CN114123982A - 一种宽带Doherty功率放大器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种宽带Doherty功率放大器，包括驱动放大器、功率分配器、第一输入匹配网络、载波功率放大器、第二输入匹配网络、峰值功率放大器及功率合成和移相网络；第一输入匹配网络用于将接收的信号实现‑90度移相和阻抗匹配；第二输入匹配网络用于将接收的信号实现0度移相和阻抗匹配；功率合成和移相网络用于将两路输出信号功率合成，实现90度移相和阻抗匹配后输出至外部的系统负载；功率合成和移相网络包括巴伦阻抗变压器、第一匹配电容、第二匹配电容、第三匹配电容、第四匹配电容、第五匹配电容、第十四电感及第十五电感。本发明宽带Doherty功率放大器的工作频带宽，版图面积小，功率附加效率高且输出功率的线性度高。

Description

一种宽带Doherty功率放大器
技术领域
本发明涉及电路技术领域，尤其涉及一种宽带Doherty功率放大器。
背景技术
现代无线通信系统为了充分利用频谱资源，提高数据传输速率，调制信号采用了高峰均比(PAPR)的信号制式。高峰均比信号对射频功率放大器的线性提出了严格的要求。为了保证信号的不失真传输，无线通信系统要求射频功率放大器工作在远离功率压缩点的功率回退状态，以保证射频信号的线性放大。但是射频功率放大器往往设计为固定的电源电压，负载阻抗优化在最大输出功率处，功率回退时的效率非常低。为了提高功率回退时射频功率放大器的效率，Doherty结构是射频功率放大器设计的一种常用方法。
相关技术的Doherty功率放大器一般包括驱动放大器、第一输入匹配网络、载波功率放大器、第二输入匹配网络、峰值功率放大器、第一输出匹配网络以及第二输出匹配网络。请参考图1所示，图1为相关技术的Doherty功率放大器的电路结构示意图，其中，输入信号通过驱动放大器放大后，与驱动放大器输出端相连的输入功率分配器将输入功率一分为二，分别经过第一输入匹配网络和第二输入匹配网络输入到载波放大器的输入端和峰值放大器的输入端。载波放大器的输出端通过第一输出匹配网络输出至第二输出匹配网络，其中，第一输出匹配网络一般为四分之一波长传输线，而峰值放大器的输出端直接连接第二输出匹配网络，第二输出匹配网络连接输出负载。相关技术的Doherty功率放大器的工作原理为：载波放大器偏置在Class AB或Class B，峰值放大器偏置在Class C。在低输出功率状态下，峰值放大器处于关闭状态，载波放大器的负载阻抗为2Ropt。在高输出功率状态下，峰值放大器打开，载波放大器的负载阻抗随着输入功率的增加从2Ropt变化到Ropt，峰值放大器的负载阻抗也随着输入功率增加从无限大值逐步减小到Ropt，两个放大器在输出点A完成功率合成。由于这种负载调制的变化， Doherty功率放大器在功率回退时呈现出了较高的效率。
然而，相关技术的Doherty功率放大器对于单片微波集成电路而言，传统Doherty功率放大器的功分器和四分之一波长传输线，尺寸都过于庞大，难以在芯片上实现。同时，四分之一波长传输线的带宽受限，对于宽频带放大器设计是十分不利的。
因此，实有必要提供一种新的宽带Doherty功率放大器解决上述问题。
发明内容
针对以上现有技术的不足，本发明提出一种工作频带宽，版图面积小，功率附加效率高且输出功率的线性度高的宽带Doherty功率放大器。
为了解决上述技术问题，本发明的实施例提供了一种宽带 Doherty功率放大器，所述宽带Doherty功率放大器包括驱动放大器、功率分配器、第一输入匹配网络、载波功率放大器、第二输入匹配网络、峰值功率放大器以及功率合成和移相网络；
所述驱动放大器的输入端作为所述宽带Doherty功率放大器的输入端，所述驱动放大器的输出端连接至所述功率分配器的输入端，所述驱动放大器用于将外部输入的信号放大；
所述功率分配器的第一输出端连接至所述第一输入匹配网络的输入端，所述功率分配器的第二输出端连接至所述第二输入匹配网络的输入端，所述功率分配器用于将所述驱动放大器放大后的信号分成两路输出并实现功率的非均匀分配；
所述第一输入匹配网络的输出端连接至所述载波功率放大器的输入端，所述第一输入匹配网络用于将接收的信号实现-90度移相和阻抗匹配；
所述载波功率放大器的输出端连接至所述功率合成和移相网络的第一输入端，所述载波功率放大器用于将接收的信号放大；
所述第二输入匹配网络的输出端连接至所述峰值功率放大器的输入端，所述第二输入匹配网络用于将接收的信号实现0度移相和阻抗匹配；
所述峰值功率放大器的输出端连接至所述功率合成和移相网络的第二输入端，所述峰值功率放大器用于将接收的信号放大；
所述功率合成和移相网络的输出端作为所述宽带Doherty功率放大器的输出端；所述功率合成和移相网络用于将所述载波功率放大器的输出信号和所述峰值功率放大器的输出信号功率合成，并实现90度移相和阻抗匹配后输出至外部的系统负载；
其中，所述功率合成和移相网络包括巴伦阻抗变压器、第一匹配电容、第二匹配电容、第三匹配电容、第四匹配电容、第五匹配电容、第十四电感以及第十五电感；
所述巴伦阻抗变压器的初级线圈的第一端作为所述功率合成和移相网络的第一输入端，且所述巴伦阻抗变压器的初级线圈的第一端分别连接至所述第一匹配电容的第一端和所述第四匹配电容的第一端；所述第四匹配电容的第二端通过串联所述第十四电感后连接至接地；
所述巴伦阻抗变压器的初级线圈的第二端分别连接至所述第二匹配电容的第一端和所述第三匹配电容的第一端；所述第三匹配电容的第二端连接至接地；
所述巴伦阻抗变压器的次级线圈的第一端作为所述功率合成和移相网络的输出端，且所述巴伦阻抗变压器的次级线圈的第一端连接至所述第四匹配电容的第二端；
所述巴伦阻抗变压器的次级线圈的第二端作为所述功率合成和移相网络的第二输入端，且所述巴伦阻抗变压器的次级线圈的第二端分别连接至所述第二匹配电容的第二端和所述第五匹配电容的第一端；所述第五匹配电容的第二端通过串联所述第十五电感后连接至接地。
优选的，所述巴伦阻抗变压器为半集总移相90度的变压器。
优选的，所述第一匹配电容的电容值和所述第二匹配电容的电容值均为1/(2πfZL)，所述第三匹配电容的电容值为1/(πfZL)；其中，f为所述宽带Doherty功率放大器的工作频率，ZL为所述系统负载的特征阻抗。
优选的，所述第一输入匹配网络包括第五电感、第七电容以及第八电容；所述第七电容的第一端作为所述第一输入匹配网络的输入端；所述第七电容的第二端分别连接至所述第八电容的第一端和所述第三电感的第一端；所述第三电感的第二端连接至接地；所述第八电容的第二端作为所述第一输入匹配网络的输出端。
优选的，所述第一输入匹配网络还包括第一调相电感；所述第一调相电感的第一端连接至所述第七电容的第一端，所述第一调相电感的第二端连接至接地；所述第一调相电感为参数可调电感。
优选的，所述第二输入匹配网络包括第六电感、第七电感、第九电容以及第十电容；所述第六电感的第一端作为所述第二输入匹配网络的输入端，且所述第六电感的第一端连接至所述第九电容的第一端，所述第九电容的第二端连接至接地；所述第六电感的第二端分别连接至所述第十电容的第一端和所述第七电感的第一端，所述第七电感的第二端连接至接地；所述第十电容的第二端作为所述第二输入匹配网络的输出端。
优选的，所述功率分配器为集总参数的Wilkinson功率分配器，所述功率分配器包括第三电感、第四电感、第三电容、第四电容、第五电容、第六电容以及电阻；
所述第三电容的第一端作为所述功率分配器的输入端，且所述第三电容的第一端分别连接至所述第五电容的第一端；
所述第三电容的第二端分别连接至所述第三电感的第一端和所述第四电容的第一端，所述第三电感的第二端连接至接地；
所述第四电容的第二端作为所述功率分配器的第一输出端，且所述第四电容的第二端连接至所述电阻的第一端；
所述第五电容的第二端分别连接至所述第四电感的第一端和所述第六电容的第一端，所述第四电感的第二端连接至接地；
所述第六电容的第二端作为所述功率分配器的第二输出端，且所述第六电容的第二端连接至所述电阻的第二端。
优选的，所述驱动放大器、所述载波功以及所述峰值功率放大器均采用晶体管实现，所述载波功率放大器包括用于抑制二次谐波的载波谐振电路；所述峰值功率放大器包括用于抑制二次谐波的载波谐振电路。
优选的，所述载波功率放大器包括第八电感、第九电感、第十二电感、第十一电容以及第二晶体管；所述第二晶体管的基极作为所述载波功率放大器的输入端，所述第二晶体管的发射极连接至接地，所述第二晶体管的集电极分别连接至所述第十一电容的第一端、所述第八电感的第二端以及所述第九电感的第一端；所述第十一电容的第二端通过串联所述第十二电感后连接至接地；所述第八电感的第一端连接至电源电压；所述第九电感的第二端作为所述载波功率放大器的输出端；
所述峰值功率放大器包括第十电感、第十一电感、第十三电感、第十二电容以及第三晶体管；所述第三晶体管的基极作为所述峰值功率放大器的输入端，所述第三晶体管的发射极连接至接地，所述第三晶体管的集电极分别连接至所述第十二电容的第一端、所述第十电感的第二端以及所述第十一电感的第一端；所述第六电容的第二端通过串联所述第十三电感后连接至接地；所述第十电感的第一端连接至电源电压；所述第十一电感的第二端作为所述峰值功率放大器的输出端。
优选的，所述驱动放大器包括第一电感、第二电感、第一电容、第二电容以及第一晶体管；所述第一电容的第一端作为所述驱动放大器的输入端，且所述第一电容的第一端通过串联所述第一电感后连接至接地；所述第一电容的第二端连接至所述第一晶体管的基极；所述第一晶体管的发射极连接至接地；所述第一晶体管的集电极分别连接至所述第二电感的第二端和所述第二电容的第一端；所述第二电感的第一端连接至电源电压；所述第二电容的第二端作为所述驱动放大器的输出端。
与相关技术相比，本发明的宽带Doherty功率放大器通过功率分配器将输入信号分成两路，并分别输出至第一输入匹配网络和第二输入匹配网络，一路信号通过第一输入匹配网络通过载波功率放大器将信号放大后输出至功率合成和移相网络，另一路信号通过第二输入匹配网络通过峰值功率放大器将信号放大后输出至功率合成和移相网络，功率合成和移相网络将两路信号合并后输出。其中，第二输入匹配网络实现0度移相，功率合成和移相网络具有90度移相，而第一输入匹配网络的-90度移相可以补偿功率合成和移相网络的相位移动+90度的相位差，从而实现所述载波功率放大器和峰值功率放大器两路输出信号的同相功率合成。功率合成和移相网络包括巴伦阻抗变压器、第一匹配电容、第二匹配电容、第三匹配电容、第四匹配电容、第五匹配电容、第十四电感以及第十五电感。该电路所述功率合成和移相网络实现负载阻抗的变换，从而不需要相关技术的四分之一波长传输线，电路的版图面积大大地减少。更优的，所述功率合成和移相网络采用巴伦阻抗变压器的电路结构保证了电路工作在高效率状态，从而使得本发明的宽带Doherty功率放大器的功率附加效率高。第四匹配电容和第十四电感串联谐振在二次谐波频率上，第五匹配电容和第十五电感串联谐振在二次谐波频率上，加深了抑制二次谐波的深度，提高了输出功率的线性度。
附图说明
下面结合附图详细说明本发明。通过结合以下附图所作的详细描述，本发明的上述或其他方面的内容将变得更清楚和更容易理解。附图中，
图1为相关技术的宽带Doherty功率放大器的应用电路结构示意图；
图2为本发明宽带Doherty功率放大器的应用电路结构示意图；
图3为本发明宽带Doherty功率放大器的功率合成和移相网络的电路图；
图4为本发明实施例提供的宽带Doherty功率放大器的实施例一的应用电路结构示意图；
图5为本发明实施例提供的宽带Doherty功率放大器的实施例二的应用电路结构示意图。
具体实施方式
下面结合附图详细说明本发明的具体实施方式。
在此记载的具体实施方式/实施例为本发明的特定的具体实施方式，用于说明本发明的构思，均是解释性和示例性的，不应解释为对本发明实施方式及本发明范围的限制。除在此记载的实施例外，本领域技术人员还能够基于本申请权利要求书和说明书所公开的内容采用显而易见的其它技术方案，这些技术方案包括采用对在此记载的实施例的做出任何显而易见的替换和修改的技术方案，都在本发明的保护范围之内。
(实施例一)
本发明实施例提供一种宽带Doherty功率放大器100。
所述宽带Doherty功率放大器100包括驱动放大器1、功率分配器2、第一输入匹配网络3、载波功率放大器4、第二输入匹配网络5、峰值功率放大器6以及功率合成和移相网络7。
具体的：
所述驱动放大器1用于将外部输入的信号放大。
所述功率分配器2用于将所述驱动放大器1放大后的信号分成两路输出并实现功率的非均匀分配。
所述第一输入匹配网络3用于将接收的信号实现-90度移相和阻抗匹配。
所述载波功率放大器4用于将接收的信号放大。
所述第二输入匹配网络5用于将接收的信号实现0度移相和阻抗匹配。
所述峰值功率放大器6用于将接收的信号放大。
所述功率合成和移相网络7用于。用于将所述载波功率放大器 4的输出信号和所述峰值功率放大器6的输出信号功率合成，并实现90度移相和阻抗匹配后输出至外部的系统负载。
请参考图2所示，图2为本发明宽带Doherty功率放大器100 的电路结构示意图。所述宽带Doherty功率放大器100的电路结构为：
所述驱动放大器1的输入端作为所述宽带Doherty功率放大器 100的输入端RFin。所述驱动放大器1的输出端连接至所述功率分配器2的输入端。
所述功率分配器2的第一输出端连接至所述第一输入匹配网络3的输入端，所述功率分配器2的第二输出端连接至所述第二输入匹配网络5的输入端。
所述第一输入匹配网络3的输出端连接至所述载波功率放大器4的输入端。
所述载波功率放大器4的输出端连接至所述功率合成和移相网络7的第一输入端OPY1。
所述第二输入匹配网络5的输出端连接至所述峰值功率放大器6的输入端。
所述峰值功率放大器6的输出端连接至所述功率合成和移相网络7的第二输入端OPY2。
所述功率合成和移相网络7的输出端作为所述宽带Doherty功率放大器100的输出端RFout。
其中，请参考图3所示，图3为本发明宽带Doherty功率放大器100的功率合成和移相网络的电路图。具体的，所述功率合成和移相网络7包括巴伦阻抗变压器、第一匹配电容Cb1、第二匹配电容、第三匹配电容、第四匹配电容、第五匹配电容、第十四电感 L14以及第十五电感L15。
其中，所述巴伦阻抗变压器为半集总移相90度的变压器。所述的功率合成和移相网络7采用半集总移相90度的所述巴伦阻抗变压器结构，一方面实现负载阻抗的变换，从而不需要相关技术的四分之一波长传输线，电路的版图面积大大地减少；另一方面，保证了电路工作在高效率状态，从而使得本发明的宽带Doherty功率放大器100的功率附加效率高。
请参考图4所示，图4为本发明实施例提供的宽带Doherty功率放大器100的实施例一的应用电路结构示意图。
本实施例一中，所述驱动放大器1、所述载波功以及所述峰值功率放大器6均采用晶体管实现。采用晶体管可以使得电路的版图面积小，易于电路集成。当然，不限于此，采用其他放大器电路或者元器件实现也是可以的。
宽带Doherty功率放大器100的具体电路结构为：
所述驱动放大器1包括第一电感L1、第二电感L2、第一电容 C1、第二电容C2以及第一晶体管Q1。所述第一电容C1的第一端作为所述驱动放大器1的输入端。且所述第一电容C1的第一端通过串联所述第一电感L1后连接至接地GND。所述第一电容C1的第二端连接至所述第一晶体管Q1的基极。所述第一晶体管Q1的发射极连接至接地GND。所述第一晶体管Q1的集电极分别连接至所述第二电感L2的第二端和所述第二电容C2的第一端。所述第二电感L2的第一端连接至电源电压Vcc。所述第二电容C2的第二端作为所述驱动放大器1的输出端。
所述功率分配器2包括第三电感L3、第四电感L4、第三电容 C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6以及电阻R。
所述第三电容C3的第一端作为所述功率分配器2的输入端，且所述第三电容C3的第一端分别连接至所述第五电容C5的第一端；
所述第三电容C3的第二端分别连接至所述第三电感L3的第一端和所述第四电容C4的第一端。所述第三电感L3的第二端连接至接地GND。
所述第四电容C4的第二端作为所述功率分配器的第一输出端，且所述第四电容C4的第二端连接至所述电阻R的第一端。
所述第五电容C5的第二端分别连接至所述第四电感L4的第一端和所述第六电容C6的第一端。所述第四电感L4的第二端连接至接地GND。
所述第六电容C6的第二端作为所述功率分配器2的第二输出端，且所述第六电容C6的第二端连接至所述电阻R的第二端。
所述功率分配器2为集总参数的Wilkinson功率分配器。宽带 Doherty功率放大器100的所述载波功率放大器4偏置在AB类，峰值功率放大器6偏置在C类，但是偏置在C类的放大器，其增益和输入电容均随着输入功率的增加而增大，输入阻抗随着输入功率变化而变化，直接影响到了所述载波功率放大器4和峰值功率放大器6的功率分配，不连续的输入阻抗降低了宽带Doherty功率放大器100的工作带宽。另一方面，由于增益的差异，宽带Doherty 功率放大器100在最大输出功率时，峰值功率放大器6的电流和电压低于所述载波功率放大器4，导致所述载波功率放大器4看到的是高负载值，峰值功率放大器6看到的是低负载值，降低了宽带 Doherty功率放大器100合成后的输出功率、效率和线性度。为了达到期望的宽带Doherty功率放大器100工作条件和负载调制，在低功率模式时，分配更大的功率给所述载波功率放大器4，以提高所述载波功率放大器4的增益和效率，阻止峰值功率放大器6过早的打开。在高功率模式时，分配更大的功率给峰值功率放大器6，提高峰值功率放大器6的增益，实现两路功率的有效合成，同时改善了输出功率的线性度。通过选择合适的参数，所述功率分配器2 采用的Wilkinson功分器可实现功率的非均匀分配：在最大输出功率时，所述载波功率放大器4的输入阻抗失配，而峰值功率放大器 6的输入阻抗与Wilkinson功分器的输出端口良好匹配，更多的功率输入到了峰值功率放大器6中；当输入功率降低进入到低功率工作模式时，峰值功率放大器6输入阻抗的变化导致其与Wilkinson功分器输出端口的阻抗失配程度加深，更多的功率输入到了所述载波功率放大器4中，提高了所述载波功率放大器4在低输入功率时的输出增益和效率。总体上，宽带Doherty功率放大器100中所述功率分配器2采用的Wilkinson功分器的非均匀功率分配比，要在带宽、尺寸、增益和效率之间做折中处理。非均匀的功率分配网络吸纳了峰值功率放大器6的输入阻抗变化，增加了宽带Doherty功率放大器100的工作带宽，尽管引入Wilkinson功分器会牺牲一点电路增益和效率。
所述第一输入匹配网络3包括第五电感L5、第七电容C7以及第八电容C8。所述第七电容C7的第一端作为所述第一输入匹配网络3的输入端。所述第七电容C7的第二端分别连接至所述第八电容C8的第一端和所述第三电感L3的第一端。所述第三电感L3的第二端连接至接地GND。所述第八电容C8的第二端作为所述第一输入匹配网络3的输出端。
其中，第五电感L5、第七电容C7以及第八电容C8构成的高通滤波形式匹配网络。第五电感L5、第七电容C7以及第八电容 C8构成的高通滤波匹配网络除了实现阻抗匹配作用之外，还起到了移相-90度的作用，以补偿所述功率合成与移相网络7的相位移动+90度的相位差，实现所述载波功率放大器4和所述峰值功率放大器6两路输出信号的同相功率合成。
所述载波功率放大器4包括用于抑制二次谐波的载波谐振电路。所述载波功率放大器4包括第八电感L8、第九电感L9、第十二电感L12、第十一电容C11以及第二晶体管Q2。所述第二晶体管Q2的基极作为所述载波功率放大器4的输入端。所述第二晶体管Q2的发射极连接至接地GND。所述第二晶体管Q2的集电极分别连接至所述第十一电容C11的第一端、所述第八电感L8的第二端以及所述第九电感L9的第一端。所述第十一电容C11的第二端通过串联所述第十二电感L12后连接至接地GND。所述第八电感 L8的第一端连接至电源电压Vcc。所述第九电感L9的第二端作为所述载波功率放大器4的输出端。
其中，为了抑制二次谐波，第二晶体管Q2的集电极并联了第十一电容C11，第十二电感L12作为键合电感，第十一电容C11 和第十二电感L12串联谐振在二次谐波频率，形成对地近似短路。
所述第二输入匹配网络5包括第六电感L6、第七电感L7、第九电容C9以及第十电容C10。所述第六电感L6的第一端作为所述第二输入匹配网络5的输入端。且所述第六电感L6的第一端连接至所述第九电容C9的第一端。所述第九电容C9的第二端连接至接地GND。所述第六电感L6的第二端分别连接至所述第十电容 C10的第一端和所述第七电感L7的第一端。所述第七电感L7的第二端连接至接地GND。所述第十电容C10的第二端作为所述第二输入匹配网络5的输出端。
其中，所述功率分配器2输出的信号经过第六电感L6、第七电感L7、第九电容C9以及第十电容C10构成的匹配网络相位移动互相抵消了，不发生相位移动。
所述峰值功率放大器6包括用于抑制二次谐波的载波谐振电路。所述峰值功率放大器6包括第十电感L10、第十一电感L11、第十三电感13、第十二电容C12以及第三晶体管Q3。所述第三晶体管Q3的基极作为所述峰值功率放大器6的输入端。所述第三晶体管Q3的发射极连接至接地GND。所述第三晶体管Q3的集电极分别连接至所述第十二电容C12的第一端、所述第十电感L10的第二端以及所述第十一电感L11的第一端。所述第六电容C6的第二端通过串联所述第十三电感13后连接至接地GND。所述第十电感L10的第一端连接至电源电压Vcc。所述第十一电感L11的第二端作为所述峰值功率放大器6的输出端。
其中，其中，为了抑制二次谐波，第三晶体管Q3的集电极并联了第十二电容C12，第十三电感13作为键合电感，第十二电容 C12和第十三电感13串联谐振在二次谐波频率，形成对地近似短路。
所述功率合成和移相网络7的电路结构为：
所述巴伦阻抗变压器的初级线圈Lp的第一端作为所述功率合成和移相网络7的第一输入端。且所述巴伦阻抗变压器的初级线圈 Lp的第一端分别连接至所述第一匹配电容Cb1的第一端和所述第四匹配电容Cb4的第一端。所述第四匹配电容Cb4的第二端通过串联所述第十四电感L14后连接至接地GND。
所述巴伦阻抗变压器的初级线圈Lp的第二端分别连接至所述第二匹配电容Cb2的第一端和所述第三匹配电容Cb3的第一端。所述第三匹配电容Cb3的第二端连接至接地GND。
所述巴伦阻抗变压器的次级线圈Ls的第一端作为所述功率合成和移相网络7的输出端。且所述巴伦阻抗变压器的次级线圈Ls 的第一端连接至所述第四匹配电容Cb4的第二端。
所述巴伦阻抗变压器的次级线圈Ls的第二端作为所述功率合成和移相网络7的第二输入端。且所述巴伦阻抗变压器的次级线圈 Ls的第二端分别连接至所述第二匹配电容Cb2的第二端和所述第五匹配电容Cb5的第一端。所述第五匹配电容Cb5的第二端通过串联所述第十五电感L15后连接至接地GND。
本实施例一中，所述第一匹配电容Cb1的电容值和所述第二匹配电容Cb2的电容值均为1/(2πfZL)，所述第三匹配电容Cb3的电容值为1/(πfZL)。其中，f为所述宽带Doherty功率放大器100的工作频率，ZL为所述系统负载的特征阻抗。所述宽带Doherty功率放大器100工作在低输出功率模式时，峰值功放处于关闭状态，输出阻抗接近于开路状态，经过90度移相后，阻抗呈现出接近短路状态，载波功率放大器4工作在单端放大器状态，载波功率放大器4输出端看到的阻抗为2ZL，较高的负载阻抗保证了载波功率放大器4工作在高效率状态。所述宽带Doherty功率放大器100工作在高输出功率模式时，载波放大器输出端看到的阻抗，随着输出功率的增大从2ZL变化到ZL，同时峰值功放输出端的阻抗从低阻抗区逐步变化到ZL。该结构使得所述的功率合成和移相网络7的所述巴伦阻抗变压器的隔离端口提供特殊的端口条件获得负载阻抗的有源调制。隔离端口为初级线圈Lp相对两端，即初级线圈Lp的第一端和第二端。传统宽带 Doherty功率放大器100载波功率放大器4输出端连接四分之一波长传输线，用于负载阻抗的变换。这个四分之一波长传输线通过对阻抗90度的移相来实现阻抗变换，单片微波集成电路设计所述宽带Doherty功率放大器100时，可以用半集总移相90度的所述巴伦阻抗变压器来替换实现阻抗变换。
所述功率合成和移相网络7并联了第四匹配电容Cb4和第五匹配电容Cb5，第十四电感L14和第十五电感L15作为键合电感，本实施例一中第十四电感L14和第十五电感L15的电感值均为2法。第四匹配电容Cb4和第十四电感L14串联谐振在二次谐波频率上，第五匹配电容Cb5和第十五电感L15串联谐振在二次谐波频率上，均加深了抑制二次谐波的深度，提高了输出功率的线性度。
(实施例二)
实施例二提供一种宽带Doherty功率放大器200。请参考图5 所示，图5为本发明实施例提供的宽带Doherty功率放大器200的实施例二的应用电路结构示意图。
宽带Doherty功率放大器200的电路结构与宽带Doherty功率放大器100基本相同。而宽带Doherty功率放大器200的电路结构与宽带Doherty功率放大器100区别在于：
所述第一输入匹配网络3还包括第一调相电感La。具体的，所述第一调相电感La跨接于所述第七电容C7的第一端与地GND 之间。即电路连接关系为：所述第一调相电感La的第一端连接至所述第七电容C7的第一端，所述第一调相电感La的第二端连接至接地GND。
所述第一调相电感La用于调节所述第一输入匹配网络3的相位移动。所述第一调相电感La为参数可调电感。在一些情况下，由于功率放大管第二晶体管Q2的输入端寄生而产生的输入电容和第三晶体管Q3的输入端寄生而产生的输入电容的均产生一定的影响，需要调整第七电容C7、第五电感L5和第八电容C8构成的高通滤波匹配网络的相位，以抵消寄生输入电容对相位的影响，保证 Q2和Q3输出信号的相位差为90度，以补偿功率合成与移相网络 7的相位移动90度的相位差，实现载波功率放大器4和峰值功率放大器6两路输出信号的同相功率合成，输出功率最大，效率最高。
需要指出的是，本发明采用的相关电路、电阻、电容、电感及功率放大器均为本领域常用的电路、元器件，对应的具体的指标和参数根据实际应用进行调整，在此，不作详细赘述。
与相关技术相比，本发明的宽带Doherty功率放大器通过功率分配器将输入信号分成两路，并分别输出至第一输入匹配网络和第二输入匹配网络，一路信号通过第一输入匹配网络通过载波功率放大器将信号放大后输出至功率合成和移相网络，另一路信号通过第二输入匹配网络通过峰值功率放大器将信号放大后输出至功率合成和移相网络，功率合成和移相网络将两路信号合并后输出。其中，第二输入匹配网络实现0度移相，功率合成和移相网络具有90度移相，而第一输入匹配网络的-90度移相可以补偿功率合成和移相网络的相位移动+90度的相位差，从而实现所述载波功率放大器和峰值功率放大器两路输出信号的同相功率合成。功率合成和移相网络包括巴伦阻抗变压器、第一匹配电容、第二匹配电容、第三匹配电容、第四匹配电容、第五匹配电容、第十四电感以及第十五电感。该电路所述功率合成和移相网络实现负载阻抗的变换，从而不需要相关技术的四分之一波长传输线，电路的版图面积大大地减少。更优的，所述功率合成和移相网络采用巴伦阻抗变压器的电路结构保证了电路工作在高效率状态，从而使得本发明的宽带Doherty功率放大器的功率附加效率高。第四匹配电容和第十四电感串联谐振在二次谐波频率上，第五匹配电容和第十五电感串联谐振在二次谐波频率上，加深了抑制二次谐波的深度，提高了输出功率的线性度。
需要说明的是，以上参照附图所描述的各个实施例仅用以说明本发明而非限制本发明的范围，本领域的普通技术人员应当理解，在不脱离本发明的精神和范围的前提下对本发明进行的修改或者等同替换，均应涵盖在本发明的范围之内。此外，除上下文另有所指外，以单数形式出现的词包括复数形式，反之亦然。另外，除非特别说明，那么任何实施例的全部或一部分可结合任何其它实施例的全部或一部分来使用。

Claims (10)

1.一种宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述宽带Doherty功率放大器包括驱动放大器、功率分配器、第一输入匹配网络、载波功率放大器、第二输入匹配网络、峰值功率放大器以及功率合成和移相网络；
所述驱动放大器的输入端作为所述宽带Doherty功率放大器的输入端，所述驱动放大器的输出端连接至所述功率分配器的输入端，所述驱动放大器用于将外部输入的信号放大；
所述功率分配器的第一输出端连接至所述第一输入匹配网络的输入端，所述功率分配器的第二输出端连接至所述第二输入匹配网络的输入端，所述功率分配器用于将所述驱动放大器放大后的信号分成两路输出并实现功率的非均匀分配；
所述第一输入匹配网络的输出端连接至所述载波功率放大器的输入端，所述第一输入匹配网络用于将接收的信号实现-90度移相和阻抗匹配；
所述载波功率放大器的输出端连接至所述功率合成和移相网络的第一输入端，所述载波功率放大器用于将接收的信号放大；
所述第二输入匹配网络的输出端连接至所述峰值功率放大器的输入端，所述第二输入匹配网络用于将接收的信号实现0度移相和阻抗匹配；
所述峰值功率放大器的输出端连接至所述功率合成和移相网络的第二输入端，所述峰值功率放大器用于将接收的信号放大；
所述功率合成和移相网络的输出端作为所述宽带Doherty功率放大器的输出端；所述功率合成和移相网络用于将所述载波功率放大器的输出信号和所述峰值功率放大器的输出信号功率合成，并实现90度移相和阻抗匹配后输出至外部的系统负载；
其中，所述功率合成和移相网络包括巴伦阻抗变压器、第一匹配电容、第二匹配电容、第三匹配电容、第四匹配电容、第五匹配电容、第十四电感以及第十五电感；
所述巴伦阻抗变压器的初级线圈的第一端作为所述功率合成和移相网络的第一输入端，且所述巴伦阻抗变压器的初级线圈的第一端分别连接至所述第一匹配电容的第一端和所述第四匹配电容的第一端；所述第四匹配电容的第二端通过串联所述第十四电感后连接至接地；
所述巴伦阻抗变压器的初级线圈的第二端分别连接至所述第二匹配电容的第一端和所述第三匹配电容的第一端；所述第三匹配电容的第二端连接至接地；
所述巴伦阻抗变压器的次级线圈的第一端作为所述功率合成和移相网络的输出端，且所述巴伦阻抗变压器的次级线圈的第一端连接至所述第四匹配电容的第二端；
所述巴伦阻抗变压器的次级线圈的第二端作为所述功率合成和移相网络的第二输入端，且所述巴伦阻抗变压器的次级线圈的第二端分别连接至所述第二匹配电容的第二端和所述第五匹配电容的第一端；所述第五匹配电容的第二端通过串联所述第十五电感后连接至接地。
2.根据权利要求1所述的宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述巴伦阻抗变压器为半集总移相90度的变压器。
3.根据权利要求1所述的宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述第一匹配电容的电容值和所述第二匹配电容的电容值均为1/(2πfZL)，所述第三匹配电容的电容值为1/(πfZL)；其中，f为所述宽带Doherty功率放大器的工作频率，ZL为所述系统负载的特征阻抗。
4.根据权利要求1所述的宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述第一输入匹配网络包括第五电感、第七电容以及第八电容；所述第七电容的第一端作为所述第一输入匹配网络的输入端；所述第七电容的第二端分别连接至所述第八电容的第一端和所述第三电感的第一端；所述第三电感的第二端连接至接地；所述第八电容的第二端作为所述第一输入匹配网络的输出端。
5.根据权利要求4所述的宽带Doherty功率放大器，其特征在于，
所述第一输入匹配网络还包括第一调相电感；所述第一调相电感的第一端连接至所述第七电容的第一端，所述第一调相电感的第二端连接至接地；所述第一调相电感为参数可调电感。
6.根据权利要求1所述的宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述第二输入匹配网络包括第六电感、第七电感、第九电容以及第十电容；所述第六电感的第一端作为所述第二输入匹配网络的输入端，且所述第六电感的第一端连接至所述第九电容的第一端，所述第九电容的第二端连接至接地；所述第六电感的第二端分别连接至所述第十电容的第一端和所述第七电感的第一端，所述第七电感的第二端连接至接地；所述第十电容的第二端作为所述第二输入匹配网络的输出端。
7.根据权利要求1所述的宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述功率分配器为集总参数的Wilkinson功率分配器，所述功率分配器包括第三电感、第四电感、第三电容、第四电容、第五电容、第六电容以及电阻；
所述第三电容的第一端作为所述功率分配器的输入端，且所述第三电容的第一端分别连接至所述第五电容的第一端；
所述第三电容的第二端分别连接至所述第三电感的第一端和所述第四电容的第一端，所述第三电感的第二端连接至接地；
所述第四电容的第二端作为所述功率分配器的第一输出端，且所述第四电容的第二端连接至所述电阻的第一端；
所述第五电容的第二端分别连接至所述第四电感的第一端和所述第六电容的第一端，所述第四电感的第二端连接至接地；
所述第六电容的第二端作为所述功率分配器的第二输出端，且所述第六电容的第二端连接至所述电阻的第二端。
8.据权利要求1所述的宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述驱动放大器、所述载波功以及所述峰值功率放大器均采用晶体管实现，所述载波功率放大器包括用于抑制二次谐波的载波谐振电路；所述峰值功率放大器包括用于抑制二次谐波的载波谐振电路。
9.根据权利要求8所述的宽带Doherty功率放大器，其特征在于，
所述载波功率放大器包括第八电感、第九电感、第十二电感、第十一电容以及第二晶体管；所述第二晶体管的基极作为所述载波功率放大器的输入端，所述第二晶体管的发射极连接至接地，所述第二晶体管的集电极分别连接至所述第十一电容的第一端、所述第八电感的第二端以及所述第九电感的第一端；所述第十一电容的第二端通过串联所述第十二电感后连接至接地；所述第八电感的第一端连接至电源电压；所述第九电感的第二端作为所述载波功率放大器的输出端；
所述峰值功率放大器包括第十电感、第十一电感、第十三电感、第十二电容以及第三晶体管；所述第三晶体管的基极作为所述峰值功率放大器的输入端，所述第三晶体管的发射极连接至接地，所述第三晶体管的集电极分别连接至所述第十二电容的第一端、所述第十电感的第二端以及所述第十一电感的第一端；所述第六电容的第二端通过串联所述第十三电感后连接至接地；所述第十电感的第一端连接至电源电压；所述第十一电感的第二端作为所述峰值功率放大器的输出端。
10.据权利要求8所述的宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述驱动放大器包括第一电感、第二电感、第一电容、第二电容以及第一晶体管；所述第一电容的第一端作为所述驱动放大器的输入端，且所述第一电容的第一端通过串联所述第一电感后连接至接地；所述第一电容的第二端连接至所述第一晶体管的基极；所述第一晶体管的发射极连接至接地；所述第一晶体管的集电极分别连接至所述第二电感的第二端和所述第二电容的第一端；所述第二电感的第一端连接至电源电压；所述第二电容的第二端作为所述驱动放大器的输出端。
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