CN116505884A - 一种宽频带Doherty功率放大器 - Google Patents
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- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims abstract description 20
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims abstract description 14
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 24
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 12
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 12
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 7
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 abstract description 16
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 7
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 5
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 4
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 4
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 4
- 238000013461 design Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 2
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 2
- OKTJSMMVPCPJKN-UHFFFAOYSA-N Carbon Chemical compound [C] OKTJSMMVPCPJKN-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 229910052799 carbon Inorganic materials 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
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- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/42—Modifications of amplifiers to extend the bandwidth
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- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
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Abstract
本发明涉及射频前端技术领域，具体地说，涉及一种宽频带Doherty功率放大器；本发明采用输出匹配网络2b取代四分之一波长传输线，通过调节第一谐振腔与第二谐振腔之间的位置将负载阻抗直接进行阻抗变换；采用宽带补偿网络取代补偿线，并根据第一谐振腔和第二谐振腔的中心位置，调节宽带补偿网络的移相频率点位置，得到在宽频带内高阻抗的辅助放大单元，抑制主放大单元在低功率输出时的功率泄露，提升了Doherty功率放大器的工作带宽。
Description
技术领域
本发明涉及射频前端技术领域，具体地说，涉及一种宽频带Doherty功率放大器。
背景技术
传统Doherty功率放大器利用传输线实现阻抗变换，由于四分之一波长传输线只能在较窄的频率范围内具有阻抗逆变的作用，所以当工作频率偏离设计频点时不仅相位会发生偏移，相应的阻抗也发生偏移。因此传输线的存在必然导致了传统Doherty功率放大器的窄带特性。
Doherty功率放大器的理论分析的一个重要的前提条件就是在低功率输出时，峰值功率放大器不工作时，此时Doherty功率放大器的性能只与载波功率放大器相关，峰值功率放大器此时未开启时，在合路点处，峰值放大器的输出阻抗为高阻。
但由于传输线的窄带特性，峰值放大输出阻抗只能在窄带范围内表现为高阻抗，峰值放大输出阻抗与负载阻抗的比值越小，负载端得到的功率越小，此时载波功率放大器的输出功率将有一部分加载到峰值放大器上，从而产生了功率泄漏。因此传输线的存在严重影响了Doherty功率放大器的宽带特性。
发明内容
本发明针对上述峰值放大采用四分之一波长传输线作为输出阻抗，只能在窄带范围内表现为高阻抗导致功率泄露的问题，提出一种宽频带Doherty功率放大器，采用输出匹配网络2b取代四分之一波长传输线，通过调节第一谐振腔与第二谐振腔之间的位置将负载阻抗直接进行阻抗变换；采用宽带补偿网络取代补偿线，根据第一谐振腔和第二谐振腔的中心位置，调节宽带补偿网络的移相频率点位置，得到在宽频带内高阻抗的辅助放大单元，抑制主放大单元在低功率输出时的功率泄露，提升了Doherty功率放大器的工作带宽。
本发明具体实现内容如下：
一种宽频带Doherty功率放大器，包括功分器1b、主放大单元、辅助放大单元；所述功分器1b的输入端输入第一信号，输出端输出两路功率相同的第二信号，并分别输出至所述主放大单元的输入端、所述辅助放大单元的输入端；
所述宽频带Doherty功率放大器还包括宽带补偿网络1b、宽带补偿网络2b、输出匹配网络2b；
所述宽带补偿网络1b连接在所述功分器1b的输出端与所述输入匹配网络1b的输入端之间；
所述输出匹配网络2b的输入端与所述主放大单元的输出端、所述辅助放大单元的输出端连接，并与所述主放大单元和所述辅助放大单元之间的输出阻抗形成第一谐振腔；
所述输出匹配网络2b的输出端输出放大后的所述第二信号，并形成第二谐振腔；
所述宽带补偿网络2b连接在所述辅助放大单元的输出端与所述输出匹配网络2b的输入端之间；
所述输出匹配网络2b，用于调节所述第一谐振腔与所述第二谐振腔之间的位置，然后将设定的负载阻抗变换为所述主放大单元所需的负载阻抗，并记录当前所述第一谐振腔的中心位置和所述第二谐振腔的中心位置；
所述宽带补偿网络1b和所述宽带补偿网络2b，用于根据所述第一谐振腔的中心位置和所述第二谐振腔的中心位置，调节所述宽带补偿网络1b和所述宽带补偿网络2b的移相频率点位置，将所述宽带补偿网络1b和所述宽带补偿网络2b的工作频率点相移量调节为一致，然后调节所述宽带补偿网络1b和所述宽带补偿网络2b内部的器件值，得到在宽频带内高阻抗的辅助放大单元，抑制所述主放大单元在低功率输出时的功率泄露。
为了更好地实现本发明，进一步地，所述输出匹配网络2b包括变压器T1c、电容C1c、电容C2c；
所述变压器T1c的初级线圈的正极与所述主放大单元的输出端、所述辅助放大单元的输出端连接，所述变压器T1c的初级线圈的负极与接地的电容C1c连接；
所述变压器T1c的次级线圈的正极输出放大后的所述第二信号，所述变压器T1c的次级线圈的负极与接地的电容C2c连接；
所述变压器T1c的初级线圈与所述主放大单元和所述辅助放大单元的合路点的输出阻抗、所述电容C1c构成第一谐振腔；所述变压器T1c的次级线圈正极、所述电容C2c构成第二谐振腔。
为了更好地实现本发明，进一步地，所述宽带补偿网络1b和所述宽带补偿网络2b均包括输入端IN1d、输出端OUT1d、电容C1d、电容C2d、电容C3d、电感L1d、电感L2d、电感L3d；
所述宽带补偿网络1b的输入端IN1d与功分器1b的输出端连接，所述宽带补偿网络1b的输出端OUT1d与所述主放大单元的输入端连接；
所述宽带补偿网络2b的输入端IN1d与所述辅助放大单元的输出端连接，所述宽带补偿网络2b的输出端OUT1d与所述变压器T1c的初级线圈的正极连接；
所述电容C1d的输入端搭接在所述输入端IN1d与所述输出端OUT1d之间，所述电容C1d的输出端与地端连接；
所述电感L1d的输入端搭接在所述电容C1d的输入端与所述输出端OUT1d之间，所述电感L1d的输出端与所述电容C2d的输入端、所述电感L2d的输入端、电感L3d的输入端连接；
所述电容C2d的输出端与地端连接；
所述电感L2d的输出端与接地的电容C3d连接；所述电感L3d的输出端与接地的电容C4d连接。
为了更好地实现本发明，进一步地，所述主放大单元包括输入匹配网络1b、载波放大器AMP1b；所述辅助放大单元包括输入匹配网络2b、峰值放大器AMP2b、输出匹配网络1b；
所述输入匹配网络1b的输入端与所述宽带补偿网络1b的输出端连接，所述输入匹配网络1b的输出端与所述载波放大器AMP1b的输入端连接；
所述载波放大器AMP1b的输出端与所述输出匹配网络2b的输入端、所述宽带补偿网络2b的输出端连接；
所述输入匹配网络2b的输入端与所述功分器1b的输出端连接，所述输入匹配网络2b的输出端与所述峰值放大器AMP2b的输入端连接；
所述输出匹配网络1b的输入端与所述峰值放大器AMP2b的输出端连接，所述输出匹配网络1b的输出端与所述宽带补偿网络2b的输入端连接。
为了更好地实现本发明，进一步地，所述输入匹配网络1b、输入匹配网络2b、输出匹配网络1b为宽带匹配结构。
为了更好地实现本发明，进一步地，所述宽频带Doherty功率放大器经过所述输出匹配网络2b阻抗变换后的输出负载阻抗为50Ω。
本发明具有以下有益效果：
（1）本发明在传统Doherty功率放大器基础上，采用输出匹配网络2b取代四分之一波长传输线，将负载阻抗直接进行阻抗变换；采用宽带补偿网络取代补偿线，使Doherty功率放大器在宽频带内的输出阻抗在低功率输出时均保持高阻态，抑制了载波功率放大器的功率泄露，明显提升了Doherty功率放大器的工作带宽。
（2）本发明提出的输出匹配网络2b采用变压器形式进行阻抗变化，变压器初级线圈与宽频带Doherty功率放大器合路点输出阻抗、初级线圈负极串联接地电容形成第一谐振腔，变压器次级线圈，次级线圈负极串联接地电容形成第二谐振腔，适当调节第一、第二谐振腔之间的位置，可以在宽频带内将50Ω负载直接阻抗变换到载波放大器所需要的负载阻抗。
（3）本发明取消了传统Doherty功率放大器中载波放大器后的输出匹配网络，消除了匹配网络带入的插入损耗，在同等输出功率下，得到了更优异的功率附加效率。
（4）本发明提出的宽带补偿网络单元根据输出匹配网络2b中第一、第二谐振腔中心点位置，设置相对应的移相频率点位置，使两个工作频率点相移量一致，合理微调宽带补偿网络单元中各器件值，使Doherty功率放大器的峰值放大器在宽频带内，在低功率输出时对载波放大器呈现为高阻态，抑制了载波功率放大器的功率泄漏，使载波功率放大器的输出功率通过输出匹配网络2b进行阻抗变换后，能够最大限度地加载到50Ω负载，进而得到了更加优异的宽频带特性。
附图说明
图1为传统Doherty功率放大器结构示意图。
图2为本发明提供的一种宽频带Doherty功率放大器结构示意图。
图3为本发明提供的输出匹配单元2b的结构示意图。
图4为本发明提供的宽带补偿网络单元结构示意图。
图5为本发明提供的宽频带Doherty功率放大器与传统Doherty功率放大器功率附加效率随工作频率变化对比示意图。
具体实施方式
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，应当理解，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例，因此不应被看作是对保护范围的限定。基于本发明中的实施例，本领域普通技术工作人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“设置”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；也可以是直接相连，也可以是通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
随着频谱资源的日益稀缺，为了提高频谱利用率，现代通信技术广泛采用了具有更高频谱效率的正交频分复用调制技术。该调制方式属于非恒定包络调制。尽管可以解决高速率传输和频谱资源稀缺两者之间的矛盾，但导致调制信号峰均比的显著提高。
功率放大器作为移动通信系统中的重要组成单元，其工作性能将直接影响整个移动通信系统的总体性能。在整个无线通信系统中，大约85%的功耗来源于功率放大器。如果功率放大器效率低下，将严重地影响了无线移动通信系统的整体性能，不仅提高了移动通信网络运营和建设的成本，还浪费了大量的能源，增加了碳的排放量。因此，对于功率放大器而言，不仅要求足够的线性度、带宽、还要保证能够足够高效率的工作。
具有高峰均比调制信号在移动通信领域的应用，导致功率放大器必须工作在与信号峰均比相对应的回退功率点。对于传统功率放大器而言，其工作效率将大幅下降，无法满足相应的指标要求。
提高放大器在回退时的效率的方法有包络跟踪ET、包络分离与恢复EER以及异相Outphasing技术等，但是这些方法局限性较大。与之相比，Doherty功率放大器凭借自身的结构特点可以很好地解决因功率回退而导致效率下降的问题，在无线通信系统中的基站侧得到广泛应用。
最基本的Doherty功率放大器是由两个偏置不同的单管功率放大器组成的并联结构，两个功放单元一个是主功率放大器，又称为载波功率放大器，其静态工作点设置于AB类工作模式；另一个是辅助功率放大器，又称为峰值功率放大器，其静态工作点设置于Ｃ类工作模式，前端的功分器用于功率分配，将输入信号分成功率相同的两路子信号，载波功率放大器输入端和峰值功率放大器输出端各有一段相位补偿线，其作用为相位调节与补偿，输入匹配网络与输出匹配网络对辅助功率放大器和峰值功率放大器进行阻抗变换。最后两个支路由一段四分之一波长传输线进行合路并输出信号。
Doherty功率放大器的核心思路是“有源负载牵引”，即通过有源电路的电流改变来改变负载。随着输入信号功率大小的改变，峰值功率放大器的开启状态发生变化，电路中电流的大小不同引起载波功率放大器输出端负载被牵引。依据有源负载牵引调制理论，Doherty功率放大器在功率回退点保持高效率，主要是通过四分之一波长传输线来实现载波放大器在低功率时所需要的高阻状态，使载波放大器提前饱和达到高效率。随着输入功率的继续增大，峰值放大器开始导通并对载波放大器的有效负载阻抗进行负载调制，使其逐渐降低至最优负载阻抗，载波放大器和峰值放大器同时饱和，再次实现高饱和效率。
实施例1：
本实施例提出一种宽频带Doherty功率放大器，如图2所示，包括功分器1b、主放大单元、辅助放大单元；所述功分器1b的输入端输入第一信号，输出端输出两路功率相同的第二信号，并分别输出至所述主放大单元的输入端、所述辅助放大单元的输入端；
所述宽频带Doherty功率放大器还包括宽带补偿网络1b、宽带补偿网络2b、输出匹配网络2b；
所述宽带补偿网络1b连接在所述功分器1b的输出端与所述输入匹配网络1b的输入端之间；
所述输出匹配网络2b的输入端与所述主放大单元的输出端、所述辅助放大单元的输出端连接，并与所述主放大单元和所述辅助放大单元之间的输出阻抗形成第一谐振腔；
所述输出匹配网络2b的输出端输出放大后的所述第二信号，并形成第二谐振腔；
所述宽带补偿网络2b连接在所述辅助放大单元的输出端与所述输出匹配网络2b的输入端之间；
所述输出匹配网络2b，用于调节所述第一谐振腔与所述第二谐振腔之间的位置，然后将设定的负载阻抗变换为所述主放大单元所需的负载阻抗，并记录当前所述第一谐振腔的中心位置和所述第二谐振腔的中心位置；
所述宽带补偿网络1b和所述宽带补偿网络2b，用于根据所述第一谐振腔的中心位置和所述第二谐振腔的中心位置，调节所述宽带补偿网络1b和所述宽带补偿网络2b的移相频率点位置，将所述宽带补偿网络1b和所述宽带补偿网络2b的工作频率点相移量调节为一致，然后调节所述宽带补偿网络1b和所述宽带补偿网络2b内部的器件值，得到在宽频带内高阻抗的辅助放大单元，抑制所述主放大单元在低功率输出时的功率泄露。
工作原理：本实施例在如图1所示的传统Doherty功率放大器基础上，采用输出匹配网络2b取代四分之一波长传输线，通过调节第一谐振腔与第二谐振腔之间的位置将负载阻抗直接进行阻抗变换；采用宽带补偿网络取代补偿线，根据第一谐振腔和第二谐振腔的中心位置，调节宽带补偿网络的移相频率点位置，得到在宽频带内高阻抗的辅助放大单元，抑制主放大单元在低功率输出时的功率泄露，提升了Doherty功率放大器的工作带宽。
实施例2：
本实施例在上述实施例1的基础上，如图3所示，以一个具体的实施例对输出匹配网络2b进行说明。
如图3所示，输出匹配网络2b包括变压器T1c、电容C1c、电容C2c；
所述变压器T1c的初级线圈的正极与所述主放大单元的输出端、所述辅助放大单元的输出端连接，所述变压器T1c的初级线圈的负极与接地的电容C1c连接；
所述变压器T1c的次级线圈的正极输出放大后的所述第二信号，所述变压器T1c的次级线圈的负极与接地的电容C2c连接；
所述变压器T1c的初级线圈与所述主放大单元和所述辅助放大单元的合路点的输出阻抗、所述电容C1c构成第一谐振腔；所述变压器T1c的次级线圈正极、所述电容C2c构成第二谐振腔。
工作原理：本实施例采用变压器形式进行阻抗变化，变压器初级线圈与宽频带Doherty功率放大器合路点输出阻抗、初级线圈负极串联接地电容形成第一谐振腔，变压器次级线圈，次级线圈负极串联接地电容形成第二谐振腔，适当调节第一、第二谐振腔之间的位置，可以在宽频带内将50Ω负载直接阻抗变换到载波放大器所需要的负载阻抗。
本实施例的其他部分与上述实施例1相同，故不再赘述。
实施例3：
本实施例在上述实施例1－实施例2任一项的基础上，如图4所示，以一个具体的实施例对宽带补偿网络进行说明。
所述宽带补偿网络包括宽带补偿网络1b和所述宽带补偿网络2b，且宽带补偿网络1b和所述宽带补偿网络2b结构相同。
所述宽带补偿网络1b和所述宽带补偿网络2b均包括输入端IN1d、输出端OUT1d、电容C1d、电容C2d、电容C3d、电感L1d、电感L2d、电感L3d；
所述宽带补偿网络1b的输入端IN1d与功分器1b的输出端连接，所述宽带补偿网络1b的输出端OUT1d与所述主放大单元的输入端连接；
所述宽带补偿网络2b的输入端IN1d与所述辅助放大单元的输出端连接，所述宽带补偿网络2b的输出端OUT1d与所述变压器T1c的初级线圈的正极连接；
所述电容C1d的输入端搭接在所述输入端IN1d与所述输出端OUT1d之间，所述电容C1d的输出端与地端连接；
所述电感L1d的输入端搭接在所述电容C1d的输入端与所述输出端OUT1d之间，所述电感L1d的输出端与所述电容C2d的输入端、所述电感L2d的输入端、电感L3d的输入端连接；
所述电容C2d的输出端与地端连接；
所述电感L2d的输出端与接地的电容C3d连接；所述电感L3d的输出端与接地的电容C4d连接。
工作原理：本实施例提出的宽带补偿网络单元根据后输出匹配网络2b中第一、第二谐振腔中心点位置，设置相对应的移相频率点位置，使两个工作频率点相移量一致，合理微调宽带补偿网络单元中各器件值，使Doherty功率放大器的峰值放大器在宽频带内，在低功率输出时对载波放大器呈现为高阻态，抑制载波功率放大器的功率泄漏，使载波功率放大器的输出功率通过后匹配宽带阻抗变换单元进行阻抗变换后，能够最大限度地加载到50Ω负载，进而得到了更加优异的宽频带特性。
本实施例的其他部分与上述实施例1－实施例2任一项相同，故不再赘述。
实施例4：
本实施例在上述实施例1－实施例3任一项的基础上，如图2所示，所述主放大单元包括输入匹配网络1b、载波放大器AMP1b；所述辅助放大单元包括输入匹配网络2b、峰值放大器AMP2b、输出匹配网络1b；
所述输入匹配网络1b的输入端与所述宽带补偿网络1b的输出端连接，所述输入匹配网络1b的输出端与所述载波放大器AMP1b的输入端连接；
所述载波放大器AMP1b的输出端与所述输出匹配网络2b的输入端、所述宽带补偿网络2b的输出端连接；
所述输入匹配网络2b的输入端与所述功分器1b的输出端连接，所述输入匹配网络2b的输出端与所述峰值放大器AMP2b的输入端连接；
所述输出匹配网络1b的输入端与所述峰值放大器AMP2b的输出端连接，所述输出匹配网络1b的输出端与所述宽带补偿网络2b的输入端连接。
工作原理：本实施例取消了载波放大器输出匹配网络，消除了匹配网络带入的插入损耗，在同等输出功率下，可以得到更加优异的功率附加效率。
本实施例的其他部分与上述实施例1－实施例3任一项相同，故不再赘述。
实施例5：
本实施例在上述实施例1－实施例4任一项的基础上，如图5所示，以功率附加效率随工作频率变化关系曲线对本实施例的技术效果进行说明。
如图2所示，射频信号通过信号输入端IN1b进入宽频带Doherty功率放大器，首先通过功分器1b将射频信号分成两路，一路经过载波放大器支路、一路经过峰值放大器支路：
经过载波放大器支路的射频信号，从功分器1b第一输出端输出，先后经过宽带补偿网络1b、输入匹配网络1b后，经过载波放大器AMP1b将信号进行放大，通过公共端后经过输出匹配网络2b后，由信号输出端OUT1b输出。
经过峰值放大器支路的射频信号，从功分器1b第二输出端输出，经过输入匹配网络2b后，由峰值放大器AMP2b将信号进行放大，再经过输出匹配网络1b、宽带补偿网络2b，通过公共端后，经过输出匹配网络2b后，由信号输出端OUT1b输出。
输入匹配网络1b、输入匹配网络2b、输出匹配网络1b是Doherty 功率放大器的重要部分，主要进行阻抗变换。输入匹配网络1b、输入匹配网络2b、输出匹配网络1b均采用宽带匹配结构，与传统Doherty放大器中的传输线比较，由于宽带匹配网络的引入，宽频带Doherty放大器的功率增益会有所降低，但不会降低宽频带Doherty放大器功率附加效率；峰值放大器输出端串联的输出匹配网络1b，将阻抗进行宽带变换，由于Doherty放大器在功率回退点的效率主要是由载波放大器决定的，载波放大器与峰值放大器的饱和输出功率之和决定的是Doherty放大器最大输出功率，所以只要最大输出功率满足设计要求，宽带输出匹配网络1b插入损耗比传统传输线略大的特性，对宽频带Doherty放大器功率附加效率的影响是完全可控的。
宽带补偿网络1b和与之对应的宽带补偿网络2b为了保证在进行功率合成时，载波放大器和峰值放大器的相位相等，防止两路功率出现抵消。功分器1b将射频信号分成两部分，使分别进入峰值放大器和峰值放大器的两路信号满一定的功率分配比和相位差。
传统Doherty功率放大器的载波放大器输出端，一般先通过匹配网络进行阻抗变换后再通过合路点与四分之一波长传输线连接，匹配网络的引入，在降低阻抗变换比的同时，不可避免的带入相应插入损耗，而Doherty功率放大器在功率回退点的功率附加效率绝大部分取决于载波放大器在功率回退点的功率附加效率，所以同样工作状态的载波放大器，匹配网络插损越小，功率附加效率越高，在本发明中，将载波放大器输出与后匹配宽带阻抗变换单元通过合路点直接连接，消除了匹配网络带入的插入损耗，在同等输出功率下，可以得到更加优异的功率附加效率。
而后匹配宽带阻抗变换单元即输出匹配单元2b采用变压器形式进行阻抗变化，与采用LC网络构成宽带匹配网络比较，结构更简单，插入损耗更低。利用变压器初级线圈、次级线圈与相应电容、负载构成的两个谐振腔，可以在两个频率点将50Ω阻抗变换到载波放大器所需要的负载阻抗，适当调整两个谐振腔位置，可以在宽频带内得到良好的输出功率特性。
宽带补偿网络单元同样可以在两个频率设计需要的移相相位，结合后匹配宽带阻抗变换单元中第一、第二谐振腔中心点位置，综合优化两个移相频率点位置，合理微调宽带补偿网络单元中各器件值，可以在宽频带内使Doherty功率放大器的峰值放大器在低功率输出时对载波放大器呈现为高阻态，抑制载波功率放大器的功率泄漏。变现为更加优异的宽频带特性。
在确定功率放大器工作频带范围，设定满足要求的纹波范围后，可以初步确定两个谐振腔的中心频率，由于载波放大器所需要的负载阻抗特性可以等效为一个电阻与一个电容并联，通过载波放大器负载阻抗等效电容值可以得到变压器初级线圈电感量，通过载波放大器负载阻抗等效输出电阻和输出50Ω负载的比例可以确定后匹配宽带阻抗变换单元中变压器初级与次级线圈比。
宽带补偿网络单元主要对峰值放大器的相位进行补偿，使峰值放大器在低功率输出呈现高阻。由于后匹配宽带阻抗变换单元谐振腔的引入，导致峰值放大器相位在谐振腔的中心频率补偿不是线性变化的，需要结合后匹配宽带阻抗变换单元中第一、第二谐振腔中心点位置，综合优化两个移相频率点位置，合理微调宽带补偿网络单元中各器件值，针对两个谐振腔的中心频率分别进行补偿，在宽频带内使Doherty功率放大器的峰值放大器在低功率输出时对载波放大器呈现为高阻态，抑制载波功率放大器的功率泄漏。呈现更加优异的宽频带特性。
图5为本发明与传统Doherty功率放大器功率附加效率随工作频率变化对比示意图。本实施例功率附加效率为饱和输出功率回退8.5dB时的功率附加效率；图5中○为传统Doherty功率放大器功率附加效率随工作频率变化关系曲线，△为本实施例提出的宽频带Doherty功率放大器的功率附加效率随工作频率变化关系曲线。从图5可以看出，本实施例与传统Doherty功率放大器相比较，本实施例在宽频带条件下具备更好的功率附加效率特性，可以在宽频带内满足用户对功率放大器功率附加效率的严苛要求。
本实施例的其他部分与上述实施例1－实施例4任一项相同，故不再赘述。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明做任何形式上的限制，凡是依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化，均落入本发明的保护范围之内。
Claims (6)
1.一种宽频带Doherty功率放大器，包括功分器1b、主放大单元、辅助放大单元；所述功分器1b的输入端输入第一信号，输出端输出两路功率相同的第二信号，并分别输出至所述主放大单元的输入端、所述辅助放大单元的输入端；其特征在于；
所述宽频带Doherty功率放大器还包括宽带补偿网络1b、宽带补偿网络2b、输出匹配网络2b；
所述宽带补偿网络1b连接在所述功分器1b的输出端与所述主放大单元的输入端之间；
所述输出匹配网络2b的输入端与所述主放大单元的输出端、所述辅助放大单元的输出端连接，并与所述主放大单元和所述辅助放大单元之间的输出阻抗形成第一谐振腔；
所述输出匹配网络2b的输出端输出放大后的所述第二信号，并形成第二谐振腔；
所述宽带补偿网络2b连接在所述辅助放大单元的输出端与所述输出匹配网络2b的输入端之间；
所述输出匹配网络2b，用于调节所述第一谐振腔与所述第二谐振腔之间的位置，然后将设定的负载阻抗变换为所述主放大单元所需的负载阻抗，并记录当前所述第一谐振腔的中心位置和所述第二谐振腔的中心位置；
所述宽带补偿网络1b和所述宽带补偿网络2b，用于根据所述第一谐振腔的中心位置和所述第二谐振腔的中心位置，调节所述宽带补偿网络1b和所述宽带补偿网络2b的移相频率点位置，将所述宽带补偿网络1b和所述宽带补偿网络2b的工作频率点相移量调节为一致，然后调节所述宽带补偿网络1b和所述宽带补偿网络2b内部的器件值，得到在宽频带内高阻抗的辅助放大单元，抑制所述主放大单元在低功率输出时的功率泄露。
2.根据权利要求1所述的一种宽频带Doherty功率放大器，其特征在于，所述输出匹配网络2b包括变压器T1c、电容C1c、电容C2c；
所述变压器T1c的初级线圈的正极与所述主放大单元的输出端、所述辅助放大单元的输出端连接，所述变压器T1c的初级线圈的负极与接地的电容C1c连接；
所述变压器T1c的次级线圈的正极输出放大后的所述第二信号，所述变压器T1c的次级线圈的负极与接地的电容C2c连接；
所述变压器T1c的初级线圈与所述主放大单元和所述辅助放大单元的合路点的输出阻抗、所述电容C1c构成第一谐振腔；所述变压器T1c的次级线圈正极、所述电容C2c构成第二谐振腔。
3.根据权利要求2所述的一种宽频带Doherty功率放大器，其特征在于，所述宽带补偿网络1b和所述宽带补偿网络2b均包括输入端IN1d、输出端OUT1d、电容C1d、电容C2d、电容C3d、电感L1d、电感L2d、电感L3d；
所述宽带补偿网络1b的输入端IN1d与功分器1b的输出端连接，所述宽带补偿网络1b的输出端OUT1d与所述主放大单元的输入端连接；
所述宽带补偿网络2b的输入端IN1d与所述辅助放大单元的输出端连接，所述宽带补偿网络2b的输出端OUT1d与所述变压器T1c的初级线圈的正极连接；
所述电容C1d的输入端搭接在所述输入端IN1d与所述输出端OUT1d之间，所述电容C1d的输出端与地端连接；
所述电感L1d的输入端搭接在所述电容C1d的输入端与所述输出端OUT1d之间，所述电感L1d的输出端与所述电容C2d的输入端、所述电感L2d的输入端、电感L3d的输入端连接；
所述电容C2d的输出端与地端连接；
所述电感L2d的输出端与接地的电容C3d连接；所述电感L3d的输出端与接地的电容C4d连接。
4.根据权利要求1所述的一种宽频带Doherty功率放大器，其特征在于，所述主放大单元包括输入匹配网络1b、载波放大器AMP1b；所述辅助放大单元包括输入匹配网络2b、峰值放大器AMP2b、输出匹配网络1b；
所述输入匹配网络1b的输入端与所述宽带补偿网络1b的输出端连接，所述输入匹配网络1b的输出端与所述载波放大器AMP1b的输入端连接；
所述载波放大器AMP1b的输出端与所述输出匹配网络2b的输入端、所述宽带补偿网络2b的输出端连接；
所述输入匹配网络2b的输入端与所述功分器1b的输出端连接，所述输入匹配网络2b的输出端与所述峰值放大器AMP2b的输入端连接；
所述输出匹配网络1b的输入端与所述峰值放大器AMP2b的输出端连接，所述输出匹配网络1b的输出端与所述宽带补偿网络2b的输入端连接。
5.根据权利要求4所述的一种宽频带Doherty功率放大器，其特征在于，所述输入匹配网络1b、输入匹配网络2b、输出匹配网络1b为宽带匹配结构。
6.根据权利要求1-5任一项所述的宽频带Doherty功率放大器，其特征在于，所述宽频带Doherty功率放大器经过所述输出匹配网络2b阻抗变换后的输出负载阻抗为50Ω。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| CN116505884A true CN116505884A (zh) | 2023-07-28 |
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ID=87325117
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| CN202310755848.4A Active CN116505884B (zh) | 2023-06-26 | 2023-06-26 | 一种宽频带Doherty功率放大器 |
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| Country | Link |
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| CN (1) | CN116505884B (zh) |
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| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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