CN111585517A - 一种采用组合输出网络的宽带双频段3路Doherty功率放大器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种采用组合输出网络的宽带双频段3路Doherty功率放大器，包括功分器、载波相位补偿线、载波放大电路、双频载波输出匹配网络、第一峰值放大电路、第二峰值放大电路、组合输出网络、后匹配网络。本发明可以有效地拓展带宽，在非对称双路Doherty功率放大器中，单个峰值放大器的输出阻抗受频率范围的影响很大，所以本发明采用组合输出网络，在回退状态下两个频段上为载波放大器提供所需要的高输出阻抗，更利于扩展Doherty功率放大器的带宽；由于在后匹配网络中引入二次谐波控制网络，使得载波放大器的基波和谐波负载阻抗更好地满足连续逆F类功率放大器要求，从而提高了回退和饱和状态下的漏极效率。
Description
技术领域
本发明涉及通信技术领域，具体涉及一种采用组合输出网络的宽带双频段3路Doherty功率放大器。
背景技术
未来无线通信系统对于数据传输速率的需求越来越高，导致了调制信号的峰值平均功率比显著增加。Doherty功率放大器由于其结构简单并且可以显著提高放大器在功率回退时的效率而被广泛应用。为了进一步提高效率，学术界提出了基于F类和J类模式的谐波控制类Doherty放大器。由于对称配置，传统的谐波控制类Doherty功率放大器的功率回退范围始终限制在6dB左右，不能满足现代通信系统的要求。但是，在逐步推广应用的5G通信系统中，信号峰均比水平可能达到8-12dB。
另一方面，由于通信制式的发展和演进，第四代移动通信系统(4G)和第五代移动通信系统(5G)将会长期并存，通信标准的增加使得工作频率的间隔越来越大，甚至某些频率之间相距了数个倍频程，传统宽带功率放大器的工作带宽已无法有效覆盖，这就需要能够支持双频甚至多频工作模式的功率放大器。因此，为了保证双频模式下的高回退效率，利用Doherty功率放大器实现双频甚至多频工作成为了设计者们关注的一个重要研究领域。
目前，为了实现Doherty功率放大器高回退特性，可以采用非对称双路Doherty功率放大器实现，如图1所示。功分器将输入信号分为两路同时进入到载波放大器(偏置在AB类)和峰值放大器(偏置在C类)，载波和峰值放大器的饱和功率比为1:2，其输出端主要由载波输出匹配网络和峰值输出匹配网络以及一段特征阻抗为Z0的四分之一波长阻抗变换线构成。非对称双路Doherty功率放大器的载波放大器和峰值放大器采用不同的晶体管，通过改变电路中功率分配器的功率分配比，让峰值放大器分得更多的功率，从而使得Doherty功率放大器获得超过6dB的功率回退范围。但是，一方面，在低功率时(峰值放大器处于截止状态)，由于峰值输出匹配网络的相位色散效应，宽频带内的输出阻抗ZP1,OUT在低频和高频时差异较大，经过四分之一波长阻抗变换线转换至合路点后的输出阻抗Z’P1,OUT将不能完全保证处于开路点附近，低频和高频时较低的输出阻抗Z’P1,OUT将影响载波放大器的性能，对工作带宽的拓展产生影响。另一方面，由于采用大功率晶体管设计峰值放大器时，大功率晶体管最优负载偏小，导致峰值输出匹配网络设计比较困难，也难以实现更宽工作带宽。
所以，非对称双路Doherty功率放大器不能满足现代的高宽带、高效率的需求。因此，针对于宽带(尤其是宽带双频段应用)，如何设计具有高回退范围的宽带双频段Doherty功率放大器有十分重要的意义。
发明内容
本发明的目的是提供一种采用组合输出网络的宽带双频段3路Doherty功率放大器，在带宽较宽的双频模式下实现高于6dB的功率回退范围。
为了解决以上技术问题，本发明采用的具体技术方案如下：
一种采用组合输出网络的宽带双频段3路Doherty功率放大器，包括功分器(10)、载波相位补偿线(20)、载波放大电路(30)、双频载波输出匹配网络(40)、第一峰值放大电路(50)、第二峰值放大电路(60)、组合输出网络(70)、后匹配网络(80)；输入信号连接所述功分器(10)的输入端，所述功分器(10)的信号输出端C依次连接所述载波相位补偿线(20)、载波放大电路(30)、双频载波输出匹配网络(40)；其中载波放大电路(30)由载波输入匹配网络(301)、载波功放管(302)串联连接组成；所述功分器(10)的信号输出端P1连接所述第一峰值放大电路(50)的输入端，所述功分器(10)的信号输出端P2连接所述第二峰值放大电路(60)的输入端；所述第一峰值放大电路(50)由第一峰值输入匹配网络(501)、第一峰值功放管(502)串联连接组成；所述第二峰值放大电路(60)由第二峰值输入匹配网络(601)、第二峰值功放管(602)串联连接组成；所述组合输出网络(70)由双频第一峰值输出匹配网络(701)与所述双频第二峰值输出匹配网络(702)并联，然后再与双频阻抗变换线(703)串联组成，所述第一峰值功放管(502)与双频第一峰值输出匹配网络(701)相连，所述第二峰值功放管(602)与双频第二峰值输出匹配网络(702)相连；所述双频阻抗变换线(703)最后与所述双频载波输出匹配网路(40)在总合路点连接至后匹配网络(80)。
进一步，所述功分器(10)将输入信号按照1:1:1的功率比输出给功分器的信号输出端C、功分器的信号输出端P1和功分器的信号输出端P2。
进一步，所述载波相位补偿线(20)用于调节载波放大器、第一峰值放大器和第二峰值放大器的信号相位差，使3路输出信号在总合路点处的相位相同。
进一步，所述载波功放管(302)为AB类功率放大器，第一峰值功放管(502)和第二峰值功放管(602)均为C类功率放大器。载波放大器、第一峰值放大器以及第二峰值放大器的输出功率比为1:1:1。
进一步，所述双频第一峰值输出匹配网络(701)与双频第二峰值输出匹配网络(702)实现低功率状态时接近短路的输出阻抗，双频第一峰值输出匹配网络(701)与双频第二峰值输出匹配网络(702)在峰值合路点并联后进一步降低宽频带内峰值合路点的输出阻抗，在双频阻抗变换线(703)的作用下提供总合路点处双频段内载波放大器在回退状态时所需要的高输出阻抗，以实现Doherty功率放大器的宽带工作。
进一步，所述后匹配网络(80)通过引入二次谐波控制网络，使得载波放大器在双频段内的基波和谐波负载阻抗更好地满足连续逆F类功率放大器要求，提高了回退和饱和状态下的漏极效率。
有益效果：与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下有益效果：
(1)本发明可在两个频段上实现接近9dB的回退范围，能够解决当下及未来无线通信系统高峰均比带来的问题。
(2)本发明可以有效地拓展带宽。在非对称双路Doherty功率放大器中，单个峰值放大器的输出阻抗受频率范围的影响很大，所以本发明采用组合输出网络，在回退状态下两个频段上为载波放大器提供所需要的高输出阻抗，更利于扩展Doherty功率放大器的带宽。
(3)本发明可以有效地提高回退和饱和状态下的漏极效率。由于在后匹配网络中引入二次谐波控制网络，使得载波放大器的基波和谐波负载阻抗更好地满足连续逆F类功率放大器要求，从而提高了回退和饱和状态下的漏极效率。
附图说明
图1为非对称双路Doherty功率放大器的结构框图。
图2为本发明的一种采用组合输出网络的宽带双频段3路Doherty功率放大器结构框图。
图3(a)为非对称双路Doherty功率放大器中峰值输出匹配网络输出阻抗ZP1,OUT分布，图3(b)为本发明的组合输出网络中峰值合路点输出阻抗ZP,OUT分布。
图4(a)为非对称双路Doherty功率放大器中单个峰值放大器输出阻抗Z’P1,OUT分布，图4(b)为本发明的组合输出网络的输出阻抗Z’P,OUT分布。
图5为本发明的采用组合输出网络的双频段3路Doherty功率放大器输出端总合路点基波和二次谐波负载阻抗分布。
图6为本发明实施例本发明实施例一种采用组合输出网络的宽带双频段3路Doherty功率放大器在2.5GHz和3.45GHz两个频率处的漏极效率和增益随输出功率变化的曲线。
图7为本发明实施例一种采用组合输出网络的宽带双频段3路Doherty功率放大器在饱和以及回退状态下的漏极效率随频率变化曲线。
图8为本发明实施例一种采用组合输出网络的宽带双频段3路Doherty功率放大器的增益和输出功率随频率变化的曲线。
具体实施方式
下面结合附图，对本发明的技术方案进行详细说明。
图1-2为本发明的一种采用组合输出网络的宽带双频段3路Doherty功率放大器，包括功分器(10)、载波相位补偿线(20)、载波放大电路(30)、双频载波输出匹配网络(40)、第一峰值放大电路(50)、第二峰值放大电路(60)、组合输出网络(70)、后匹配网络(80)；其特征在于：输入信号连接所述功分器(10)的输入端，所述功分器(10)的信号输出端C连接所述载波相位补偿线(20)的输入端，所述功分器(10)的信号输出端P1连接所述第一峰值放大电路(50)的输入端，所述功分器(10)的信号输出端P2连接所述第二峰值放大电路(60)的输入端。所述载波放大电路(30)由载波输入匹配网络(301)、载波功放管(302)串联连接组成；所述第一峰值放大电路(50)由第一峰值输入匹配网络(501)、第一峰值功放管(502)串联连接组成；所述第二峰值放大电路(60)由第二峰值输入匹配网络(601)、第二峰值功放管(602)串联连接组成；所述组合输出网络(70)由双频第一峰值输出匹配网络(701)与所述双频第二峰值输出匹配网络(702)以及所述双频阻抗变换线(703)结合形成，再与所述双频载波输出匹配网路(40)在总合路点连接。
在上述的Doherty功率放大器中，功分器(10)将输入信号按照1:1:1的功率比输出给功分器的信号输出端C、功分器的信号输出端P1和功分器的信号输出端P2，功分器的信号输出端C经过载波相位补偿线(20)输出至载波放大电路(30)，功分器的信号输出端P1和功分器的信号输出端P2分别输出至第一峰值放大电路(50)和第二峰值放大电路(60)。
在上述的Doherty功率放大器中，载波相位补偿线(20)用于调节载波放大器、第一峰值放大器和第二峰值放大器的信号相位差，使3路输出信号在总合路点处的相位相同。
在上述的Doherty功率放大器中，载波功放管(302)为AB类功率放大器，第一峰值功放管(502)和第二峰值功放管(602)均为C类功率放大器。载波放大器、第一峰值放大器以及第二峰值放大器的输出功率比为1:1:1。
在上述的Doherty功率放大器中，双频第一峰值输出匹配网络(701)与双频第二峰值输出匹配网络(702)以及双频阻抗变换线(703)相结合，形成组合输出网络(70)。双频第一峰值输出匹配网络(701)与双频第二峰值输出匹配网络(702)实现低功率状态时接近短路的输出阻抗，双频第一峰值输出匹配网络(701)与双频第二峰值输出匹配网络(702)在峰值合路点并联后进一步降低宽频带内峰值合路点的输出阻抗，在双频阻抗变换线(703)的作用下提供总合路点处双频段内载波放大器在回退状态时所需要的高输出阻抗，以实现Doherty功率放大器的宽带工作。
在上述的Doherty功率放大器中，进一步分析了载波放大器在双频段内满足连续逆F类所需要的基波和谐波阻抗要求，设计了所述的后匹配网络(80)，使得其基波和谐波负载阻抗更好地满足连续逆F类功率放大器要求，从而提高了回退和饱和状态下的漏极效率。
本发明的工作原理：采用组合输出网络的宽带双频段3路Doherty功率放大器输出端结构示意图及其输出阻抗分布，如图3所示。与传统的非对称双路Doherty功率放大器不同的是，本发明例功率放大器将两个偏置电压和供电电压完全相同的峰值放大器进行合路，在功率回退状态下，通过各自的输出匹配网络实现输出阻抗Z’P1,OUT和Z’P2,OUT为近似短路。根据式(1)阻抗并联原理可知峰值合路点处的输出阻抗ZP,OUT得到了降低。从图3所示结果可以看到，在带宽要求的范围内满足了所需要的短路要求。
双频阻抗变换线的作用是在功率回退状态下实现峰值放大器输出阻抗由短路变换到开路。要实现该变换，需要双频阻抗变换线在两个工作频段上分别满足特定的相移。利用式(2)可以确定其所需要的相移，分别在两个工作频段上实现载波放大器需要的高输出阻抗Z’P,OUT，如图4所示。由于相移会影响到工作频段的带宽，所以需要选择合适的设计参数m1和m2，以保证双频阻抗变换线在两个工作频段上满足合适的相移。
图4结果表明，相对于非对称双路Doherty功率放大器，本发明中的组合输出网络的输出阻抗Z’P,OUT更好地落在了开路点附近的区域。因此，可以实现更宽的工作带宽。
与此同时，为了提高了回退和饱和状态下的漏极效率，进一步分析了载波放大器在双频段内满足连续逆F类所需要的基波和谐波阻抗要求，根据有源负载调制原理，可以得到载波放大器在功率回退以及饱和状态下看向总合路点处的等效负载阻抗分别为：
ZC1,BO＝ZCP (3)
同理，可以得到载波放大器看向总合路点处的二次谐波等效负载阻抗为：
ZC1,BO，2f＝ZCP,2f (5)
从上式中可以看到，载波放大器在功率饱和状态下看向总合路点处的二次谐波等效负载阻抗取决于二次谐波电流比。但是，该合路点处的二次谐波电流比是一个很难得到精确控制的值，且ZC1,BO,2f不等于ZC1,Sat,2f。若要同时实现后匹配网络对载波放大器在功率饱和以及回退状态下的谐波阻抗匹配，则需要二次谐波电流比趋近于零，此时ZC1,BO,2f＝ZC1,Sat,2f＝ZCP,2f。
根据负载牵引结果和连续逆F类理论上基波和谐波负载阻抗，可知在功率回退状态下，总合路点两个频段内的基波负载阻抗应该保持为17Ohm，2次谐波阻抗应该保持在如图5所示的特定区域内。
最后，下面例举一个实施例。
本实施例一种采用组合输出网络的宽带双频段3路Doherty功率放大器工作频段为2.35-2.75GHz和3.2-3.6GHz。载波功放管302、第一峰值功放管502和第二峰值功放管602均采用的是Wolfspeed GaN HEMT CGH40010F型号，采用的介质基板为Taconic RF35，相对介电常数为3.5，厚度为30mil。载波功放管302偏置在AB类，第一峰值功放管502和第二峰值功放管602均偏置在C类。功分器(10)输出的三路信号的功率比为1:1:1。
图6为本发明实施例一种采用组合输出网络的宽带双频段3路Doherty功率放大器在2.5GHz和3.45GHz两个频率处的漏极效率和增益随输出功率变化的曲线。从图中可以看到，对2.5GHz和3.45GHz两个频点而言，在46.1dBm和45.3dBm的饱和功率状态下，所设计的功率放大器的漏极效率分别达到了63.4％和62.8％。与此同时，在9dB功率回退状态下，该功率放大器还实现了54％和58.5％的效率。从增益方面来看，两个频段的增益波动较小，高低频点也都超过了10dB，分别在14dB和13dB左右。
图7为本发明实施例一种采用组合输出网络的宽带双频段3路Doherty功率放大器在饱和以及回退状态下的漏极效率随频率变化曲线。从图中可以看到，在2.35-2.75GHz和3.2-3.6GHz两个频段上均获得了比较好的性能，9dB回退效率均高于40％，饱和时的效率高于55％。
图8为本发明实施例一种采用组合输出网络的宽带双频段3路Doherty功率放大器的增益和输出功率随频率变化的曲线。从图中可以看到，在两个工作频段上，饱和输出功率分别在45.3-46.4dBm和44.5-46dBm之间波动，小信号增益分别在12-17dB和11-14dB之间波动。
综上，本发明的一种采用组合输出网络的宽带双频段3路Doherty功率放大器，包括功分器、载波相位补偿线、载波放大电路、双频载波输出匹配网络、第一峰值放大电路、第二峰值放大电路、组合输出网络、后匹配网络。功分器的信号输出端C顺序连接载波相位补偿线、载波输入匹配网络、载波功放管、双频载波输出匹配网络和后匹配网络；功分器的信号输出端P1顺序连接第一峰值输入匹配网络、第一峰值功放管、组合输出网络和后匹配网络；功分器的信号输出端P2顺序连接第二峰值输入匹配网络、第二峰值功放管、组合输出网络和后匹配网络。其中，组合输出网络由双频第一峰值输出匹配网络与双频第二峰值输出匹配网络以及双频阻抗变换线相结合组成，与双频载波输出匹配网络在总合路点相连。组合输出网络中的双频第一/第二峰值输出匹配网络实现低功率状态时接近短路的输出阻抗，双频第一/第二峰值输出匹配网络在峰值合路点并联后进一步降低宽频带内峰值合路点的输出阻抗，在双频阻抗变换线的作用下提供总合路点处双频段内载波放大器在回退状态时所需要的高输出阻抗，拓展双频段内的工作带宽。后匹配网络具有二次谐波控制功能，使得载波放大器基波和谐波负载阻抗满足连续逆F类功率放大器要求，提高回退和饱和状态下的效率。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示意性实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。
Claims (6)
1.一种采用组合输出网络的宽带双频段3路Doherty功率放大器，其特征在于，包括功分器(10)、载波相位补偿线(20)、载波放大电路(30)、双频载波输出匹配网络(40)、第一峰值放大电路(50)、第二峰值放大电路(60)、组合输出网络(70)、后匹配网络(80)；
输入信号连接所述功分器(10)的输入端，所述功分器(10)的信号输出端C依次连接所述载波相位补偿线(20)、载波放大电路(30)、双频载波输出匹配网络(40)；其中载波放大电路(30)由载波输入匹配网络(301)、载波功放管(302)串联连接组成；
所述功分器(10)的信号输出端P1连接所述第一峰值放大电路(50)的输入端，所述功分器(10)的信号输出端P2连接所述第二峰值放大电路(60)的输入端；
所述第一峰值放大电路(50)由第一峰值输入匹配网络(501)、第一峰值功放管(502)串联连接组成；所述第二峰值放大电路(60)由第二峰值输入匹配网络(601)、第二峰值功放管(602)串联连接组成；所述组合输出网络(70)由双频第一峰值输出匹配网络(701)与所述双频第二峰值输出匹配网络(702)并联的支路、然后再与双频阻抗变换线(703)串联组成；所述第一峰值功放管(502)与双频第一峰值输出匹配网络(701)相连，所述第二峰值功放管(602)与双频第二峰值输出匹配网络(702)相连；
所述双频阻抗变换线(703)最后与所述双频载波输出匹配网路(40)在总合路点连接至后匹配网络(80)。
2.根据权利要求1所述的一种采用组合输出网络的宽带双频段3路Doherty功率放大器，其特征在于：所述功分器(10)将输入信号按照1:1:1的功率比输出给功分器的信号输出端C、功分器的信号输出端P1和功分器的信号输出端P2。
3.根据权利要求1所述的一种采用组合输出网络的宽带双频段3路Doherty功率放大器，其特征在于：所述载波相位补偿线(20)用于调节载波放大器、第一峰值放大器和第二峰值放大器的信号相位差，使3路输出信号在总合路点处的相位相同。
4.根据权利要求1所述的一种采用组合输出网络的宽带双频段3路Doherty功率放大器，其特征在于：所述载波功放管(302)为AB类功率放大器，第一峰值功放管(502)和第二峰值功放管(602)均为C类功率放大器。载波放大器、第一峰值放大器以及第二峰值放大器的输出功率比为1:1:1。
5.根据权利要求1所述的一种采用组合输出网络的宽带双频段3路Doherty功率放大器，其特征在于：所述双频第一峰值输出匹配网络(701)与双频第二峰值输出匹配网络(702)实现低功率状态时接近短路的输出阻抗，双频第一峰值输出匹配网络(701)与双频第二峰值输出匹配网络(702)在峰值合路点并联后进一步降低宽频带内峰值合路点的输出阻抗，在双频阻抗变换线(703)的作用下提供总合路点处双频段内载波放大器在回退状态时所需要的高输出阻抗，以实现Doherty功率放大器的宽带工作。
6.根据权利要求1所述的一种采用组合输出网络的宽带双频段3路Doherty功率放大器，其特征在于：所述后匹配网络(80)通过引入二次谐波控制网络，使得载波放大器在双频段内的基波和谐波负载阻抗更好地满足连续逆F类功率放大器要求，提高了回退和饱和状态下的漏极效率。
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