CN106849940A - 一种频偏控制晶体振荡电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种频偏控制晶体振荡电路，包括NMOS管N1、连接在NMOS管N1栅极与漏极之间的频偏控制电路、电阻Rf以及选频网络，以及连接频偏控制电路输入端的可编程电流源；频偏控制电路输出端连接外部的频偏检测模块的输入端，可编程电流源输入端连接外部的频偏检测模块的输出端；频偏控制电路接收振荡信号，根据可编程电流源输出的控制参数调整信号频偏，输出调整后的信号；可编程电流源根据外部的频偏检测模块反馈的配置参数，设置相应的控制参数输出至频偏控制电路。本发明通过可编程电流源将外部的频偏检测模块反馈的信号频偏大小，设置相应的控制参数给频偏控制电路，使调整后的信号频偏更符合用户需求，使输出信号频率更稳定。

Description

一种频偏控制晶体振荡电路
技术领域
本发明涉及半导体集成电路技术领域，尤其涉及一种频偏控制晶体振荡电路。
背景技术
石英晶体本身具有压电效应，这种效应表明了石英晶体的力学性质和电学的结合；石英晶体振荡器是利用石英晶体的压电效应做成的一种无源的谐振器件，由于石英晶体具有非常高的品质因数，因此石英晶体加上振荡器电路能够产生频率准确而稳定的振荡波形，准确度可达10-5—10-4，而且价格便宜，广泛应用于军工、工业、GPS等领域。
如图1所示，是一种皮尔斯晶体振荡电路，图中的电容器C1，C2与石英晶体一起构成选频网络，NMOS管N1作为增益放大电路，电流源ID给NMOS管M1提供偏置电流，电阻Rf连接在XIN端和XOUT端之间，为正反馈电阻。当振荡电路满足小信号的条件，电流源ID给适当的电流值，由于选频回路的选频作用，它只选择本身谐振频率的信号，在正反馈的作用下，谐振频率的信号越来越强，从而产生振荡输出，XOUT端频率信号比较强，幅度较大，再通过输出驱动电路的整形，就可以产生一种比较准确和稳定的波形。
由于这种电路结构中，输出XOUT端回路没有反馈，因此XOUT端输出的时钟信号存在较大的频偏，直接影响了振荡频率的稳定性。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种频偏控制晶体振荡电路,其可减少频偏，稳定振荡频率。
为解决本发明的技术问题，本发明公开一种频偏控制晶体振荡电路，包括NMOS管N1、连接在NMOS管N1栅极与漏极之间的频偏控制电路、电阻Rf以及选频网络，以及连接频偏控制电路输入端的可编程电流源；所述频偏控制电路输出端连接外部的频偏检测模块的输入端，所述可编程电流源输入端连接外部的频偏检测模块的输出端；
所述频偏控制电路接收振荡信号，根据可编程电流源输出的控制参数调整信号频偏，输出调整后的信号；所述可编程电流源根据外部的频偏检测模块反馈的配置参数，设置相应的控制参数输出至频偏控制电路。
其中，所述频偏控制电路包括电流源产生单元、第一镜像电流单元、第二镜像电流单元、第三镜像电流单元和信号放大单元；所述电流源产生单元用于产生直流电流源I0；所述第一镜像电流单元、第二镜像电流单元和第三镜像电流单元用于根据可编程电流源输出的控制参数产生值为直流电流源I0相应倍数的第一电流I1、第二电流I2和第三电流ID；所述信号放大单元用于根据 第一电流I1和第二电流I2的大小将选频网络输入的信号进行放大处理后输出至外部的频偏检测模块。
其中，所述电流源产生单元包括直流电流源IDC、开关管P1、电流镜管P2、电阻R1和电容C3；所述开关管P1源极连接电源VDD、栅极接地、漏极连接电流镜管P2的源极；所述电流镜管P2栅极和漏极都与直流电流源IDC连接；所述电阻R1和电容C3串联组成低通滤波电路，连接在电源VDD和直流电流源IDC之间。
其中，所述电流源产生单元包括直流电流源IDC和电流镜管P2、电流镜管P2栅极和漏极与直流电流源IDC连接，源极连接电源VDD。
其中，所述第一镜像电流单元和第二镜像电流单元包括N组相互并联的镜像子单元，每个电流镜像子单元由开关管和电流镜管串联组成；开关管的源极连接电源VDD、栅极连接可编程电流源的输出端、漏极连接电流镜管的源极；电流镜管的栅极连接电流源产生单元，漏极连接信号放大单元；其中，N为大于或等于2的正整数。
其中，所述第三镜像电流单元包括M组相互并联的镜像子单元，每个镜像子单元由开关管和电流镜管串联组成；开关管的源极连接电源、栅极连接可编程电流源的输出端、漏极连接电流镜管的源极；电流镜管的栅极连接电流源产生单元，漏极连接NMOS管N1的源极；其中，M为大于N的正整数。
其中，所述信号放大单元包括NMOS管N2、NMOS管N3、电阻R2、 电容C4；NMOS管N2源极连接第一镜像电流单元接收第一电流I1，栅极通过电阻R2与NMOS管N3栅级相连，以及通过电容C4与NMOS管N1栅极相连，漏极接地；NMOS管N3源极连接第二镜像电流单元接收第二电流I2，栅极直接连接NMOS管N2的源极，漏极接地。
其中，所述外部的频偏检测模块用于对频偏控制电路输出的信号进行频偏检测，根据频偏的大小反馈相应的配置参数给可编程电流源。
其中，所述可编程电流源为10bit的可编程电流源。
其中，所述选频网络为三点式选频网络。
与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：本发明通过可编程电流源将外部的频偏检测模块反馈的信号频偏大小，设置相应的控制参数给频偏控制电路，使调整后的信号频偏更符合用户需求，使输出信号频率更稳定。
附图说明
图1是现有技术的晶体振荡电路结构图；
图2是本发明实施例的晶体振荡电路结构图；
图3是本发明实施例的频偏控制电路结构图；
图4是本发明实施例的与6位可编程电流源匹配的频偏控制电路结构图；
图5是本发明另一实施例的与6位可编程电流源匹配的频偏控制电路结构图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例，对本发明作进一步详细说明。
如图2所示，为本发明实施例的频偏控制晶体振荡电路结构图。本实施例的频偏控制晶体振荡电路包括：NMOS管N1、连接在NMOS管N1栅极与漏极之间的频偏控制电路、电阻Rf以及选频网络，以及连接频偏控制电路输入端的可编程电流源。
其中，频偏控制电路输出端连接外部的频偏检测模块的输入端，可编程电流源输入端连接外部的频偏检测模块的输出端。频偏控制电路用于接收振荡信号，根据可编程电流源输出的控制参数调整信号频偏，输出调整后的信号。可编程电流源根据外部的频偏检测模块反馈的配置参数，设置相应的控制参数输出至频偏控制电路。
具体地，在本实施例中，选频网络是由位于芯片外部的分立元件石英晶体振荡器、电容C1和电容C2三者构成的三点式选频网络。电阻Rf是反馈电阻。NMOS管N1是反向放大驱动管，正常工作是处于饱和区，为振荡电路提供增益，将振荡信号放大后输出给频偏控制电路。
再如图3所示，本发明实施例的频偏控制电路包括:电流源产生单元、第一镜像电流单元、第二镜像电流单元、第三镜像电流单元和信号放大单元。
其中，电流源产生单元用于产生直流电流源I0；所述第一镜像电流单元、 第二镜像电流单元和第三镜像电流单元用于根据可编程电流源输出的控制参数产生值为直流电流源I0相应倍数的第一电流I1、第二电流I2和第三电流ID；所述信号放大单元用于根据第一电流I1和第二电流I2的大小将选频网络输入的信号进行相应大小的放大处理后输出至外部的频偏检测模块。
在本实施例中，可编程电流源为多位数的可编程电流源，例如，可以是6bit、8bit、10bit、12bit、14bit等等，本领域技术人员可根据实际需要进行相应的配置。若为6bit可编程电流源，则可设置将其中2bit用于控制第一电流和第二电流的大小，另4bit用于控制第三电流的大小。若为10bit可编程电流源，则可设置将其中4bit用于控制第一电流I1和第二电流I2的大小，另6bit用于控制第三电流ID的大小。由于第三电流ID作为NMOS管N1的偏置电流，且NMOS管N1负责振荡电路的自起振放大作用，所以NMOS管N1需要更多的电流，因此第三电流ID需要的控制位数就更多。
信号放大电路将第一电流I1和第二电流I2作为偏置电流，将NMOS管N1输入的振荡信号进行放大处理后输出至外部的频偏检测模块，第一电流I1和第二电流I2越大，则输出信号越大。
以下结合图4详述本实施例的工作原理。为方便描述，本实施例采用了6bit的可编程电流源，其中2bit用于控制第一电流I1和第二电流I2的大小，另4位bit用于控制第三电流ID的大小，则相应的频偏控制电路如图4所示。若采用其他位数的可编程电流源，则频偏控制电路可依图4进行相应的修改。
电流源产生单元包括直流电流源IDC、开关管P1、电流镜管P2、电阻R1和电容C3；所述开关管P1源极连接电源VDD、栅极接地、漏极连接电流镜管P2的源极；所述电流镜管P2栅极和漏极都与直流电流源IDC连接；所述电阻R1和电容C3串联组成低通滤波电路，连接在电源VDD和直流电流源IDC之间。
由于开关管P1接地，所以是一直导通，可使电流镜管P2将直流电流源IDC产生的电流源I0经低通滤波电路后镜像给后面的第一镜像电流单元、第二镜像电流单元和第三镜像电流单元。电阻R1和电容C3串联组成的低通滤波电路可使电流源I0平稳变化，有利于振荡环路的稳定。
在本发明另一实施例中，如图5所示，所述电流源产生单元仅包括直流电流源IDC和电流镜管P2，电流镜管P2栅极和漏极都与直流电流源IDC连接，源极连接电源VDD。相比图4所示的电流源产生单元，本实施例的电流源产生单元结构简单，也能够产生电流源I0，达到相同的目的。
第一镜像电流单元和第二镜像电流单元结构相同，都包括N组相互并联的镜像子单元，每个电流镜像子单元由开关管和电流镜管串联组成；开关管的源极连接电源VDD、栅极连接可编程电流源的输出端、漏极连接电流镜管的源极；电流镜管的栅极连接电流源产生单元，漏极连接信号放大单元；其中，N为大于或等于2的正整数。在本实施例中，N为2。
如图4所示，开关管P3、P7的栅极连接可编程电流源的第1控制位S1， 开关管P5、P9的栅极连接可编程电流源的第2控制位S2。当第1控制位S1为0时，开关管P3、P7打开，为1时，关闭；当第2控制位S2为0时，开关管P5、P9打开，为1时，关闭。
在开关管P3或开关管P5打开时，电流镜管P4或电流镜管P6才能将镜像电流输入NMOS管N2，此时的镜像电流即第一电流I1等于电流源I0；当开关管P3、P4都打开时，电流镜管P4、P6都将镜像电流输入NMOS管N2，此时的镜像电流即第一电流I1等于电流源2I0，即为电流源I0的2倍。
同理，在开关管P7或开关管P9打开时，电流镜管P8或电流镜管P10才能将镜像电流输入NMOS管N3，此时的镜像电流即第二电流I2等于电流源I0；当开关管P7、P9都打开时，电流镜管P8、P10都将镜像电流输入NMOS管N3，此时的镜像电流即第二电流I2等于电流源2I0，即为电流源I0的2倍。
第三镜像电流单元包括M组相互并联的镜像子单元，每个镜像子单元由开关管和电流镜管串联组成；开关管的源极连接电源、栅极连接可编程电流源的输出端、漏极连接电流镜管的源极；电流镜管的栅极连接电流源产生单元，漏极连接NMOS管N1的源极；其中，M为大于N的正整数。在本实施例中，M为4。
由于开关管P11、P13、P15、P17分别连接可编程电流源的第3、4、5、6位控制位，所以，当第3、4、5、6位控制位为1时，开关管P11、P13、P15、P17关闭，为0时，打开，使电流镜管P12、P14、P16、P18将镜像电流即第 三电流ID输出至NMOS管N1。
因此，当第3、4、5、6位控制位都为1时，第三电流ID为0；当第3、4、5、6位控制位都为0时，第三电流ID为8I0，即I0的8倍。可见，第三电流ID的值可在0至8I0之间变化。
依次类推，可以得出，第一镜像电流单元和第二镜像电流单元包括N组镜像子单元，则其第一电流I1和第二电流I2的值在0至2(N-1)I0之间变化。第三镜像电流单元包括M组镜像子单元，则第三电流ID的值在0至2(M-1)I0之间变化。即I1＝aI0，I2＝aI0，ID＝bI0，a和b为电流系数，其中，a的值分别为0、21、22、23、24…2(N-1)，b的值分别为0、21、22、23、24…2(M-1)。
在本实施例中，所述信号放大单元包括NMOS管N2、NMOS管N3、电阻R2、电容C4；NMOS管N2源极连接第一镜像电流单元接收第一电流I1，栅极通过电阻R2与NMOS管N3栅极相连，以及通过电容C4与NMOS管N1栅极相连，漏极接地；NMOS管N3源极连接第二镜像电流单元接收第二电流I2，栅极直接连接NMOS管N2的源极，漏极接地。
其中，电阻R2是负反馈电阻，和电容C4组成高通滤波网络，可使信号输出更稳定。
当第一电流I1和第二电流I2为最大值时，信号放大单元VOUT端输出的信号为最大。当第三电流ID为最大值时，NMOS管N1提供最大增值，使信号放大单元XIN端接收的信号最大。
在初始状态，可编程电流源输出的控制参数为全1，使频偏控制电路输出最大信号，当外部的频偏检测模块检测出信号频偏超出预设范围时，再反馈相应的配置参数给可编程电流源，可编程电流源根据配置参数选择输出相应的控制参数，使频偏控制电路调整电流大小，从而减小信号频偏。
在本实施例中，频偏检测模块是位于芯片外部的检测仪器，其内部预设有频偏范围，当检测到频偏控制电路输出的信号超出预设的频偏范围时，再判断超出的大小，然后发送相应的配置参数给可编程电流源。
可编程电流源根据所述配置参数，通过查表的方式确定最佳的电流系数a和b，然后发送相应的控制参数给频偏控制电路。
具体地，在电源上电过程中，可编程电流源默认的配置参数为最高，使电流系数a、b为最大值，保证电路起振。例如，6bit的可编程电流源，其中用2bit控制系数a，用4bit控制系数b，因此，a的最大值为11(二进制数)；b的最大值为1111(二进制数)。
电路起振振荡后，外部的频偏检测模块判断频偏过高后，发送相应的配置参数给可编程电流源，可编程电流源查表确实合适的电流系数a和b。例如，6bit的可编程电流源，表中系数a和b共有6个，以下用二进制数表示系数a和b，系数a有2个值，a1＝1；a2＝11；系数b有4个值，b1＝1；b2＝11；b3＝111；b4＝1111；因此，表中共有8种组合，可编程电流源就从这8种组合中选择一种作为控制参数来控制电流大小。
以此类推，可以得出，对于W bit位的可编程电流源而言，用W1bit控制系数a，W2bit控制系数b，则系数a有W1个值，系数b有W2个值，表中共有W1×W2种组合。
综上所述，本发明通过可编程电流源将外部的频偏检测模块反馈的信号频偏大小，设置相应的控制参数给频偏控制电路，使调整后的信号频偏更符合用户需求，使输出信号频率更稳定。
以上举较佳实施例，对本发明的目的、技术方案和优点进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内，本发明所主张的权利范围应以发明申请范围所述为准，而非仅限于上述实施例。

Claims (10)

1.一种频偏控制晶体振荡电路，其特征在于：包括NMOS管N1、连接在NMOS管N1栅极与漏极之间的频偏控制电路、电阻Rf以及选频网络，以及连接频偏控制电路输入端的可编程电流源；所述频偏控制电路输出端连接外部的频偏检测模块的输入端，所述可编程电流源输入端连接外部的频偏检测模块的输出端；
所述频偏控制电路接收振荡信号，根据可编程电流源输出的控制参数调整信号频偏，输出调整后的信号；所述可编程电流源根据外部的频偏检测模块反馈的配置参数，设置相应的控制参数输出至频偏控制电路。
2.如权利要求1所述的频偏控制晶体振荡电路，其特征在于：所述频偏控制电路包括电流源产生单元、第一镜像电流单元、第二镜像电流单元、第三镜像电流单元和信号放大单元；所述电流源产生单元用于产生直流电流源I0；所述第一镜像电流单元、第二镜像电流单元和第三镜像电流单元用于根据可编程电流源输出的控制参数产生值为直流电流源I0相应倍数的第一电流I1、第二电流I2和第三电流ID；所述信号放大单元用于根据第一电流I1和第二电流I2的大小将选频网络输入的信号进行放大处理后输出至外部的频偏检测模块。
3.如权利要求2所述的频偏控制晶体振荡电路，其特征在于：所述电流源产生单元包括直流电流源IDC、开关管P1、电流镜管P2、电阻R1和电容C3；所述开关管P1源极连接电源VDD、栅极接地、漏极连接电流镜管P2的源极；所述电流镜管P2栅极和漏极都与直流电流源IDC连接；所述电阻R1和电容C3串联组成低通滤波电路，连接在电源VDD和直流电流源IDC之间。
4.如权利要求2所述的频偏控制晶体振荡电路，其特征在于：所述电流源产生单元包括直流电流源IDC和电流镜管P2、电流镜管P2栅极和漏极与直流电流源IDC连接，源极连接电源VDD。
5.如权利要求2所述的频偏控制晶体振荡电路，其特征在于：所述第一镜像电流单元和第二镜像电流单元包括N组相互并联的镜像子单元，每个电流镜像子单元由开关管和电流镜管串联组成；开关管的源极连接电源VDD、栅极连接可编程电流源的输出端、漏极连接电流镜管的源极；电流镜管的栅极连接电流源产生单元，漏极连接信号放大单元；其中，N为大于或等于2的正整数。
6.如权利要求5所述的频偏控制晶体振荡电路，其特征在于：所述第三镜像电流单元包括M组相互并联的镜像子单元，每个镜像子单元由开关管和电流镜管串联组成；开关管的源极连接电源、栅极连接可编程电流源的输出端、漏极连接电流镜管的源极；电流镜管的栅极连接电流源产生单元，漏极连接NMOS管N1的源极；其中，M为大于N的正整数。
7.如权利要求2所述的频偏控制晶体振荡电路，其特征在于：所述信号放大单元包括NMOS管N2、NMOS管N3、电阻R2、电容C4；NMOS管N2源极连接第一镜像电流单元接收第一电流I1，栅极通过电阻R2与NMOS管N3栅级相连，以及通过电容C4与NMOS管N1栅极相连，漏极接地；NMOS管N3源极连接第二镜像电流单元接收第二电流I2，栅极直接连接NMOS管N2的源极，漏极接地。
8.如权利要求1所述的频偏控制晶体振荡电路，其特征在于：所述外部的频偏检测模块用于对频偏控制电路输出的信号进行频偏检测，根据频偏的大小反馈相应的配置参数给可编程电流源。
9.如权利要求1所述的频偏控制晶体振荡电路，其特征在于：所述可编程电流源为10bit的可编程电流源。
10.如权利要求1所述的频偏控制晶体振荡电路，其特征在于：所述选频网络为三点式选频网络。
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