CN117526863B - 一种基于Doherty结构的功率放大电路 - Google Patents
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Abstract
本申请涉及一种基于Doherty结构的功率放大电路，包括主功率放大器、峰值功率放大器、信号输入模块、输入匹配模块以及输出模块；信号输入模块的输入端阻抗为2Zin，输入匹配模块的输入端耦接于信号输入模块的输出端，输入匹配模块的输出端同时耦接于主功率放大器的输入端和峰值功率放大器的输入端，主功率放大器和峰值功率放大器的输出端均耦接于输出模块的输入端，输出模块的输出端耦接于负载，负载的阻抗为RL；信号输入模块包括第一LC互补子模块以及第二LC互补子模块，第一LC互补子模块与第二LC互补子模块输出的电信号相位差为90°。本申请具有提升Doherty结构的射频功放电路的集成度的效果。
Description
技术领域
本申请涉及功率放大器的技术领域，尤其是涉及一种基于Doherty结构的功率放大电路。
背景技术
5G技术已经逐步融入人们的日常生活之中，但是5G无线通信技术带来的是更加复杂的调制模式，更高的峰均比，因此新一代通信标准对射频功放电路的线性度以及效率提出了更加苛刻的要求。
高的峰均比要求射频功率放大器在回退点工作，远离功率放大器1dB压缩点。目前，Doherty结构的提出就是为了解决在满足线性度的条件下，提高功率放大器在回退点的效率。
参照图1，传统Doherty电路结构由两路功放构成，分别为主路的主功率放大器和辅路的峰值功率放大器。输入常采用功分器将信号等分给主功率放大器和辅路的峰值功率放大器，在主路的输出匹配后采用四分之一波长传输线来实现负载阻抗调制，并实现主路和辅路信号的合成。
由于四分之一波长传输线的原因，使得主功率放大器和辅路的峰值功率放大器的相位差为90度，因此传统Doherty功放在峰值功放前增加一段四分之一波长传输线，以达到主功率放大器和辅路的峰值功率放大器相位平衡，由于采用四分之一波长的传输线和功分器进行功放的阻抗匹配和Doherty结构负载的调制，在Sub-6GHz频段下，传输线的面积较大，不利于产品的小型化，集成度较低，因此需要改进。
发明内容
为了提升Doherty结构的射频功放电路的集成度，本申请提供了一种基于Doherty结构的功率放大电路。
本申请的上述发明目的是通过以下技术方案得以实现的：
一种基于Doherty结构的功率放大电路，包括主功率放大器、峰值功率放大器、信号输入模块、输入匹配模块以及输出模块；
所述信号输入模块的输入端接入电信号，所述信号输入模块的输入端阻抗为2Zin，所述输入匹配模块的输入端耦接于信号输入模块的输出端，所述主功率放大器和峰值功率放大器同向并联设置，所述输入匹配模块的输出端同时耦接于主功率放大器的输入端和峰值功率放大器的输入端，所述主功率放大器和峰值功率放大器的输出端均耦接于输出模块的输入端，所述输出模块的输出端耦接于负载，负载的阻抗为RL；
所述信号输入模块包括耦接于主功率放大器的第一LC互补子模块以及耦接于峰值功率放大器的第二LC互补子模块，所述第一LC互补子模块和第二LC互补子模块的输入端的阻抗均为2Zin，所述第一LC互补子模块和第二LC互补子模块的输出端的阻抗均匹配为Zin，第一LC互补子模块与第二LC互补子模块输出的电信号相位差为90°，输出模块的特征阻抗设置为2RL，当峰值功率放大器不工作时，所述主功率放大器输出端的阻抗为最优阻抗2Zopt，当峰值功率放大器工作时，所述主功率放大器和峰值功率放大器的输出端的阻抗均为最优阻抗Zopt。
通过采用上述技术方案，基于传统的Doherty功放结构，通过第一LC互补子模块和第二LC互补子模块分别设置在主功率放大器和峰值功率放大器前，将阻抗从2Zin匹配为Zin并Γ为主功率放大器和峰值功率放大器提供相位差为90°的电信号，从而代替了传统Doherty功放结构在峰值功率放大器前增加一段四分之一波长传输线的设置；在功放输出方面，输出模块特征阻抗设置为2RL，采用输出模块代替了传统Doherty功放结构中主路的输出匹配后采用四分之一波长传输线来实现负载阻抗调制的设置，提高功放结构的集成度，在Sub-6GHz频段下，功分器与补偿网络相融合，传输线的节省，有利于运用在小型化的功放产品，芯片的集成度高，同时，移相器与阻抗匹配相融合还能够降低电路插损，提高功率放大器的增益。
可选的，输出模块包括输出匹配子模块和移相网络子模块；输出匹配子模块的输入端同时耦接于主功率放大器和峰值功率放大器的输出端，所述输出匹配子模块的输出端耦接于移相网络子模块的输入端，所述输出匹配子模块的输出端和所述移相网络子模块的输出端也均耦接于负载，负载的阻抗为RL，移相网络子模块的特征阻抗设置为2RL。
通过采用上述技术方案，移相网络子模块在功放输出方面代替了传统Doherty功放结构中主路的输出匹配后采用四分之一波长，由于移相网络子模块的负载阻抗为RL，实现在峰值功率放大器不工作或工作的两种情况下，功放输出的负载阻抗调均能调至最优，在实现负载阻抗最优调节的基础上，实现功放输出匹配集成度的提高。
可选的，所述第一LC互补子模块包括电感L1和电容C2，所述第二LC互补子模块包括电容C1和电感L2，所述电容C2的一端与输入匹配模块串联后耦接于主功率放大器的输入端，所述电容C2的另一端与电感L1串联后接地，所述电感L2的一端与输入匹配模块串联后耦接于峰值功率放大器，所述电感L2的另一端与电容C1串联后接地；
所述电容C2耦接于输入匹配模块的一端、所述电感L2耦接于输入匹配模块的一端的阻抗均为Zin，所述电容C2耦接于输入匹配模块的一端与电感L2耦接于输入匹配模块的一端输出电信号相位差为90°。
通过采用上述技术方案，第一LC互补子模块的仅采用一个电感L1和一个电容C2，第二LC互补子模块仅采用一个电容C1和一个电感L2，输入至电感L1远离接地的一端以及电容C1远离接地的一端的阻抗均为2Zin，经过电容C2和电感L2后，电容C2靠近输入匹配模块的一端和电感L2靠近输入匹配模块的一端的阻抗均为Zin且电信号相位差为90°，实现为功放提供90°相位差的电信号，且结构简单占用面积相对传输线小。
可选的，所述负载还包括负载反射系数Γ的计算公式，所述公式为：
其中，其中Γ1为主功率放大器和峰值功率放大器的功放反射系数，当电容C2耦接于输入匹配模块的一端输出电信号相位采用+45°、电感L2耦接于输入匹配模块的一端输出电信号相位采用-45°来补偿90°的相位差时，所述负载反射系数Γ得到最小值。
通过采用上述技术方案，在外界干扰条件和环境不同的情况下，设置负载反射系数Γ的计算公式，能够根据功率放大器的功放反射系数，来调节第一LC互补子模块和第二LC互补子模块输入的电信号相位角度差，在90°相位差不变的情况下，提供包括+30°与-60°、+20°和-70°等等多种组合来实现90°的相位补偿，而当电信号输入的相位采用+45°和-45°来补偿90°的相位差时，负载反射系数Γ得到最小值，此时功放拥有更好的抗干扰能力和稳定性。
可选的，所述输出匹配子模块包括第一带通滤波器和第二带通滤波器，所述移相网络子模块包括由π型网络组成的90°移相网络子模块；
所述第一带通滤波器包括电感L31、电感L41、电容C31以及电容C41，所述电感L31耦接于主功率放大器的输出端，所述电感L31的另一端与电容C31串联后接地，电容C31远离接地的一端耦接于电容C41，电容C41远离电容C31的一端与电感L41串联后接地，所述电感L41远离接地的一端耦接于90°移相网络子模块的输入端；
所述第二带通滤波器包括电感L32、电感L42、电容C32以及电容C42，所述电感L32的一端耦接于峰值功率放大器的输出端，所述电感L32的另一端与电容C32串联后接地，所述电容C32远离接地的一端耦接于电容C42，所述电容C42远离电容C32的一端与电感L42串联后接地，所述电感L42远离接地的一端耦接于90°移相网络子模块的输出端；
所述90°移相网络子模块包括电感L5、电容C5以及电容C6，所述电感L5的一端与电容C5串联后接地，所述电容C5远离接地的一端耦接于电感L41远离接地的一端，电感L5远离电容C5的一端与电容C6串联后接地，所述电容C6远离接地的一端与负载RL串联后接地，且电容C6远离接地的一端耦接于电感L42远离接地的一端，且电容C6远离接地的一端耦接于阻抗为RL的负载。
通过采用上述技术方案，输出匹配采用带通滤波器，并通过π型网络组成的90度移相网络代替四分之一波长线，在低功率工作时，峰值功率放大器不工作，负载阻抗为无穷大，因此在电容C6远离接地的一端的阻抗与负载阻抗RL相等，经过90°移相网络子模块后，电感L41远离接地的一端的阻抗RL变换至阻抗4RL，最后经过输出匹配子模块，电感L31耦接于主功率放大器的一端的阻抗变换至低功率模式下的最优阻抗2Zopt。
在饱和功率工作状态下，峰值功率放大器和主动率放大器同时工作，此时电容C6远离接地的一端的阻抗与电感L42远离接地的一端的阻抗相等，均为2RL，由于90°移相网络子模块设计成特征阻抗为2RL，此时电感L41远离接地的一端的阻抗为2RL；最后，主功率放大器和峰值功率放大器经过输出匹配子模块后，电感L31耦接于主功率放大器的一端和电感L32耦接于峰值功率放大器的一端的阻抗均匹配至高功率下的最优阻抗Zopt。此处的RL可以为设备的终端阻抗50、75欧姆等，也可以为经过一段阻抗匹配网络将设备终端阻抗匹配至某一中间阻抗25欧姆等。
可选的，所述第一LC互补子模块包括电容C2，所述第二LC互补子模块包括第二电感L2，所述电容C2的另一端耦接于输入匹配模块，所述电感L2的另一端耦接于输入匹配模块，所述电容C2耦接于输入匹配模块的一端与电感L2耦接于输入匹配模块的一端输出电信号相位差为90°；
所述输出模块包括输出匹配子模块，所述输出匹配子模块包括电感L31、电容C31、电感L32、电容C32和电容C34，所述电感L31的一端耦接于主功率放大器的输出端，所述电感L31的另一端与电容C31串联后接地，所述电容C31远离接地的一端耦接于阻抗为RL的负载，所述电感L32的一端耦接于峰值功率放大器的输出端，所述电感L32的另一端与电容C32串联后接地，所述电感L32远离峰值功率放大器的一端还与电容C42串联后耦接于阻抗为RL的负载。
通过采用上述技术方案，由于提供90°电信号相位差的第一LC互补子模块和第二LC互补子模块中的电感L1和电容C1正好谐振于工作频段，可相互抵消，在设置输出模块时，将电感L41设计成与90°移相网络子模块中的电容C5谐振于功放的工作频段，同理电容C41与90°移相网络子模块中的电感L5谐振于功放工作频段，电感L42与90°移相网络子模块中的电容C6谐振于功放的工作频段，最终一一抵消，简化后的信号输入模块仅包括电容C2和电感L2，输出模块简化后仅包括输出匹配子模块，输出匹配子模块包括电感L31、电感L32、电容C31、电容C32以及电容C42，简化后的输出模块相比传统Doherty功放更为简便，仅依靠5个电容或电感便可实现Doherty负载阻抗的调制、提供90°相位差以及主辅路的功率合成，减少输入输出匹配所需要的元器件或传输线面积，在实现功放高效率放大的前提下，显著节省输出电路的面积，集成度更高、降低成本；简化90度移相器还能够一定程度上拓展功率放大器的带宽。
可选的，所述第一LC互补子模块包括电容C2，所述第二LC互补子模块包括第二电感L2，所述输出匹配子模块包括电感L31、电容C31、电感L41、电感L32以及电容C32，所述电感L31的一端耦接于主功率放大器的输出端，所述电感L31的另一端与电容C31串联后接地，所述电容C31远离接地的一端耦接于电感L41，所述电感L41远离电容C31的一端耦接于阻抗为RL的负载，所述电感L32的一端耦接于峰值功率放大器的输出端，所述电感L32的另一端与电容C32串联后接地，且所述电容C32远离接地的一端耦接于阻抗为RL的负载。
通过采用上述技术方案，通过改变π型网络组成的90°移相网络子模块与输出匹配子模块中电容和电感的谐振搭配形式，形成多种简化后的输出匹配子模块，元器件选择灵活，为电路设计者提供更多的选择方案，应用范围更广。
可选的，所述第一LC互补子模块包括电感L2，所述第二LC互补子模块包括电容C2，所述输出匹配子模块包括电感L31、电感L32、电容C31、电容C32以及电容C41，所述电感L31的一端耦接于主功率放大器的输出端，所述电感L31的另一端与电容C31串联后接地，所述电容C31远离接地的一端耦接于电容C41，所述电容C41远离电容C31的一端耦接于阻抗为RL的负载，所述电感L32的一端耦接于峰值功率放大器的输出端，所述电感L32的另一端与电容C32串联后接地，所述电感L32远离峰值功率放大器的一端还耦接于电容C41远离电容C31的一端。
通过采用上述技术方案，将输入模块中电容C2和电感L2的位置对调，实现功放输入、输出的不同电感电容的匹配，丰富了功放输入、输出匹配的元器件的设置，实现Doherty功放结构不同的输入、输出匹配的元器件原则和位置调整，元器件选择灵活，为电路设计者提供更多的选择方案，应用范围更广。
可选的，当第一LC互补子模块包括电感L2，所述第二LC互补子模块包括电容C2，所述输出匹配子模块包括电感L31、电感L32、电感L42，电容C31以及电容C32，所述电感L31的一端耦接于主功率放大器的输出端，所述电感L31的另一端与电容C31串联后接地，所述电容C31远离接地的一端耦接于阻抗为RL的负载，所述电感L32的一端耦接于峰值功率放大器的输出端，所述电感L32的另一端与电容C32串联后接地，所述电容C32远离接地的一端耦接于电感L42，所述电感L42远离电容C32的一端还耦接于阻抗为RL的负载。
通过采用上述技术方案，输入模块中电容C2和电感L2的位置对调，实现功放输入、输出的不同电感电容的匹配，丰富了功放输入、输出匹配的元器件的设置，实现Doherty功放结构不同的输入、输出匹配的元器件原则和位置调整，元器件选择灵活，为电路设计者提供更多的选择方案，应用范围更广。
综上所述，本申请包括以下至少一种有益技术效果：
1.在Sub-6GHz频段下，功分器与补偿网络相融合，传输线的节省，有利于运用在小型化的功放产品，芯片的集成度高，同时，移相器与阻抗匹配相融合还能够降低电路插损，提高功率放大器的增益；
2.电容C2靠近输入匹配模块的一端和电感L2靠近输入匹配模块的一端的阻抗均为Zin且电信号相位差为90°，实现为功放提供90°相位差的电信号，且结构简单占用面积相对传输线小；
3.简化后的输出模块相比传统Doherty功放更为简便，仅依靠5个电容或电感便可实现Doherty负载阻抗的调制、提供90°相位差以及主辅路的功率合成，减少输入输出匹配所需要的元器件或传输线面积。
附图说明
图1是本申请背景技术中传统Doherty结构的射频功放电路电路图；
图2是本申请实施例1的电路整体结构示意图；
图3是本申请实施例2的电路整体结构示意图；
图4是本申请实施例3的电路整体结构示意图；
图5是本申请实施例4的电路整体结构示意图；
图6是本申请实施例5的电路整体结构示意图。
附图标记说明：1、主功率放大器；2、峰值功率放大器；3、第一LC互补子模块；4、第二LC互补子模块；5、输入匹配模块；6、输出模块；61、输出匹配子模块；62、移相网络子模块。
具体实施方式
为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图1-6及实施例1-5，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
参照图1，传统Doherty电路结构由两路功放构成，分别为主路的主功放和辅路的峰值功放。输入常采用功分器将信号等分给主功放和峰值功放，在主路的输出匹配后采用四分之一波长传输线来实现负载阻抗调制，并实现主路和辅路信号的合成。
由于四分之一波长传输线的原因，使得主功放和峰值功放的相位差为90度，因此传统Doherty功放在峰值功放前增加一段四分之一波长传输线，以达到主功放和峰值功放相位平衡，因此采用过多的传输线占用面积大，电路的集成度较低。
实施例1
本申请实施例公开一种基于Doherty结构的功率放大电路。参照图2，基于Doherty结构的功率放大电路包括主功率放大器1、峰值功率放大器2、信号输入模块、输入匹配模块5以及输出模块6，输出模块6包括输出匹配子模块61和移相网络子模块62；
信号输入模块的输入端接入电信号，信号输入模块的输入端阻抗为2Zin，输入匹配模块5的输入端耦接于信号输入模块的输出端，主功率放大器1和峰值功率放大器2同向并联设置，输入匹配模块5的输出端同时耦接于主功率放大器1的输入端和峰值功率放大器2的输入端，主功率放大器1和峰值功率放大器2的输出端均耦接于输出匹配子模块61的输入端，输出匹配子模块61的输出端耦接于移相网络子模块62的输入端，输出匹配子模块61的另一输出端和移相网络子模块62的输出端也均耦接于负载，负载的阻抗为RL；
信号输入模块包括第一LC互补子模块3和第二LC互补子模块4，第一LC互补子模块3与输入匹配模块5电连接后耦接于主功率放大器1的输入端，第二LC互补子模块4与输入匹配模块5电联接后耦接于峰值功率放大器2的输入端，第一LC互补子模块3和第二LC互补子模块4的输入端的阻抗均为2Zin，第一LC互补子模块3的输出端为点F，第二LC互补子模块4的输出端为点G，点F和点G的阻抗均匹配为Zin，且点F和点G的电信号相位差为90°，负载还包括负载反射系数Γ的计算公式，所述公式为：
其中，其中Γ为主功率放大器1和峰值功率放大器2的功放反射系数，当点F输出电信号相位采用+45°、点G输出电信号相位采用-45°来补偿90°的相位差时，负载反射系数Γ得到最小值；除此之外，在90°相位差不变的情况下，提供包括+30°与-60°、+20°和-70°等等多种组合来实现90°的相位补偿。
第一LC互补子模块3包括电感L1和电容C2，第二LC互补子模块4包括电容C1和电感L2，电容C2的一端与输入匹配模块5串联后耦接于主功率放大器1的输入端，电容C2的另一端与电感L1串联后接地，电感L2的一端与输入匹配模块5串联后耦接于峰值功率放大器2，电感L2的另一端与电容C1串联后接地；电容C2耦接于输入匹配模块5的一端、电感L2耦接于输入匹配模块5的一端的阻抗均为Zin，电容C2耦接于输入匹配模块5的一端与电感L2耦接于输入匹配模块5的一端输出电信号相位差为90°。
移相网络子模块62的特征阻抗设置为2RL，当峰值功率放大器2不工作时，主功率放大器1输出端的阻抗为最优阻抗2Zopt，当峰值功率放大器2工作时，主功率放大器1和峰值功率放大器2的输出端的阻抗均为最优阻抗Zopt。
输出匹配子模块61包括第一带通滤波器和第二带通滤波器，移相网络子模块62包括由π型网络组成的90°移相网络子模块62；
第一带通滤波器包括电感L31、电感L41、电容C31以及电容C41，电感L31耦接于主功率放大器1的输出端，电感L31的另一端与电容C31串联后接地，电容C31远离接地的一端耦接于电容C41，电容C41远离电容C31的一端与电感L41串联后接地，电感L41远离接地的一端耦接于90°移相网络子模块62的输入端；
第二带通滤波器包括电感L32、电感L42、电容C32以及电容C42，电感L32的一端耦接于峰值功率放大器2的输出端，电感L32的另一端与电容C32串联后接地，电容C32远离接地的一端耦接于电容C42，电容C42远离电容C32的一端与电感L42串联后接地，电感L42远离接地的一端耦接于90°移相网络子模块62的输出端；
90°移相网络子模块62包括电感L5、电容C5以及电容C6，电感L5的一端与电容C5串联后接地，电容C5远离接地的一端耦接于电感L41远离接地的一端，电感L5远离电容C5的一端与电容C6串联后接地，电容C6远离接地的一端与负载RL串联后接地，且电容C6远离接地的一端耦接于电感L42远离接地的一端，且电容C6远离接地的一端耦接于阻抗为RL的负载；
电感L31耦接于主功率放大器1的一端为点D，电感L32端耦接于峰值功率放大器2的一端为点E，电感L41远离接地的一端为点C，电感L42远离接地的一端为点B，电容C6远离接地的一端为点A，当低功率工作时，峰值功率放大器2不工作，点B负载阻抗为无穷大，点A的阻抗与负载阻抗RL相等，经过90°移相网络子模块62后，点C的阻抗RL变换至阻抗4RL，最后经过输出匹配子模块61，点D的阻抗变换至低功率模式下的最优阻抗2Zopt；
在饱和功率工作状态下，峰值功率放大器2和主动率放大器同时工作，此时点A和点B的阻抗相等，均为2RL，由于90°移相网络子模块62设计成特征阻抗为2RL，此时点C的阻抗的阻抗为2RL；最后，主功率放大器1和峰值功率放大器2经过输出匹配子模块61后，点D和点E的阻抗均匹配至高功率下的最优阻抗Zopt。
本申请实施例1的实施原理为：基于传统的Doherty功放结构，通过第一LC互补子模块3和第二LC互补子模块4分别设置在主功率放大器1和峰值功率放大器2前，将阻抗从2Zin匹配为Zin并Γ1为主功率放大器1和峰值功率放大器2提供相位差为90°的电信号输入，从而在功放输入匹配方面代替了传统Doherty功放结构在峰值功率放大器2前增加一段四分之一波长传输线的设置，提高功放结构的集成度，移相器与阻抗匹配相融合还能够降低电路插损，提高功率放大器的增益。
在功放输出方面，通过π型网络组成的90度移相网络代替四分之一波长线来实现负载阻抗调制的设置，实现在峰值功率不工作和工作的两种情况下，将功放输出的负载阻抗调至最优阻抗的2Zopt和Zopt，在实现负载阻抗最优调节的基础上，实现功放输出匹配集成度的提高，因此，在Sub-6GHz频段下，功分器与补偿网络相融合，传输线的节省，有利于运用在小型化的功放产品，芯片的集成度高。
实施例2
参照图3，实施例2与实施例1相比，区别在于：90°电信号相位差的第一LC互补子模块3和第二LC互补子模块4中的电感L1和电容C1正好谐振于工作频段，可相互抵消，第一LC互补子模块3仅包括电容C2，第二LC互补子模块4仅包括第二电感L2，电容C2的一端接入阻抗为Zin的电信号，电容C2的另一端耦接于输入匹配模块5，电感L2的一端接入阻抗为Zin的电信号，电感L2的另一端耦接于输入匹配模块5，电容C2耦接于输入匹配模块5的一端与电感L2耦接于输入匹配模块5的一端输出电信号相位差为90°
在设置输出模块6时，将电感L41设计成与90°移相网络子模块62中的电容C5谐振于功放的工作频段，同理电容C41与90°移相网络子模块62中的电感L5谐振于功放工作频段，电感L42与90°移相网络子模块62中的电容C6谐振于功放的工作频段，因此输出匹配子模块61在简化后仅包括电感L31、电容C31、电感L32、电容C32和电容C34，电感L31的一端耦接于主功率放大器1的输出端，电感L31的另一端与电容C31串联后接地，电容C31远离接地的一端耦接于阻抗为RL的负载，电感L32的一端耦接于峰值功率放大器2的输出端，电感L32的另一端与电容C32串联后接地，电感L32远离峰值功率放大器2的一端还与电容C42串联后耦接于阻抗为RL的负载。
本申请实施例2的实施原理为：简化后的信号输入模块、输出模块6相比传统Doherty功放更为简便，仅依靠一个电容或电感便可实现Doherty负载阻抗的调制、提供90°相位差以及主辅路的功率合成，减少输入输出匹配所需要的元器件或传输线面积，在实现功放高效率放大的前提下，显著节省输出电路的面积，集成度更高、降低成本；简化90度移相器还能够一定程度上拓展功率放大器的带宽。
实施例3
参照图4，实施例3中的第一LC互补子模块3仅包括电容C2，第二LC互补子模块4仅包括第二电感L2，实施例3与实施例1的区别在于：本实施例组成的90°移相网络子模块62所采用的π型网络结构、输出匹配子模块61的元器件组合结构与实施例1中的不同，因此将谐振于同一工作频段的电感和电容抵消后，得到的Doherty功率结构的功率放大电路不同，具体为：
输出分配子模块包括电感L31、电容C31、电感L41、电感L32以及电容C32，电感L31的一端耦接于主功率放大器1的输出端，电感L31的另一端与电容C31串联后接地，电容C31远离接地的一端耦接于电感L41，电感L41远离电容C31的一端耦接于阻抗为RL的负载，电感L32的一端耦接于峰值功率放大器2的输出端，电感L32的另一端与电容C32串联后接地，且电容C32远离接地的一端耦接于阻抗为RL的负载。
本申请实施例3的实施原理为：通过改变π型网络组成的90°移相网络子模块62与输出匹配子模块61中电容和电感的谐振搭配形式，形成多种简化后的输出匹配子模块61，元器件选择灵活，为电路设计者提供更多的选择方案，应用范围更广。
实施例4
参照图5，实施例4与实施例2的区别在于：本实施例组成的90°移相网络子模块62所采用的π型网络结构、输出匹配子模块61的元器件组合结构与实施例1中的不同，将信号输入模块中电容C2和电感L2的位置对调，对调后，第一LC互补子模块3包括电感L2，第二LC互补子模块4包括电容C2，
输出匹配子模块61包括电感L21、电感L32、电容C31、电容C32以及电容C41，电感L31的一端耦接于主功率放大器1的输出端，电感L31的另一端与电容C31串联后接地，电容C31远离接地的一端耦接于电容C41，电容C41远离电容C31的一端耦接于阻抗为RL的负载，电感L32的一端耦接于峰值功率放大器2的输出端，电感L32的另一端与电容C32串联后接地，所述电感L32远离峰值功率放大器2的一端还耦接于电容C41远离电容C31的一端。
本申请实施例4的实施原理为：将输入模块中电容C2和电感L2的位置对调，实现不同的LC匹配，以使输出模块6中元器件的设置出现变化，实现Doherty功放结构不同的输入、输出匹配的元器件原则和位置调整，为电路设计者提供更多的选择方案，应用范围更广。
实施例5
参照图6，实施例5中第一LC互补子模块3包括电感L2，第二LC互补子模块4包括电容C2，实施例5与实施例1的区别在于：本实施例组成的90°移相网络子模块62所采用的π型网络结构、输出匹配子模块61的元器件组合结构与实施例1中的不同，则输出匹配子模块61包括电感L31、电感L32、电感L42，电容C31以及电容C32，电感L31的一端耦接于主功率放大器1的输出端，电感L31的另一端与电容C31串联后接地，电容C31远离接地的一端耦接于阻抗为RL的负载，电感L32的一端耦接于峰值功率放大器2的输出端，电感L32的另一端与电容C32串联后接地，电容C32远离接地的一端耦接于电感L42，电感L42远离电容C32的一端还耦接于阻抗为RL的负载。
本实施例5的实施原理为：将输入模块中电容C2和电感L2的位置对调，并配合不同π型网络结构与输出匹配子模块61的元器件谐振搭配，元器件选择灵活，为电路设计者提供更多的选择方案，应用范围更广。
以上均为本申请的较佳实施例，并非依此限制本申请的保护范围，本说明书(包括摘要和附图)中公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或者具有类似目的的替代特征加以替换。即，除非特别叙述，每个特征只是一系列等效或类似特征中的一个例子而已。
Claims (7)
1.一种基于Doherty结构的功率放大电路，其特征在于：包括主功率放大器(1)、峰值功率放大器(2)、信号输入模块、输入匹配模块(5)以及输出模块(6)；
所述信号输入模块的输入端接入电信号，所述信号输入模块的输入端阻抗为2Zin，所述输入匹配模块(5)的输入端耦接于信号输入模块的输出端，所述主功率放大器(1)和峰值功率放大器(2)同向并联设置，所述输入匹配模块(5)的输出端同时耦接于主功率放大器(1)的输入端和峰值功率放大器(2)的输入端，所述主功率放大器(1)和峰值功率放大器(2)的输出端均耦接于输出模块(6)的输入端，所述输出模块(6)的输出端耦接于负载，负载的阻抗为RL；
所述信号输入模块包括耦接于主功率放大器(1)的第一LC互补子模块(3)以及耦接于峰值功率放大器(2)的第二LC互补子模块(4)，所述第一LC互补子模块(3)和第二LC互补子模块(4)的输入端的阻抗均为2Zin，所述第一LC互补子模块(3)和第二LC互补子模块(4)的输出端的阻抗均匹配为Zin，第一LC互补子模块(3)与第二LC互补子模块(4)输出的电信号相位差为90°，输出模块(6)的特征阻抗设置为2RL，当峰值功率放大器(2)不工作时，所述主功率放大器(1)输出端的阻抗为最优阻抗2Zopt，当峰值功率放大器(2)工作时，所述主功率放大器(1)和峰值功率放大器(2)的输出端的阻抗均为最优阻抗Zopt；
输出模块(6)包括输出匹配子模块(61)和移相网络子模块(62)；
输出匹配子模块(61)的输入端同时耦接于主功率放大器(1)和峰值功率放大器(2)的输出端，所述输出匹配子模块(61)的输出端耦接于移相网络子模块(62)的输入端，所述输出匹配子模块(61)的输出端和所述移相网络子模块(62)的输出端也均耦接于负载，负载的阻抗为RL，移相网络子模块(62)的特征阻抗设置为2RL；
所述负载还包括负载反射系数Γ的计算公式，所述公式为：
其中，其中Γ1为主功率放大器(1)和峰值功率放大器(2)的功放反射系数，当电容C2耦接于输入匹配模块(5)的一端输出电信号相位采用+45°、电感L2耦接于输入匹配模块(5)的一端输出电信号相位采用-45°来补偿90°的相位差时，所述负载反射系数Γ得到最小值。
2.根据权利要求1所述的一种基于Doherty结构的功率放大电路，其特征在于：所述第一LC互补子模块(3)包括电感L1和电容C2，所述第二LC互补子模块(4)包括电容C1和电感L2，所述电容C2的一端与输入匹配模块(5)串联后耦接于主功率放大器(1)的输入端，所述电容C2的另一端与电感L1串联后接地，所述电感L2的一端与输入匹配模块(5)串联后耦接于峰值功率放大器(2)，所述电感L2的另一端与电容C1串联后接地；
所述电容C2耦接于输入匹配模块(5)的一端、所述电感L2耦接于输入匹配模块(5)的一端的阻抗均为Zin，所述电容C2耦接于输入匹配模块(5)的一端与电感L2耦接于输入匹配模块(5)的一端输出电信号相位差为90°。
3.根据权利要求1所述的一种基于Doherty结构的功率放大电路，其特征在于：所述输出匹配子模块(61)包括第一带通滤波器和第二带通滤波器，所述移相网络子模块(62)包括由π型网络组成的90°移相网络子模块(62)；
所述第一带通滤波器包括电感L31、电感L41、电容C31以及电容C41，所述电感L31耦接于主功率放大器(1)的输出端，所述电感L31的另一端与电容C31串联后接地，电容C31远离接地的一端耦接于电容C41，电容C41远离电容C31的一端与电感L41串联后接地，所述电感L41远离接地的一端耦接于90°移相网络子模块(62)的输入端；
所述第二带通滤波器包括电感L32、电感L42、电容C32以及电容C42，所述电感L32的一端耦接于峰值功率放大器(2)的输出端，所述电感L32的另一端与电容C32串联后接地，所述电容C32远离接地的一端耦接于电容C42，所述电容C42远离电容C32的一端与电感L42串联后接地，所述电感L42远离接地的一端耦接于90°移相网络子模块(62)的输出端；
所述90°移相网络子模块(62)包括电感L5、电容C5以及电容C6，所述电感L5的一端与电容C5串联后接地，所述电容C5远离接地的一端耦接于电感L41远离接地的一端，电感L5远离电容C5的一端与电容C6串联后接地，所述电容C6远离接地的一端与负载RL串联后接地，且电容C6远离接地的一端耦接于电感L42远离接地的一端，且电容C6远离接地的一端耦接于阻抗为RL的负载。
4.根据权利要求1所述的一种基于Doherty结构的功率放大电路，其特征在于：所述第一LC互补子模块(3)包括电容C2，所述第二LC互补子模块(4)包括第二电感L2，所述电容C2的一端接入电信号，所述电容C2的另一端耦接于输入匹配模块(5)，所述电感L2的一端接入电信号，所述电容C2的另一端耦接于输入匹配模块(5)，所述电容C2耦接于输入匹配模块(5)的一端与电感L2耦接于输入匹配模块(5)的一端输出电信号相位差为90°；
所述输出匹配子模块(61)包括电感L31、电容C31、电感L32、电容C32和电容C34，所述电感L31的一端耦接于主功率放大器(1)的输出端，所述电感L31的另一端与电容C31串联后接地，所述电容C31远离接地的一端耦接于阻抗为RL的负载，所述电感L32的一端耦接于峰值功率放大器(2)的输出端，所述电感L32的另一端与电容C32串联后接地，所述电感L32远离峰值功率放大器(2)的一端还与电容C42串联后耦接于阻抗为RL的负载。
5.根据权利要求4所述的一种基于Doherty结构的功率放大电路，其特征在于：当所述第一LC互补子模块(3)包括电容C2，所述第二LC互补子模块(4)包括第二电感L2，所述输出匹配子模块(61)包括电感L31、电容C31、电感L41、电感L32以及电容C32，所述电感L31的一端耦接于主功率放大器(1)的输出端，所述电感L31的另一端与电容C31串联后接地，所述电容C31远离接地的一端耦接于电感L41，所述电感L41远离电容C31的一端耦接于阻抗为RL的负载，所述电感L32的一端耦接于峰值功率放大器(2)的输出端，所述电感L32的另一端与电容C32串联后接地，且所述电容C32远离接地的一端耦接于阻抗为RL的负载。
6.根据权利要求4所述的一种基于Doherty结构的功率放大电路，其特征在于：所述第一LC互补子模块(3)包括电感L2，所述第二LC互补子模块(4)包括电容C2，所述输出匹配子模块(61)包括电感L31、电感L32、电容C31、电容C32以及电容C41，所述电感L31的一端耦接于主功率放大器(1)的输出端，所述电感L31的另一端与电容C31串联后接地，所述电容C31远离接地的一端耦接于电容C41，所述电容C41远离电容C31的一端耦接于阻抗为RL的负载，所述电感L32的一端耦接于峰值功率放大器(2)的输出端，所述电感L32的另一端与电容C32串联后接地，所述电感L32远离峰值功率放大器(2)的一端还耦接于电容C41远离电容C31的一端。
7.根据权利要求6所述的一种基于Doherty结构的功率放大电路，其特征在于：当第一LC互补子模块(3)包括电感L2，所述第二LC互补子模块(4)包括电容C2，所述输出匹配子模块(61)包括电感L31、电感L32、电感L42，电容C31以及电容C32，所述电感L31的一端耦接于主功率放大器(1)的输出端，所述电感L31的另一端与电容C31串联后接地，所述电容C31远离接地的一端耦接于阻抗为RL的负载，所述电感L32的一端耦接于峰值功率放大器(2)的输出端，所述电感L32的另一端与电容C32串联后接地，所述电容C32远离接地的一端耦接于电感L42，所述电感L42远离电容C32的一端还耦接于阻抗为RL的负载。
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