CN107888189A - 控制超高频谐振逆变器输出电压相位可调的驱动电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了控制超高频谐振逆变器输出电压相位可调的驱动电路，属于无线电能传输的技术领域。该驱动电路包括：鉴频鉴相器、滤波器、高频振荡器、线性放大器，采用席勒振荡器级联线性放大器的方式实现传统PLL环路中压控振荡器的功能，实现了超高频谐振逆变器输出电压相位连续可调，包含采用该种驱动电路的超高频谐振逆变器的微波无线电能传输系统具有输出功率大且转换效率高的优点。

Description

控制超高频谐振逆变器输出电压相位可调的驱动电路
技术领域
本发明公开了一种控制超高频谐振逆变器输出电压相位可调的驱动电路，属于无线电能传输的技术领域。
背景技术
随着电子技术的不断发展，无线能量传输技术的应用越来越广泛。微波无线电能传输发射端系统的结构框图如图1所示。微波发射端的微波定向发射能力直接决定了微波无线电能传输系统的效率。目前，天线阵列是用于微波定向辐射的常用器件。微波天线阵列单元输出电压相位可控通过变容二极管或数字移相器实现，变容二极管作为移相器具有结构简单、易于实现的优点但是无法实现相位随控制电压线性变化，数字移相器可以精确移相但是其相位不能实现连续可调。
PLL移相器具有相位连续可调、相位随控制电压线性变化的优点。运用PLL移相器进行相位控制的天线阵列结构图如图2所示，需为每一个发射单元配置一个PPL移相器，第n+1(n≥1)发射单元PLL移相器中的鉴相器需以第n发射单元PLL移相器中压控振荡器的输出电压为参考电压来鉴别自身输出电压与参考电压的相位差、频率差，存在控制结构复杂的缺陷，同时，由于每个PLL移相器参考电压依赖与前面PLL移相器的输出，这使得天线阵列在该PLL移相器组的控制下输出功率低进而导致微波无线电能传输系统的效率低。
为提高无线电能传输系统的效率，本申请旨在利用PLL移相器控制微波发射端超高频逆变器的输出电压相位连续可调。
发明内容
本发明的发明目的是针对上述背景技术的不足，提供了控制超高频谐振逆变器输出电压相位可调的驱动电路，通过在PLL移相器后级联线性放大器的方式实现了超高频谐振逆变器输出电压相位的连续可调，解决了运用PLL移相器进行相位控制的天线阵列虽然可以调节天线阵列的定向发射能力但仍然无法有效提高微波无线电能传输系统效率的这一技术问题。
本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：
控制超高频谐振逆变器输出电压相位可调的驱动电路，包括：鉴频鉴相器、滤波器、高频振荡器、线性放大器，其中，
鉴频鉴相器，其输入端接参考电压信号和线性放大器的输出信号，输出线性放大器输出信号与参考电压信号的相位差信号以及频率差信号，
滤波器，其输入端接鉴频鉴相器的输出端，输出表征线性放大器输出信号与参考电压信号相位差以及频率差的电压信号，
高频振荡器，其电源端口接直流电源，其控制端接滤波器的输出端，在滤波器输出电压信号的控制下调节其输出交流信号的频率，
线性放大器，其输入端接高频振荡器的输出端，对高频振荡器输出的交流信号放大处理后输出至高频谐振逆变器中开关管的门极。
作为控制超高频谐振逆变器输出电压相位可调的驱动电路的进一步优化方案，高频振荡器选用频率稳定且可调的席勒振荡器，席勒振荡器包括：功率晶体管、第一分压式偏置电阻、第二分压式偏置电阻、集电极限流电阻、发射极反馈电阻、基极反馈电容、第一谐振电容、第二谐振电容、第三谐振电容、可变电容、谐振电感、隔直电容，其中，
第一分压式偏置电阻的一端接直流电源，第一分压式偏置电阻的另一端与第二分压式偏置电阻的一端、基极反馈电容的一极并接后与功率晶体管的基极连接，集电极限流电阻的一端接直流电源，集电极限流电阻的另一端接功率晶体管的集电极，发射极反馈电阻的一端接功率晶体管的发射极，第一谐振电容的一极、第三谐振电容的一极、隔直电容的一极并接后与功率晶体管的集电极连接，第一谐振电容的另一极、第二谐振电容的一极并接后与功率晶体管发射极连接，第三谐振电容的另一极接谐振电感的一端，基极反馈电容的另一极、第二分压式偏置电阻的另一端、发射极反馈电阻的另一端、第二谐振电容的另一极、谐振电感的另一端均接地，可变电容并接在谐振电感的两端，可变电容的供电端接滤波器的输出端，隔直电容的另一极为席勒振荡器的输出端。
作为控制超高频谐振逆变器输出电压相位可调的驱动电路的进一步优化方案，线性放大器选用频率高且输出线性度好的甲乙类放大器，甲乙类放大器包括：电压放大器、第一偏置二极管、第二偏置二极管、第一输出晶体管、第二输出晶体管、第一分压电阻、第二分压电阻，其中，
电压放大器的输入端接席勒振荡器的输出端，第一分压电阻的一端接正极性直流电源，第一分压电阻的另一端与第一偏置二极管的阳极并接后与第一输出晶体管的基极连接，第一偏置二极管的阴极与第二偏置二极管的阳极并接后与电压放大器的输出端连接，第二偏置二极管的阴极与第二分压电阻的一端并接后与第二输出晶体管的基极连接，第一输出晶体管的集电极接正极性直流电源，第一输出晶体管的发射极与第二输出晶体管的发射极并接后作为线性放大器的输出端，第二分压电阻的另一端和第一输出晶体管的集电极均接负极性直流电源。
作为控制超高频谐振逆变器输出电压相位可调的驱动电路的进一步优化方案，滤波器包括：放大器、第一滤波电阻、第二滤波电阻、滤波电容，其中，
第一滤波电阻的一端接鉴频鉴相器的输出端，第一滤波电阻的另一端与第二滤波电阻的一端并接后与放大器的反相输入端连接，第二滤波电阻的另一端接滤波电容的一极，滤波电容的另一极接放大器的输出端，放大器的同相输入端接控制电压。
上述任意一种控制超高频谐振逆变器输出电压相位可调的驱动电路都适用于ClassΦ2谐振逆变器。
本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：
(1)本发明将PLL移相器用于超高频逆变器的驱动，采用席勒振荡器级联线性放大器的方式实现传统PLL环路中压控振荡器的功能，实现了超高频谐振逆变器输出电压相位连续可调。
(2)本申请提出的驱动电路相比于传统的PLL移相器，去除了混频器和分频器，简化了电路结构。
(3)相比于包含采用PLL移相器控制天线阵列的微波无线电能传输系统，包含采用该种驱动电路的超高频谐振逆变器的微波无线电能传输系统具有输出功率大且转换效率高的优点。
附图说明
图1是微波无线电能传输发射系统的结构框图。
图2是运用PLL移相器进行相位控制的天线阵列的结构图。
图3是本申请公开的驱动电路用于ClassΦ2谐振逆变器的系统结构图。
图4是ClassΦ2谐振逆变器的结构图。
图5是输出电容CS取不同值时负载网络传递函数的幅频特性图。
图6是功率开关管关断时其漏源极的阻抗ZDS的幅频特性图和相频特性图。
图7是席勒振荡器的结构图。
图8是席勒振荡器在高频工作模式下的交流通路图。
图9是甲乙类线性放大器的结构图。
图10是本申请设计的PLL环路的结构图。
图11是谐振逆变器开关管电流ids与漏源级电压vds的仿真图。
图12是谐振逆变器输出电压vo与开关管驱动电压vgs的仿真图。
图13是鉴频鉴相器输出电压Vpd与压控振荡器输入电压Vvco的仿真图。
图14是控制电压Vc＝0时给定参考电压Vref与席勒振荡器输出电压Vout的仿真图。
图15是控制电压Vc＝0.6V时给定参考电压Vref与席勒振荡器输出电压Vout的仿真图。
图中标号说明：T1功率晶体管，R1为第一分压式偏置电阻，R2为第二分压式偏置电阻，R3为集电极限流电阻，R4为发射极反馈电阻，Cb为基极反馈电容，C1为第一谐振电容，C2为第二谐振电容，C3为第三谐振电容，C4为可变电容，L为谐振电感，C5为隔直电容，D1为第一偏置二极管，D2为第二偏置二极管，T2为第一输出晶体管，T3为第二输出晶体管，R7为第一分压电阻，R8为第二分压电阻，A1为放大器，R5为第一滤波电阻，R6为第二滤波电阻，C6为滤波电容，Q1为功率开关管，LF为输入谐振电感，CF1为外部并联电容，L2F、LS为电感，C2F、CS为电容，RL为负载电阻。
具体实施方式
下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明。
本发明对传统PLL移相器进行改进后设计出如图10所述的PLL环路，通过高频振荡器及级联在其后的线性放大器实现压控振荡器的功能，高频振荡器选用频率稳定且可调的席勒振荡器，线性放大器采用效率高输出线性度好的甲乙类放大器，该PLL环路还包括：鉴频鉴相器、滤波器。鉴频鉴相器用于检测线性放大器输出信号与参考电压信号的相位差以及频率差，滤波器用于将线性放大器输出信号与参考电压信号的相位差以及频率差转换为电压信号Vvco。席勒振荡器产生的高频振荡信号由线性放大器放大后为谐振逆变器功率开关管Q1提供驱动信号，如图3所示。PLL环路根据不同控制电压Vc产生加载在可变电容上的不同反向电压从而控制席勒振荡器输出电压与给定参考电压Vref的相位差，进而实现谐振逆变器输出电压相位的连续可调。
图3给出了将本申请公开的驱动电路用于ClassΦ2谐振逆变器系统结构图。下面对图3所示各电路模块的设计展开描述。
A、ClassΦ2谐振逆变器的分析设计
ClassΦ2谐振逆变器的电路拓扑如图4所示，包括：输入谐振电感LF，吸收晶体管漏源极寄生电容的外部并联电容CF1，形成一个2次谐波陷阱的电感L2F和电容C2F。2次谐波陷阱能够减小晶体管电压应力，电感LS、电容CS与负载电阻RL构成的体现带通特性的负载网络，由电感LS、电容CS构成的阻抗XS对负载RL进行分压以实现对输出功率的调节以及对高次谐波的抑制。
由于输出端对高次谐波有抑制作用，ClassΦ2谐振逆变器的输出主要包含基波和极少数的谐波分量。在给定输出功率Po和输入电压Vin时，输出端阻抗XS可以由式(1)计算：
在工作频率处取得相同XS的不同LS和CS的组合有无数种。对于电容CS取不同值时负载网络传递函数的幅频特性如图5所示。电容CS越小其对谐波的滤除作用越强，输出波形质量越好，同时，该电容承受电压峰值越高，工作状态变得不可靠，因此实际选取时应进行折衷考虑。
谐振网络的阻抗表达式为：
式(2)中，CF'为等效并联在开关管两端的谐振电容(包括开关管寄生电容和功率开关管外部的并联谐振电容CF)，ω为工作角频率。
由上述可知，谐振网络的阻抗应该满足以下条件：
1)在基波(工作频率fs＝100MHz)和三次谐波处取得极大值；
2)在二次谐波处取得极小值。
如上所述，电感L2F电容C2F设计为二次谐波陷阱，二次谐波陷阱的谐振频率为两倍工作频率，即满足：
谐振网络阻抗ZF的极大值出现在分母等于0处，解得两个正根ω1(2πf1)和ω3(2πf3)，令f1＝fs，f1＝3fs。从而可解得如下各元件取值：
通常根据经验选取CF'的容值，值得注意的是其取值应大于功率开关管寄生电容的值。同时，功率开关管关断时其漏源极的阻抗ZDS为谐振和滤波阻抗的并联，并联之后需要对输入谐振电感LF、功率开关管外部并联谐振电容CF进行微调修正，修正之后ZDS幅频特性和相频特性如图6所示。
B、席勒振荡器分析设计
席勒振荡器用来产生超高频谐振逆变器驱动所需频率的振荡信号，其拓扑如图7所示，包括：功率晶体管T1、第一分压式偏置电阻R1、第二分压式偏置电阻R2、集电极限流电阻R3、发射极反馈电阻R4、基极反馈电容Cb、第一谐振电容C1、第二谐振电容C2、第三谐振电容C3、可变电容C4、谐振电感L、隔直电容C5。第一分压式偏置电阻R1的一端接直流电源Vcc，第一分压式偏置电阻R1的另一端与第二分压式偏置电阻R2的一端、基极反馈电容Cb的一极并接后与功率晶体管T1的基极连接，集电极限流电阻R3的一端接直流电源Vcc，集电极限流电阻R3的另一端接功率晶体管T1的集电极，发射极反馈电阻R4的一端接功率晶体管T1的发射极，第一谐振电容C1的一极、第三谐振电容C3的一极、隔直电容C5的一极并接后与功率晶体管T1的集电极连接，第一谐振电容C1的另一极、第二谐振电容C2的一极并接后与功率晶体管T1发射极连接，第三谐振电容C3的另一极接谐振电感L的一端，基极反馈电容Cb的另一极、第二分压式偏置电阻R2的另一端、发射极反馈电阻R4的另一端、第二谐振电容C2的另一极、谐振电感L的另一端均接地，可变电容C4并接在谐振电感L的两端，可变电容C4的供电端接滤波器的输出端，隔直电容C5的另一极为席勒振荡器的输出端。
在高频情况下的席勒振荡器的交流通路如图8所示。在设计中，需满足第一谐振C1及第二谐振电容C2的容值远大于第三谐振电容C3及可变电容C4的容值，故席勒振荡器的振荡频率频率可由下式得出：
在实际工作中，第三谐振电容C3的选择要合理，第三谐振电容C3过小时振荡管与回路耦合弱电路难以起振，第三谐振电容C3过大则频率稳定度下降。
C、甲乙类放大器原理分析
席勒振荡器存在输出电压略低及输出电流不足以驱动开关管的问题，因此本申请运用甲乙类放大器提高拓扑的驱动能力。甲乙类放大器的电路拓扑如图9所示，包括：电压放大器、第一偏置二极管D1、第二偏置二极管D2、第一输出晶体管T2、第二输出晶体管T3、第一分压电阻R7、第二分压电阻R8，电压放大器的输入端接席勒振荡器的输出端，第一分压电阻R7的一端接正极性直流电源Vcc，第一分压电阻R7的另一端与第一偏置二极管D1的阳极并接后与第一输出晶体管T2的基极连接，第一偏置二极管D1的阴极与第二偏置二极管D2的阳极并接后与电压放大器的输出端连接，第二偏置二极管D2的阴极与第二分压电阻R8的一端并接后与第二输出晶体管T3的基极连接，第一输出晶体管T2的集电极接正极性直流电源Vcc，第一输出晶体管T2的发射极与第二输出晶体管T3的发射极并接后作为线性放大器的输出端，第二分压电阻R8的另一端和第一输出晶体管T2的集电极均接负极性直流电源Vee。
第一输出晶体管T2和第二输出晶体管T3构成功率输出级，第一偏置二极管D1为第一输出晶体管T2提供发射极电压偏置，第二偏置二极管D2为第二输出晶体管T3的发射极提供电压偏置从而克服了交越失真。输出级为射极跟随器形式，只能放大电流，不能放大电压，因此在电压调节器与输出级间引入一个电压放大器，实际电路中，电压放大器由同相运算放大电路实现。
D、PLL环路分析设计
本申请涉及的PLL环路如图10所示，其中，压控振荡器由上述席勒振荡器和甲乙类放大器构成，Vref是给定参考电压信号。环路滤波器由放大器A1、第一滤波电阻R5、第二滤波电阻R6、滤波电容R6构成，第一滤波电阻R5的一端接鉴频鉴相器的输出端，第一滤波电阻R5的另一端与第二滤波电阻R6的一端并接后与放大器A1的反相输入端连接，第二滤波电阻R6的另一端接滤波电容C6的一极，滤波电容C6的另一极接放大器A1的输出端，放大器A1的同相输入端接控制电压Vc。
当PLL移相器调节其压控振荡器输出电压频率与给定参考电压频率非常相近时，鉴频鉴相器工作在鉴相器状态，比较压控振荡器输出电压与给定参考电压的相位差。此时鉴频鉴相器输出电压vd与给定参考电压相位差θe的关系由下式给出：
vd＝Kdθe (8)，
式(8)中，Kd是鉴频鉴相器的增益。
当给定参考电压的频率、相位与压控振荡器输出电压的频率、相位相同时，PLL移相器工作在锁定状态。此时，当控制电压变化时，压控振荡器输出电压的角频率为：
ω＝ω0+K0F(0)(Kdθe-Vc) (9)，
式(9)中，ω0是压控振荡器的中心频率，K0是压控振荡器的增益，F(0)是环路滤波器的直流增益，Vc是控制电压。
由式(9)可得出给定参考电压与压控振荡器输出电压的相位差θe与控制电压Vc的关系：
合理设计环路滤波器使得其直流增益很大时，PLL移相器的直流增益也很大，此时可以忽略输入输出角频率差，可以简化θe与Vc关系，有：
由于Kd是一个常量，所以压控振荡器的输出与输入给定相位差与控制电压成线性关系。
环路滤波器的增益为：
整个PLL移相器闭环增益为：
环路固有频率和阻尼因子如下所示：
在确定环路固有频率和阻尼因子后可以计算出R5、R6、C6：
本发明的一个具体设计实例如下：ClassΦ2谐振逆变器输入端电压Vin＝48V；负载阻抗RL为50Ω；开关频率fs＝100MHz；谐振逆变器功率开关管为LDMOS，拓扑中所用电感均为空芯电感，电容均为贴片电容。元器件的数值如表1、表2所示。线性放大器各元器件均为理想器件。
表1谐振逆变器元件参数取值
表2席勒振荡器及PLL环路元件参数取值
C1 300pF C2 500pF C3 10pF
L 85nH R5 30kΩ R6 6kΩ
C6 10nF Cb 10nF / /
图11、图12、图13、图14、图15分别给出了主要仿真波形图。图11分别给出了谐振逆变器功率开关管Q1电流ids与漏源极两端电压uds的波形图，实现了软开关，电压应力为100V。图12分别给出了谐振逆变器输出电压uo和开关管Q1驱动电压ugs的波形图，实现了20W的输出。图13分别给出了鉴频鉴相器输出电压Vpd与压控振荡器控制电压Vvco的波形图。在0.2ms之前控制电压Vc＝0，在0.1ms时PLL环路进入锁定状态，此时席勒振荡器输出电压Vout与给定电压Vref的波形图如图14所示，Vout与Vref此时没有相位差，在0.2ms加入控制电压Vc＝0.6V，在0.5ms时PLL环路再次进入锁定状态，此时席勒振荡器输出电压Vout与给定电压Vref的波形图如图15所示，此时Vout超前Vref90°。
以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想在所保护技术方案基础上所做的任何改动均落入本发明的保护范围。

Claims (5)

1.控制超高频谐振逆变器输出电压相位可调的驱动电路，其特征在于，包括：鉴频鉴相器、滤波器、高频振荡器、线性放大器，其中，
鉴频鉴相器，其输入端接参考电压信号和线性放大器的输出信号，输出线性放大器输出信号与参考电压信号的相位差信号以及频率差信号，
滤波器，其输入端接鉴频鉴相器的输出端，输出表征线性放大器输出信号与参考电压信号相位差以及频率差的电压信号，
高频振荡器，其电源端口接直流电源，其控制端接滤波器的输出端，在滤波器输出电压信号的控制下调节其输出交流信号的频率，
线性放大器，其输入端接高频振荡器的输出端，对高频振荡器输出的交流信号放大处理后输出至高频谐振逆变器中开关管的门极。
2.根据权利要求1所述控制超高频谐振逆变器输出电压相位可调的驱动电路，其特征在于，所述高频振荡器为席勒振荡器，席勒振荡器包括：功率晶体管（T 1）、第一分压式偏置电阻（R 1）、第二分压式偏置电阻（R 2）、集电极限流电阻（R 3）、发射极反馈电阻（R 4）、基极反馈电容（C b ）、第一谐振电容（C 1）、第二谐振电容（C 2）、第三谐振电容（C 3）、可变电容（C 4）、谐振电感（L）、隔直电容（C 5），其中，
第一分压式偏置电阻（R 1）的一端接直流电源，第一分压式偏置电阻（R 1）的另一端与第二分压式偏置电阻（R 2）的一端、基极反馈电容（C b ）的一极并接后与功率晶体管（T 1）的基极连接，集电极限流电阻（R 3）的一端接直流电源，集电极限流电阻（R 3）的另一端接功率晶体管（T 1）的集电极，发射极反馈电阻（R 4）的一端接功率晶体管（T 1）的发射极，第一谐振电容（C 1）的一极、第三谐振电容（C 3）的一极、隔直电容（C 5）的一极并接后与功率晶体管（T 1）的集电极连接，第一谐振电容（C 1）的另一极、第二谐振电容（C 2）的一极并接后与功率晶体管（T 1）发射极连接，第三谐振电容（C 3）的另一极接谐振电感（L）的一端，基极反馈电容（C b ）的另一极、第二分压式偏置电阻（R 2）的另一端、发射极反馈电阻（R 4）的另一端、第二谐振电容（C 2）的另一极、谐振电感（L）的另一端均接地，可变电容（C 4）并接在谐振电感（L）的两端，可变电容（C 4）的供电端接滤波器的输出端，隔直电容（C 5）的另一极为席勒振荡器的输出端。
3.根据权利要求1所述控制超高频谐振逆变器输出电压相位可调的驱动电路，其特征在于，所述线性放大器为甲乙类放大器，甲乙类放大器包括：电压放大器、第一偏置二极管（D 1）、第二偏置二极管（D 2）、第一输出晶体管（T 2）、第二输出晶体管（T 3）、第一分压电阻（R 7）、第二分压电阻（R 8），其中，
电压放大器的输入端接席勒振荡器的输出端，第一分压电阻（R 7）的一端接正极性直流电源，第一分压电阻（R 7）的另一端与第一偏置二极管（D 1）的阳极并接后与第一输出晶体管（T 2）的基极连接，第一偏置二极管（D 1）的阴极与第二偏置二极管（D 2）的阳极并接后与电压放大器的输出端连接，第二偏置二极管（D 2）的阴极与第二分压电阻（R 8）的一端并接后与第二输出晶体管（T 3）的基极连接，第一输出晶体管（T 2）的集电极接正极性直流电源，第一输出晶体管（T 2）的发射极与第二输出晶体管（T 3）的发射极并接后作为线性放大器的输出端，第二分压电阻（R 8）的另一端和第一输出晶体管（T 2）的集电极均接负极性直流电源。
4.根据权利要求1所述控制超高频谐振逆变器输出电压相位可调的驱动电路，其特征在于，所述滤波器包括：放大器（A 1）、第一滤波电阻（R 5）、第二滤波电阻（R 6）、滤波电容（C 6），其中，
第一滤波电阻（R 5）的一端接鉴频鉴相器的输出端，第一滤波电阻（R 5）的另一端与第二滤波电阻（R 6）的一端并接后与放大器（A 1）的反相输入端连接，第二滤波电阻（R 6）的另一端接滤波电容（C 6）的一极，滤波电容（C 6）的另一极接放大器（A 1）的输出端，放大器（A 1）的同相输入端接控制电压。
5.根据权利要求1至4中任意一项所述控制超高频谐振逆变器输出电压相位可调的驱动电路，其特征在于，所述驱动电路适用于Class Φ2谐振逆变器。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111416614A (zh) * 2020-04-10 2020-07-14 成都仕芯半导体有限公司 高线性度射频电路及改善射频电路线性度的方法
CN116647198A (zh) * 2023-04-28 2023-08-25 深圳飞骧科技股份有限公司 功率放大器电路

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4677309A (en) * 1985-09-30 1987-06-30 Kabushiki Kaisha Toshiba Self-commutated inverter is selectively decoupled from an AC grid
CN105207491A (zh) * 2015-10-15 2015-12-30 南京航空航天大学 高频dc-dc变换器及其谐振驱动电路

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4677309A (en) * 1985-09-30 1987-06-30 Kabushiki Kaisha Toshiba Self-commutated inverter is selectively decoupled from an AC grid
CN105207491A (zh) * 2015-10-15 2015-12-30 南京航空航天大学 高频dc-dc变换器及其谐振驱动电路

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
STRUGGLEX: "压控振荡器", 《HTTP://WWW.DOCIN.COM/P-373727044.HTML》 *
谢浩赞: "基于DSP的高频感应加热电源的仿真研究", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库电子期刊》 *

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111416614A (zh) * 2020-04-10 2020-07-14 成都仕芯半导体有限公司 高线性度射频电路及改善射频电路线性度的方法
CN111416614B (zh) * 2020-04-10 2023-10-27 成都仕芯半导体有限公司 高线性度射频电路及改善射频电路线性度的方法
CN116647198A (zh) * 2023-04-28 2023-08-25 深圳飞骧科技股份有限公司 功率放大器电路

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