KR20170096125A - 상-전환 소자를 갖는 튜너블 매칭 네트워크 - Google Patents
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Abstract
상-전환 튜너블 임피던스 매칭 네트워크(PS-TMN)를 설명한다. PS-TMN은 소스에 연결될 수 있는 입력과 부하에 연결될 수 있는 출력을 가진다. PS-TMN은 적어도 하나 이상의 상-전환 리액티브 소자를 포함한다. 컨트롤러는 적어도 하나 이상의 상-전환 리액티브 소자 각각에 제어 신호를 제공한다. 그에 제공된 적어도 하나 이상의 제어 신호에 응답하여, 각각의 상-전환 리액티브 소자는 대응하는 선택된 리액턴스 값을 제공한다.
Description
본 출원은 2014년 12월 19일에 출원된 임시 미국 출원 번호 62 / 094,144 에 35 U.S.C. §1 19 (e) 의 우선권을 주장한다.
임피던스 매칭 네트워크(Impedance matching networks)는 많은 무선 주파수(radio frequency; RF) 및 마이크로 웨이브 시스템 내에서 전력 전달을 최대화하기 위해 일반적으로 사용된다. 예를 들어, RF 송신기에서, RF 전력 증폭기(PA)의 출력 임피던스로부터 RF 부하(예컨대, 안테나)의 임피던스로 임피던스 정합을 제공하기 위해 임피던스 매칭 네트워크가 사용될 수 있다. 이러한 임피던스 정합은 전송 전력을 증가시키고, 전력 손실을 감소시키며, 부가적인 회로 소자(예를 들어, 아이솔레이터(isolators) 등)에 대한 필요성을 감소시키거나 제거한다.
임피던스 매칭 네트워크의 한 클래스는 자동 안테나 튜닝 유닛(automatic antenna tuning units)이라고도 불리는 튜너블 임피던스 매칭 네트워크(tunable impedance matching networks; TMN)라고 한다.
종래의 TMN은 반응성 소자들(reactive elements) 중 적어도 하나가 가변적(예를 들어, 동조 가능(tunable))이고 단일 소자 또는 일괄 소자 반응성 네트워크(lumped-element reactive networks)로서 구현될 수 있으며, 특정 주파수 또는 주파수 범위에 걸친 가변 성분의 임피던스가 변경될 수 있는 구성요소를 포함할 수 있다. TMN내의 반응 요소는 래더 네트워크(ladder-network), L 네트워크, T 네트워크 또는 Pi 네트워크와 같은 회로 토폴로지에 배치 될 수 있다.
종래의 TMN은 아날로그(연속적으로 조절 가능) 또는 디지털(분리된 값들 중 조절 가능)로 분류될 수 있다. 아날로그 TMN은 바이어스 조건을 조정하여 연속 방식으로 조정할 수 있는 리액턴스(reactance) 값(일부 주파수 또는 주파수 범위에서)을 갖는 가변 리액턴스 소자를 사용한다.
디지털 TMN은 가변 리액턴스 요소를 정적 리액턴스 요소의 디지털 방식으로 스위칭한 배열로 구현한다. 이 방법은 유한 및 이산 단계에서 리액턴스 값의 임피던스를 조정할 수 있다.
아날로그 TMN은 종종 버랙터 다이오드(varactor diodes)(또는 버랙터 다이오드 회로) 또는 마이크로 전자 기계 시스템(micro-electromechanical systems; MEMS) 버랙터를 사용하여 구현된다. 아날로그 TMN은 광범위한 임피던스에 대해 빠르고 정확한 임피던스 매칭을 가능하게 하지만, 고전력 레벨에서 동작하기 위해서는 상대적으로 높은 바이어스 전압이 요구된다.
디지털 TMN은 종종 CMOS 스위치, MEMS 스위치, PIN 다이오드 또는 디스크리트 전력 트랜지스터(discrete power transistors)를 사용하여 구현된다. MEMS 스위치는 온 상태 저항이 낮고 저전력 소모로 수십 GHz까지 작동할 수 있지만 MEMS 스위치는 커다란 제어 전압을 필요로 한다. PIN 다이오드 및 CMOS 스위치 기반 디지털 TMN은 낮은 온도의 온 상태 저항을 나타내며, 따라서 일부 저항성 전력 손실을 희생하면서 높은 전력 레벨을 처리 할 수 있다. PIN 다이오드 및 CMOS 스위치 기반 디지털 TMN은 SDR(Software Defined Radio) 집적 회로(IC) 및 기타 온 칩(on-chip) TMN과 같은 온다이 통합(on-die integration)에 유리하다. 그러나 디지털 TMN은 제한된 튜닝 분해능을 나타내므로 임피던스 정합을 달성할 수 있는 정확도가 제한적이다. RF 플라즈마 드라이버와 같이 매우 넓은 임피던스 범위에서 정확한 임피던스 정합이 요구되는 일부 고전력 애플리케이션에서는 요구되는 미세 조정 해상도를 달성하는데 필요한 많은 수의 디지털 스위치로 인해 디지털 TMN의 사용이 비실용적일 수 있다.
이 요약은 아래의 상세한 설명에서 더 자세히 설명되는 단순화된 형태의 개념을 소개하기 위해 제공된다. 이 요약은 청구된 주제의 핵심, 필수 기능 또는 조합을 식별하기 위한 것이 아니며 청구 대상의 범위를 제한하는 데 사용되지도 않는다.
기존의 TMN에 비하여 증가된 정확도 및/또는 더 빠른 임피던스 정합을 갖는 TMN에 대한 필요성이 인식되어왔다. 더 넓은 임피던스 범위에 걸쳐 더 높은 튜닝 대역폭으로 향상된 정확도 및/또는 더 빠른 임피던스 정합을 갖는 TMN에 대한 요구가 있고, 동시에 낮은 삽입 손실로 보다 높은 전력 레벨에서의 동작을 가능하게 하는 것에 대한 필요성이 또한 인식되어왔다.
본 명세서에 설명된 개념들, 시스템들 및 기술들의 일 측면은 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크(phase-switched tunable impedance network)에 관한 것이며, 소스에 연결되도록 구성된 입력을 가지며, 부하 및 하나 이상의 상-전환 반응성 소자(phase-switched reactive elements)에 결합되도록 구성된 출력을 가진다. 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크에 결합된 컨트롤러는 각각의 제어 신호를 하나 이상의 상-전환 리액턴스(phase-switched reactances)에 제공한다. 그에 제공된 각각의 제어 신호에 응답하여, 각각의 상-전환 리액턴스 소자는 요구되는 리액턴스(desired reactance) 값을 제공한다.
이러한 특정 배열로, 종래 기술의 TMN과 비교하여 증가된 정확도 및/또는 더 빠른 임피던스 정합을 갖는 상-전환 TMN이 제공된다. 또한, 상-전환 TMN은 종래 기술 접근법에 비해 더 넓은 임피던스 범위에 걸쳐 더 높은 튜닝 대역폭으로 향상된 정확도 및/또는 더 빠른 임피던스 정합을 제공함과 동시에 낮은 삽입 손실로 보다 높은 전력 레벨에서 동작을 허용한다. 일부 실시 예들에서, 하나 이상의 상-전환 반응성 소자들 중 하나 이상의 리액턴스 값들은 동일할 수 있고, 다른 실시예들에서, 하나 이상의 상-전환 반응성 소자들 각각은 상이한 리액턴스 값들을 가질 수 있다.
실시예에서, 컨트롤러는 상-전환 TMN의 내부에 있다. 일실시예에서, 컨트롤러는 상-전환 TMN의 외부에 있다. 실시예에서, 컨트롤러의 일부분은 상-전환 TMN의 내부에 있고 컨트롤러의 일부분은 상-전환 TMN의 외부에 있다.
실시예들에서, 각각의 상-전환 리액턴스를 대응하는 요구되는 리액턴스 값으로 설정하는 것은 소스와 부하 사이의 임피던스 정합을 달성한다. 실시예들에서, 각각의 상-전환 리액턴스를 대응하는 요구되는 리액턴스 값으로 설정하는 것은 소스와 부하 사이에서 요구되는 임피던스 변환을 달성한다. 다른 실시예에서, 각각의 상-전환 리액턴스를 대응하는 요구되는 리액턴스 값으로 설정하는 것은 소스에 대한 요구되는 제1 임피던스(first impedance) 및 부하에 대한 요구되는 제2 임피던스(second impedance)를 달성한다.
실시예에서, 하나 이상의 상-전환 반응성 소자 각각은 하나 이상의 리액턴스 요소 및 적어도 하나의 스위치를 포함한다. 하나 이상의 반응성 소자 중 적어도 하나는 리액턴스 네트워크와 결합된 적어도 하나의 스위치에 의해 리액턴스 네트워크의 내외로 전환되도록 구성된다.
일실시예에서, 적어도 하나의 관련 스위치는 소스에 의해 제공되는 RF 신호의 특성(예를 들어, 주파수) 및 각각의 제어 신호에 기초한 스위칭 단계(switching phase)와 관련된 스위칭 주파수(switching frequency)로 동작 가능하다.
일실시예에서, 적어도 하나의 관련 스위치는 소스에 의해 제공되는 RF 신호의 주파수와 관련된 스위칭 주파수 및 각각의 제어 신호에 기초한 스위칭 단계에서 동작 가능하다. 일실시예에서, 적어도 하나의 관련 스위치는 스위칭 주파수 및 RF 소스로부터 처리된 RF 신호의 스위칭 위상과 관련된 스위칭 위상에서 동작 가능하다. 적어도 일부의 경우, 스위치는 요구되는 리액턴스 값을 제공하도록 타이밍을 제어하여 RF 사이클 당 한 번씩 전환된다. 일실시예에서, 시스템이 전파 또는 반파인지 여부에 따라, RF 사이클 당 1회 또는 RF 사이클 당 2회 스위칭이 발생할 수 있다.
일실시예에서, 적어도 하나의 스위치는 반파장 스위칭 구성에서 동작하여 RF 증폭기의 출력 포트에서 RF 신호의 사이클 당 한 번씩 온 및 오프를 스위칭한다. 일실시예에서, 적어도 하나의 스위치는 전파장 스위칭 구성으로 동작하여 RF 증폭기의 출력 포트에서 RF 신호의 사이클 당 두 번 켜고 스위칭한다. 일실시예에서, 스위칭 주파수 및 스위칭 위상(switching phase)은 요구되는 리액턴스 값을 갖는 상-전환 리액턴스를 제공하도록 선택된다. 다른 실시예에서, RF 주파수와 다른 관계가 사용될 수도 있다.
일실시예에서, 적어도 하나의 관련 스위치는 RF 소스로부터 처리된 RF 신호의 주파수 및 요구되는 리액턴스 값을 갖는 상-전환 리액턴스를 제공하는 타이밍으로 스위치-온 및 오프된다.
일실시예에서, 적어도 하나의 관련 스위치는 요구되는 리액턴스 값을 갖는 상-전환 리액턴스를 제공하는 타이밍으로 RF 소스의 RF 사이클 당 한 번 온 오프 스위칭한다.
일실시예에서, 적어도 하나의 관련 스위치는 요구되는 리액턴스 값을 갖는 위상 스위칭 리액턴스를 제공하고 스위치의 영 전압 스위칭(zero voltage switching) 및 영 전류 스위칭(zero current switching) 중 적어도 하나를 제공하는 타이밍으로 RF 소스의 RF 사이클 당 한 번 온 오프 스위칭한다.
일실시예에서, 스위칭 주파수 및 스위칭 위상은 요구되는 리액턴스 값을 갖는 상-전환 리액턴스를 제공하도록 선택된다.
일실시예에서, 적어도 하나의 스위치는 스위치의 영 전압 스위칭(ZVS) 및 영 전류 스위칭(ZCS) 중 적어도 하나를 제공하도록 동작 가능하다.
일실시예에서, 컨트롤러는 스위칭 주파수를 결정하고 피드백 회로(feedback circuit), 피드 포워드 회로(feedforward circuit) 및 적응성 전치 왜곡 시스템(adaptive predistortion system) 중 적어도 하나에 기초하여 스위칭 위상을 선택하도록 구성된다. 일실시예에서, 적응성 전치 왜곡 시스템은 룩업 테이블(lookup table)을 포함한다.
일실시예에서, 제어 신호는 소스로부터 제공된 신호에 기초한 반파장 스위칭 구성에서 동작한다. 다른 실시예에서, 제어 신호는 소스로부터 제공되는 신호에 기초한 전파장 스위칭 구성으로 동작한다.
일실시예에서, 적응성 전치 왜곡 시스템은 룩업 테이블을 포함한다.
일실시예에서, 상-전환 리액턴스는 용량성 소자(capacitive element)이고, 요구되는 주파수에서의 상-전환 용량성 소자의 커패시턴스 값은 상-전환 용량성 소자의 물리적 DC 커패시턴스 값 및 스위칭 위상과 관련된다. 다른 실시예에서, 상-전환 리액턴스는 유도성 소자(inductive element)이고, 요구되는 주파수에서 상-전환 유도 성 소자의 인덕턴스(inductance) 값은 상-전환 유도성 소자 및 스위칭 위상의 물리적 DC 인덕턴스 값과 관련된다.
일실시예에서, 튜너블 임피던스 네트워크는 디지털 리액턴스 매트릭스의 유효 리액턴스(effective reactance) 값을 조정하기 위해 N개의 선택 가능한 리액턴스 소자를 갖는 디지털 리액턴스 매트릭스를 포함하며, 여기서 N은 양의 정수이다.
일실시예에서, 튜너블 임피던스 네트워크는 하나 이상의 아날로그 가변 적응성 소자(analog variable reactive elements)를 포함한다.
일실시예에서, 소스는 무선 주파수(RF) 소스, RF 전력 증폭기(power amplifier; PA) 및 전환-모드 인버터(switched-mode inverter) 중 적어도 하나이며, 부하는 안테나, 전송 라인(transmission line) 및 플라즈마 로드(plasma load) 중 적어도 하나이다.
일실시예에서, 튜너블 임피던스 네트워크의 입력은 무선 주파수(RF) 증폭기(amplifier) 시스템에 연결된다. 튜너블 임피던스 네트워크는 RF 증폭기 시스템의 전력 레벨을 제어하기 위해 RF 증폭기 시스템의 부하 임피던스를 변조한다.
일실시예에서, 튜너블 임피던스 네트워크는 입력 및 출력 중 적어도 하나에 결합 된 고조파 성분(harmonic content)을 감소시키기 위해 하나 이상의 필터 구성 요소를 포함한다.
다른 측면에서, 튜너블 임피던스 네트워크를 동작시키는 방법이 제공된다. 튜너블 임피던스 네트워크는 소스에 결합되도록 구성된 입력, 부하에 결합되도록 구성된 출력 및 하나 이상의 상-전환 리액턴스를 포함한다. 튜너블 임피던스 네트워크에 결합된 컨트롤러는 튜너블 임피던스 네트워크의 요구되는 임피던스 값을 결정한다. 컨트롤러는 각각의 제어 신호를 하나 이상의 상-전환 리액턴스의 각각에 제공한다. 이에 제공된 각각의 제어 신호에 응답하여, 각각의 상-전환 리액턴스의 대응하는 요구되는 리액턴스 값이 설정된다.
일실시예에서, 각각의 상-전환 리액턴스를 대응하는 요구되는 리액턴스 값으로 설정하는 것은 소스와 부하 사이의 임피던스 정합을 달성한다. 다른 실시예에서, 각각의 상-전환 리액턴스를 대응하는 요구되는 리액턴스 값으로 설정하는 것은 소스와 부하 사이에서 요구되는 임피던스 변환을 달성한다. 다른 실시예에서, 각각의 상-전환 리액턴스를 대응하는 요구되는 리액턴스 값으로 설정하는 것은 소스에 대한 요구되는 제1 임피던스 및 부하에 대한 요구되는 제2 임피던스를 달성한다.
일실시예에서, 하나 이상의 상-전환 리액턴스들 각각은 하나 이상의 리액턴스 소자와 적어도 하나의 스위치의 조합으로부터 제공된다. 하나 이상의 리액턴스 소자 중 적어도 하나는 리액턴스 네트워크와 결합된 적어도 하나의 스위치에 의해 리액턴스 네트워크의 내외로 전환되도록 구성된다.
일실시예에서, 적어도 하나의 관련 스위치는 각각의 제어 신호에 기초한 스위칭 주파수 및 스위칭 위상에서 동작 가능하다.
일실시예에서, 스위칭 주파수 및 스위칭 위상은 요구되는 리액턴스 값을 갖는 상-전환 리액턴스를 제공하도록 선택된다.
일실시예에서, 적어도 하나의 관련 스위치는 RF 증폭기 시스템의 주파수와 관련된 스위칭 주파수 및 각각의 제어 신호에 기초한 스위칭 위상에서 동작 가능하다.
일실시예에서, 적어도 하나의 관련 스위치는 요구되는 리액턴스 값을 갖는 상 전환-리액턴스를 제공하고 스위치의 영 전압 스위칭 및 영 전류 스위칭의 적어도 하나를 제공하도록 선택된 스위치 타이밍으로 RF 증폭기 시스템의 RF 사이클 당 한번 온 오프 스위칭된다. 일실시예에서, 컨트롤러는 스위칭 주파수를 결정하고, 피드백 회로, 피드 포워드 회로 및 적응성 전치 왜곡 시스템 중 적어도 하나에 기초하여 스위칭 위상을 선택한다.
일실시예에서, 적어도 하나의 스위치는 소스에 의해 제공되는 RF 신호의 주파수와 관련된 스위칭 주파수 및 각각의 제어 신호에 기초한 스위칭 단계에서 동작된다. 일실시예에서, 적어도 하나의 스위치는 반파장 스위칭 구성으로 동작하여 RF 증폭기의 출력 포트에서 RF 신호의 사이클 당 한 번씩 온 및 오프를 스위칭한다. 일실시예에서, 적어도 하나의 스위치는 RF 증폭기의 출력 포트에서 RF 신호의 사이클 당 2회 온 및 오프로 전환되도록 전파장 스위칭 구성으로 동작된다.
일실시예에서, 적어도 하나의 스위치는 스위치의 영 전압 스위칭(ZVS) 및 영 전류 스위칭(ZCS) 중 적어도 하나를 제공하도록 동작된다.
일실시예에서, 상-전환 리액턴스는 용량성 소자를 포함하고, 요구되는 주파수에서의 상-전환 용량성 소자의 커패시턴스 값은 상-전환 용량성 소자의 물리적 DC 커패시턴스 값 및 스위칭 위상과 관련된다.
일실시예에서, 상-전환 리액턴스는 용량성 소자이고, 요구되는 주파수에서의 상-전환 용량성 소자의 커패시턴스 값은 상-전환 용량성 소자의 물리적 DC 커패시턴스 값 및 스위칭 위상과 관련된다. 다른 실시예에서, 상-전환 리액턴스는 유도성 소자이고, 요구되는 주파수에서 상-전환 유도성 소자의 인덕턴스 값은 상-전환 유도성 소자 및 스위칭 위상의 물리적 DC 인덕턴스 값과 관련된다.
일실시예에서, 튜너블 임피던스 네트워크는 디지털 리액턴스 매트릭스의 유효 리액턴스 값을 조정하기 위해 N개의 선택 가능한 리액턴스 소자를 갖는 디지털 리액턴스 매트릭스를 포함하며, 여기서 N은 양의 정수이다.
일실시예에서, 튜너블 임피던스 네트워크는 하나 이상의 아날로그 가변 리액턴스 소자를 포함한다.
일실시예에서, 소스는 무선 주파수(RF) 소스, RF 전력 증폭기(PA) 및 전환 모드 인버터 중 적어도 하나이며, 부하는 안테나, 전송 라인 및 플라즈마 로드 중 적어도 하나이다.
일실시예에서, 튜너블 임피던스 네트워크의 입력은 무선 주파수(RF) 증폭기 시스템에 연결된다. 튜너블 임피던스 네트워크는 RF 증폭기 시스템의 전력 레벨을 제어하기 위해 RF 증폭기 시스템의 부하 임피던스를 변조한다.
일실시예에서, 튜너블 임피던스 네트워크는 입력 및 출력 중 적어도 하나에 결합 된 고조파 성분을 감소시키기 위해 하나 이상의 필터 구성 요소를 포함한다.
본 명세서에 설명된 개념, 시스템 및 기술의 다른 측면에서, 입력 포트 및 출력 포트를 갖는 무선 주파수(RF) 증폭기 시스템은 RF 증폭기 시스템의 입력 포트에 결합된 입력 포트 및 출력 포트를 갖는 RF 증폭기를 포함한다. 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크는 RF 증폭기의 출력 포트와 RF 증폭기 시스템의 출력 포트 사이에 결합된다. 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크는 임피던스를 변화시켜 RF 증폭기의 출력 포트에 제공되는 임피던스를 변조한다.
일실시예에서, 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크는 하나 이상의 상-전환 리액티브 소자를 포함한다. 각각의 상-전환 리액티브 소자는 각각의 제어 신호를 수신한다. 그에 제공된 각각의 제어 신호에 응답하여, 각각의 상-전환 리액티브 소자는 대응하는 요구되는 리액턴스 값을 갖도록 제공된다.
일실시예에서, 컨트롤러는 각각의 제어 신호를 하나 이상의 상-전환 리액티브 소자 각각에 제공한다.
일실시예에서, 하나 이상의 상-전환 리액티브 소자 각각은 하나 이상의 리액티브 소자 및 적어도 하나의 스위치를 포함한다. 하나 이상의 리액티브 소자 중 적어도 하나는 그것과 관련된 적어도 하나의 스위치에 의해 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크 내외로 전환되도록 구성된다.
일실시예에서, 적어도 하나의 관련 스위치는 RF 증폭기의 출력 포트에서의 RF 신호의 주파수와 관련된 스위칭 주파수 및 각각의 제어 신호에 기초한 스위칭 위상에서 동작 가능하다.
일실시예에서, 적어도 하나의 스위치는 반파장 스위칭 구성에서 동작하여 RF 증폭기의 출력 포트에서 RF 신호의 사이클 당 한 번씩 온 및 오프를 스위칭한다.
일실시예에서, 적어도 하나의 스위치는 RF 증폭기의 출력 포트에서 RF 신호의 사이클 당 2회 켜고 끄기 위해 전파장 스위칭 구성으로 동작 가능하다.
일실시예에서, 하나 이상의 상-전환 리액티브 소자 각각은 스위치와 병렬로 연결되는 커패시터를 포함한다. 일실시예에서, 하나 이상의 상-전환 리액티브 소자 각각은 스위치와 병렬로 연결되는 커패시터의 조합과 직렬인 인덕터를 포함한다.
일실시예에서, 적어도 하나의 스위치는 상기 적어도 하나의 스위치의 영 전압 스위칭 및 영 전류 스위칭 중 적어도 하나를 제공하도록 동작 가능하다.
일실시예에서, 스위칭 주파수 및 스위칭 위상은 요구되는 리액턴스 값을 갖는 상-전환 리액티브 소자를 제공하도록 선택된다.
일실시예에서, 하나 이상의 상-전환 리액티브 소자들 중 적어도 하나는 용량성(capacitive) 값을 갖는 용량성 소자이다. 요구되는 주파수에서의 상-전환 용량성 소자의 커패시턴스 값은 상-전환 용량성 소자의 물리적 DC 커패시턴스 값 및 스위칭 위상과 관련된다. 일실시예에서, 하나 이상의 상-전환 리액티브 소자들 중 적어도 하나는 인덕턴스 값을 갖는 유도성(inductive) 소자이다. 요구되는 주파수에서 상-전환 유도성 소자의 인덕턴스 값은 상-전환 유도성 소자의 물리적 DC 인덕턴스 값 및 스위칭 위상과 관련된다.
일실시예에서, 상-전환 튜너블 매칭 네트워크에 의해 RF 증폭기의 출력 포트에 제공된 임피던스는 RF 증폭기 시스템의 출력 포트에 결합된 가변 부하 임피던스를 RF 증폭기의 임피던스에 매칭시키도록 동적으로 적응된다.
일실시예에서, RF 부하는 RF 증폭기 시스템의 출력 포트에 연결된다. RF 부하는 적어도 안테나; 전송선(transmission line); 및 플라즈마 부하(plasma load) 중 어느 하나이다.
일실시예에서, RF 증폭기는 RF 전력을 생성하도록 구성된 적어도 하나의 스위칭 소자를 포함하는 스위칭 인버터를 포함한다.
일실시예에서, 컨트롤러는 RF 증폭기가 스위칭 인버터의 적어도 하나의 스위칭 소자의 영 전압 스위칭(ZVS)을 유지하도록 RF 증폭기의 출력 포트에 제공되는 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크의 임피던스를 변조한다.
일실시예에서, 하나 이상의 상-전환 리액티브 소자 각각의 적어도 하나의 스위치를 스위칭하는 것은 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크에 의해 제공되는 임피던스 변환을 변조한다.
일실시예에서, RF 증폭기는 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크에 결합된 필터를 포함한다. 필터는 RF 증폭기의 출력 포트 및 RF 증폭기 시스템의 출력 포트 중 적어도 하나에 제공되는 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크에 의해 생성된 고조파 성분을 감소시키는 필터 특성을 갖는다. 일실시예에서, 필터는 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크와 RF 증폭기 및 RF 증폭기 시스템의 출력 포트 중 적어도 하나 사이에서 DC 신호를 전기적으로 절연하기 위해 하나 이상의 필터 구성 요소를 포함한다.
일실시예에서, 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크는 직렬 경로 리액티브 소자(series path reactive element)의 제1 노드에 연결된 제1 단락 경로 상-전환 가변 리액티브 소자(a first shunt path phase-switched variable reactive element)를 포함한다. 일실시예에서, 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크는 또한 직렬 경로 리액티브 소자의 제2 노드에 연결된 제2 단락 경로 상-전환 가변 리액티브 소자(a second shunt path phase-switched variable reactive element)를 포함한다.
또 다른 측면에서, 무선 주파수(RF) 증폭기 시스템을 동작시키는 방법은 RF 신호를 RF 증폭기의 입력 포트에 제공하는 단계 및 증폭된 RF 신호를 증폭기의 출력 포트에 제공하는 RF 증폭기에 의해 RF 신호를 증폭하는 단계를 포함한다. RF 증폭기의 출력 포트와 RF 증폭기 시스템의 출력 포트 사이에 결합된 상-전환 가변 임피던스 네트워크의 임피던스를 변화시키는 것은 RF 증폭기에 제공되는 임피던스를 변조한다.
일실시예에서, 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크의 임피던스를 변화시키는 단계는 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크에 의해 제어 신호를 수신하는 단계를 포함한다. 제어 신호에 응답하여, 적어도 하나의 리액티브 소자는 RF 증폭기의 출력 포트에서 RF 신호의 주파수와 관련된 주파수 및 위상에서 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크 안팎으로 전기적으로 연결되거나 연결이 해제된다. 요구되는 리액턴스 값을 갖는 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크를 제공한다.
일실시예에서, 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크는 하나 이상의 리액티브 소자 및 적어도 하나의 스위치를 포함한다. 적어도 하나의 리액티브 소자를 상기 상- 전환 튜너블 임피던스 네트워크에 전기적으로 연결 또는 연결 해제하는 단계는 하나 이상의 리액티브 소자 중 적어도 하나를 그것과 관련된 적어도 하나의 스위치에 의해 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크의 안팎으로 스위칭하는 단계 및 각각의 제어 신호에 기초하여 위상 및 주파수를 스위칭하는 적어도 하나의 관련된 스위치를 동작시키는 단계를 포함한다.
일실시예에서, RF 증폭기의 출력 포트에서의 RF 신호의 주파수에 기초한 스위칭 주파수 및 스위칭 위상은 요구되는 리액턴스 값을 갖는 상-전환 리액티브 소자를 제공하도록 선택된다.
일실시예에서, 상-전환 튜너블 매칭 네트워크에 의해 RF 증폭기에 제공된 임피던스는 RF 증폭기 시스템의 출력 포트에 결합된 가변 부하 임피던스를 RF 증폭기의 임피던스에 매칭시키도록 동적으로 적응된다.
일실시예에서, 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크에 의해 RF 증폭기에 제공된 부하 임피던스를 변조하는 것은 RF 증폭기 시스템의 출력 포트에 제공되는 증폭된 신호의 전력 레벨을 제어한다.
일실시예에서, 증폭기는 RF 전력을 생성하도록 구성된 적어도 하나의 스위칭 소자를 포함하는 스위칭 인버터를 포함한다. 스위칭 인버터의 적어도 하나의 스위칭 소자의 영-전압-스위칭(ZVS)은 RF 증폭기에 제공된 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크의 임피던스를 변조함으로써 유지된다.
일실시예에서, 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크의 적어도 하나의 스위치는 적어도 하나의 스위치의 영 전압 스위칭 및 영 전류 스위칭 중 적어도 하나를 제공하도록 스위칭된다.
청구된 발명의 다른 측면, 특징 및 장점은 다음의 상세한 설명, 첨부된 청구 범위 및 유사한 도면 부호가 유사하거나 동일한 요소를 식별하는 첨부 도면으로부터 더욱 명백해질 것이다. 도면들과 관련하여 명세서에 도입된 참조 번호들은 다른 특징들에 대한 문맥을 제공하기 위해 명세서에서 추가적인 설명 없이 하나 이상의 후속 도면들에서 반복될 수 있다.
도 1은 설명된 실시 예에 따른 예시적인 튜너블 임피던스 매칭 네트워크(TMN)의 블록도이다.
도 2는 도 1의 TMN의 예시적인 상-전환 가변 커패시턴스 소자의 개략도이다.
도 3은 도 2의 상-전환 가변 커패시턴스 소자의 제어 신호에 대한 전류 및 전압 대 위상의 플롯이다.
도 4는 도 1의 TMN의 예시적인 상-전환 가변 인덕턴스 소자의 개략도이다.
도 5는 도 4의 상-전환 가변 인덕턴스 소자의 제어 신호에 대한 전류 및 전압 대 위상의 플롯이다.
도 6은 상-전환 소자의 제어 각도에 대한 도 2 및 4의 상-전환 소자의 정규화된 유효 커패시턴스(또는 인덕턴스)의 플롯이다.
도 7은 상-전환 소자의 제어 각도에 대한 도 2 및 4의 상-전환 소자의 총 고조파 왜곡의 플롯이다.
도 8은 전파장 전환 가변 커패시턴스 소자(a full-wave switched variable capacitance element)의 제어 신호에 대한 전류 및 전압 대 위상의 플롯이다.
도 9는 전파장 전환 가변 인덕턴스 소자(a full-wave switched variable inductance element)의 제어 신호에 대한 전류 및 전압 대 위상의 플롯이다.
도 10A-10D는 설명된 실시예에 따른 예시적인 전환 리액턴스 소자(switched reactance elements)의 개략도이다.
도 11은 디지털 방식으로 전환된 커패시턴스 매트릭스(digitally- switched capacitance matrix)를 사용하는 예시적인 상-전환 TMN의 개략도이다.
도 12는 디지털 방식으로 전환된 인덕턴스 매트릭스(digitally-switched inductance matrix)를 사용하는 예시적인 상-전환 TMN의 개략도이다.
도 13은 설명된 실시예에 따른 예시적인 위상 전환 된 TMN의 개략도이다.
도 14는 예시적인 동작 범위에 대해 도 13의 튜닝 네트워크(tuning network)에 의해 매칭될 수 있는 부하 임피던스의 범위의 스미스 차트(Smith chart)이다.
도 15는 도 13의 튜닝 네트워크의 부가적인 세부적인 개략도이다.
도 16은 설명된 실시예들에 따른 상-전환 임피던스 변조 증폭기의 예시적인 토폴로지의 블록도이다.
도 17은 설명된 실시예들에 따른 상-전환 임피던스 변조 증폭기의 다른 예시적인 토폴로지의 블록도이다.
도 18A 내지 도 18E는 설명된 실시예들에 따른 예시적인 3-스위치 상-전환 임피던스 변조 증폭기(three-switch phase- switched impedance modulation amplifiers)의 개략도이다.
도 19 및 도 20은 설명된 실시예들에 따른 예시적인 2-스위치 상-전환 임피던스 변조 증폭기(two-switch phase- switched impedance modulation amplifiers)의 개략도이다.
도 21은 예시적인 동작 범위에 걸친 예시적인 상-전환 임피던스 변조 증폭기의 개략도이다.
도 22 및 도 23은 도 21의 예시적인 동작 범위의 상-전환 임피던스 변조 증폭기에 의해 매칭될 수 있는 부하 임피던스의 범위를 도시하는 스미스 차트이다.
도 24는 도 1의 TMN을 동작시키는 예시적인 프로세스의 흐름도이다.
도 1은 설명된 실시 예에 따른 예시적인 튜너블 임피던스 매칭 네트워크(TMN)의 블록도이다.
도 2는 도 1의 TMN의 예시적인 상-전환 가변 커패시턴스 소자의 개략도이다.
도 3은 도 2의 상-전환 가변 커패시턴스 소자의 제어 신호에 대한 전류 및 전압 대 위상의 플롯이다.
도 4는 도 1의 TMN의 예시적인 상-전환 가변 인덕턴스 소자의 개략도이다.
도 5는 도 4의 상-전환 가변 인덕턴스 소자의 제어 신호에 대한 전류 및 전압 대 위상의 플롯이다.
도 6은 상-전환 소자의 제어 각도에 대한 도 2 및 4의 상-전환 소자의 정규화된 유효 커패시턴스(또는 인덕턴스)의 플롯이다.
도 7은 상-전환 소자의 제어 각도에 대한 도 2 및 4의 상-전환 소자의 총 고조파 왜곡의 플롯이다.
도 8은 전파장 전환 가변 커패시턴스 소자(a full-wave switched variable capacitance element)의 제어 신호에 대한 전류 및 전압 대 위상의 플롯이다.
도 9는 전파장 전환 가변 인덕턴스 소자(a full-wave switched variable inductance element)의 제어 신호에 대한 전류 및 전압 대 위상의 플롯이다.
도 10A-10D는 설명된 실시예에 따른 예시적인 전환 리액턴스 소자(switched reactance elements)의 개략도이다.
도 11은 디지털 방식으로 전환된 커패시턴스 매트릭스(digitally- switched capacitance matrix)를 사용하는 예시적인 상-전환 TMN의 개략도이다.
도 12는 디지털 방식으로 전환된 인덕턴스 매트릭스(digitally-switched inductance matrix)를 사용하는 예시적인 상-전환 TMN의 개략도이다.
도 13은 설명된 실시예에 따른 예시적인 위상 전환 된 TMN의 개략도이다.
도 14는 예시적인 동작 범위에 대해 도 13의 튜닝 네트워크(tuning network)에 의해 매칭될 수 있는 부하 임피던스의 범위의 스미스 차트(Smith chart)이다.
도 15는 도 13의 튜닝 네트워크의 부가적인 세부적인 개략도이다.
도 16은 설명된 실시예들에 따른 상-전환 임피던스 변조 증폭기의 예시적인 토폴로지의 블록도이다.
도 17은 설명된 실시예들에 따른 상-전환 임피던스 변조 증폭기의 다른 예시적인 토폴로지의 블록도이다.
도 18A 내지 도 18E는 설명된 실시예들에 따른 예시적인 3-스위치 상-전환 임피던스 변조 증폭기(three-switch phase- switched impedance modulation amplifiers)의 개략도이다.
도 19 및 도 20은 설명된 실시예들에 따른 예시적인 2-스위치 상-전환 임피던스 변조 증폭기(two-switch phase- switched impedance modulation amplifiers)의 개략도이다.
도 21은 예시적인 동작 범위에 걸친 예시적인 상-전환 임피던스 변조 증폭기의 개략도이다.
도 22 및 도 23은 도 21의 예시적인 동작 범위의 상-전환 임피던스 변조 증폭기에 의해 매칭될 수 있는 부하 임피던스의 범위를 도시하는 스미스 차트이다.
도 24는 도 1의 TMN을 동작시키는 예시적인 프로세스의 흐름도이다.
표 1은 설명된 실시예를 이해할 수 있도록 하기 위해 본 명세서 전반에 걸쳐 사용된 두문자어(acronyms)의 목록을 요약한 것이다.
[표 1]
기술된 실시예들은 본 명세서에서 상-전환 튜너블 매칭 네크워크(phase- switched tunable matching networks; PS-TMNs)로 지칭되는 상-전환 가변 네트워크 리액턴스(phase-switched variable network reactance elements)에 기초한 튜너블 매칭 네트워크(tunable matching networks)에 관한 것이다. 이러한 PS-TMN은 높은 바이어스 전압 또는 전류를 요구하지 않고, 높은 전력 레벨에서 효율적으로 작동하는 동시에, 넓은 임피던스 범위에서 신속하고 높은 대역폭과 연속 임피던스 매칭을 제공한다. 이러한 PS-TMN은 단독으로 사용될 수도 있고, 개별 스위칭되는 리액턴스 뱅크(discrete switched reactance banks)와 같은 다른 매칭 기술과 함께 조합되어 사용될 수도 있다.
이러한 PS-TMN은 다른 대역폭에서, 넓은 범위의 주파수 대역에서 작동하는 예를 들어, SDR(software-defined radio) 및 CR(cognitive radio) 애플리케이션을 위한 RF전단(front ends)와 같이 다양한 재구성 및 적응형 RF 시스템에 사용될 수 있고, 다양한 통신 표준의 일치에 사용될 수 있다. PS-TMN은 또한 급격한 부하 변동을 보상하기 위한 RF 플라즈마 로드 용 드라이버나 트랜스미터와 리시버 간의 임피던스 부정합을 보상하여 전송된 전력 및/또는 효율을 극대화하는 무선 전력 전송(WPT) 시스템과 같은 다른 RF 어플리케이션에도 사용될 수 있다.
기술된 실시예는 또한 본 명세서에서 상-전환 임피던스 변조(phase-switched impedance modulation; PSIM) 증폭기로 지칭되는 영 전압 스위칭(zero voltage switching; ZVS) 무선 주파수(radio frequency; RF) 증폭기를 제공한다. 이러한 PSIM 증폭기는 넓은 주파수 범위에 걸쳐 효율적으로 출력 전력을 변조 및/또는 매우 가변적인 부하(예를 들어, 넓은 임피던스 범위에서 가변적인 부하)에 매칭시킴으로써 큰 주파수 범위에서 작동하도록 PS-TMN을 사용할 수 있다.
도 1을 참조하면, 무선 주파수(RF) 시스템(100)은 임피던스 Zs를 갖는 소스 (102)와 임피던스 ZL를 갖는 부하(114) 사이에 연결된 상-전환 튜너블 임피던스 매칭 네트워크(phase- switched tunable impedance matching network; PS-TMN)를 포함한다. 일부 응용에서, 소스(102), 제어 회로(control circuit)(106) 및 PS-TMN (112) (및 RF 시스템(100)의 다른 소자)은 전원 전압(예를 들어, VDC) 및 접지에 연결된다. 제어 회로(106)는 PS-TMN (112)에 결합되고, PS-TMN(112)의 동작을 제어하도록 제어 신호를 PS-TMN(112)에 제공한다. 이러한 제어 신호에 응답하여, PS-TMN(112)은 원하는 임피던스 변환 특성을 제공한다. 제어 회로(106)는 PS-TMN(112)에 대한 내부 구성 요소일 수도 있고, PS-TMN(112) 또는 제어 회로 (106)의 일부에 결합된 외부 구성 요소일 수도 있다. 제어 회로(106)의 다른 부분은 PS-TMN(112)의 외부에 있을 수 있다.
일부 실시예에서, 제어 회로(106)는 소스(102) 및/또는 부하(114)에 연결된 선택적 피드백 회로(110)에 결합된 선택적인 피드 포워드(feedforward) 회로(104)로부터 수신된 정보에 적어도 부분적으로 기초하여 PS-TMN(104)의 동작을 제어한다. 일부 실시예에서, 선택적 피드 포워드 회로(104)는 적응성 전치왜곡 회로(107)를 포함하고, 제어 회로(106)는 룩업 테이블(look up table, LUT)(108)을 포함한다. 예를 들어, 이하에서 더 상세히 설명되는 바와 같이, 일부 실시예는 적응적으로 조정되는 제어 신호 정보나 제어 신호의 디지털 전치 왜곡의 수행(예를 들어, 전치 왜곡 회로(107)에 의해) 또는 다른 비슷한 기술에 고정적인 사용 또는 미리 결정되는 제어 신호 정보, 피드백(예를 들어, 피드백 회로(110)에 의해) 및/또는 피드포워드 보상(예를 들어, 피드포워드 회로(104)에 의해)을 저장하기 위한 적응가능한 룩업 테이블(예를 들어, LUT 108)PS-TMN(112)을 위한 적합한 제어 신호를 결정하도록 하나 이상의 비선형 제어 기술(예를 들어, 제어 회로(106)에 의해)에 사용될 수 있다.
PS-TMN (112)은 하나 이상의 상-전환 리액턴스 소자(116(1) 내지 116 (V))를 포함한다. 후술하는 바와 같이, 상-전환 리액턴스 소자(116 (1) 내지 116 (iV))는 하나 이상의 용량성 소자(capacitive elements)(예를 들어, 커패시터), 하나 이상의 유도성 소자(inductive elements) 또는 이들의 조합의 사용으로 구현될 수 있다. 상-전환 리액턴스 소자(116 (1) 내지 116 (iV))는 원하는 주파수에서 PS-TMN (112)의 단자에 제공된 유효 임피던스(ZSJN 및 ZL, IN)를 조정하도록 제어될 수 있다. 상-전환 리액턴스 소자(116 (1) 내지 116 (iV))는 예를 들어 단락(shunt) 또는 직렬 스위치에 의해 스위칭되고, 상-전환 리액턴스 소자의 유효 임피던스는 위상 및/또는 단락 또는 직렬 스위치의 듀티-사이클을 조정하는 것에 의해 제어된다. 일부 실시예에서, 원하는 주파수는 RF 소스(102)의 RF 주파수(예를 들어, RF 소스(102)로부터 PS-TMN (112)에 제공된 신호의 주파수)일 수 있다.
RF 시스템(100)의 원하는 동작 주파수에서 유효 임피던스를 변조함으로써(예를 들어, 상-전환 리액티브 소자(116(1) 내지 116(V))의 임피던스를 조정함으로써), PS-TMN(112)에 의해 제시되는 임피던스를 소스(102) 및/또는 부하(114)로 조정(adjust), 튜닝(tune), 변화 또는 다른 조작(manipulate)을 하는 것이 가능하다. 예를 들어, 상-전환 리액턴스 소자(116 (1) 내지 116 (iV))는 소스(102)로부터 PS-TMN(112)에 원하는 임피던스 (ZS, IN)를 제공할 수 있게 하고, 부하(114)로부터 PS-TMN(112)에 원하는 임피던스(ZL, IN)를 제공할 수 있게 한다.
PS-TMN(112)에 제공된 제어 신호는 소스(102)로부터 제공된 RF 신호에 대해 상-전환 리액턴스 소자(116(1) 내지 116(N))의 스위치를 턴 온 및/또는 턴 오프하는 타이밍을 제어하도록 동작한다. 스위칭은 PS-TMN(112)의 원하는 임피던스 변환에 영향을 주는 상-전환 리액턴스 소자(116 (1) 내지 116 (iV))의 유효 리액턴스 값을 제공한다. 피드 포워드 정보는 PS-TMN (112)의 유효 입력 임피던스, RF 파형의 타이밍, 지정된 신호 레벨 및/또는 임피던스 레벨 등을 포함할 수 있다. 피드백 정보는 유효 부하 임피던스 및/또는 부하로부터 반사된 전력, RF 파형의 타이밍 등에 대한 측정된 정보를 포함할 수 있다.
따라서, 일부 실시예에서, PS-TMN(112)은 소스(102)와 부하(114) 사이에서 원하는 임피던스 변환을 제공하기 위해 사용될 수 있다. 예를 들어, PS-TMN (112)은 소스(102)와 부하(114) 사이의 임피던스 매칭을 제공할 수 있다.
대안적으로, PS-TMN(112)의 임피던스는 소스(102)가 PS-TMN(112)에 의해 제공된 보다 안정한 임피던스(예를 들어, ZS;1N)에 결합되도록 부하(114)의 임피던스(ZL)의 변화를 보상하도록 조정될 수 있다.
도 2를 참조하면, 전류 I를 갖는 정현파 전류원(sinusoidal current source)(202)은 예시적인 상-전환 가변 리액턴스(200)를 구동한다. 상-전환 가변 리액턴스는 상-전환 가변 커패시턴스(200)로서 상-전환 가변 리액턴스를 제공하기 위해 커패시터(204)의 병렬 결합을 포함하는 것으로 도시된다. 커패시터(204)는 물리적 커패시턴스(C0) 및 전압(Vc)을 갖는다. 스위치(206)의 상태는 신호(Q)의 특성에 의해 제어된다. 예를 들어, 스위치(206)는 신호(Q)가 로직 하이 값(logic high value)을 가질 때 말단 사이에서 낮은 임피던스 신호 경로를 제공한다(예를 들어, 스위치 (206)가 "온" 또는 "닫힘”). 그리고, 스위치(206)는 신호 Q가 논리 로우 값(logic low value)을 가질 때 그 단자들 사이에 높은 임피던스 신호 경로를 제공한다(예를 들어, 스위치(206)가 "오프” 또는 "개방"). 스위치(206)는 스위치가 “개방”일 때(전류 I가 커패시터(204)로 흐를 때), 회로내의 스위치 커패시터(204)로 고려될 수 있고, 스위치가 “닫힘”일 때(전류 I가 닫힌 스위치로 흐르고 커패시터(204)를 우회할 때), 회로 밖의 스위치로 고려될 수 있다.
스위치(206)가 항상 오프(개방)이면, 소스(202)에 제공된 상-전환 가변 커패시턴스 (200)의 유효 커패시턴스(CEFF)는 커패시터(204)의 물리적 커패시턴스(C0)와 등가이다. 대안적으로, 스위치(206)가 항상 온(폐쇄)되면, 스위치(206)의 단자들 간의 낮은 임피던스 경로는 캐패시터(204)를 효과적으로 "단락"시키고, 상-전환 가변 커패시턴스(200)는 커패시터(204)는 전류 I와 무관하게 0이다. 커패시터(204)의 유효 커패시턴스(CEFF)는 이론적으로 0 내지 2π의 정현파 전류원(202)의 AC 사이클에 걸쳐 스위치(206)의 전도 각(conduction angle)을 제어함으로써 C0 및 무한대 사이에서 제어될 수 있다. 본원에 사용된 바와 같이, 전도 각은 스위치(206)가 켜지는 정현파 신호의 각도이다. 스위치가 턴 온 되는 전도 각은 스위칭 신호(Q)(예를 들어, 스위칭 각)에 의해 전체적으로 결정될 수 있거나, 스위칭 신호(Q)에 의해 그리고 전압(Vc) 및 전류(I)와 같은 회로 파형에 의해 부분적으로 결정될 수 있다.
도 3을 참조하면, 전류 I 및 커패시터 전압 Vc (예를 들어, 커패시터(204)의 전압)의 예시적인 파형이 사이클 각도 θ의 함수로서 스위치 제어 신호 Q에 대해 도시된다. 특히, 곡선(302)은 Ι(θ)를 나타내고, 곡선(306)은 Vc (0)을 나타내고, 곡선(304)은 반파장 스위칭되는 캐패시터(half-wave switched capacitor)에 대한 Q (0)를 나타낸다. 도 3에 도시된 바와 같이, 1(0)의 매 사이클마다, Ι(θ)가 음에서 양으로 전이한 후 라디안을 스위치 오프(개방)한다(예를 들어, 스위치(206)은 라디안이 1의 양의 절반 사이클). 스위치(206)는 커패시터 전압이 0으로 떨어질 때까지 오프(개방) 상태를 유지한다. 커패시터 전압이 0으로 떨어지면 스위치를 전도 상태로 바이어스(예를 들어, 스위치를 켜거나 스위치를 닫음)하여 스위치(206)의 영-전압-스위칭(ZVS) 턴 온을 보장한다.
스위치가 자연적으로 전압이 음으로 되는 것을 방지하는 다이오드를 포함하는 경우, 스위치Q가 0에 도달할 때 자연적으로 "ON"될 것이기 때문에 스위치Q를 능동적으로 돌리는 타이밍은 완화될 수 있으며, 활성화된 턴 온 신호는 다이오드가 도통하는 동안 나타날 수 있다. 스위치를 가로지르는 커패시터(C0)는 스위치(206)의 영-전압-스위칭(ZVS) 턴 오프를 제공하여 턴 오프 천이의 스너빙(snubbing)을 제공한다.
도 3에 도시된 바와 같이, 1(0)이 순수한 정현파 전류원인 경우, 스위치(206)는 스위치의 전도 각(예컨대, 2a에서)에 도달할 때까지 오프(개방) 상태를 유지한다. 따라서, 반파장 스위칭되는 커패시터의 경우, 스위치(206)는 소스(102)로부터 RF 신호의 사이클 당 한번(예를 들어, 곡선(302)에 의해 도시된 바와 같이 1(0)) 턴 온 및 턴 오프된다.
사이클 스위치(206)에서 스위치가 켜지거나 꺼지는(예를 들어, 스위치(206)의 전도 각을 제어하는) 세트를 조정하여 커패시터가 피크가 되는 전압을 제어한다. 따라서, 스위칭 주파수에서의 스위칭 각(a)과 Vc(0)의 기본 성분의 크기 사이에는 관련이 있다. 결과적으로, 캐패시터(204)의 유효 커패시턴스(CEFF)는 아래의 함수로 표현될 수 있다.
[수학식 1a]
도 4를 참조하면, 스위칭 주파수에서 그것의 유효 인덕턴스를 연속적으로 제어 할 수 있는 전환된 인덕터 네트워크(switched inductor network)로서 상-전환 가변 리액턴스를 구현할 수도 있다. 이러한 전환된 인덕터 네트워크는 상-전환 가변 인덕턴스(400)로서 도 4에 도시되어 있으며, 도 2에 도시된 전환된 캐패시터 네트워크(switched capacitor network)(200)의 토폴로지 듀얼(topological dual)에 대응한다. 도 4에 도시된 바와 같이, 예시적인 상-전환 가변 인덕턴스(400)는 인덕터(404)와 스위치(406)의 직렬 결합이 전압 V로 정현파 전압 소스(402)에 의해 구동되는 것을 포함한다. 인덕터(404)는 물리적인 인덕턴스 L0 및 인덕터 전류 I를 갖는다. 스위치(406)의 상태는 신호(Q)에 의해 제어되고, 예를 들어 스위치(406)는 신호(Q)가 로직 하이 값을 가질 때 온(예를 들어, 닫힘)되고, 신호 Q가 로직 로우 값을 가질 때 오프(예를 들어, 열림)된다. 따라서 스위치(406)는 스위치가 닫혀있을 때(인덕터(404)에 전압 V를 인가), 그리고 스위치가 열려있을 때(인덕터(404)에 전압이 인가되지 않을 때) 회로 밖으로 인덕터(404)를 스위치로 간주할 수 있다.
도 2와 관련하여 설명된 상-전환 가변 리액턴스의 스위치-캐패시터 구현과 유사하게, 도 2에 도시된 바와 같이, 스위칭 주파수에서 상-전환 가변 인덕턴스(400)의 유효 인덕턴스(LEFF)는 베이스 값(L0)에서 무한대로 변조될 수 있다. 예를 들어, 스위치(406)가 항상 온(폐쇄)이면, 소스(402)에 의해 보여지는 상-전환 가변 인덕턴스(400)의 유효 인덕턴스(LEFF)는 인덕터(404)의 물리적인 인덕턴스L0와 등가이다. 인덕터(404)의 유효 인덕턴스(LEFF)는 이상적으로 L0 및 무한대 사이에서 제어될 수 있다. 즉, 인덕터(404)는 인덕터(404) 정현파 전압원(402)의 AC 사이클에 걸친 스위치(406)의 도통 각을 0에서 2π까지 증가시킨다.
도 5를 참조하면, 커패시터(204)의 전류(I) 및 전압(Vc)의 예시적인 파형이 사이클 각(Θ)의 함수로서 스위치 제어 신호(Q)에 대해 도시된다. 토폴로지 이중 성(topological duality)의 특성의 결과로서, 도 3에 도시된 전환되는 커패시터 네트워크의 전압 파형은, 도 5에 도시 된 전환되는 인덕터 네트워크(switched inductor network)의 전류 파형과 유사하다. 반대의 경우도 마찬가지이다.
특히, 곡선(502)는 IL(6)을 나타내고, 곡선(506)은 V(6)를 나타내고 곡선(504)는 반파장 전환되는 인덕터에 대한 Q(0)를 나타낸다. 도 5에 도시된 바와 같이, V(9)의 모든 사이클, 스위치(406)는 V(0) 트랜지션 후에 음에서 양으로 라디안을 턴 온(닫힘)된다(예를 들어, 스위치(406)가 V의 양의 절반 사이클(9)의 라디안까지 오프/열림한다). 스위치(406)는 인덕터 전류가 0이 될 때까지 켜져있다. 스위치에는 인덕터가 직렬로 연결되어 있기 때문에 영-전류-스위칭(ZCS) 스위치를 사용할 수 있다. 인덕터 전류 링이 0으로 다운될 때 스위치를 턴 오프하면 스위치(406)의 영 전류 스위칭(ZCS) 턴 오프가 보장된다. 용량성 회로와의 이중성에서, 스위치 Q의 일부로서 다이오드의 이용은 스위칭을 자연스럽게 전환(턴 오프)하고 스위칭 제어 파형의 턴 오프 모멘트의 상세한 활성 타이밍을 완화시킨다. 도 4에 도시된 바와 같이, 도 5에 도시된 바와 같이, V (6)이 순수한 정현파 전압원일 때, 스위치(406)는 스위치의 전도 각도에 도달할 때까지(예를 들어, 2a) 온 상태를 유지한다.
사이클 스위치(406)가 켜지고 꺼지는(예를 들어, 스위치(406)의 전도 각을 제어하는) 세트를 조정하여 인덕터가 피크가 되는 전류를 제어한다. 따라서, 도 4와 관련하여 설명된 상-전환 가변 리액턴스의 스위치-캐패시터 구현과 유사하게, 도 2에서 스위칭 주파수(a)와 스위칭 주파수에서의 IL (6)의 기본 성분의 크기 사이에는 관련이 있다. 결과적으로, 인덕터(404)의 유효 인덕턴스(LEFF)는 아래의 함수로 표현될 수 있다.
[수학식 1b]
토폴로지 이중성의 결과로, 유효 인덕턴스에 대한 식(lb)은 유효 커패시턴스에 대한 식(1a)과 동일하다. 식(1a)은 스위치가 항상 켜짐 상태(α = π)일 때 무한 유효 커패시턴스에 대한 직관적인 예상과 일치하며 스위치가 영구적으로 꺼져있을 때(a = 0) CEFF와 C0사이의 등가성을 예측한다. 식(lb)는 스위치가 항상 오프 상태(a = 0)일 때 무한 유효 인덕턴스에 대한 직관적인 예상과 유사하며 스위치가 영구적으로 켜져있을 때(α = π) LEFF와 L0 사이의 등가성을 예측한다. 따라서, 식 (1a) 및 (1b)에 따라, 스위칭 주파수에서의 유효 커패시턴스(CEFF) 또는 유효 인덕턴스(LEFF)는 커패시터 또는 인덕터와 관련된 스위치의 전도 각을 제어함으로써 변조될 수 있다.
도 6을 참조하면, 정규화된 유효 커패시턴스(CEFF/C0) 또는 정규화된 유효 인덕턴스(LEFF/LO)는 스위칭 주파수에서 곡선(602)에 의해 도시된다. 용량성 회로의 경우 이것은 정규화된 어드미턴스(admittance) YEFF Y o와 동일하다. 유도성 회로의 경우 이것은 정규화된 리액턴스인 XEFF XO와 같다. 토폴로지 이중성의 결과로 도 2의 상-전환 커패시터 회로의 정규화된 유효 어드미턴스 YEFF YO가 도 4의 상-전환 인덕터 네트워크의 정규화된 리액턴스 XEFF / XO 와 같다.
도 6에 도시된 바와 같이, 정규화되지 않은 유효 커패시턴스(CEFF) (또는 인덕턴스(LEFF))는 a로 급격히 증가하고, π에 가까워지면(예컨대, 180도) 무한대에 접근한다.
도 7을 참조하면, 곡선(702)은 순수 정현 전류(전압) 여기 소스(purely sinusoidal current (voltage) excitation source)에 대한 커패시터 전압(인덕터 전류) 대 a의 총 고조파 왜곡을 도시한다. CEFF 또는 LEFF가 변조될 수 있는 실제 범위는 네트워크에 존재할 수 있는 고조파 왜곡의 양에 따라 달라진다. π(예를 들어, 스위치의 전도 각이 증가함)로의 증가에 따라, 커패시터 전압 Vc (예를 들어, 곡선(306)0) 또는 인덕터 전류 II(예를 들어, 곡선(502))의 고리화(ringing)은 보다 짧은 시간으로 제한된다. 도 7에 도시 된 바와 같이, 이는 큰 YEFF-0 또는 XEFF / XO(예를 들어, CEFF / C0 또는 LEFF / LO) 비(예를 들어, 증가함에 따라 총 고조파 왜곡이 증가)에 대한 커패시터 전압의 중요한 고조파 성분을 초래한다. 주어진 시스템에서 허용되는 고조파 왜곡의 양은 소스 및/또는 부하에 허용된 고조파 함유량 및 필요한 또는 원하는 필터링의 양에 따라 달라진다.
도 7이 도시하는 바는 상-전환 가변 리액턴스의 고조파 왜곡(예컨대, 상-전환 가변 커패시턴스 (200)의 커패시터 전압의 고조파 왜곡 또는 상-전환 가변 인덕턴스(400)의 인덕터 전류의 고조파 왜곡)이고, RF 시스템(예를 들어, 소스 (102) 및 부하(114))의 소스 및/또는 부하에 실제로 주입되는 고조파 컨텐츠가 아니다. 일부 실시예에서, 상-전환 가변 리액턴스(예를 들어, 상-전환 가변 커패시턴스(200) 또는 상-전환 가변 인덕턴스(400))는 소스 및/또는 부하(예를 들어, 소스(102) 및 부하(114))로 주입된 고조파 성분을 감소시키기 위한 추가의 필터링 구성 요소(도 2 및 도 4에 미도시)를 포함한다.
도 3 및 도 5에 도시 된 바와 같이, 상-전환 가변 리액턴스(예를 들어, 상-전환 가변 커패시턴스(200) 또는 상-전환 가변 인덕턴스(400))는 반파장 전환되고, 스위치는 커패시터 전압(도 3의 곡선(306)) 및 인덕터 전류(도 5의 곡선(502))는 단극이다. 그러나 다른 스위칭 방식도 가능하다. 예를 들어, 도 8 및 도 9는 도 3에 도시된 전환되는 커패시터 네트워크 및 도 5에 도시된 전환되는 인덕터 네트워크에 대한 사이클 각도 Θ의 함수로서 스위치 제어 신호(Q)에 대한 전류(I) 및 전압(V)의 예시적인 파형을 도시한다.
특히, 도 8에 도시된 바와 같이 곡선(802)은 Ι(θ)를 나타내고, 곡선(806)은 Vc(9)를 나타내고, 곡선(804)은 전파장 전환되는 커패시터에 대한 Q(9)를 나타낸다. 도 9에 도시된 바와 같이, 곡선(902)은 IL(9)을 나타내고, 곡선(906)은 V(9)를 나타내고, 곡선(904)은 전파장 전환되는 인덕터에 대한 Q(9)를 나타낸다. 상-전환 가변 커패시턴스(200)가 전파장으로 전환될 때, 스위치(예를 들어, 스위치(206))는 1(9)의 매 주기(예를 들어, Q(9)가 0인)마다 2회 턴 오프되고, 오프 주기는 현재 전류 1(9)가 0인 순간을 중심으로 한다. 순수한 사인 곡선 여기 전류(purely sinusoidal excitation current) 1(9)의 경우 바이폴라 커패시터(bipolar capacitor) 전압 파형 Vc(9)가 된다. 커패시터 전압 Vc(9)는 0의 DC 평균값을 갖는다. 유사하게, 상-전환 가변 인덕턴스(400)가 전파장으로 전환될 때, 스위치(예를 들어, 스위치(406))는 V(9)의 매 주기(예를 들어, Q(9)가 로직 하이 값을 가지는)마다 2회 켜지고, 온 기간은 전압 V(9)가 0인 순간을 중심으로 한다. 순수한 정현파 여기 전압(purely sinusoidal excitation voltage) V(9)의 경우 바이폴라 인덕터 전류 파형 IL(9)가 발생하며 DC 평균 값은 0이다. 따라서, 전파장 전환되는 커패시터(또는 인덕터)의 경우, 스위치(206)는 소스(102) (예를 들어, 곡선(802)에 의해 도시된 바와 같이 1(9))로부터의 RF 신호의 사이클 당 2회 온 및 오프된다.
반파장 스위칭(예를 들어, 도 3 및 도 5에 도시된 바와 같이)과 같이, 스위칭 주파수에서의 유효 커패시턴스(CEFF) 및 유효 인덕턴스(LEFF)는 스위치의 스위칭 각(α)을 제어함으로써 조정될 수 있다. 커패시터(204)의 유효 커패시턴스(CEFF)는 전-파장 전환되는 커패시터에 대한 함수로서 아래의 수학식으로 표현될 수 있다.
[수학식 2a]
유사하게, 인덕터(404)의 유효 인덕턴스(LEFF)는 아래의 수학식으로서 표현될 수 있다.
[수학식 2b]
따라서, 전파장 전환되는 네트워크(예를 들어, 관계식(2a) 및 (2b))로 달성할 수 있는 주어진 스위칭 각(a)에 대해 달성할 수 있는 유효 커패시턴스/인덕턴스는 반파장 전환되는 네트워크(예를 들어, 관계식(la) 및 (lb))로 달성할 수 있는 유효 커패시턴스/인덕턴스의 절반이다. 그러나, 전파장 전환되는 네트워크는 본질적으로 동일한 전환 각 a (즉, 총 스위치 전도 각을 제어하는 전환 각)에 대해 반파장 전환되는 네트워크에 비해 커패시터 전압 및 인덕터 전류의 고조파 성분을 감소시킨다. 다른 한편, 전파장 스위칭을 구현하기 위해서는 스위치가 동작 주파수의 두 배(예를 들어, 사이클 당 2회 스위칭)로 동작해야 한다. 또한 용량성 변조(capacitive modulation)를 위해서는 양방향 블로킹 스위치(bidirectional blocking switches)가 필요하며 이는 일반적인 반도체 스위치로 스위치 구현을 복잡하게 만들 수 있다.
위의 관계(1) 및 (2)는 도 2 및 도 4에 도시된 전환되는 네트워크에 대한 유효 커패시턴스 및 인덕턴스가 순수한 정현파 여기 신호에 대한 스위칭 각도 a를 기초로 한다. 순수한 정현파가 아닌 여기 신호의 경우, 관계식 (1)과 (2)가 정확한 값을 계산할 수는 없으나 스위치가 꺼지거나 켜지는 타이밍 또는 스위칭 각도 a를 적절히 선택하여 유효 리액턴스를 제어할 수 있다. 스위치 턴 온(또는 오프)에 대한 영-전압(또는 영 전류) 포인트를 결정하는 회로 파형과 함께, 스위칭 각 a는 사이클 동안 스위치의 총 전도 각을 결정한다. 순전히 정현파가 아닌 여기 신호, 적응성 룩업 테이블(예를 들어, LUT (108)), 피드백 회로(110) 또는 피드 포워드 회로(104)(선택적인 디지털 전치 왜곡 회로(107)를 포함하는)는 주어진 원하는 유효 리액턴스에 대해 요구되는 a의 값을 결정하기 위해 사용될 수 있다.
상-전환 가변 커패시턴스(200) 및 상-전환 가변 인덕턴스(400)는 상-전환 가변 리액턴스 및 TMN과 같은 다른 조정 가능한 회로를 구현하기 위한 구성 요소로서 사용될 수 있다. 특히, 일부 응용은 용량성 및 유도성 리액턴스 범위에 걸쳐 제어될 수 있는 가변 리액턴스 및/또는 보다 제한된 범위에서 유효 리액턴스를 변조함으로써 실질적인 이득을 얻을 수 있다. 추가적인 반작용 성분으로 상-전환 가변 커패시턴스(200) 및/또는 상-전환 가변 인덕턴스(400)를 증가시키는 것은 가변적인 리액턴스의 보다 넓은 범위를 제공 할 수 있다.
도 10A 내지 도 10D는 용량성 및 유도성 소자를 모두 포함하는 상-전환 리액턴스 회로의 예시적인 실시예를 도시하며, 이에 따라 상-전환 리액턴스 회로의 임피던스가 도 2 및 도 4에 도시된 단일 소자 회로와 비교되어 튜닝될 수 있다.
예를 들어, 도 10A는 상-전환 커패시터(1013)와 직렬인 인덕터(1012)를 포함하는 상-전환 리액턴스 회로(1002)를 도시한다. 상-전환 커패시터(1013)는 도 2와 관련하여 설명된 것과 유사하게 커패시터(1014)와 병렬인 스위치(1016)을 포함할 수 있다. 도 10B는 인덕터(1024)와 커패시터(1022)의 직렬 결합이 상-전환 커패시터(1025)와 병렬로 배치된 커패시터(1022)와 직렬인 인덕터(1024)를 포함하는 상-전환 리액턴스 회로(1004)를 도시한다. 커패시터(1022)는 위상이 전환되지 않기 때문에 상-전환 커패시터(1025)는 도 2와 관련하여 설명된 것과 유사하게 커패시터(1026)와 병렬인 스위치(1028)를 포함한다. 도 10C는 상-전환 인덕터(1033)와 병렬인 캐패시터(1032)를 포함하는 상-전환 리액턴스 회로(1006)를 도시한다. 상-전환 인덕터(1033)는 도 4와 관련하여 설명된 것과 유사하게 인덕터(1034)와 직렬인 스위치(1036)를 포함한다. 도 10D는 상-전환 커패시터(1045)와 직렬로 배열된 인덕터(1042) 및 커패시터(1044)의 병렬 결합과 함께 커패시터(1044)와 병렬인 인덕터(1042)를 포함하는 상-전환 리액턴스 회로 (1008)를 도시한다. 인덕터(1042)는 위상이 전환되지 않고, LQC로 표시된다. 상-전환 인덕터(1045)는 도 4와 관련하여 설명된 것과 유사하게 인덕터(1046)와 직렬인 스위치(1048)를 포함한다.
당업자라면 이해할 수 있는 바와 같이, 도 10A 내지도 10D에도 가능하다. 예를 들어, 상-전환 커패시터와 직렬인 커패시터를 배치하면 커패시터 및 상-전환 커패시터의 물리적인 커패시턴스의 직렬 조합과 동일한 최대 커패시턴스 및 커패시터 및 상-전환 커패시턴스 값의 직렬 조합과 동일한 최소 커패시턴스를 갖는 총 유효 임피던스를 제공한다.
도 6 및 도 7에 도시된 바와 같이, 가변 리액턴스 범위와 나머지 시스템에 주입되는 고조파 성분의 양 사이에서 상-전환 가변 커패시턴스(200) 및 상-전환 가변 인덕턴스(400)에 대한 트레이드오프(tradeoff)가 존재한다. 다시 말해, 유효 리액턴스가 제어될 수 있는 범위는 시스템 내에서(예를 들어, 소스(102) 및/또는 부하(114)에 의해) 허용될 수 있는 고조파 함유량에 의해 제한된다. 일부 실시예는 소스(102) 및/또는 부하(114)에 주입된 고조파 함유량을 감소시키기 위해 추가 또는 외부 필터링 구성 요소를 이용할 수 있다. 그러나, 일부 실시예에서는, 추가적인 필터링 구성 요소를 채용할 수 없을 수도 있다.
도 11 및 도 12에 도시 된 바와 같이, 추가적인 필터링 구성 요소가 사용되지 않는 경우, 상-전환 가변 커패시턴스(200) 및 상-전환 가변 인덕턴스(400)를 위상이 전환되지 않는 하나 이상의 디지털 제어 커패시터 또는 인덕터 매트릭스와 조합함으로써 고조파 컨텐츠가 감소될 수 있다. 이러한 하이브리드 스위치 네트워크는 RF 주파수에서 동작하는 RF 스위치와 RF 파형에 대해 제어된 위상 및 듀티 사이클을 포함한다. 하이브리드 스위치 네트워크는 전환되는 매트릭스의 하나 이상의 커패시터 또는 인덕터와 관련된 디지털 스위치도 포함한다. 디지털 스위치는 일반적으로 RF 주파수보다 훨씬 낮은 주파수에서 작동하지만, 유효 리액턴스(CEFF 또는 LEFF)의 제어 대역폭으로 결정되는 RF 주파수(예를 들어, 사이클-바이-사이클을 기초로 하여)까지 작동될 수 있다.
도 11에 도시된 바와 같이, 하이브리드 스위치드 네트워크(hybrid switched network)(1100)는 상-전환 리액턴스(예를 들어, 캐패시터 Co(1116) 및 병렬 스위치(1118)) 및 디지털 제어 캐패시터 네트워크(1102)를 포함한다. 다른 실시예들에서, 상-전환 리액턴스는 디지털 제어 커패시터 네트워크(1102) 및 부하(114)와 직렬로 결합된 상-전환 가변 인덕턴스(예를 들어, 도 4에 도시된 바와 같이)로서 구현될 수 있거나 도 10A-D에 도시된 상-전환 리액턴스 회로 또는 다른 등가 회로 중 하나로서 구현될 수 있다.
디지털 제어 커패시터 네트워크(1102)는 커패시터(1104, 1108 및 1112) 및 스위치(1106, 1110 및 1114)로 도시된 복수의 커패시터 및 관련 스위치를 포함한다. 일부 실시예들에서, 커패시터(1104, 1108, 및 1112) 각각은 고유한 커패시턴스 값을 가지므로, 디지털 제어 커패시터 네트워크(1102)의 커패시턴스 값이 큰 커패시턴스 범위를 가로질러 변할 수 있게 한다. 예를 들어, 도 11에서, 커패시터(1104, 1108 및 1112)는 최대 커패시턴스 값(예를 들어, (2-2 ^ -1) -C0)에 도달할 때까지 상-전환 커패시터 베이스 값(예를 들어,C0)으로부터 C0의 증분으로 증가할 수 있고, N은 디지털 제어 커패시터 네트워크(1102)에서의 커패시터의 수이다.
스위치들(1106, 1110 및 1114)은 커패시터들(1104, 1108 및 1112) 중 대응하는 커패시터들과 직렬로 연결되고, 각각의 커패시터들을 연결(또는 연결 해제)함으로써 디지털 제어 커패시터 네트워크(1102)의 커패시턴스를 조정하도록 동작 가능하다. 스위치(1106, 1110 및 1114)는 제어 회로(106)로부터 하나 이상의 제어 신호에 기초하여 동작할 수 있다. 설명된 바와 같이, 스위치(1106, 1110 및 1114)는 일반적으로 RF 주파수보다 낮은 주파수에서 동작하여 디지털 제어 커패시터 네트워크(1102)의 커패시턴스 값을 조정한다.
도 12를 참조하면, 하이브리드 스위치드 네트워크(1200)는 상-전환 리액턴스(예를 들어, 인덕터 Lo(1216) 및 직렬 스위치(1218)) 및 디지털 제어 인덕터 네트워크(1202)를 포함한다. 다른 실시예들에서 디지털 제어형 인덕터 네트워크(1202)와 직렬로 그리고 부하(114)와 병렬로 연결된 상-전환 가변 인덕턴스(예를 들어, 인덕터 L0(1216) 및 직렬 스위치(1218))로 도시되었지만, 상-전환 리액턴스는 상-전환 가변 커패시턴스(예를 들어, 도 2에 도시된 바와 같이), 또는 도 10A-D에 도시된 상-전환 리액턴스 회로 또는 다른 등가 회로 중 하나로서 구현될 수 있다.
디지털 제어형 인덕터 네트워크(1202)는 인덕터(1206, 1210 및 1214) 및 스위치(1204, 1208 및 1212)로 도시된 복수의 인덕터 및 관련 스위치를 포함한다. 일부 실시예에서, 인덕터(1206, 1210 및 1214) 디지털 제어형 인덕터 네트워크(1202)의 인덕턴스 값이 큰 인덕턴스 범위를 가로질러 변할 수 있게 한다. 예를 들어, 도 12에 도시된 바와 같이, 인덕터들(1206, 1210 및 1214 및 1218)은 최대 인덕턴스 값에 도달 할 때까지 L0의 증분만큼 상-전환 인덕터 베이스 값(예를 들어, L0)으로부터 증가할 수 있다.
스위치들(1204, 1208 및 1212)은 인덕터들(1206, 1210 및 1214) 중 대응하는 것들과 병렬로 연결되며, 각 인덕터들을 연결시킴으로써(또는 단락시킴으로써, 예를 들어 로우-임피던스 경로를 제공함으로써) 디지털적으로 제어되는 인덕터 네트워크(1202)를 조정할 수 있다. 스위치들(1204, 1208, 및 1212)은 제어 회로 (106)로부터의 하나 이상의 제어 신호들에 기초하여 동작할 수 있다. 설명된 바와 같이, 스위치들(1204, 1208, 및 1212)은 일반적으로 RF 주파수보다 낮은 주파수에서 동작하여 디지털 제어형 인덕터 네트워크(1202)의 커패시턴스 값을 조정한다.
디지털 방식으로 제어되는 커패시터 네트워크(1102) 및 디지털적으로 제어되는 인덕터 네트워크(1202)는 상-전환 리액턴스(예를 들어, 커패시터 Co(1116) 및 병렬 스위치(1118) 또는 인덕터 Lo(1216) 및 직렬 스위치(1218))의 리액턴스가 과도한 고조파 함유량을 소스(102) 및/또는 부하(114)에 제공할 수 있다. (1100) 예를 들어, 도 11 및 도 12는 전환되는 네트워크(1100 (또는 1200))의 베이스 값 Co (또는 Lo)를 제어하기 위해 디지털 제어 커패시터 네트워크(1102) (또는 디지털 적으로 제어되는 인덕터 네트워크(1202))를 사용한다. 상-전환 리액턴스의 스위치(예를 들어, 스위치(1118) 또는 스위치(1218))는 전술한 수학식 1 및 2에 의해 결정되는 인자에 의해 베이스 커패시턴스(C0)(또는 인덕턴스 L0)를 스텝-업(step-up)으로 작동시킬 수 있다.
예를 들어, 하이브리드 스위치드 캐패시터 네트워크(1100)의 스위칭 주파수에서의 유효 캐패시턴스(CEFF)는 도 3에 도시된 바와 같이 0에서 대략 π / 2로 변화하는 스위칭 각(α)으로 RF 스위치를 반파장 전환함으로써 더 낮은 커패시턴스 값(Coe)과 상부 커패시턴스 값 사이에서 제어될 수 있다. 도 7에서, 스위칭 각(α)이 π / 2(90도) 미만인 RF 스위치 동작은 약 35 % 미만의 피크 고조파 왜곡에 대응한다. 따라서, 하이브리드 스위치드 네트워크(예컨대, 1100 및 1200)는 최소 고조파 왜곡을 가지며 조정 가능한 바이어스 전압 또는 전류를 필요로 하지 않고 넓은 용량성(또는 유도성) 범위에 걸쳐 스위칭 주파수에서 유효 리액턴스를 연속적으로 제어할 수 있게 한다.
다양한 실시예들에서, TMN(112)(예를 들어, 스위치(206) 또는 스위치(406))의 RF 스위치는, 예를 들어 RF 주파수 또는 RF 시스템의 다른 동작 파라미터들에 기초하여 다양한 유형의 스위칭 엘리먼트들 중 하나 또는 조합으로서 구현될 수 있다 예를 들어, 측면 FET 또는 수직 FET, HEMT, 사이리스터(thyristors), 다이오드 또는 다른 유사한 회로 소자가 사용될 수 있다.
상-전환 가변 커패시턴스(200) 및 상-전환 가변 인덕턴스(400)는 예를 들어, Pi- 네트워크 토폴로지 PS-TMN(P-TMN)과 같은 보다 복잡한 상-전환 튜너블 매칭 네트워크, L-네트워크, T-네트워크 또는 기타 유사한 네트워크와 같은 다른 네트워크 토폴로지가 가능하다. 도 13은 RF 부하(1303)에 연결된 Pi-TMN(1302)에 결합된 RF 소스(1301)를 포함하는 예시적인 RF 시스템(1300)의 개략도를 도시한다. Pi- TMN(1302)은 2개의 가변 단락(shunt) 용량성 서셉턴스(susceptance) Bi(1310 및 B2 1314)를 포함한다. RF 소스(1301)는 일반적으로 전력 증폭기 또는 또 다른 RF 시스템의 출력이다. 도 13에 도시된 바와 같이, RF 소스(1301)는 소스 저항 Rs(1306) 및 소스 서셉턴스 Bs (1308)와 병렬로 전류원(1304)을 포함하는 노턴 등가 회로(Norton equivalent circuit)로 나타낼 수 있다. 유사하게, RF 부하(1303)는 부하 서셉턴스 소스 및 부하 임피던스 Zs 및 ZL은 각각 다음과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 3]
[수학식 4]
따라서, 부하 임피던스 ZL과 소스 임피던스 Zs를 일치시키기 위해 요구되는 서셉턴스 Bi 및 B2는 아래 수학식에 의해 주어진다.
[수학식 5]
[수학식 6]
따라서, Pi-TMN (1302)은 가변 단락 용량성 서셉턴스(B1013 및 B21314)의 값을 조정함으로써 부하 임피던스(ZL)를 소스 임피던스(Zs)와 정합시키는 데 사용될 수 있다.
도 13을 참조하면, Pi-TMN (1302)의 실시예는 가변성 구성 요소로서 3개의 리액티브 브랜치(branch) 모두를 구현하는 가변 단락 유도성 서셉턴스 및 고정된 고정 리액턴스 서셉턴스를 사용하는 것과 같이 Pi-TMN의 다른 많은 구현이 가능하지만 2개의 가변 단락 용량성 서셉턴스 Bi (1310 및 B2 1314) 및 고정 유도성 리액턴스 X(1312)를 포함할 수 있다. 물론, 하나의 가변 단락 소자 및 하나의 가변 직렬 경로 소자를 갖는 L-섹션 TMN을 실현하는 것이 가능하다는 것을 이해해야 한다. 다른 유형의 네트워크도 사용할 수 있다. 아래에서 보다 상세하게 설명되는 바와 같이, 접지 기준의 가변 커패시터는 RF 주파수에서 상-전환 가변 리액턴스 네트워크로 구현하는 데 매우 적합하다.
도 14를 참조하면, Pi-TMN(1302)에 의해 정합될 수 있는 부하 임피던스의 예시적인 범위는(Rs로 정규화 된) 스미스 차트 플롯(1400)에서 음영 영역(1402)으로 도시된다. 예를 들어, 음영 영역(1402)으로 표시된 임피던스 값은 1/RS 내지 4/Rs의 범위에 걸쳐 X = Rs 및 서셉턴스 Bi 변수를 가지고, 1/Rs 내지 2/Rs의 범위에 걸쳐 서셉턴스 B2의 변수를 갖는 예시적인 도시된 Pi-TMN에 의해 실현될 수 있다. 도 14에 도시된 바와 같이, Pi-TMN(1302)은 RF 소스(1301)의 임피던스를 약 10:1 저항 범위 및 5:1 리액턴스 범위(용량성 및 유도성 모두)에 걸쳐 변화하는 부하 임피던스와 정합시킬 수 있다. 이를 위해 Pi-TMN(1302)는 Bi를 1:4 범위에서 변조하고 B2는 1:2 범위에서 변조한다. 이는 도 2 및 도 4와 같이 상-전환 가변 리액턴스 네트워크를 사용하여 달성할 수 있다.
도 15는 도 14에 소스 임피던스(예를 들어, Rs(1506))는 50Ω인 도시된 정합 범위를 달성하기 위한 상-전환 Pi-TMN 회로(1502)의 예시적인 실시예를 도시한다. 유도성 리액턴스 X는 노턴 등가 소스 저항 Rs(예를 들어, 50Ω)와 동일한 값으로 선택된다. 도 15에서, 가변 용량성 감쇠기 B] 및 B2는 반파장 상-전환 커패시터(예를 들어, 도 2의 상-전환 커패시터(200))로서 구현된다. 가변 용량성 서셉턴스 B]는 스위칭 각 a2를 갖는 스위칭 제어 신호 q2에 의해 제어되는 상-전환 커패시터 Cp2(1514) 및 FET 스위치(1512)를 포함한다. 가변 용량성 서셉턴스(B2)는 스위칭 각을 갖는 스위칭 제어 신호(q1)에 의해 제어되는 상-전환 커패시터(Cp1520) 및 FET 스위치(1522)를 포함한다.
예시적인 실시예에서, 스위치의 스위칭 각(ai 및 a2) 및 이들 사이의 위상 변이(예를 들어, 스위칭 제어 신호(q1 및 q2)를 조정함으로써)를 적절하게 조정함으로써, 상-전환 Pi-TMN 회로(1502)는 27.12 MHz에서 동작하고, 대략 10:1 저항 범위 및 5:1 리액턴스 범위(용량적으로 및 유도적으로 모두)에서 변화하는 부하 임피던스에 50Ω 소스 임피던스를 정합시킬 수 있다.
가변 용량성 서셉턴스 Bi 및 B2를 반파장 FET 스위치드 커패시터 네트워크로 구현하는 것은 스위치의 영-전압-스위칭(ZVS) 동작을 제공하고 각 가변 리액턴스를 단일 접지 기준 스위치(예를 들어, 가변 용량성 서셉턴스 Bi에 대한 FET(1512) 및 가변 용량성 서셉턴스 B2에 대한 FET(1522))으로 이행되는 것을 허용한다. ZVS 동작은 스위칭 전력 손실을 줄이고 전반적인 시스템 효율을 향상시키기 때문에 스위치 시스템에서 바람직하다. 또한, FET(1512 및 1522)의 출력(드레인-소스) 커패시턴스는 상-전환 커패시터(Cpi 및 CP2)와 병렬이고, 따라서 단락 커패시턴스에 추가되고 TMN의 일부로서 이용될 수 있다.
예시적인 Pi-TMN 회로(1502)에서, 도 13에 도시 된 유도성 리액턴스 X(1312)는 단락 소자(예를 들어, 접지에 연결된)로서 배치된 가변 서셉턴스 Bi 및 B 사이에 직렬로 배치된 인덕터 Ls2(1516) 및 커패시터 Cs2(1518)를 포함하는 직렬 공진 회로로서 구현된다. 인덕터 Ls2(1516) 및 커패시터 Cs2(1518)는 원하는 주파수에서 소스 임피던스(예를 들어, 50Ω)와 대략 동일한 유도성 임피던스를 갖도록 선택된다.
도 15에 도시된 실시 예에서, 스위칭의 결과로서 소스 및 부하에 주입되는 고조파 성분의 양을 제한하기 위해 Pi-TMN 회로(1502)의 하나의 입력 필터 및 하나의 출력 필터로서 2개의 추가적인 직렬 공진 회로가 포함된다. 예를 들어, 커패시터 Csi(1508) 및 인덕터 LSi(1510)는 소스(1504)와 Pi-TMN 회로(1502) 사이의 직렬 공진 입력 필터로서 동작한다. 유사하게, 인덕터 Ls3(1524) 및 커패시터 Cs3(1526)은 부하(1528)와 P-TMN 회로(1502) 사이의 직렬 공진 출력 필터로서 동작한다.
Ls2(1516) 및 Cs2(1518)의 직렬 공진 회로의 품질 계수 Q는 상-전환 커패시터 Cp(1520)와 상-전환 커패시터 Cp2(1514) 사이의 상호 작용을 제어한다. 예를 들어, 품질 인자 Q를 증가시키더라도 네트워크의 유효 대역폭은 감소하지만, 상-전환 커패시터 Cpi(1520)와 상-전환 커패시터 Cp2(1514) 사이의 상호 작용을 감소시킨다.
예를 들어, 상-전환 Pi-TMN 회로(1502)가 도 14에 도시된 정합 범위를 달성하기 위해, 약 27MHz 범위의 예시적인 원하는 주파수에서 50Ω의 소스 임피던스(예를 들어, Rs (1506))에 대해, 상-전환 커패시터 Cpi(1520)는 130pF의 물리적 값 Co 및 상-전환 커패시터 Cp2 100pF의 물리적 값(C0)을 가질 수 있다. 상-전환 커패시터 Cpi(1520)와 상-전환 커패시터 Cp2(1514) 사이의 직렬 공진 회로에 의해 원하는 품질 인자 Q를 달성하기 위해, 커패시터 Cs2(1518)는 0.01 μP의 값을 가질 수 있고, 인덕터 Ls2(1516)는 297nH의 값을 가질 수 있다. 직렬 공진 회로에 의해 원하는 입력 및 출력 필터링을 달성하기 위해, 커패시터 Csi(1508) 및 Cs3(1526)은 23.4pF의 값을 가질 수 있고, 인덕터 Lsi(1510) 및 Ls3(1524)는 1.47μh의 값을 가질 수 있다. 또한, FET(1512, 1522)은 온-상태 저항이 10Ω이고, 각 FET의 바디 다이오드는 순방향 전압이 0.4V이고, 온-상태 저항이 10Ω이다.
FET(1512 및 1522)의 스위칭은 커패시터(CP1 및 CP)의 원하는 유효 커패시턴스에 기초한 스위칭 각(α)에 기초하여 이들의 드레인 전류와 동기화된다. 반파장 상-전환 커패시터에 대해 상술한 바와 같이, FET(1512 및 1522)은 그들의 드레인 전류가 음에서 양으로 교차한 후에 턴 오프되고, 각각의 드레인 전압들이 0이 되면 다시 턴 온 된다. 각각의 FET(1512 및 1522)에 대한 α의 적절한 값은 수학식 5 및 6에 의해 주어진 바와 같이 원하는 부하 임피던스(ZL)에 필요한 Bi 및 B2 서셉턴스를 결정함으로써 계산될 수 있다. 각 용량성 서셉턴스 B]와 B2가 알려지면 그 값은 원하는 서셉턴스 값에 해당하는 값을 결정하기 위해 수학식 1a (반파장 위상 스위치드 커패시터의 경우) 또는 수학식2a (전체 파형 위상 스위치를 사용하는 커패시터의 경우)의 관계에서 CEFF (Co는 커패시터의 물리적 커패시턴스로 알려진 값임)로 연결될 수 있다.
전술한 바와 같이, 비순수한 정현파 전류 여기(non-purely sinusoidal current excitation)를 갖는 상-전환 네트워크의 경우, 수학식 1 및 2는 원하는 서셉턴스를 달성하기 위한 α의 정확한 값을 초래하지 않을 수 있다. 또한, 드레인-소스 스위치 커패시턴스의 비선형성 및 2개의 스위치드 네트워크(예를 들어, 용량성 서셉턴스 Bi 및 B2)의 상호 작용은 또한 a의 부정확한 계산을 초래할 수 있다. 따라서, 일부 실시예는 고정 또는 적응형 룩업 테이블(예를 들어, LUT (108)), 피드백(예를 들어, 피드백 회로 (110)에 의한) 피드 포워드 보상(예를 들어, 피드 포워드 회로 (104)에 의한) 스위칭 각의 디지털 전치 왜곡(예를 들어, 전치 왜곡 회로 (107)에 의한) 또는 다른 유사한 기술을 포함할 수도 있다.
주어진 임피던스를 달성하기 위해 Pi-TMN 회로(1502)에 대한 각 FET(1512 및 1522)에 대한 스위칭 제어 파라미터 a의 정확한 값을 설정하기 위해, LUT(108)는 다양한 부하 임피던스에 대응하는 미리 결정된 스위칭 각(예를 들어, ai 및 a2)을 저장할 수 있다. 예를 들어, 표 2는 Pi-TMN 회로(1502)가 50Ω 소스에 매칭될 수 있는 가능한 부하 임피던스의 예시적인 리스트 및 스위치 제어 신호들(q1 및 q2)에 대한 스위칭 각들(a1 및 a2)의 대응하는 값들을 도시한다.
[표 2]
표 2는 Pi-TMN 회로(1502)가 50Ω 소스 임피던스를 적어도 10:1의 인자에 걸쳐 저항 변화하는 부하 임피던스와 정합시키는 것이 가능하다는 것을 보여준다. 표 2에 도시된 스위칭 각(i 및 a) 및 도 6에 도시된 유효 리액턴스(예컨대, CEFF C0 또는 LEFF / LO)의 플롯에 기초하여, 유효 커패시턴스의 2:1 변조는 10:1 범위에서 저항 변화가 있는 부하 임피던스에 대해 임피던스 매칭을 달성할 수 있다.
다른 유형의 시스템은 또한 본 명세서에 설명된 상-전환 네트워크를 사용할 수 있다. 예를 들어, 특정 주파수 또는 특정 주파수 대역에서 전력을 공급하는 RF 전력 증폭기(PA)를 통해 광범위한 시스템을 활용할 수 있다. 이러한 PA는 넓은 범위에 걸쳐 출력 전력을 유리하게 제어하고 작동 범위 전반에 걸쳐 높은 효율을 유지할 수 있다. 종래의 선형 증폭기(예를 들어, 클래스 A, B, AB 등)는 광대역 동적 출력 전력 제어(wide-range dynamic output power control) 및 고 충실도 증폭(high fidelity amplification)의 이점을 제공하지만 전력 백 오프(power back-off)로 급격히 저하되는 피크 효율은 제한적이다. 반면, 스위칭 PA(예를 들어, 클래스 D, E, F, Φ 등의 인버터)는 높은 피크 효율을 제공하지만 스위칭 모드를 유지하면서 일정한 공급 전압에서 일정한 인벨로프(envelope) 신호만을 생성한다.
스위칭 PA에서 출력 전력 제어를 위한 한 가지 기법은 PA의 부하가 외부 네트워크에 의해 변조되는 부하 변조를 이용하는 것이다. 기술된 실시예에서, PA의 부하는 상-전환 가변 매칭 네트워크 (TMN)(예를 들어, Pi-TMN회로(1502)와 같은 하나 이상의 위상 스위칭된 가변 커패시턴스 (200) 또는 상-전환 가변 인덕터(400))에 의해 변조된다. 예를 들어 상-전환 TMN의 임피던스 변환은 PA의 출력 전력을 제어할 수 있다.
PSIM 증폭기(1600)는 특정 주파수 또는 특정 주파수 범위에서 RF 전력을 생성하는 RF 전력 증폭기(또는 인버터) (1602)를 포함한다. RF PA(1602)는 전원(예를 들어, 전압 VDC 및 접지) 및 상-전환 TMN (1604)에 연결된다. 상-전환 TMN (1604)은 부하 임피던스(ZL)를 갖는 RF 부하(1606)에 연결된다. 상-전환 TMN (1604)은 예를 들어 원하는 임피던스를 달성하기 위해 스위칭 각(예를 들어, a)에 기초하여 제어 신호를 TMN의 스위치에 제공함으로써 TMN의 동작을 제어하는 컨트롤러(1608)에 연결된다. 도 16에는 도시되지 않았지만, 일부 실시 예에서, 컨트롤러(1608)는 RF PA(1602)에 연결되고 또한 PA의 동작을 제어한다. 예를 들어, 상-전환 TMN(1604)은 PA(1602)(예를 들어, ZTMN)에 제공된 부하를 변조함으로써 PA(1602)의 출력 전력을 제어할 수 있거나/제어할 수 있고, 주파수 및/또는 부하 임피던스 변동을 보상하여 부하에 고효율 및 원하는 전력을 제공할 수 있다.
다양한 실시예에서, PA(1602)는 (1) 스위칭 인버터, (2) 진폭 변조된 선형 PA, 또는 (3) 이들의 조합(예를 들어, 원하는 출력에 따라)이다. 예를 들어, 도 17은 단일 스위치(예를 들어, FET(1706))를 포함하는 스위칭 PA(1702)(예를 들어, 클래스 E, F 또는 Φ PA 등)를 포함하는 예시적인 PSIM 증폭기(1700)의 블록도를 도시한다. 다른 실시예들에서, 다른 PA의 다른 유형은 선형 PA(예를 들어, 클래스 A, B, AB 또는 C) 또는 하나 이상의 스위치를 사용하여 DC 전력을 RF 전력(예를 들어, 클래스 D, inverse-D 등)으로 변환하는 다른 스위칭 PA로서 사용될 수 있다.
전술한 바와 같이, 상-전환 TMN(예를 들어, TMN(1604 또는 1710))을 바라보는 PA에 의해 보여지는 유효 부하 임피던스(ZTMN)를 변조하는 것은 PSIM 증폭기(예를 들어, 증폭기(1602 및 1702))의 동작 전력 범위에 걸쳐 출력 전력을 제어한다. 또한, PSIM 증폭기의 동작 전력 범위는 큰 출력 전력을 차단하기 위해 PA 구동 신호의 진폭 변조를 채택함으로써 더 확장될 수 있다.
일부 실시예는 또한 전력 증폭기의 이산 또는 연속 드레인 변조와 같은 다른 전력 변조 기술을 이용할 수도 있다. PA의 드레인 변조는 PA의 바이어스 단자에 인가된 바이어스 전압을 변조(예를 들어, 스위칭)한다. 예를 들어, 하나의 드레인 변조 기법은 여러 개별 전압 레벨 사이에서 바이어스 전압을 스위칭하거나 전압 범위에서 바이어스 전압을 지속적으로 조정할 수 있다.
임피던스 변조 및 RF PA, 위상 전환 TMN의 출력 전력 제어를 수행할 뿐만 아니라(예를 들어, TMN(1604 또는 1710))는 또한 부하 임피던스 ZL의 변동을 보상할 수 있다. 예를 들어, 상 전환 TMN은 연속적으로 동작 주파수의 변경 즉, ZVS 동작을 유지함으로서 증폭기의 로딩 네트워크 임피던스 내의 변화를 보상하도록 상-전환 TMN을 사용함으로써 출력 전력 레벨이 주어지도록 위상 전환 TMN을 이용하여 소정의 출력 전력 레벨에 대한 원하는 RF 인버터 부하 임피던스 ZTMN로 가변 부하 임피던스에 맞도록 튜닝될 수 있다. 따라서, PSIM 증폭기(예를 들어, PSIM 증폭기(1600 및 1700))는 동적으로 넓은 주파수 범위에 걸쳐, 예컨대 RF 플라즈마의 부하로는 매우 다양한 부하 임피던스에 제공하는 출력을 제어한다.
그러므로, PSIM 증폭기(예를 들어, PSIM 증폭기(1600 및 1700))는 (1) 넓은 전력 범위에 걸쳐 출력 전력의 효율적인 동적 제어를 가능하게 하고, (2) 넓은 범위의 부하에 임피던스 정합 및 전달 기능을 하고, (3) frequency-agile동작을 위한 주파수 범위에서의 완전한 영-전압-스위칭(ZVS) 동작 등이 있다.
도 16 및 17에 나와있는 PSIM 증폭기(1600 및 1700)의 블록 다이어그램은 RF PA (예를 들어, RF PA(1602 및 1702))와 위상 전환 TMN(예를 들어, 위상 전환 TMN(1604 및 1702))의 캐스케이드(cascade) 조합으로 PSIM 증폭기를 보여 주지만, 1710), 다른 실시예들은 PS-TMN을 RF PA의 설계에 통합한다. 결과적으로, 이러한 집적화된 PSIM 증폭기는 2개 이상의 스위치를 포함하는 RF 증폭기로 볼 수 있는데, 여기서 첫 번째 스위치(또는 스위치 그룹)는 주로 DC 입력 전원으로부터 RF 전력을 생성하는 역할을 담당하고 두 번째 스위치(또는 스위치 그룹)는 주로 RF 증폭기에 대한 부하 네트워크에 의해 나타나는 유효 임피던스를 변조하는 역할을 한다. 일부 실시예에서, 제2 스위치는 DC로부터 RF 또는 RF에서 DC로 일부 전력을 변환할 수 있지만, 대부분의 실시예에서, 제2 스위치(또는 스위치 그룹)는 DC 전력을 RF 전력으로 변환하지 않을 것이다 (예를 들어, 제2 스위치는 DC로부터 RF로 0 전력 변환을 제공한다).
대부분의 실시예에서, PSIM 증폭기는 스위칭 트랜지스터가 실질적으로 스위치 모드로 동작하고 영 전압 스위칭 하에서 턴 온 및 턴 오프되어 높은 효율을 달성 할 수 있는 제로 전압 스위칭(ZVS) 증폭기일 수 있다. 다른 구현들에서, PSIM 증폭기는(예를 들어, 높은 출력 전력을 전달하는 동안) 일부 동작 범위에 걸쳐 스위치 모드 동작(예를 들어, 포화된 동작)을 제공하고, 그 범위의 다른 부분에 걸쳐 선형 모드 동작을 이용할 수 있다.
도시된 바와 같이, PSIM 증폭기(1800A)는 인덕터(LF)와 직렬로 연결된 DC 소스(1802)에 연결되고, 인덕터(LF)는 차례로 트랜지스터(1804) 및 커패시터(CF)의 병렬 조합에 결합된다. 인덕터(LF), 커패시터(CF) 및 FET (1804)는 일반적으로 DC 소스로부터 나머지 네트워크에 RF 출력 전력을 생성하도록 동작한다.
분기 리액턴스(Branch reactance) Xi는 커패시터 CF와 노드 N2 사이에 결합되며, 제1 위상 스위칭 리액턴스(예를 들어, FET (1806), 분기 리액턴스 Xs2 및 상-전환 가변 리액턴스 Xp2) 사이에 결합된 리액턴스 X2를 포함하는 Pi-TMN(예를 들어, FET(1808), 브랜치 리액턴스 Xs3 및 상-전환 가변 리액턴스 Xp3)을 생성한다. 분기 리액턴스 는 노드 i의 Pi-TMN과 부하 임피던스 ZL 사이에 연결된다. 분기 리액턴스 X1, X2, X3, Xs2, Xs3 및 상-전환 가변 리액턴스 XP2 및 Xp3은 설계의 요구되는 기능성에 따라 다양한 상이한 리액턴스 네트워크로 구현될 수 있다.
도 18B는 도 18A에 도시된 PSIM 증폭기 토폴로지의 예시적인 설계(1800B)를 도시한다. 도 18B에 도시된 바와 같이, 상-전환 가변 리액턴스(FET 스위치(1806 및 1808) 및 상-전환 커패시터(Cp2 및 CP3를 포함)은 도 2 및 도 3과 관련하여 설명된 바와 같은 반파장 상-전환 커패시터 네트워크로 구현된다. 도 18B에 도시된 바와 같이, 3개의 스위치(1814, 1816 및 1818)는 각각 DC에서 상호 절연된다(예를 들어, 커패시터 Cs1, Cs2 및 Cs3에 의해). FET 스위치(1814 및 1818)는 부하(ZL)에 의해 제공된 임피던스를 회로의 DC-RF 부분으로 변환 및 변조하는 역할을 하는 반면, FET 스위치(1814)는 모든 RF 전력을 생성하는 역할을 한다(예를 들어, 노드(N2)에서 스위치(1814)의 출력 포트에서).
도 18C는 도 18A에 도시된 PSIM 증폭기 토폴로지의 예시적인 설계(1800C)를 도시한다. 네트워크 (1800C)에서, 상-전환 커패시터 네트워크(예를 들어, FET(1826) 및 커패시터 CP2 및 FET(1828) 및 커패시터 Cp3)는 각각 커패시터 CP4 및 CP5와 직렬로 연결된다. 이는 전환되는 커패시터 네트워크의 유효 리액턴스의 변화에 대한 PSIM 증폭기의 감도를 감소시킨다.
도 18D는 도 18에 도시된 PSIM 증폭기 토폴로지의 예시적인 설계(1800D)를 도시한다. FET 스위치들(1834 및 1836)은(예를 들어, 인덕터(Lsi)를 통해) DC 결합되고, 따라서 FET 스위치(1834 및 1836) 중 하나 또는 둘 모두가 DC 전력을 RF 전력으로 또는 그 역으로 변환하는데 사용될 수 있다. 한편, FET 스위치(1838)는(예를 들어, 커패시터(Cs2 및 Cs3)에 의해) DC 절연되며, 따라서 부하 임피던스(ZL)에 대한 임피던스 정합을 위해서만 사용된다.
도 18E는 도 18A에 도시된 PSIM 증폭기 토폴로지의 예시적인 설계(1800E)를 도시한다. 3개의 FET 스위치들(1844, 1846 및 1848) 모두가 DC 결합되고(예를 들어, 인덕터 (Ls2)를 통해), 부하만이 DC 절연(예를 들어, 커패시터 Cs3에 의해)된다. 따라서, 이러한 실시예에서, 3개의 FET 스위치들(1844,1846 및 1848) 모두는 3가지 모두가 각 기능을 제공할 필요는 없지만 잠재적으로 DC 전력과 RF 전력 사이의 변환에 사용될 수 있거나/사용될 수 있고 네트워크의 부하에 대한 임피던스 정합을 담당할 수 있다.
도 18E에 도시된 바와 같이, 커패시터 CF 및 FET 스위치(1844)의 전환되는 커패시터 네트워크는 커패시터 CP2, 인덕터 L2 및 FET 스위치(1846)의 위상 스위칭된 네트워크와 병렬이다. 결과적으로, 일부 실시예들은 이들 2개의 네트워크를 FET들(1844 및 1846)과 관련된 2개의 전환되는 리액턴스 네트워크의 입력 전류들의 합과 일치하는 입력 전류를 갖는 단일 스위칭된 리액턴스 네트워크로 결합할 수 있다. 따라서, 일부 실시예들에서, 도 18E에 도시 된 3-스위치 PSIM은, 도 19 및 도 20에 도시된 바와 같은 2-스위치 PSIM으로서 구현될 수 있다.
도 19를 참조하면, 2-스위치 PSIM(1900)에 대한 예시적인 토폴로지의 개략도가 도시된다. 2-스위치 PSIM(1900)은 인덕터 LF와 직렬로 결합된 RF 소스(1902)에 결합되고, 인덕터 LF는 FET(1904) 및 커패시터 CF의 병렬 조합에 차례로 결합된다. 분기 리액턴스 Xj는 커패시터 CF와 상-전환 리액턴스 네트워크 분기 리액턴스 X2는 상-전환 리액턴스 XP2와 FET(1906)의 병렬 조합과 직렬로 결합된다. 분기 리액턴스 X2는 상-전환 리액턴스 네트워크와 부하 임피던스 ZL 사이에 결합된다. 분기 리액턴스 Xi, X2 및 Xs2 및 상-전환 가변 리액턴스 XP2는 설계의 요구되는 기능에 따라 다양한 리액턴스 네트워크로 구현될 수 다. 스위치 FET(1904 및 1906) 중 하나 또는 스위치(1904 및 1906) 모두는 DC 전력 및 RF 전력 사이에서 변환하는데 사용될 수 있다.
도 20을 참조하면, 인덕터(Lsi) 및 커패시터(CSi)로서 구현된 브랜치 리액턴스 Xi를 갖는 2-스위치 PSIM(1900)의 예시적인 구현예가 도시된다. 커패시터CSI는 FET 스위치(2004 및 2006) 사이에 DC 절연을 제공한다. 따라서 FET 스위치(2004)는 RF 전력을 생성하고 FET 스위치(2006)은 소스에 제공되는 임피던스를 변조한다.
도 21은 3-스위치 PSIM 증폭기(2100)의 예시적인 구현을 도시한다. PSIM 증폭기(2100)는 20.86MHz 내지 27.12MHz 주파수 범위(주파수에서 1.3 팩터)에서 동작한다. 또한 PSIM 증폭기(2100)은 임피던스가 ± 10 % 임피던스 변동(저항성 및 반응성)인 50Ω의 임피던스 ZL을 갖는 부하로 전달되는 출력 전력을 10:1로 동적 제어할 수 있는 기능을 제공한다.
PSIM 증폭기(2100)는 RF PA(인버터)(2102), Pi-TMN(2104), 브랜치 필터(2106) 및 부하 임피던스(ZL)를 포함한다. RF PA(2102)는 FET 스위치(2108), 인덕터(LF) 및 커패시터(CF 및 Csi) 및 인덕터(Lsi)에 의해 형성된 출력 네트워크를 포함한다. 도 21에 도시된 실시예에서, RF PA(2102)는 DC 전력과 RF 전력 사이에서 변환하는 FET 스위치(2108)를 갖는 변형된 클래스 E 인버터이다. Pi-TMN(2104)은 제1 상-전환 커패시터(예를 들어, CP2 및 FET(2110)) 및 제2 상-전환 커패시터(예컨대, Cpi 및 FET(2112))를 포함한다. 브랜치 필터(2106)는 Pi-TMN(2104)과 부하(ZL) 사이에 연결된 인덕터(Ls3) 및 커패시터(Cs3)를 포함한다.
Pi-TMN(2104)이 RF PA(2102)의 동작 주파수에서 인버터 부하 임피던스(ZTMN)를 유지할 때, RF PA(2102)는 상이한 출력 전력 레벨에서 영 전압 스위칭(ZVS) 및 고효율을 유지한다. RF PA(2102)는 ZTMN이 50Ω 일 때(예를 들어, 부하 임피던스 ZL과 매치할 때) 피크 RF 전력을 생성한다. RF PA (2102)의 파워 백 오프의 동적 제어는 ZTMN을 변조하는 Pi-TMN(2104)에 의해 달성될 수 있다.
20.86MHz 내지 27.12MHz 주파수 범위에서의 동작을 위해, 도 21에 도시된 PSIM 증폭기(2100)는 113nH의 값을 갖는 인덕터 LF, 180pF의 값을 갖는 커패시터 CF, 15.2pF의 값을 갖는 커패시터 Csi, 3.81μH의 값을 갖는 인덕터 Lsi, 152pF의 물리적 값(Co)을 갖는 상-전환 커패시터 Cp2, 381nH의 값을 갖는 인덕터(Ls2), 0.01μP의 값을 갖는 커패시터(Cs2), 물리적 값(C0)이 152pF인 상-전환 커패시터(Cpi), 3.81μH의 값을 갖는 인덕터(LS3), 및 15.2pF의 값을 갖는 커패시터(Cs3)를 사용한다. 일부 실시예에서, Pi-TMN(2104)은 반파장 전환되는 커패시터 네트워크(예를 들어, 커패시터 Cp2 및 FET(2110) 및 커패시터 Cpi 및 FET(2112))를 사용한다.
커패시터(Cs2) 및 인덕터(Ls2)에 의해 형성된 직렬 반응 네트워크 브랜치는 20.86MHz의 주파수에서 50Ω 유도성 임피던스를 가지며 또한 DC는 2개의 스위치 네트워크(예를 들어, 커패시터(Cp2 및 FET(2110)) 및 커패시터 (CPI 및 FET (2112))를 절연시킨다. 커패시터(Cs2) 및 인덕터(Ls2)의 임피던스는 Pi-TMN(2104)의 ZTMN이 변조될 수 있는 저항 범위를 설정한다. 커패시터(Cs3) 및 인덕터(LS3)에 의해 형성된 직렬 공진 네트워크는 부하 전류(IL)의 추가적인 필터링을 제공하고 DC 전류 및 고주파 고조파 함유가 부하(ZL)에 결합되는 것을 방지한다. Pi-TMN(2104)은, 예를 들어 FET의 전도 각을 조정함으로써 FET 스위치(2110 및 2112)를 적절히 구동함으로써 RF PA(2102)에 제공된 임피던스, ZTMN을 변조할 수 있다. RF-PA(2102)에 제공된 임피던스 ZTMN을 변조함으로써, Pi-TMN(2014)은 RF PA(2102)로부터 부하(ZL)로 전달되는 출력 전력을 제어할 수 있다.
도 22는 Pi-TMN(2104)의 ZTMN이 20.86MHz에서 조정될 수 있는 예시적인 임피던스 범위(예를 들어, 음영 영역(2202))를 도시한다. 도 23은 Pi-TMN(2104)의 ZTMN이 27.12MHz에서 조정될 수 있는 예시적인 임피던스 범위 (예를 들어, 음영 영역 (2302))를 도시한다. 스미스 차트(2200 및 2300)은 50Ω으로 정규화된다. 음영 영역(2202 및 2302)은 Pi-TMN(2104)이 1:6 임피던스 범위에 걸쳐 상-전환 커패시터(Cpi)를 변화시킴으로써(예를 들어, FET(2112)의 스위칭 각 0도 내지 125도) 및 1:10 임피던스 범위(예를 들어, 약 0도 내지 135도에 걸쳐 FET(2110)의 스위칭 각(a2)을 변화시킴)에 걸쳐 변화하는 상-전환 커패시터 CPi를 포함한다. 또한 ZTMN은 RF PA(2102)의 동작 주파수에서 부하 임피던스 ZL(저항 및 반응 모두)의 ± 10 % 변동을 설명하도록 변조될 수 있다.
Pi-TMN(2104)이 주어진 임피던스를 달성하기 위해 FET(2112)의 스위칭 각도 및 FET(2110)의 스위칭 각도의 올바른 값을 설정하기 위해, LUT(108)는 다양한 임피던스에 대응하는 미리 정해지는 스위칭 각도(예를 들어, ai 및 a2)를 저장할 수 있다. 예를 들어, 표 3은 50Ω 부하 임피던스 ZL 및 대응 스위칭 각(예를 들어, ai 및 a2)에 매칭될 수 있는 가능한 임피던스 ZTMN의 예시적인 리스트를 도시한다. 표 3의 값은 PSIM 증폭기(2100)의 시뮬레이션에 기초하여 결정될 수 있는데, 여기서 FET(2110 및 2112)는 온-상태 저항 (Ω)을 갖고, 바디 다이오드는 0.4V 순방향 전압 강하를 갖는다. 표 3에 나열된 출력 전력은 PSIM 증폭기에 48V DC 전원 공급 장치가 공급될 때 기본 주파수와 높은 주파수에서 전달되는 전력을 포함한다.
[표 3]
설명한 바와 같이, PSIM 증폭기(2100)는 광범위한 출력 전력, 부하 임피던스 및 동작 주파수에 걸쳐 모든 FET 스위치의 영 전압 스위칭을 유지한다. 예를 들어, 설명된 PSIM 증폭기(2100)가 48V DC의 전원 공급 전압으로 20.86MHz에서 58.6W의 전력을 50Ω 부하 ZL로 제공하려면 TMN (2102)는 거의 1:1 임피던스 정합을 제공해야 한다(예를 들어, ZL = ZJMN = 50Ω). 이 동작 조건에서 노드 Ni 및 N2에서 요구되는 유효 단락 커패시턴스는 Cpi 및 Cp2 커패시턴스에 각각 대응하며, 따라서 FET 스위치(2110 및 2112)는 전체 사이클 동안 오프되고, FET 스위치(2110 및 2112)의 드레인 전압 파형들은 사인파가 될 것이다.
다른 예로서, 예시적인 PSIM 증폭기(2100)가 48V DC의 전원 전압으로 27.12MHz에서 3.50W의 전력을 50Ω 부하 ZL로 전달하기 위해, TMN(2102)은 약 500Ω의 임피던스 ZTMN을 제공하도록 요구된다(표 3에 나타난 바와 같이). 이 동작 조건 하에서, 노드(Ni 및 N2)에서 필요한 유효 단락 커패시턴스는 각각 CPi 및 CP2 커패시턴스보다 높고, 따라서 FET 스위치(2110 및 2112)는 ZVS를 유지하면서 사이클의 특정 부분 동안 턴 온 된다. FET 스위치(2110 및 2112)의 드레인 전압 파형의 고주파 고조파 성분에도 불구하고, 부하(ZL)를 통해 흐르는 부하 전류(IL)는 거의 정현파를 유지해야 한다. 따라서, PSIM 증폭기(2100)는 스위칭 주파수의 범위에 걸쳐 가변 부하에 정합시키면서 동적 출력 전력 제어를 제공할 수 있다.
따라서, 본 명세서에 설명된 바와 같이, 다양한 실시예들은 본 명세서에서 상-전환 튜너블 정합 네트워크(PS-TMN)로 지칭되는 상-전환 가변 네트워크 리액턴스 소자에 기초한 튜너블 매칭 네트워크를 제공한다. 이러한 PS-TMN은 넓은 임피던스 범위에서 신속하고 높은 대역폭, 연속 임피던스 매칭을 제공하는 동시에 높은 바이어스 전압 또는 전류없이 높은 전력 레벨에서 효율적으로 작동한다. 이러한 PS-TMN은 단독으로 사용될 수도 있고, 이산 스위치 리액턴스 뱅크(discrete switched reactance banks)와 같은 다른 매칭 기법과 함께 사용될 수도 있다. 기술된 실시예는 또한 상-전환 임피던스 변조(PSIM) 증폭기로 지칭되는 영 전압 스위칭(ZVS) 무선 주파수(RF) 증폭기를 제공한다. 이러한 PSIM 증폭기는 넓은 주파수 범위에 걸쳐 효율적으로 출력 전력을 변조하고 고도로 가변적인 부하(예를 들어, 넓은 임피던스 범위에 일치하는)로 매칭시킴으로써 큰 주파수 범위에서 동작하도록 PS-TMN을 사용할 수 있다.
본 명세서에서 "일실시예" 또는 "실시예"는 본 실시예와 관련하여 설명된 특정 특징, 구조 또는 특성이 청구된 주제의 적어도 하나의 실시예에 포함될 수 있다는 것을 의미한다. 명세서의 다양한 곳에서 "일실시예에서"라는 문구가 반드시 동일한 실시예를 언급하는 것은 아니며, 별개의 또는 대안적인 실시예들이 반드시 다른 실시예들과 반드시 상호 배타적이지는 않다. "구현"이라는 용어에도 동일하게 적용된다.
본 출원에서 사용된 바와 같이, "예시적인" 및 "설명되는”이라는 단어는 본 명세서에서 예시, 측면 또는 설명으로서 제공되는 것을 의미하기 위해 사용된다. 본 명세서에서 "예시적인" 또는 "설명되는" 것으로 설명된 임의의 측면 또는 설계는 반드시 다른 측면 또는 설계보다 바람직하거나 유리한 것으로 해석되지 않아야 한다. 오히려, "예시적인" 및 "설명되는" 이라는 단어의 사용은 구체적인 방식으로 개념을 제시하기 위한 것이다.
또한, "또는"이라는 용어는 독점적인 "또는"이 아닌 포괄적인 "또는"을 의미한다. 즉, 달리 명시되거나 문맥상 명확하지 않은 한, "X는 A 또는 B를 사용합니다"는 자연스러운 포함 순열을 의미한다. 즉, X가 A를 사용하면; X는 B를 사용한다, 또는 X가 A와 B를 모두 사용하면 앞의 경우 모두에서 "X는 A 또는 B를 사용한다"가 충족된다. 또한, 본 출원 및 첨부된 특허 청구 범위에서 사용되는 “a" 및 "an"이라는 문구는 달리 명시되지 않거나 단수 형태로 지시되는 문맥으로부터 명백하지 않는 한 일반적으로 "하나 이상"을 의미하는 것으로 해석되어야 한다.
명세서 및 청구항들(예를 들어, 상부, 하부, 평행, 수직 등)에서 방향 용어가 사용되는 한, 이들 용어는 단지 실시예를 설명하는데 도움이 되도록 의도된 것이며 어떠한 방식으로도 청구 범위를 제한하려는 것이 아니다. 그러한 용어는 정확성(예를 들어, 정확한 직각도 또는 정확한 병렬성 등)을 요구하지 않지만 대신에 정상적인 허용 오차 및 범위가 적용되도록 의도된다. 이와 유사하게, 다르게 명시하지 않는 한, 각각의 수치 및 범위는 값 또는 범위의 값 앞에 "대략", "실질적으로" 또는 "근사하여"라는 단어가 있는 것처럼 대략적인 것으로 해석되어야 한다.
일부 실시예는 이러한 방법을 실행하기 위한 방법 및 장치의 형태로 구현될 수 있다. 또한, 당업자에게 명백한 바와 같이, 회로 요소의 다양한 기능이 소프트웨어 프로그램 내의 프로세싱 블록으로서 구현될 수도 있다. 기술된 실시예들은 또한 자기 기록 매체, 하드 드라이브, 플로피 디스켓, 자기 테이프 매체, 광 기록 매체, CD (compact disc), DVD (digital versatile disc) 등과 같은 유형 매체에 구현된 프로그램 코드의 형태로 구현될 수 있다. 하이브리드 자기 및 고체 메모리, 또는 임의의 다른 머신 - 판독 가능 저장 매체를 포함하며, 프로그램 코드가 컴퓨터와 같은 기계에 로딩되어 실행될 때, 상기 기계는 청구된 발명을 실시하기 위한 장치가 된다. 기술된 실시예는 또한 예를 들어 저장 매체에 저장되거나, 기계에 의해 로드되거나 및/또는 머신에 의해 실행되거나, 전기 배선 또는 케이블 링과 같은 일부 전송 매체 또는 캐리어를 통해 전송되는지 여부와 같은 프로그램 코드의 형태로 구현될 수 있으며, 광섬유를 통하는 것 또는 전자기 복사를 통해 수행될 수 있으며, 프로그램 코드가 컴퓨터와 같은 기계에 로딩되어 실행될 때, 상기 기계는 청구된 발명을 실시하기 위한 장치가 된다. 처리 장치 상에 구현될 때, 프로그램 코드 세그먼트는 프로세서와 결합하여 특정 논리 회로와 유사하게 동작하는 고유한 장치를 제공한다. 이러한 처리 장치는 예를 들어, 범용 마이크로 프로세서, 디지털 신호 프로세서(DSP), 축소 명령 세트 컴퓨터(RISC), 복합 명령 세트 컴퓨터(CISC), 주문형 집적 회로(ASIC) 프로그래머블 로직 어레이(PLA), 마이크로 컨트롤러, 임베디드 컨트롤러, 멀티 코어 프로세서 및/또는 이들의 조합을 포함하는 다른 것들을 포함할 수 있다. 기술된 실시예는 또한 비트 스트림 또는 매체를 통해 전기적 또는 광학적으로 전송된 다른 신호 값 시퀀스, 자기 기록 매체의 저장된 자기장 변화 등으로 구현될 수 있으며, 이는 청구범위에 열거되어 있는 방법 및/또는 장치를 사용하여 생성된다.
또한, 이 설명의 목적을 위해, "커플", "커플링", "커플링 된", "연결된", "접속된"또는 "접촉된"이란 용어는 당 업계에 공지된 또는 이후 개발된 에너지를 허용하는 임의의 방식인 2개 이상의 요소들 사이에서 전달될 수 있으며, 필요하지는 않으나, 하나 이상의 추가 요소들의 개재가 고려될 수 있다. 반대로, "직접 연결", "직접 접속"등의 용어는 이러한 추가 요소가 없음을 의미한다. 신호와 해당 노드 또는 포트는 동일한 이름으로 참조될 수 있으며 여기서는 교환할 수 있다.
본 명세서에 설명된 방법의 단계는 기술된 순서대로 수행될 필요는 없고, 이러한 방법의 단계의 순서는 단지 예시적인 것으로 이해되어야 한다는 것을 이해해야 한다. 마찬가지로, 추가의 단계가 그러한 방법에 포함될 수 있고, 특정 단계는 다양한 실시 예와 일치하는 방법으로 생략되거나 결합될 수 있다.
본원에 기술되고 도시된 부품의 세부 사항, 재료 및 배치에서의 다양한 변화가 이하의 청구항의 범위를 벗어나지 않고 당업자에 의해 이루어질 수 있음을 이해할 것이다.
Claims (68)
- 소스에 연결되도록 구성된 입력과 부하에 결합되도록 구성된 출력을 갖는 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크로서, 상기 튜너블 임피던스 네트워크는:
적어도 하나 이상의 상-전환 리액티브 소자; 및
각각의 제어 신호를 상기 적어도 하나 이상의 상-전환 리액티브 소자 각각에 제공하여, 제공되는 상기 각 제어 신호에 대한 응답으로 각 상-전환 리액티브 소자가 대응하는 선택된 리액턴스 값을 제공하도록 구성되는 컨트롤러
를 포함하는 튜너블 임피던스 네트워크. - 제1항에 있어서,
각각의 상-전환 리액턴스를 대응하는 요구되는 리액턴스 값으로 설정하는 것은 상기 소스와 상기 부하 사이의 임피던스 매칭을 달성하는 것을 특징으로 하는 튜너블 임피던스 네트워크. - 제1항에 있어서,
각각의 상-전환 리액턴스를 대응하는 요구되는 리액턴스 값으로 설정하는 것은 상기 소스와 상기 부하 사이의 요구되는 임피던스 비를 달성하는 것을 특징으로 하는 튜너블 임피던스 네트워크. - 제1항에 있어서,
각각의 상-전환 리액턴스를 대응하는 요구되는 리액턴스 값으로 설정하는 것은 상기 소스에 대한 요구되는 제1 임피던스 및 상기 부하에 대한 요구되는 제2 임피던스를 달성하는 것을 특징으로 하는 튜너블 임피던스 네트워크. - 제1항에 있어서,
상기 적어도 하나 이상의 상-전환 리액턴스 각각은,
상기 적어도 하나 이상의 리액티브 소자 중 적어도 하나는 상기 리액턴스 네트워크와 관련된 적어도 하나의 스위치에 의해 상기 리액턴스 네트워크 안팎으로 전환되도록 구성되는 것을 특징으로 하는 튜너블 임피던스 네트워크. - 제5항에 있어서,
상기 적어도 하나의 관련되는 스위치는 상기 소스에 의해 제공되는 RF 신호의 주파수와 관련된 스위칭 주파수 및 상기 각각의 제어 신호에 기초한 스위칭 위상에서 동작 가능한 것을 특징으로 하는 튜너블 임피던스 네트워크. - 제6항에 있어서,
상기 적어도 하나의 스위치는 상기 RF 증폭기의 상기 출력 포트에서 상기 RF 신호의 사이클 당 한 번 온 및 오프 전환되도록 반파장 스위칭 구성으로 동작 가능한 것을 특징으로 하는 튜너블 임피던스 네트워크. - 제6항에 있어서,
상기 적어도 하나의 스위치는 상기 RF 증폭기의 상기 출력 포트에서 상기 RF 신호의 사이클 당 2회 온 및 오프 전환되도록 전파장 스위칭 구성에서 동작 가능한 것을 특징으로 하는 튜너블 임피던스 네트워크. - 제6항에 있어서,
상기 스위칭 주파수 및 상기 스위칭 위상은 요구되는 리액턴스 값을 갖는 상기 상-전환 리액턴스를 제공하도록 선택되는 것을 특징으로 하는 튜너블 임피던스 네트워크. - 제6항에 있어서,
상기 적어도 하나의 스위치는 상기 스위치의 영-전압-스위칭(ZVS) 및 영-전류-스위칭(ZCS) 중 적어도 하나를 제공하도록 동작 가능한 것을 특징으로 하는 튜너블 임피던스 네트워크. - 제6항에 있어서,
상기 컨트롤러는 피드백 회로, 피드 포워드 회로 및 적응성 전치 왜곡 시스템 중 적어도 하나에 기초하여 상기 스위칭 주파수를 결정하고 상기 스위칭 위상을 선택하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 튜너블 임피던스 네트워크. - 제11항에 있어서,
상기 적응성 전치 왜곡 시스템은 룩업 테이블을 포함하는 것을 특징으로 하는 튜너블 임피던스 네트워크. - 제6항에 있어서,
상기 상-전환 리액턴스는 용량성 소자이고, 요구되는 주파수에서 상기 상-전환 용량성 소자의 커패시턴스 값은 상기 상-전환 용량성 소자 및 상기 스위칭 위상의 물리적 DC 커패시턴스 값과 관련되는 것을 특징으로 하는 튜너블 임피던스 네트워크. - 제6항에 있어서,
상기 상-전환 리액턴스는 유도성 소자이고, 요구되는 주파수에서 상기 상-전환 유도성 소자의 인덕턴스 값은 상기 상-전환 유도성 소자 및 상기 스위칭 위상의 물리적 DC 인덕턴스 값과 관련되는 것을 특징으로 하는 튜너블 임피던스 네트워크. - 제1항에 있어서,
디지털 리액턴스 매트릭스의 유효 리액턴스 값을 조정하기 위해 N-N은 양의 정수-개의 선택 가능한 리액티브 소자를 포함하는 디지털 리액턴스 매트릭스를 더 포함하는 튜너블 임피던스 네트워크. - 제1항에 있어서,
적어도 하나 이상의 아날로그 가변 리액티브 소자를 더 포함하는 튜너블 임피던스 네트워크. - 제1항에 있어서,
상기 소스는 무선 주파수(RF) 소스, RF 전력 증폭기(PA) 및 전환-모드 인버터 중 적어도 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 튜너블 임피던스 네트워크. - 제1항에 있어서,
상기 부하는 안테나, 전송선 및 플라즈마 부하 중 적어도 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 튜너블 임피던스 네트워크. - 제1항에 있어서,
상기 튜너블 임피던스 네트워크의 상기 입력은 무선 주파수(RF) 증폭기 시스템에 결합되고, 상기 튜너블 임피던스 네트워크는 상기 RF 증폭기 시스템의 전력 레벨을 제어하도록 상기 RF 증폭기 시스템의 부하 임피던스를 변조하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 튜너블 임피던스 네트워크. - 제1항에 있어서,
상기 입력 및 상기 출력 중 적어도 하나에 결합되는 고조파 성분을 감소 시키도록 구성되는 적어도 하나 이상의 필터 구성 요소를 더 포함하는 튜너블 임피던스 네트워크. - 소스에 연결되도록 구성된 입력과 부하에 결합되도록 구성된 출력, 및 적어도 하나 이상의 상-전환 리액턴스를 포함하는 튜너블 임피던스 네트워크 동작 방법으로서, 상기 방법은:
상기 튜너블 임피던스 네트워크에 결합되는 컨트롤러가, 상기 튜너블 임피던스 네트워크에 요구되는 임피던스 값을 결정하는 단계;
상기 컨트롤러가, 상기 적어도 하나 이상의 상-전환 리액턴스의 각각에 요구되는 제어 신호를 제공하는 단계; 및
제공되는 상기 각각의 제어 신호에 응답하여, 각 상-전환 리액턴스에 대응하여 요구되는 리액턴스 값을 설정하는 단계
를 포함하는 방법. - 제21항에 있어서,
각각의 상-전환 리액턴스를 대응하는 요구되는 리액턴스 값으로 설정하는 것은 상기 소스와 상기 부하 사이의 임피던스 매칭을 달성하는 것을 특징으로 하는 방법. - 제21항에 있어서,
각각의 상-전환 리액턴스를 대응하는 요구되는 리액턴스 값으로 설정하는 것은 상기 소스와 상기 부하 사이의 요구되는 임피던스 비를 달성하는 것을 특징으로 하는 방법. - 제21항에 있어서,
상기 각 상-전환 리액턴스를 대응하는 요구되는 리액턴스 값으로 설정하는 것은 상기 소스에 대한 요구되는 제1 임피던스 및 상기 부하에 대한 요구되는 제2 임피던스를 달성하는 것을 특징으로 하는 방법. - 제21항에 있어서,
상기 적어도 하나 이상의 상-전환 리액턴스 각각은 적어도 하나 이상의 리액티브 소자 및 적어도 하나의 스위치를 포함하고, 상기 방법은,
상기 하나 이상의 리액턴스 소자 중 적어도 하나를 그와 관련된 적어도 하나의 스위치에 의해 상기 리액턴스 네트워크 안팎으로 전환하는 단계를 더 포함하는 방법. - 제25항에 있어서,
상기 소스에 의해 제공되는 RF 신호의 주파수와 관련되는 스위칭 주파수 및 상기 각각의 제어 신호에 기초한 스위칭 위상에서 상기 적어도 하나의 관련되는 스위치를 동작시키는 단계를 더 포함하는 방법. - 제26항에 있어서,
요구되는 리액턴스 값을 갖는 상기 상-전환 리액턴스를 제공하여 상기 스위칭 위상을 선택하는 단계를 더 포함하는 방법. - 제25항에 있어서,
상기 소스에 의해 제공되는 RF 신호의 주파수와 관련되는 스위칭 주파수 및 상기 각각의 제어 신호에 기초한 스위칭 위상에서 상기 적어도 하나의 스위치를 동작시키는 단계를 더 포함하는 방법. - 제28항에 있어서,
상기 RF 증폭기의 상기 출력 포트에서 상기 RF 신호의 사이클 당 1회 온 및 오프 전환되도록 반파장 스위칭 구성에서 상기 적어도 하나의 스위치를 동작시키는 단계를 더 포함하는 방법. - 제28항에 있어서,
상기 RF 증폭기의 상기 출력 포트에서 상기 RF 신호의 사이클 당 2회 온 및 오프 전환되도록 전파장 스위칭 구성에서 상기 적어도 하나의 스위치를 동작시키는 단계를 더 포함하는 방법. - 제28항에 있어서,
상기 적어도 하나의 스위치를 동작시켜 상기 스위치의 영-전압-스위칭(ZVS) 및 영-전류-스위칭(ZCS) 중 적어도 하나를 제공하는 단계를 포함하는 방법. - 제25항에 있어서,
상기 상-전환 리액턴스는 용량성 소자를 포함하고, 요구되는 주파수에서 상기 상-전환 용량성 소자의 커패시턴스 값은 상기 상-전환 용량성 소자 및 스위칭 위상의 물리적 DC 커패시턴스 값과 관련되는 것을 특징으로 하는 방법. - 제25항에 있어서,
상기 상-전환 리액턴스는 유도성 소자를 포함하고, 요구되는 주파수에서 상기 상-전환 유도성 소자의 인덕턴스 값은 상기 상-전환 유도성 소자 및 스위칭 위상의 물리적 DC 인덕턴스 값과 관련되는 것을 특징으로 하는 방법. - 제21항에 있어서,
상기 튜너블 임피던스 네트워크는 디지털 리액턴스 매트릭스의 유효 리액턴스 값을 조정하기 위해 N-N은 양의 정수-개의 선택 가능한 리액티브 소자를 포함하는 상기 디지털 리액턴스 매트릭스를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법. - 제21항에 있어서,
상기 튜너블 임피던스 네트워크는 적어도 하나 이상의 아날로그 가변 리액티브 소자를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법. - 제21항에 있어서,
상기 소스는 무선 주파수(RF) 소스, RF 전력 증폭기(PA) 및 전환-모드 인버터 중 적어도 하나를 포함하고, 상기 부하는 안테나, 전송로 및 플라즈마 부하로 구성되는 것을 특징으로 하는 방법. - 제21항에 있어서,
상기 튜너블 임피던스 네트워크의 상기 입력은 무선 주파수(RF) 증폭기 시스템에 결합되고, 상기 방법은,
상기 튜너블 임피던스 네트워크에 의해, 상기 RF 증폭기 시스템의 전력 레벨을 제어하기 위해 상기 RF 증폭기 시스템의 부하 임피던스를 변조하는 단계를 포함하는 방법. - 제21항에 있어서,
상기 튜너블 임피던스 네트워크에 연결된 적어도 하나 이상의 필터 구성 요소에 의해, 상기 입력 및 상기 출력 중 적어도 하나에 결합되는 고조파 성분을 감소시키는 단계를 더 포함하는 방법. - 입력 포트 및 출력 포트를 갖는 무선 주파수(RF) 증폭기 시스템에 있어서, 상기 RF 증폭기 시스템은:
상기 RF 증폭기 시스템의 입력 포트에 결합되는 상기 입력 포트를 갖고, 출력 포트를 갖는 RF 증폭기; 및
상기 RF 증폭기의 상기 출력 포트 및 상기 RF 증폭기 시스템의 출력 포트 사이에 결합되어, 이들의 임피던스를 변화시켜서 상기 RF 증폭기의 상기 출력 포트에 제공되는 임피던스를 변조하도록 구성되는 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크
를 포함하는 무선 주파수 증폭기 시스템. - 제39항에 있어서,
상기 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크는 적어도 하나 이상의 상-전환 리액티브 소자, 각각의 제어 신호를 수신하도록 구성된 각각의 상기 하나 이상의 상-전환 리액티브 소자를 포함하고, 제공되는 상기 각각의 제어 신호에 응답하여, 각각의 상-전환 리액티브 소자가 대응하는 요구되는 리액턴스 값을 갖는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 증폭기 시스템. - 제40항에 있어서,
각각의 제어 신호를 상기 적어도 하나 이상의 상-전환 리액티브 소자 각각에 제공하도록 구성된 컨트롤러를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 증폭기 시스템. - 제40항에 있어서, 상기 적어도 하나 이상의 상-전환 리액티브 소자 각각은,
적어도 하나 이상의 리액티브 소자; 및
적어도 하나의 스위치;
를 포함하고,
상기 적어도 하나 이상의 리액티브 소자 중 적어도 하나는 관련되는 적어도 하나의 스위치에 의해 상기 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크의 안팎으로 전환되도록 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 증폭기 시스템. - 제42항에 있어서,
상기 적어도 하나의 관련되는 스위치는 상기 RF 증폭기의 상기 출력 포트에서의 RF 신호의 주파수와 관련되는 스위칭 주파수 및 상기 각각의 제어 신호에 기초하는 스위칭 위상에서 동작 가능한 것을 특징으로 하는 무선 주파수 증폭기 시스템. - 제42항에 있어서,
상기 적어도 하나의 스위치는 상기 RF 증폭기의 상기 출력 포트에서 상기 RF 신호의 사이클 당 한 번 온 및 오프 전환되도록 반파장 스위칭 구성에서 동작 가능한 RF 것을 특징으로 하는 무선 주파수 증폭기 시스템. - 제42항에 있어서,
상기 적어도 하나의 스위치는 상기 RF 증폭기의 상기 출력 포트에서 상기 RF 신호의 사이클 당 2회 온 및 오프 전환되도록 전파장 스위칭 구성에서 동작 가능한 것을 특징으로 하는 무선 주파수 증폭기 시스템. - 제42항에 있어서,
상기 적어도 하나 이상의 상-전환 리액티브 소자 각각은 스위치와 병렬인 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 증폭기 시스템. - 제46항에 있어서,
상기 적어도 하나 이상의 상-전환 리액티브 소자 각각은 상기 스위치와 병렬인 상기 커패시터의 조합과 직렬인 인덕터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 증폭기 시스템. - 제42항에 있어서,
상기 적어도 하나의 스위치는 상기 적어도 하나의 스위치의 영-전압-스위칭 및 영-전류-스위칭 중 적어도 하나를 제공하도록 동작 가능한 무선 주파수 증폭기 시스템. - 제43항에 있어서,
상기 스위칭 주파수 및 상기 스위칭 위상은 요구되는 리액턴스 값을 갖는 상기 상-전환 리액티브 소자를 제공하도록 선택되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 증폭기 시스템. - 제49항에 있어서, 상기 적어도 하나 이상의 상-전환 리액티브 소자 중 적어도 하나는:
용량성 값을 갖는 용량성 소자를 포함하고, 요구되는 주파수에서의 상기 상-전환 용량성 소자의 커패시턴스 값은 상기 상-전환 용량성 소자의 물리적 DC 커패시턴스 값 및 상기 스위칭 위상과 관련되고;
인덕턴스 값을 갖는 유도성 소자를 포함하고, 요구되는 주파수에서 상기 상-전환 유도성 소자의 상기 인덕턴스 값은 상기 상-전환 유도성 소자의 물리적인 DC 인덕턴스 값 및 상기 스위칭 위상과 관련되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 증폭기 시스템. - 제39항에 있어서,
상기 상-전환 튜너블 매칭 네트워크에 의해 상기 RF 증폭기의 출력 포트에 제공되는 상기 임피던스는 상기 RF 증폭기 시스템의 상기 출력 포트에 결합되는 가변 부하 임피던스를 상기 RF 증폭기의 임피던스에 매칭되도록 동적으로 적응되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 증폭기 시스템. - 제51항에 있어서,
상기 RF 증폭기 시스템의 상기 출력 포트에 결합된 RF 부하를 더 포함하고, 상기 RF 부하는 안테나; 전송선; 및 플라즈마 부하 중 적어도 어느 하나인 것을 특징으로 하는 무선 주파수 증폭기 시스템. - 제42항에 있어서,
상기 RF 증폭기는 RF 전력을 생성하도록 구성되는 적어도 하나의 스위칭 소자를 포함하는 스위칭 인버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 증폭기 시스템. - 제50항에 있어서,
컨트롤러는 상기 RF 증폭기의 상기 출력 포트에 제공되는 상기 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크의 상기 임피던스를 변조하여, 상기 RF 증폭기가 상기 스위칭 인버터의 상기 적어도 하나의 스위칭 소자의 영-전압-스위칭(ZVS)을 유지하도록 하는 RF 증폭기 시스템. - 제42항에 있어서,
상기 하나 이상의 상-전환 리액티브 소자 각각의 상기 적어도 하나의 스위치를 스위칭하는 단계는 상기 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크에 의해 제공되는 임피던스 변환을 변조하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 증폭기 시스템. - 제39항에 있어서,
상기 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크에 연결된 필터를 더 포함하고, 상기 필터는 상기 RF 증폭기의 상기 출력 포트 및 상기 RF 증폭기 시스템의 상기 출력 포트 중 적어도 하나를 제공하는 상기 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크에 의해 생성되는 고조파 성분을 감소시키는 무선 주파수 증폭기 시스템. - 제56항에 있어서,
상기 필터는 상기 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크와 상기 RF 증폭기 및 상기 RF 증폭기 시스템의 상기 출력 포트 중 적어도 하나 사이에서 DC 신호들을 전기적으로 절연하도록 구성되는 적어도 하나 이상의 필터 구성 요소들을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 증폭기 시스템. - 제39항에 있어서, 상기 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크는,
직렬 경로 리액티브 소자의 제1 노드에 연결되는 제1 단락 경로 상-전환 가변 리액티브 소자를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 증폭기 시스템. - 제58항에 있어서, 상기 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크는,
상기 직렬 경로 리액티브 소자의 제2 노드에 연결되는 제2 단락 경로 상-전환 가변 리액티브 소자를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수 증폭기 시스템. - 무선 주파수(RF) 증폭기 시스템의 동작 방법으로서, 상기 방법은:
RF 증폭기의 입력 포트에 RF 신호를 제공하는 단계;
상기 RF 증폭기에 의해 상기 RF 신호를 증폭하여 상기 증폭기의 출력 포트에 증폭된 RF 신호를 제공하는 단계; 및
상기 RF 증폭기의 상기 출력 포트와 상기 RF 증폭기 시스템의 출력 포트 사이에 결합되는 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크의 임피던스를 변화시켜 상기 RF 증폭기에 제공되는 임피던스를 변화시키는 단계를 포함하는 방법. - 제60항에 있어서,
상기 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크의 상기 임피던스를 변화시키는 단계는,
상기 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크에 의해 제어 신호를 수신하는 단계; 및 상기 제어 신호에 응답하여, 상기 RF 증폭기의 상기 출력 포트에서의 RF 신호의 주파수와 관련된 위상 및 주파수에서 상기 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크 안팎으로 적어도 하나의 리액티브 소자를 전기적으로 연결 또는 차단하여, 요구되는 리액턴스 값을 갖는 상기 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크를 제공하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법. - 제61항에 있어서,
상기 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크는 하나 이상의 리액티브 소자 및 적어도 하나의 스위치를 포함하고,
상기 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크의 안팎으로 적어도 하나의 리액티브 소자를 전기적으로 연결 또는 연결 해제하는 것을 특징으로 하고,
상기 하나 이상의 반응성 소자 중 적어도 하나를 관련되는 적어도 하나의 스위치에 의해 상기 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크의 안팎으로 스위칭하는 단계; 및
각각의 제어 신호에 기초하여 스위칭 주파수 및 스위칭 위상에서 상기 적어도 하나의 관련되는 스위치를 동작시키는 단계를 포함하는 방법. - 제62항에 있어서,
상기 RF 증폭기의 상기 출력 포트에서 상기 RF 신호의 상기 주파수에 기초하여 상기 스위칭 주파수 및 상기 스위칭 위상을 선택하여 요구되는 리액턴스 값을 갖는 상기 상-전환 리액티브 소자를 제공하는 단계를 더 포함하는 방법. - 제60항에 있어서,
상기 RF 증폭기 시스템의 상기 출력 포트에 연결되는 가변 부하 임피던스를 상기 RF 증폭기의 임피던스에 매칭시키기 위해 상기 상-전환 튜너블 매칭 네트워크에 의해 상기 RF 증폭기에 제공되는 상기 임피던스를 동적으로 적응시키는 단계를 더 포함하는 방법. - 제60항에 있어서,
상기 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크에 의해 상기 RF 증폭기에 제공되는 부하 임피던스를 변조하는 단계는 상기 RF 증폭기 시스템의 상기 출력 포트에 제공되는 상기 증폭된 신호의 전력 레벨을 제어하는 것을 특징으로 하는 방법. - 제62항에 있어서,
상기 증폭기는 RF 전력을 생성하도록 구성되는 적어도 하나의 스위칭 소자를 포함하는 스위칭 인버터를 포함하고,
상기 RF 증폭기에 제공되는 상기 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크의 상기 임피던스를 변조함으로써 상기 스위칭 인버터의 상기 적어도 하나의 스위칭 소자의 영-전압-스위칭(ZVS)을 유지하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법. - 제62항에 있어서,
상기 적어도 하나의 스위치의 영-전압-스위칭 및 영-전류-스위칭 중 적어도 하나를 제공하기 위해 상기 상-전환 튜너블 임피던스 네트워크의 상기 적어도 하나의 스위치를 스위칭하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법. - 제25항에 있어서,
피드백 회로, 피드 포워드 회로 및 적응성 전치 왜곡 시스템 중 적어도 하나에 기초하여 스위칭 주파수 및 스위칭 위상을 상기 컨트롤러에 의해 결정하는 단계를 더 포함하는 방법.
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| US10581276B2 (en) * | 2015-03-29 | 2020-03-03 | Chargedge, Inc. | Tuned resonant microcell-based array for wireless power transfer |
| WO2016182407A1 (ko) * | 2015-05-14 | 2016-11-17 | 아탈라에르긴 | 자기 공명 영상 스캐너 |
| WO2016195281A1 (ko) | 2015-05-21 | 2016-12-08 | 아탈라에르긴 | 경사자장을 발생시키기 위해 복수의 코일을 이용하는 경사자장 발생 모듈 |
| US10571537B2 (en) | 2015-05-21 | 2020-02-25 | Bilkent University | Multi-purpose gradient array for magnetic resonance imaging |
| FR3037745B1 (fr) * | 2015-06-22 | 2020-11-20 | Tekcem | Procede et appareil pour accord automatique d'une matrice impedance, et emetteur radio utilisant cet appareil |
| JP6661190B2 (ja) * | 2015-11-16 | 2020-03-11 | 国立大学法人豊橋技術科学大学 | 可変リアクタンス回路 |
| US10797537B2 (en) * | 2016-03-15 | 2020-10-06 | Northeastern University | Distributed wireless charging system and method |
| US10536093B2 (en) * | 2016-06-28 | 2020-01-14 | Massachusetts Institute Of Technology | High-frequency variable load inverter and related techniques |
| EP3280225B1 (en) * | 2016-08-05 | 2020-10-07 | NXP USA, Inc. | Defrosting apparatus with lumped inductive matching network and methods of operation thereof |
| EP3280224A1 (en) | 2016-08-05 | 2018-02-07 | NXP USA, Inc. | Apparatus and methods for detecting defrosting operation completion |
| US20180048296A1 (en) * | 2016-08-09 | 2018-02-15 | Skyworks Solutions, Inc. | Radio-frequency switch without negative voltages |
| US10666300B2 (en) * | 2016-09-09 | 2020-05-26 | Skyworks Solutions, Inc. | Switchable impedance phase shifter for switched multiplexing applications |
| WO2018186815A1 (en) | 2017-04-06 | 2018-10-11 | İhsan Doğramaci Bi̇lkent Üni̇versi̇tesi̇ | Minimization of current ripples in a gradient array system by applying an optimum-phase shift pulse width modulation pattern |
| US10389162B2 (en) * | 2017-05-19 | 2019-08-20 | Qualcomm Incorporated | Power receiving unit reflected reactance and tuning methods |
| US10447242B2 (en) | 2017-05-24 | 2019-10-15 | Skyworks Solutions, Inc. | Signal switching systems and modules and devices using same |
| JP6812911B2 (ja) * | 2017-06-22 | 2021-01-13 | Tdk株式会社 | 電力変換装置 |
| DE202017105350U1 (de) | 2017-08-25 | 2018-11-27 | Aurion Anlagentechnik Gmbh | Hochfrequenz- Impedanz Anpassungsnetzwerk und seine Verwendung |
| US10917948B2 (en) | 2017-11-07 | 2021-02-09 | Nxp Usa, Inc. | Apparatus and methods for defrosting operations in an RF heating system |
| US10771036B2 (en) | 2017-11-17 | 2020-09-08 | Nxp Usa, Inc. | RF heating system with phase detection for impedance network tuning |
| US10785834B2 (en) | 2017-12-15 | 2020-09-22 | Nxp Usa, Inc. | Radio frequency heating and defrosting apparatus with in-cavity shunt capacitor |
| EP3503679B1 (en) | 2017-12-20 | 2022-07-20 | NXP USA, Inc. | Defrosting apparatus and methods of operation thereof |
| EP3534493B1 (en) * | 2018-02-28 | 2023-09-13 | Delta Electronics (Thailand) Public Co., Ltd. | Wireless power transfer control |
| US10447220B2 (en) * | 2018-03-07 | 2019-10-15 | Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. | Variable gain amplifier |
| US10491165B2 (en) * | 2018-03-12 | 2019-11-26 | Psemi Corporation | Doherty amplifier with adjustable alpha factor |
| EP3547801B1 (en) | 2018-03-29 | 2022-06-08 | NXP USA, Inc. | Defrosting apparatus and methods of operation thereof |
| CN108880251B (zh) * | 2018-06-29 | 2021-07-13 | 上海联影医疗科技股份有限公司 | 具有输出特性调节电路的电源系统 |
| US10952289B2 (en) | 2018-09-10 | 2021-03-16 | Nxp Usa, Inc. | Defrosting apparatus with mass estimation and methods of operation thereof |
| US11800608B2 (en) | 2018-09-14 | 2023-10-24 | Nxp Usa, Inc. | Defrosting apparatus with arc detection and methods of operation thereof |
| US11166352B2 (en) | 2018-12-19 | 2021-11-02 | Nxp Usa, Inc. | Method for performing a defrosting operation using a defrosting apparatus |
| US11039511B2 (en) | 2018-12-21 | 2021-06-15 | Nxp Usa, Inc. | Defrosting apparatus with two-factor mass estimation and methods of operation thereof |
| US11631998B2 (en) * | 2019-01-10 | 2023-04-18 | Hengchun Mao | High performance wireless power transfer and power conversion technologies |
| EP3716493B1 (en) * | 2019-03-29 | 2021-11-10 | Nokia Solutions and Networks Oy | Full duplex transmission arrangement |
| EP3731339A1 (en) | 2019-04-23 | 2020-10-28 | NXP USA, Inc. | Impedance compensation system with microstrip and slotline coupling and controllable capacitance |
| US11158488B2 (en) * | 2019-06-26 | 2021-10-26 | Mks Instruments, Inc. | High speed synchronization of plasma source/bias power delivery |
| KR20220062071A (ko) * | 2019-09-12 | 2022-05-13 | 솔라스 파워 인크. | 고주파 무선 전력 전송 시스템, 이를 위한 송신기 및 수신기 |
| CN111900943B (zh) * | 2020-07-14 | 2023-05-05 | 电子科技大学 | 一种射频宽带高效率整流器 |
| KR20230043147A (ko) | 2020-07-31 | 2023-03-30 | 메사추세츠 인스티튜트 오브 테크놀로지 | 무선 주파수 발전기 및 제어 방법 |
| CN113258782B (zh) * | 2021-06-02 | 2022-07-15 | 中南大学 | 基于耦合电感的可变电感电路及方法 |
| DE102021205817A1 (de) | 2021-06-09 | 2022-12-15 | Siemens Aktiengesellschaft | Ladestation für ein elektrisch antreibbares Fahrzeug |
| CN115549702A (zh) * | 2021-06-29 | 2022-12-30 | 中电长城圣非凡信息系统有限公司 | 一种甚低频发信机及发信方法 |
| WO2023137215A1 (en) * | 2022-01-14 | 2023-07-20 | Advanced Energy Industries, Inc. | Two-stage solid state match |
| US20230230808A1 (en) * | 2022-01-17 | 2023-07-20 | Advanced Energy Industries, Inc. | Solid-state match (ssm)-generator synchronization |
| WO2024036293A2 (en) * | 2022-08-12 | 2024-02-15 | Massachusetts Institute Of Technology | Multiple-output tunable impedance matching networks |
| WO2024091857A1 (en) * | 2022-10-24 | 2024-05-02 | Lam Research Corporation | Systems and methods for fast control of impedance associated with an output of a plasma source |
| WO2024116538A1 (ja) * | 2022-12-02 | 2024-06-06 | 株式会社村田製作所 | デジタル式可変リアクタンス素子、移相器およびインピーダンス整合回路 |
| WO2024158631A1 (en) * | 2023-01-25 | 2024-08-02 | Lam Research Corporation | Systems and methods for controlling fast actuators in an impedance matching unit |
Family Cites Families (39)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1380066A (en) | 1971-11-02 | 1975-01-08 | Int Computers Ltd | Circuits for producing controlled pulses |
| US5640082A (en) * | 1996-01-31 | 1997-06-17 | Hughes Electronics | Duty cycle controlled switch variable capacitor circuit |
| US5654679A (en) * | 1996-06-13 | 1997-08-05 | Rf Power Products, Inc. | Apparatus for matching a variable load impedance with an RF power generator impedance |
| JPH11220338A (ja) * | 1998-01-30 | 1999-08-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高周波電力増幅器 |
| US6232841B1 (en) * | 1999-07-01 | 2001-05-15 | Rockwell Science Center, Llc | Integrated tunable high efficiency power amplifier |
| US6887339B1 (en) | 2000-09-20 | 2005-05-03 | Applied Science And Technology, Inc. | RF power supply with integrated matching network |
| JP2002158556A (ja) * | 2000-11-22 | 2002-05-31 | Hitachi Kokusai Electric Inc | Ｉｆ帯域フィルタ回路 |
| JP2002271160A (ja) * | 2001-03-14 | 2002-09-20 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 整合点距離検出補正装置及びその方法 |
| US6587017B1 (en) | 2001-09-20 | 2003-07-01 | Lsi Logic Corporation | Method and apparatus for calibrated phase-shift networks |
| JP2004236112A (ja) * | 2003-01-31 | 2004-08-19 | Murata Mfg Co Ltd | 電圧制御発振器、複合モジュールおよび通信装置 |
| CN1813384B (zh) * | 2003-05-23 | 2011-05-11 | 奥克兰联合服务有限公司 | 用于控制感耦电能传送系统的方法和装置 |
| US7332980B2 (en) * | 2005-09-22 | 2008-02-19 | Samsung Electronics Co., Ltd. | System and method for a digitally tunable impedance matching network |
| CN101297480B (zh) * | 2005-10-31 | 2012-08-08 | Mks仪器股份有限公司 | 用于向动态负载传递功率的系统和方法 |
| TWI425767B (zh) | 2005-10-31 | 2014-02-01 | Mks Instr Inc | 無線電頻率電力傳送系統 |
| CN101911477B (zh) * | 2008-01-15 | 2013-10-23 | 三菱电机株式会社 | 前置补偿器 |
| US8072285B2 (en) | 2008-09-24 | 2011-12-06 | Paratek Microwave, Inc. | Methods for tuning an adaptive impedance matching network with a look-up table |
| US9634577B2 (en) | 2008-11-11 | 2017-04-25 | Massachusetts Institute Of Technology | Inverter/power amplifier with capacitive energy transfer and related techniques |
| US8054892B2 (en) | 2009-02-12 | 2011-11-08 | Agere Systems Inc. | Compensating transmission line to reduce sensitivity of performance due to channel length variation |
| US8339174B2 (en) * | 2010-02-25 | 2012-12-25 | Atmel Corporation | Apparatus, circuit and method for automatic phase-shifting pulse width modulated signal generation |
| JP5452283B2 (ja) * | 2010-03-01 | 2014-03-26 | 三菱電機株式会社 | 歪み補償装置 |
| US8611834B2 (en) * | 2010-11-01 | 2013-12-17 | Cree, Inc. | Matching network for transmission circuitry |
| US8416008B2 (en) * | 2011-01-20 | 2013-04-09 | Advanced Energy Industries, Inc. | Impedance-matching network using BJT switches in variable-reactance circuits |
| US8718188B2 (en) | 2011-04-25 | 2014-05-06 | Skyworks Solutions, Inc. | Apparatus and methods for envelope tracking |
| WO2013019819A2 (en) | 2011-07-31 | 2013-02-07 | The Regents Of The University Of California | Zero-voltage-switching contour based outphasing power amplifier |
| CN108110907B (zh) * | 2011-08-04 | 2022-08-02 | 韦特里西提公司 | 可调谐无线电源架构 |
| WO2013109719A1 (en) | 2012-01-17 | 2013-07-25 | Massachusetts Institute Of Technology | Stacked switched capacitor energy buffer circuit |
| US9407164B2 (en) | 2012-02-03 | 2016-08-02 | Massachusetts Institute Of Technology | Systems approach to photovoltaic energy extraction |
| US10090772B2 (en) | 2012-03-08 | 2018-10-02 | Massachusetts Institute Of Technology | Resonant power converters using impedance control networks and related techniques |
| US8868011B2 (en) * | 2012-04-30 | 2014-10-21 | Triquint Semiconductor, Inc. | Power amplifier with fast loadline modulation |
| US8830710B2 (en) | 2012-06-25 | 2014-09-09 | Eta Devices, Inc. | RF energy recovery system |
| US9450506B2 (en) | 2012-08-13 | 2016-09-20 | Massachusetts Institute Of Technology | Apparatus for multi-level switched-capacitor rectification and DC-DC conversion |
| JP2014187678A (ja) * | 2013-02-20 | 2014-10-02 | Daihen Corp | 可変リアクタンス素子、その可変リアクタンス素子を用いたインピーダンス整合装置及びそのインピーダンス整合装置を内蔵した高周波電源 |
| US9595923B2 (en) | 2013-03-14 | 2017-03-14 | Peregrine Semiconductor Corporation | Systems and methods for optimizing amplifier operations |
| US8963644B2 (en) * | 2013-03-25 | 2015-02-24 | Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. | Reconfigurable output matching network for multiple power mode power amplifiers |
| CN103337717B (zh) * | 2013-06-25 | 2015-07-08 | 华为技术有限公司 | 天线阻抗匹配装置、半导体芯片和方法 |
| US10840805B2 (en) | 2013-09-24 | 2020-11-17 | Eta Devices, Inc. | Integrated power supply and modulator for radio frequency power amplifiers |
| US9755672B2 (en) | 2013-09-24 | 2017-09-05 | Eta Devices, Inc. | Integrated power supply and modulator for radio frequency power amplifiers |
| US9525383B2 (en) * | 2014-12-15 | 2016-12-20 | Intel IP Corporation | Apparatus and methods for a capacitive digital-to-analog converter based power amplifier |
| JP6661190B2 (ja) * | 2015-11-16 | 2020-03-11 | 国立大学法人豊橋技術科学大学 | 可変リアクタンス回路 |
-
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