接第二整流單元23。在本實施例中，第二磁導單元T2為第二隔離型變壓器(isolation transformer)，以下簡稱第二變壓器，因此第一側T21為第二變壓器的初級側(primary side)，第二側T22為第二變壓器的次級側(secondary side)。
第二整流單元23耦接第二諧振槽22。第二整流單元23包含第二儲能元件C2與第二半導體元件D2。第二儲能元件C2耦接於第二磁導單元T2的第二側T22與共接輸出側Scom之間。第二半導體元件D2並聯耦接第二儲能元件C2。由於第二儲能元件C2對於參與第二諧振槽22的諧振操作扮演著重要的角色，因此在一實施例中，第二儲能元件C2為實體電容器，能提供諧振操作的實質作用，亦即第二儲能元件C2非為第二半導體元件D2寄生效應的寄生電容。在本實施例中，第二儲能元件C2與第二諧振電容Cr2提供第二諧振槽22的第二總諧振電容。再者，第二總諧振電容與第二諧振電感Lr2可決定第二諧振槽22的諧振參數，例如諧振頻率、品質因數、頻寬…等等。具體地，第二儲能元件C2可透過第二磁導單元T2(即第二變壓器)的初級側與次級側的匝數比關係，將其等效至初級側的電容值，進而與第二諧振電容Cr2提供第二總諧振電容。此外，第二半導體元件D2可為二極體，且其陽極耦接第二磁導單元T2的第二側T22，而其陰極耦接共接輸出側Scom。
復參見圖1，檢測單元30耦接共接輸出側Scom，提供檢測訊號Sd，其中檢測訊號Sd可為電壓訊號或電流訊號。隔離傳輸單元40耦接檢測單元30，接收檢測訊號Sd且提供回授訊號Sf。控制單元50接收回授訊號Sf，根據回授訊號Sf控制第一切換單元11與第二切換單元21。
請參見圖3A所示，其係為本發明諧振槽的第一實施例的電路圖。在本實施例中，第一磁導單元T1的第一側T11具有兩端，即第一變壓器的初級側具有打點端與非打點端。第一諧振電容Cr1與第一諧振電感Lr1分別耦接第一側的相異兩端，在本實施例為第一諧振電感Lr1耦接初級側的打點端，第一諧振電容Cr1耦接初級側的非打點端，藉此形成串聯電路結構，串聯電路結構並聯耦接第二開關元件Q2。
同樣地，在本實施例中，第二磁導單元T2的第一側T21具有兩端，即第二變壓器的初級側具有打點端與非打點端。第二諧振電容Cr2與第二諧振電感Lr2分別耦接第一側的相異兩端，在本實施例為第二諧振電感Lr2耦接初級側的打點端，第二諧振電容Cr2耦接初級側的非打點端，藉此形成串聯電路結構，串聯電路結構並聯耦接第三開關元件Q3。此外，本實施例中的第一諧振電感Lr1與第二諧振電感Lr2不限定耦接初級側的打點端，第一諧振電容Cr1與第二諧振電容Cr2不限定耦接初級側的非打點端，換言之，第一諧振電感Lr1與第二諧振電感Lr2亦可耦接初級側的非打點端，而第一諧振電容Cr1與第二諧振電容Cr2耦接初級側的打點端，亦可達成同樣的電路效果。
請參見圖3B所示，其係為本發明諧振槽的第二實施例的電路圖。在本實施例中，第一磁導單元T1的第一側T11具有兩端，即第一變壓器的初級側具有打點端與非打點端。第一諧振電容Cr1耦接第一諧振電感Lr1，且耦接第一側T11的相同一端，在本實施例為初級側的打點端，藉此形成串聯電路結構。串聯電路結構並聯耦接第二開關元件Q2。
同樣地，在本實施例中，第二磁導單元T2的第一側T21具有兩端，即第二變壓器的初級側具有打點端與非打點端。第二諧振電容Cr2耦接第二諧振電感Lr2，且耦接第一側T21的相同一端，在本實施例為初級側的打點端，藉此形成串聯電路結構。串聯電路結構並聯耦接第三開關元件Q3。此外，本實施例中所形成的串聯電路結構不限定耦接初級側的打點端，亦可耦接初級側的非打點端，亦可達成同樣的電路效果。
請參見圖4所示，其係為圖1的詳細電路圖。檢測單元30包含檢測電阻31與計算單元32。檢測電阻31耦接共接輸出側Scom，用以檢測流經共接輸出側Scom的電流大小。計算單元32並聯耦接檢測電阻31，用以接收檢測電阻31兩端的電壓值，且計算兩電壓值以提供檢測訊號Sd。具體地，檢測電阻31透過偵測流經其上的電流，可於其兩端檢測出第一電壓V1與第二電壓V2，亦即第一電壓V1與第二電壓V2的電壓差為負載電流流經檢測電阻31所產生的電壓差。當負載越重時，負載電流越大，因此第一電壓V1與第二電壓V2的電壓差則越大。因此，計算單元32具有檢測電阻31的阻值資料，再配合接收第一電壓V1與第二電壓V2所獲得的電壓資料後，則可根據阻值資料與電壓資料計算與判斷出外接負載Ro的負載狀況，即為輕載或重載。其中計算單元32可由運算放大器(operational amplifier, OPA)所實現，然不以此為限制本發明。因此，運算放大器可透過其反相輸入端與非反相輸入端分別接收第一電壓V1與第二電壓V2，並經計算後可於其輸出端輸出檢測訊號Sd。
在本實施例中，隔離傳輸單元40為光耦合器(photo coupler)，亦稱光隔離器。檢測單元 30 透過光耦合器來做隔離的回授，將負載端所檢測的電氣資訊，例如輸出電壓或輸出電流，傳送至控制單元50。亦即，隔離傳輸單元40接收檢測單元30的檢測訊號Sd，具體地，檢測訊號Sd由計算單元32所輸出提供，進而轉換為回授訊號Sf，以提供至控制單元50。
控制單元50根據回授訊號Sf，可進一步地輸出複數個控制訊號Sc1~Sc4分別控制第一諧振轉換電路10的第一開關元件Q1與第二開關元件Q2，以及第二諧振轉換電路20的第三開關元件Q3與第四開關元件Q4。藉此可控制第一諧振轉換電路10與第二諧振轉換電路20操作於不同的操作狀態，達到完整的諧振轉換操作，容後配合圖7A~圖7H進一步說明。
承前所述，本發明所提供的諧振轉換器100可因應輕載節能的需求，解耦第一諧振轉換電路10與第二諧振轉換電路20的其中一組，即僅用其中一組諧振轉換電路即可有效供應負載所需之電源，可降低基本功耗的耗損，大幅地提高輕載效率。因此，本發明提出兩種輕載節能的解耦控制，其中所述的輕載係指各諧振轉換電路足以正常、有效地供應負載所需之電源的狀況皆屬輕載的定義。
第一種解耦控制為，當檢測單元30檢測出負載Ro為輕載狀態時，可透過檢測訊號Sd與回授訊號Sf通知控制單元50。因此，控制單元50可根據回授訊號Sf解耦第一諧振轉換電路10或第二諧振轉換電路20。舉例來說，若選擇解耦第一諧振轉換電路10時，控制單元50則透過第一控制訊號Sc1與第二控制訊號Sc2同時關斷(截止)第一開關元件Q1與第二開關元件Q2，以解耦第一諧振轉換電路10，亦即在此情況下，只有第二諧振轉換電路20提供電源轉換供應負載所需之電源。此外，若選擇解耦第二諧振轉換電路20時，控制單元50則透過第三控制訊號Sc3與第四控制訊號Sc4同時關斷(截止)第三開關元件Q3與第四開關元件Q4，以解耦第二諧振轉換電路20，僅需透過第一諧振轉換電路10提供電源轉換。
請參見圖5所示，其係為本發明諧振轉換器第二實施例的電路圖，亦為第二種解耦控制的電路方塊圖。相較於圖4所示，本發明諧振轉換器更包含第五開關元件Q5與第六開關元件Q6。第五開關元件Q5耦接於輸入電源Vin與第一開關元件Q1之間。第六開關元件Q6耦接於輸入電源Vin與第三開關元件Q3之間。其中隔離傳輸單元40接收檢測單元30的檢測訊號Sd以提供回授訊號Sf至控制單元50。當檢測單元30檢測出負載Ro為輕載狀態時，可透過檢測訊號Sd與回授訊號Sf通知控制單元50。因此，控制單元50可根據回授訊號Sf解耦第一諧振轉換電路10或第二諧振轉換電路20。舉例來說，若選擇解耦第一諧振轉換電路10時，控制單元50則透過第五控制訊號Sc5關斷第五開關元件Q5，以切斷輸入電源Vin對第一諧振轉換電路10的供電路徑，因此解耦第一諧振轉換電路10，亦即在此情況下，只有第二諧振轉換電路20提供電源轉換供應負載所需之電源。此外，若選擇解耦第二諧振轉換電路20時，控制單元50則透過第六控制訊號Sc6關斷第六開關元件Q6，以切斷輸入電源Vin對第二諧振轉換電路20的供電路徑，因此解耦第二諧振轉換電路20，僅需透過第一諧振轉換電路10提供電源轉換。
此外，無論上述的第一種或第二種輕載解耦控制，可透過使第一諧振轉換電路10與第二諧振轉換電路20各別(單獨)操作的次數一致性高，則可有效地提高各諧振轉換電路的使用壽命，即提高諧振轉換器100的整體使用壽命與品質。
請參見圖6，係為本發明諧振轉換器波形圖。所示的波形圖由上而下分別為控制訊號Sc1~Sc4、開關元件的汲-源極電壓Vds1~Vds4、第一諧振電感的電流ILr1、第一激磁電感的電流ILm1、第一儲能元件與第一半導體元件的電流IC1, ID1、第一諧振電容的電壓Vcr1、第一儲能元件的電壓VC1、第二諧振電感的電流ILr2、第二激磁電感的電流ILm2、第二儲能元件與第二半導體元件的電流IC2, ID2、第二諧振電容的電壓VCr2以及第二儲能元件的電壓VC2的各波形圖。本發明諧振轉換器的電路操作狀態可分為八個時序狀態來說明，以下將針對各狀態的電路動作加以說明。此外，為簡化電路的分析與說明，將對整體電路影響程度較小的元件與參數理想化假設：例如假設輸入電源Vin為理想的直流電源、各開關元件Q1~Q4、各半導體元件D1, D2以及各磁導單元T1, T2視為理想元件、各激磁電感Lm1, Lm2為無限大，其流經的電流視為定值的電流源、輸出電容Co為無限大，其跨壓的輸出(電源)電壓Vout為定值的電壓源、整體諧振電路為電感性以及兩諧振轉換電路10, 20的線路元件特性一致。
請參見圖7A所示，其係為本發明諧振轉換器第一操作狀態的電流示意圖，另配合參見圖6的時間區間t0~t1。控制單元50所產生的控制訊號中，第一控制訊號Sc1與第三控制訊號Sc3為一組，即兩控制訊號實為同一訊號；第二控制訊號Sc2與第四控制訊號Sc4為另一組，即兩控制訊號實為同一訊號。在第一操作狀態下，第一控制訊號Sc1與第三控制訊號Sc3為高準位訊號，而第二控制訊號Sc2與第四控制訊號Sc4為低準位訊號，因此第一開關元件Q1與第三開關元件Q3導通，而第二開關元件Q2與第四開關元件Q4截止，並且第一開關元件與第三開關元件的汲-源極電壓Vds1, Vds3為零，而第二開關元件與第四開關元件的汲-源極電壓Vds2, Vds4為非零的電壓值。
對第一諧振轉換電路10而言，在時間t0的瞬間，第一諧振電感的電流ILr1由負轉變為正時，第一操作狀態開始。輸入電流經由第一開關元件Q1流向第一諧振電感Lr1使第一諧振電感的電流ILr1，以正弦波形式增大並使第一諧振電感Lr1儲能，且第一激磁電感的電流ILm1恆為負值。能量由第一磁導單元T1(即第一變壓器)的初級側轉移至其次級側，且傳遞至次級側的能量對第一儲能元件C1充電，使第一儲能元件的電壓VC1增大。在第一操作狀態中，第一諧振電感Lr1為儲能(energy-storing)狀態，因此第一變壓器的初級側標示第一儲能路徑Ls1。此時第一儲能元件的電流IC1正比於第一諧振電感的電流ILr1與第一激磁電感的電流ILm1之和。當第一儲能元件的電壓VC1由負增大為零，即第一半導體元件(即第一二極體)的跨壓為零時，第一半導體元件D1導通，第一操作狀態結束。
對第二諧振轉換電路20而言，在時間t0的瞬間，第二諧振電感的電流ILr2為零，並且持續減少，因此第二半導體元件D2(即第二二極體)順向偏壓持續導通。在第一操作狀態中，第二諧振電感Lr2為釋能(energy-releasing)狀態，因此第二變壓器的初級側標示第二釋能路徑Lr2。此時，第二諧振電感的電流ILr2由正轉變為負。當第二激磁電感的電流ILm2等於第二諧振電感的電流ILr2時，第二半導體元件的電流ID2為零，因此第二半導體元件D2截止，第一操作狀態結束。
請參見圖7B所示，其係為本發明諧振轉換器第二操作狀態的電流示意圖另配合參見圖6的時間區間t1~t2。在第二操作狀態中，第一開關元件Q1與第三開關元件Q3持續導通，而第二開關元件Q2與第四開關元件Q4持續截止。
對第一諧振轉換電路10而言，在時間t1的瞬間，第一儲能元件的電壓VC1充電至零，第一半導體元件D1順向偏壓導通。第一諧振電感的電流ILr1持續增大，此時第一諧振電感Lr1與第一諧振電容Cr1產生諧振。直到第一開關元件Q1截止時，第二操作狀態結束。
對第二諧振轉換電路20而言，在時間t1的瞬間，第二儲能元件C2放電，因此第二儲能元件的電壓VC2減小。此時，第二儲能元件C2、第二諧振電容Cr2以及第二諧振電感Lr2產生諧振，並且第二諧振電感的電流ILr2為負值且持續(負向)增加。直到第三開關元件Q3截止時，第二操作狀態結束。
請參見圖7C所示，其係為本發明諧振轉換器第三操作狀態的電流示意圖另配合參見圖6的時間區間t2~t3。在第三操作狀態中，所有開關元件，即第一開關元件Q1、第二開關元件Q2、第三開關元件Q3以及第四開關元件Q4皆為截止。
對第一諧振轉換電路10而言，於時間t2的瞬間，第一開關元件Q1截止，第一諧振電感的電流ILr1，即諧振電流持續增大，為維持第一諧振電感Lr1的充電儲能，因此第一諧振電感的電流ILr1流經第一開關元件Q1的第一寄生電容Q1c，且對第一寄生電容Q1c充電。同時，第二開關元件Q2的第二寄生電容Q2c開始放電，如此使得第二開關元件Q2的汲-源極電壓Vds2減小。直到當第一寄生電容Q1c充電至輸入電源Vin的電壓，且第二寄生電容Q2c放電至零，第三操作狀態結束。
對第二諧振轉換電路20而言，第二諧振電感的電流ILr2持續(負向)增加，為維持第二諧振電感Lr2的放電釋能，因此第二諧振電感的電流ILr2流經第三開關元件Q3的第三寄生電容Q3c，且對第三寄生電容Q3c充電。同時，第四開關元件Q4的第四寄生電容Q4c開始放電，如此使得第三開關元件Q3的汲-源極電壓Vds3增加。直到當第三寄生電容Q3c充電至輸入電源Vin的電壓，且第四寄生電容Q4c放電至零，第三操作狀態結束。
請參見圖7D所示，其係為本發明諧振轉換器第四操作狀態的電流示意圖另配合參見圖6的時間區間t3~t4。在第四操作狀態的起始，所有開關元件皆為截止，而在操作過程中，第二開關元件Q2與第四開關元件Q4導通，而第一開關元件Q1與第三開關元件Q3維持截止，並且第二開關元件與第四開關元件的汲-源極電壓Vds2, Vds4為零，而第一開關元件與第三開關元件的汲-源極電壓Vds1, Vds3為非零的電壓值。
對第一諧振轉換電路10而言，當第二開關元件Q2的汲-源極電壓Vds2減小至零時，為維持第一諧振電感Lr1的充電儲能，因此第一諧振電感的電流ILr1，即諧振電流開始流經第二開關元件Q2的第二本體二極體Q2d。此時，可供第二開關元件Q2進行導通切換，以達到零電壓切換(zero voltage switching, ZVS)的效果，可以有效地降低切換損失，提高諧振轉換器的轉換效率。直到第一諧振電感的電流ILr1減小至零時，第四操作狀態結束。
對第二諧振轉換電路20而言，為維持第二諧振電感Lr2的放電釋能，因此第二諧振電感的電流ILr2，即諧振電流開始流經第四開關元件Q4的第四本體二極體Q4d。此時，可供第四開關元件Q4進行導通切換，以達到零電壓切換(ZVS)的效果，可以有效地降低切換損失，提高諧振轉換器的轉換效率。當第二諧振電感的電流ILr2持續增大，於時間t3’時，第二諧振電感的電流ILr2等於第二激磁電感的電流ILm2時，第二儲能元件的電流IC2由負轉變為正時，開始對第二儲能元件C2充電。直到第二諧振電感的電流ILr2由負增加至零時，第四操作狀態結束。
請參見圖7E所示，其係為本發明諧振轉換器第五操作狀態的電流示意圖另配合參見圖6的時間區間t4~t5。在第五操作狀態中，第二開關元件Q2與第四開關元件Q4持續導通，而第一開關元件Q1與第三開關元件Q3持續截止。
對第一諧振轉換電路10而言，在時間t4的瞬間，第一諧振電感的電流ILr1為零，並且持續減少，因此第一半導體元件D1(即第一二極體)順向偏壓持續導通。在第五操作狀態中，第一諧振電感Lr1為釋能(energy-releasing)狀態，因此第一變壓器的初級側標示第一釋能路徑Lr1。此時，第一諧振電感的電流ILr1由正轉變為負。當第一激磁電感的電流ILm1等於第一諧振電感的電流ILr1時，第一半導體元件的電流ID1為零，因此第一半導體元件D1截止，第五操作狀態結束。
對第二諧振轉換電路20而言，在時間t4的瞬間，第二諧振電感的電流ILr2由負轉變為正時，第五操作狀態開始。輸入電流經由第四開關元件Q4流向第二諧振電感Lr2使第二諧振電感的電流ILr2，以正弦波形式增大並使第二諧振電感Lr2儲能，且第二激磁電感的電流ILm2恆為負值。能量由第二磁導單元T2(即第二變壓器)的初級側轉移至其次級側，且傳遞至次級側的能量對第二儲能元件C2充電，使第二儲能元件的電壓VC2增大。在第五操作狀態中，第二諧振電感Lr2為儲能(energy-storing)狀態，因此第二變壓器的初級側標示第二儲能路徑Ls2。此時第二儲能元件的電流IC2正比於第二諧振電感的電流ILr2與第二激磁電感的電流ILm2之和。當第二儲能元件的電壓VC2由負增大為零，即第二半導體元件(即第二二極體)的跨壓為零時，第二半導體元件D2導通，第五操作狀態結束。
請參見圖7F所示，其係為本發明諧振轉換器第六操作狀態的電流示意圖另配合參見圖6的時間區間t5~t6。在第六操作狀態中，第二開關元件Q2與第四開關元件Q4持續導通，而第一開關元件Q1與第三開關元件Q3持續截止。
對第一諧振轉換電路10而言，在時間t5的瞬間，第一儲能元件C1放電，因此第一儲能元件的電壓VC1減小。此時，第一儲能元件C1、第一諧振電容Cr1以及第一諧振電感Lr1產生諧振，並且第一諧振電感的電流ILr1為負值且持續(負向)增加。直到第二開關元件Q2截止時，第六操作狀態結束。
對第二諧振轉換電路20而言，在時間t5的瞬間，第二儲能元件的電壓VC2充電至零，第二半導體元件D2順向偏壓導通。第二諧振電感的電流ILr2持續增大，此時第二諧振電感Lr2與第二諧振電容Cr2產生諧振。直到第四開關元件Q4截止時，第六操作狀態結束。
請參見圖7G所示，其係為本發明諧振轉換器第七操作狀態的電流示意圖另配合參見圖6的時間區間t6~t7。在第七操作狀態中，所有開關元件，即第一開關元件Q1、第二開關元件Q2、第三開關元件Q3以及第四開關元件Q4皆為截止。
對第一諧振轉換電路10而言，第一諧振電感的電流ILr1持續(負向)增加，為維持第一諧振電感Lr1的放電釋能，因此第一諧振電感的電流ILr1流經第二開關元件Q2的第二寄生電容Q2c，且對第二寄生電容Q2c充電。同時，第一開關元件Q1的第一寄生電容Q1c開始放電，如此使得第二開關元件Q2的汲-源極電壓Vds2增加。直到當第二寄生電容Q2c充電至輸入電源Vin的電壓，且第一寄生電容Q1c放電至零，第七操作狀態結束。
對第二諧振轉換電路20而言，於時間t6的瞬間，第四開關元件Q4截止，第二諧振電感的電流ILr2，即諧振電流持續增大，為維持第二諧振電感Lr2的充電儲能，因此第二諧振電感的電流ILr2流經第四開關元件Q4的第四寄生電容Q4c，且對第四寄生電容Q4c充電。同時，第三開關元件Q3的第三寄生電容Q3c開始放電，如此使得第三開關元件Q3的汲-源極電壓Vds3減小。直到當第四寄生電容Q4c充電至輸入電源Vin的電壓，且第三寄生電容Q3c放電至零，第七操作狀態結束。
請參見圖7H所示，其係為本發明諧振轉換器第八操作狀態的電流示意圖另配合參見圖6的時間區間t7~t8。在第八操作狀態的起始，所有開關元件皆為截止，而在操作過程中，第一開關元件Q1與第三開關元件Q3導通，而第二開關元件Q2與第四開關元件Q4維持截止，並且第一開關元件與第三開關元件的汲-源極電壓Vds1, Vds3為零，而第二開關元件與第四開關元件的汲-源極電壓Vds2, Vds4為非零的電壓值。
對第一諧振轉換電路10而言，為維持第一諧振電感Lr1的放電釋能，因此第一諧振電感的電流ILr1，即諧振電流開始流經第一開關元件Q1的第一本體二極體Q1d。此時，可供第一開關元件Q1進行導通切換，以達到零電壓切換(ZVS)的效果，可以有效地降低切換損失，提高諧振轉換器的轉換效率。當第一諧振電感的電流ILr1持續增大，於時間t7’時，第一諧振電感的電流ILr1等於第一激磁電感的電流ILm1時，第一儲能元件的電流IC1由負轉變為正時，開始對第一儲能元件C1充電。直到第一諧振電感的電流ILr1由負增加至零時，第八操作狀態結束。
對第二諧振轉換電路20而言，當第三開關元件Q3的汲-源極電壓Vds3減小至零時，為維持第二諧振電感Lr2的充電儲能，因此第二諧振電感的電流ILr2，即諧振電流開始流經第三開關元件Q3的第三本體二極體Q3d。此時，可供第三開關元件Q3進行導通切換，以達到零電壓切換(ZVS)的效果，可以有效地降低切換損失，提高諧振轉換器的轉換效率。直到第二諧振電感的電流ILr2減小至零時，第八操作狀態結束。
由於第八操作狀態結束後，將再返回第一操作狀態，且接續執行後續的操作狀態，故此對於重覆的操作狀態可參見前文對應的說明，在此不再贅述。
綜上所述，本發明係具有以下之特徵與功效：
1、直接利用電路元件本身的固有特性配合相對應的控制訊號，達到兩組諧振轉換電路的相位交錯切換，不需要額外增加複雜的鎖相迴路及其控制線路，可降低線路成本、簡化電路設計與控制，進而提高相位控制的動態性能。
2、於輕載操作時，透過簡易的控制訊號，可輕易地選擇解耦任一組諧振轉換電路，僅用其中一組諧振轉換電路即可有效供應負載所需之電源，可降低基本功耗的耗損，大幅地提高輕載效率。
3、透過準確的相位交錯切換，可有效地降低輸出漣波，不僅可減少輸出電容的容量及其體積大小，亦可使回授控制的穩定度提高，有利於對精密電壓高度需求產品的使用。
4、並聯的諧振轉換電路設計，對於高功率的應用，可有效地降低磁性元件的銅損，提升轉換效率。
5、由於控制的方式簡單，因此各主要電路元件差異極微小的狀態下，可達到輸出的均流效果。
6、並聯的兩組諧振轉換電路，其主要電路元件均為共用元件，有助於減少電路元件的數量以及降低電路製作的工序。
以上所述，僅為本發明較佳具體實施例之詳細說明與圖式，惟本發明之特徵並不侷限於此，並非用以限制本發明，本發明之所有範圍應以下述之申請專利範圍為準，凡合於本發明申請專利範圍之精神與其類似變化之實施例，皆應包括於本發明之範疇中，任何熟悉項技藝者在本發明之領域內，可輕易思及之變化或修飾皆可涵蓋在以下本案之專利範圍。
100‧‧‧諧振轉換器
10‧‧‧第一諧振轉換電路
20‧‧‧第二諧振轉換電路
30‧‧‧檢測單元
40‧‧‧隔離傳輸單元
50‧‧‧控制單元
31‧‧‧檢測電阻
32‧‧‧計算單元
11‧‧‧第一切換單元
12‧‧‧第一諧振槽
13‧‧‧第一整流單元
Q1‧‧‧第一開關元件
Q1d‧‧‧第一本體二極體
Q1c‧‧‧第一寄生電容
Q2‧‧‧第二開關元件
Q2d‧‧‧第二本體二極體
Q2c‧‧‧第二寄生電容
Cr1‧‧‧第一諧振電容
Lr1‧‧‧第一諧振電感
T1‧‧‧第一磁導單元
T11‧‧‧第一側
T12‧‧‧第二側
Lm1‧‧‧第一激磁電感
C1‧‧‧第一儲能元件
D1‧‧‧第一半導體元件
21‧‧‧第二切換單元
22‧‧‧第二諧振槽
23‧‧‧第二整流單元
Q3‧‧‧第三開關元件
Q3d‧‧‧第三本體二極體
Q3c‧‧‧第三寄生電容
Q4‧‧‧第四開關元件
Q4d‧‧‧第四本體二極體
Q4c‧‧‧第四寄生電容
Cr2‧‧‧第二諧振電容
Lr2‧‧‧第二諧振電感
T2‧‧‧第二磁導單元
T21‧‧‧第一側
T22‧‧‧第二側
Lm2‧‧‧第二激磁電感
C2‧‧‧第二儲能元件
D2‧‧‧第二半導體元件
Q5‧‧‧第五開關元件
Q6‧‧‧第六開關元件
Scom‧‧‧共接輸出側
Co‧‧‧輸出電容
Ro‧‧‧負載
Vin‧‧‧輸入電源
Vout‧‧‧輸出電源
V1‧‧‧第一電壓
V2‧‧‧第二電壓
Sd‧‧‧檢測訊號
Sf‧‧‧回授訊號
Sc1‧‧‧第一控制訊號
Sc2‧‧‧第二控制訊號
Sc3‧‧‧第三控制訊號
Sc4‧‧‧第四控制訊號
Sc5‧‧‧第五控制訊號
Sc6‧‧‧第六控制訊號
Ls1‧‧‧第一儲能路徑
Ls2‧‧‧第二儲能路徑
Lr1‧‧‧第一釋能路徑
Lr2‧‧‧第二釋能路徑
t0~t8‧‧‧時間
圖1：為本發明諧振轉換器第一實施例的方塊圖。 圖2A：為本發明第一諧振轉換電路的電路圖。 圖2B：為本發明第二諧振轉換電路的電路圖。 圖3A：為本發明諧振槽的第一實施例的電路圖。 圖3B：為本發明諧振槽的第二實施例的電路圖。 圖4：為圖1的詳細電路圖。 圖5：為本發明諧振轉換器第二實施例的電路圖。 圖6：為本發明諧振轉換器波形圖。 圖7A：為本發明諧振轉換器第一操作狀態的電流示意圖。 圖7B：為本發明諧振轉換器第二操作狀態的電流示意圖。 圖7C：為本發明諧振轉換器第三操作狀態的電流示意圖。 圖7D：為本發明諧振轉換器第四操作狀態的電流示意圖。 圖7E：為本發明諧振轉換器第五操作狀態的電流示意圖。 圖7F：為本發明諧振轉換器第六操作狀態的電流示意圖。 圖7G：為本發明諧振轉換器第七操作狀態的電流示意圖。 圖7H：為本發明諧振轉換器第八操作狀態的電流示意圖。

Claims (11)

  1. 一種諧振轉換器，接收一輸入電源，包含： 一第一諧振轉換電路，包含： 一第一切換單元，包含一第一開關元件與一第二開關元件，其中該第一開關元件非接地耦接於該輸入電源與該第二開關元件之間，且該第二開關元件接地； 一第一諧振槽，並聯耦接該第二開關元件；及 一第一整流單元，耦接該第一諧振槽； 一第二諧振轉換電路，包含： 一第二切換單元，包含一第三開關元件與一第四開關元件，其中該第三開關元件非接地耦接於該輸入電源與該第四開關元件之間，且該第四開關元件接地； 一第二諧振槽，並聯耦接該第三開關元件；及 一第二整流單元，耦接該第二諧振槽；其中該第二整流單元的輸出側耦接該第一整流單元的輸出側，形成一共接輸出側； 一檢測單元，耦接該共接輸出側，提供一檢測訊號； 一隔離傳輸單元，耦接該檢測單元，接收該檢測訊號且提供一回授訊號；及 一控制單元，接收該回授訊號，根據該回授訊號控制該第一切換單元與該第二切換單元。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之諧振轉換器，其中該第一諧振槽與該第二諧振槽各包含： 一諧振電容； 一諧振電感；及 一磁導單元，具有一第一側與一第二側，該第一側串聯耦接該諧振電容與該諧振電感，該第二側串聯耦接該第一整流單元或該第二整流單元。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之諧振轉換器，其中該磁導單元的該第一側具有兩端； 其中該諧振電容與該諧振電感分別耦接該第一側的相異兩端，形成一串聯電路結構，該串聯電路結構並聯耦接該第二開關元件或該第三開關元件。
  4. 如申請專利範圍第2項所述之諧振轉換器，其中該磁導單元的該第一側具有兩端； 其中該諧振電容耦接該諧振電感，且耦接該第一側的相同一端，形成一串聯電路結構；該串聯電路結構並聯耦接該第二開關元件或該第三開關元件。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之諧振轉換器，其中該檢測單元包含： 一檢測電阻，耦接該共接輸出側，檢測流經該共接輸出側的電流；及 一計算單元，並聯耦接該檢測電阻，接收該檢測電阻兩端的電壓值，且計算該兩電壓值以提供該檢測訊號。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之諧振轉換器，其中該隔離傳輸單元接收該檢測單元的該檢測訊號以提供該回授訊號，該控制單元根據該回授訊號同時關斷該第一開關元件與該第二開關元件，以旁路該第一諧振轉換電路，或同時關斷該第三開關元件與該第四開關元件，以旁路該第二諧振轉換電路。
  7. 如申請專利範圍第5項所述之諧振轉換器，更包含： 一第五開關元件，耦接於該輸入電源與該第一開關元件之間；及 一第六開關元件，耦接於該輸入電源與該第三開關元件之間； 其中該隔離傳輸單元接收該檢測單元的該檢測訊號以提供該回授訊號，該控制單元根據該回授訊號關斷該第五開關元件，以旁路該第一諧振轉換電路，或關斷該第六開關元件，以旁路該第二諧振轉換電路。
  8. 如申請專利範圍第6項或第7項所述之諧振轉換器，其中該檢測訊號為一電壓訊號或一電流訊號。
  9. 如申請專利範圍第2項所述之諧振轉換器，其中該第一整流單元與該第二整流單元各包含： 一儲能元件，耦接於該磁導單元的第二側與該共接輸出側之間；及 一半導體元件，並聯耦接該儲能元件。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之諧振轉換器，其中該儲能元件為非該半導體元件寄生效應的一實體電容器。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之諧振轉換器，其中該儲能元件與該諧振電容提供一總諧振電容，該總諧振電容與該諧振電感決定該第一諧振槽與該第二諧振槽的諧振參數。
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