CN110266275A - 一种连续逆F类和J类混合的宽带Doherty功率放大器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种连续逆F类和J类混合的宽带Doherty功率放大器，包括宽带威尔金森功分器、相位补偿线、载波功率放大电路、峰值功率放大电路和宽带后匹配电路。载波功率放大电路中包括载波宽带输入匹配电路、载波放大器晶体管和阻抗变换器；峰值功率放大电路中包括峰值宽带输入匹配电路、峰值放大器晶体管、峰值谐波控制/抑制网络、峰值基波调谐网络和反向相位补偿线；宽带后匹配电路中包括载波谐波控制网络和后匹配调谐网络。载波放大器在饱和输入功率时工作在连续逆F类模式，在输入功率回退6dB时工作在J类模式，峰值放大器在饱和输入功率时工作在连续逆F类模式，在输入功率回退6dB时不工作。

Description

一种连续逆F类和J类混合的宽带Doherty功率放大器
技术领域
本发明涉及射频通讯技术领域，尤其涉及一种连续逆F类和J类混合的宽带Doherty功率放大器及其设计方法。
背景技术
随着无线通信技术的迅速发展，射频微波技术在人们的日常生活中越来越重要。为了在有限的频谱带宽内传输尽可能大的数据量，通信商通常采用非常复杂的调制方式，而这会导致信号的峰均比(PAPR)变大，而使用传统的功率放大器如A类、AB类对非恒包络信号进行放大效率很低，尤其是在大功率回退的时候。兼顾高效率和高线性度的射频功率放大器成为学术界和工业界的研究热点之一。Doherty功率放大器因能高效放大器调制信号且成本较低而成为当今无线通信所采用功率放大器的主流形式。一个典型的两路Doherty功率放大器包括主辅两个功率放大器，主辅功放输入端由功分器将信号一分为二分别输入，输出端通过一个负载调制网络将信号合路输出，根据输入信号的大小动态调制主辅功率放大器的有效负载阻抗，从而使Doherty功放在输出功率大幅度回退的情况下仍然具有很高的效率。
但随着通信技术的快速发展，调制方式也越加地复杂，传统Doherty功率放大器的带宽已经不能满足当今无线通信系统的要求，因此，急需研制出新型宽带高效率的Doherty功率放大器以满足当前及未来无线通信系统高传输数率的要求。宽带高效率的Doherty功放也理所当然的成为了学术界和工业界研究的热点。
为了提高Doherty功率放大器的带宽，通常会减小四分之一波长线的阻抗变换比来减小它的品质因数，但是其主要是针对基波阻抗，这样做带来的问题便是一段频带的边缘比中心频率的性能差很多。
故，针对目前现有技术中存在的上述缺陷，实有必要进行研究，以提供一种方案，解决现有技术中存在的缺陷。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种连续逆F类和J类混合的宽带Doherty功率放大器及其设计方法，通过改进传统Doherty功率放大器的结构和工作模式，使载波放大器在饱和输入功率时工作在连续逆F类模式，在输入功率回退6dB时工作在J类模式；峰值放大器在饱和输入功率时工作在连续逆F类模式，在输入功率回退6dB时不工作，提高了传统Doherty功率放大器的效率和带宽。
为了克服现有技术的缺陷，本发明采用以下技术方案：
一种连续逆F类和J类混合的宽带Doherty功率放大器，其特征在于，包括宽带威尔金森功分器、相位补偿线、载波功率放大电路、峰值功率放大电路和宽带后匹配电路，其中，
宽带威尔金森功分器用于将输入功率进行分配，经过相位补偿后分别输出给载波功率放大电路和峰值功率放大电路，载波功率放大电路的输出端与峰值功率放大电路的输出端相连接至宽带后匹配电路，宽带后匹配电路输出至终端负载。
所述载波功率放大电路包括依次串接的载波宽带输入匹配电路、载波放大器晶体管和阻抗变换器；所述峰值功率放大电路包括依次串接的峰值宽带输入匹配电路、峰值放大器晶体管、峰值谐波控制/抑制网络、峰值基波调谐网络和反向相位补偿线；所述宽带后匹配电路包括依次串接的载波谐波控制网络和后匹配调谐网络。
所述载波放大器晶体管和峰值放大器晶体管还设有偏置电路。
所述阻抗变换器用于满足载波功放在饱和输入功率时基波阻抗为连续逆F类、在输入功率回退6dB时基波阻抗为J类，所述载波谐波控制网络用于满足载波功放在饱和时谐波阻抗为连续逆F类、在输入功率回退6dB时谐波阻抗为J类。
所述峰值谐波控制/抑制网络用于满足峰值功放在饱和输入功率时基波阻抗为连续逆F类和抑制峰值谐波电流泄露至合路点。所述峰值基波调谐网络用于满足峰值功放在饱和输入功率时谐波阻抗为连续逆F类。
所述反向相位补偿线用于满足在输入功率回退6dB时反向峰值阻抗近似为无穷大。所述后匹配调谐网络用于匹配宽带后匹配电路的基波输入阻抗。
所述载波功放在饱和输入功率时工作在连续逆F类模式，在输入功率回退6dB时工作在J类模式；
所述峰值功放在饱和输入功率时工作在连续逆F类模式，在输入功率回退6dB时不工作。
优选的，所述载波放大器晶体管偏置在AB类，所述峰值放大器晶体管偏置在C类。
现有技术中，Doherty功率放大器使用单一的连续模式，其带来的问题是：功率回退越大，载波功放的基波阻抗解空间越小，实现宽带高效率的难度越大。
本发明为拓展功率回退下的载波功放的阻抗解空间，满足宽带高效率的要求，引入了连续逆F类和J类模式混合的思想。
本发明中，连续逆F类模式的归一化基波、谐波导纳和J类模式的归一化基波、谐波阻抗分别为
YF-12＝-j2(i1+i3)γ ZJ2＝-j3π/8γ
YF-13＝∞ ZJ3＝0
其中idc＝0.37,i1＝0.43,i3＝0.06并且-1≤γ≤1。可以看到，连续逆F类的二次谐波阻抗位于较大区域，和J类的二次谐波阻抗位于较小区域，同时两者的三次谐波阻抗都位于短路点。根据传统Doherty功率放大器的阻抗要求，在饱和输入功率时，载波基波阻抗为Ropt、峰值基波阻抗为Ropt，在输入功率回退6dB时，载波基波阻抗为2Ropt、峰值基波阻抗为无穷大。
采用本发明的Doherty功率放大器结构，由于峰值谐波控制/抑制网络存在，峰值谐波电流不会到达合路点，所以载波功放和峰值功放的谐波阻抗在任何输入功率条件下都保持不变。但是载波功放和峰值功放的基波阻抗仍会受负载调制的影响。通过利用两种模式的谐波阻抗关系以及载波功放在输入功率饱和与回退6dB时的基波阻抗关系进行基波、谐波阻抗互补，实现载波功放在饱和输入功率时为连续逆F类模式，在输入功率回退6dB时为J类模式。
具体的，本发明中，首先将载波功放的三次谐波阻抗控制在短路点附近，二次谐波阻抗位于-jRopt～-j3πRopt/4和jRopt～j3πRopt/4，这样可以得到相应的0.42≤γ≤1和-1≤γ≤-0.42。当输入功率饱和时，将载波功放的基波导纳控制在Y1＝Gopt*√2i1+jGopt*√2idc*γ，此时功率放大器工作在连续逆F类模式；当输入功率回退6dB时，将载波功放的基波阻抗控制在Z1＝2Ropt+j2Ropt*γ，此时功率放大器工作在J类模式。
本发明还提供一种连续逆F类和J类混合的宽带Doherty功率放大器的设计方法，通过以下步骤实现：
步骤一：根据晶体管的输出特性确定其最优负载电阻Ropt，设定阻抗变换器后端参考负载ZL为Ropt/2，所以在饱和输入功率时载波负载Zc’为Ropt，在输入功率回退6dB时载波负载Zc’为Ropt/2。设计一个阻抗变换器，使饱和输入功率时载波功放的基波导纳为Y1＝Gopt*√2i1+jGopt*√2idc*γ，使输入功率回退6dB时载波功放的基波阻抗为Z1＝2Ropt+j2Ropt*γ，其中0.42≤γ≤1或-1≤γ≤-0.42。
步骤二：设定峰值基波调谐网络后端参考负载ZL为Ropt/2，所以在饱和输入功率时峰值负载Zc’为Ropt，在输入功率回退6dB时载波负载Zc’为无穷大。设计一个峰值谐波控制/抑制网络，使输入功率饱和时峰值功放的谐波阻抗为连续逆F类，并保证峰值功放产生的谐波电流不会泄露至合路点；设计一个峰值基波调谐网络，使输入功率回退6dB时峰值功放的基波阻抗为连续逆F类。设计一个反向相位补偿线，使输入功率回退6dB时由合路点至峰值功放方向的基波阻抗近似为无穷大，保证在输入功率回退6dB时载波波功放无输出功率泄露至峰值功放。
步骤三：设定载波功放的三次谐波阻抗位于短路点附近，二次谐波阻抗位于-jRopt～-j3πRopt/4和jRopt～j3πRopt/4。通过阻抗变换器将谐波阻抗解空间变换至合路点处，计算合路点至峰值功放方向的谐波阻抗并将谐波阻抗解空间进一步变换至宽带后匹配电路的输入端参考面。设计一个载波控制网络，将宽带后匹配电路的谐波输入阻抗匹配至此谐波阻抗空间。设计一个后匹配调谐网络，将宽带后匹配电路的基波输入阻抗匹配至Ropt/2。
步骤四：设计宽带威尔金森功放器及相位补偿线、载波宽带输入匹配电路、峰值宽带输入匹配电路和偏置电路，对整体电路进行调谐优化，最终得到完整的电路。
相对于现有技术，本发明通过改进传统Doherty功率放大器的结构和工作模式，提高了传统Doherty功率放大器的效率和带宽。
附图说明
图1是本发明中一种连续逆F类和J类混合的宽带Doherty功率放大器的结构示意图。
图2是连续逆F类和J类模式的基波、谐波阻抗示意图。
图3是传统Doherty功率放大器的工作原理示意图。
图4是本发明中一种连续逆F类和J类混合的宽带Doherty功率放大器的工作原理示意图。
图5是载波功放在输入功率饱和与回退6dB情况下基波和二次谐波阻抗示意图。
具体实施方式
以下是本发明的具体实施例并结合附图，对本发明的技术方案作进一步的描述，但本发明并不限于这些实施例。
现有技术中，Doherty功率放大器使用单一的连续模式，其带来的问题是：功率回退越大，载波功放的基波阻抗解空间越小，实现宽带高效率的难度越大。
本发明为拓展功率回退下的载波功放的阻抗解空间，满足宽带高效率的要求，引入了连续逆F类和J类模式混合的思想。
参见图1，所示为本发明中一种连续逆F类和J类混合的宽带Doherty功率放大器的结构框图，包括宽带威尔金森功分器、相位补偿线、载波功率放大电路、峰值功率放大电路和宽带后匹配电路，其中，
宽带威尔金森功分器用于将输入功率进行分配，经过相位补偿后分别输出给载波功率放大电路和峰值功率放大电路，载波功率放大电路的输出端与峰值功率放大电路的输出端相连接至宽带后匹配电路，宽带后匹配电路输出至终端负载。
所述载波功率放大电路包括依次串接的载波宽带输入匹配电路、载波放大器晶体管和阻抗变换器；所述峰值功率放大电路包括依次串接的峰值宽带输入匹配电路、峰值放大器晶体管、峰值谐波控制/抑制网络、峰值基波调谐网络和反向相位补偿线；所述宽带后匹配电路包括依次串接的载波谐波控制网络和后匹配调谐网络。
所述载波放大器晶体管和峰值放大器晶体管还设有偏置电路。
所述阻抗变换器用于满足载波功放在饱和输入功率时基波阻抗为连续逆F类、在输入功率回退6dB时基波阻抗为J类，所述载波谐波控制网络用于满足载波功放在饱和时谐波阻抗为连续逆F类、在输入功率回退6dB时谐波阻抗为J类。
所述峰值谐波控制/抑制网络用于满足峰值功放在饱和输入功率时基波阻抗为连续逆F类和抑制峰值谐波电流泄露至合路点。所述峰值基波调谐网络用于满足峰值功放在饱和输入功率时谐波阻抗为连续逆F类。
所述反向相位补偿线用于满足在输入功率回退6dB时反向峰值阻抗近似为无穷大。所述后匹配调谐网络用于匹配宽带后匹配电路的基波输入阻抗。
所述载波功放在饱和输入功率时工作在连续逆F类模式，在输入功率回退6dB时工作在J类模式；
所述峰值功放在饱和输入功率时工作在连续逆F类模式，在输入功率回退6dB时不工作。
优选的，所述载波放大器晶体管偏置在AB类，所述峰值放大器晶体管偏置在C类。
参见图2，所示为连续逆F类和J类模式的基波、谐波阻抗示意图。本发明中，连续逆F类模式的归一化基波、谐波导纳和J类模式的归一化基波、谐波阻抗分别为
YF-12＝-j2(i1+i3)γ ZJ2＝-j3π/8γ
YF-13＝∞ ZJ3＝0
其中idc＝0.37,i1＝0.43,i3＝0.06并且-1≤γ≤1。可以看到，连续逆F类的二次谐波阻抗位于较大区域，和J类的二次谐波阻抗位于较小区域，同时两者的三次谐波阻抗都位于短路点。根据传统Doherty功率放大器的阻抗要求，在饱和输入功率时，载波基波阻抗为Ropt、峰值基波阻抗为Ropt，在输入功率回退6dB时，载波基波阻抗为2Ropt、峰值基波阻抗为无穷大。
采用本发明的Doherty功率放大器结构，由于峰值谐波控制/抑制网络存在，峰值谐波电流不会到达合路点，所以载波功放和峰值功放的谐波阻抗在任何输入功率条件下都保持不变。但是载波功放和峰值功放的基波阻抗仍会受负载调制的影响。通过利用两种模式的谐波阻抗关系以及载波功放在输入功率饱和与回退6dB时的基波阻抗关系进行基波、谐波阻抗互补，实现载波功放在饱和输入功率时为连续逆F类模式，在输入功率回退6dB时为J类模式。
具体的，本发明中，首先将载波功放的三次谐波阻抗控制在短路点附近，二次谐波阻抗位于-jRopt～-j3πRopt/4和jRopt～j3πRopt/4，这样可以得到相应的0.42≤γ≤1和-1≤γ≤-0.42。当输入功率饱和时，将载波功放的基波导纳控制在Y1＝Gopt*√2i1+jGopt*√2idc*γ，此时功率放大器工作在连续逆F类模式；当输入功率回退6dB时，将载波功放的基波阻抗控制在Z1＝2Ropt+j2Ropt*γ，此时功率放大器工作在J类模式。
本发明还提供一种连续逆F类和J类混合的宽带Doherty功率放大器的设计方法，通过以下步骤实现：
步骤一：根据晶体管的输出特性确定其最优负载电阻Ropt，设定阻抗变换器后端参考负载ZL为Ropt/2，所以在饱和输入功率时载波负载Zc’为Ropt，在输入功率回退6dB时载波负载Zc’为Ropt/2。设计一个阻抗变换器，使饱和输入功率时载波功放的基波导纳为Y1＝Gopt*√2i1+jGopt*√2idc*γ，使输入功率回退6dB时载波功放的基波阻抗为Z1＝2Ropt+j2Ropt*γ，其中0.42≤γ≤1或-1≤γ≤-0.42。
步骤二：设定峰值基波调谐网络后端参考负载ZL为Ropt/2，所以在饱和输入功率时峰值负载Zc’为Ropt，在输入功率回退6dB时载波负载Zc’为无穷大。设计一个峰值谐波控制/抑制网络，使输入功率饱和时峰值功放的谐波阻抗为连续逆F类，并保证峰值功放产生的谐波电流不会泄露至合路点；设计一个峰值基波调谐网络，使输入功率回退6dB时峰值功放的基波阻抗为连续逆F类。设计一个反向相位补偿线，使输入功率回退6dB时由合路点至峰值功放方向的基波阻抗近似为无穷大，保证在输入功率回退6dB时载波波功放无输出功率泄露至峰值功放。
步骤三：设定载波功放的三次谐波阻抗位于短路点附近，二次谐波阻抗位于-jRopt～-j3πRopt/4和jRopt～j3πRopt/4。通过阻抗变换器将谐波阻抗解空间变换至合路点处，计算合路点至峰值功放方向的谐波阻抗并将谐波阻抗解空间进一步变换至宽带后匹配电路的输入端参考面。设计一个载波控制网络，将宽带后匹配电路的谐波输入阻抗匹配至此谐波阻抗空间。设计一个后匹配调谐网络，将宽带后匹配电路的基波输入阻抗匹配至Ropt/2。
步骤四：设计宽带威尔金森功放器及相位补偿线、载波宽带输入匹配电路、峰值宽带输入匹配电路和偏置电路，对整体电路进行调谐优化，最终得到完整的电路。
参见图3，所示为传统Doherty功率放大器的工作原理示意图。两支路的输出阻抗分别可以表示为
假设功放的最优基波阻抗为Ropt，ZL取值为Ropt/2,ZT取值为Ropt。如此一来，在饱和输入功率时，IP/IC’＝1，ZC为Ropt、ZP为Ropt，在输入功率回退6dB时，IP/IC’＝0，ZC为2Ropt、ZP为无穷大。参见图4，所示为本发明中一种连续逆F和J类混合宽带Doherty功率放大器的工作原理示意图，其工作原理与传统Doherty功率放大器基本一致，都是通过有源负载调制来增大输入功率回退下的基波阻抗，不同之处在于增加了载波功放与峰值功放的谐波控制。
在本发明一种优选实施方式中，通过具体的设计实例进一步详述上述技术方案的设计过程。如图4中所示，假设终端负载为50Ohm，功放的最优负载电阻Ropt为25Ohm。
首先，设定ZL的值为Ropt/2＝12.5Ohm，利用一段四分之之一波长线实现阻抗变换器，使载波功放在饱和输入功率时基波导纳1/Zc1的实部为1/25Ohm-1、虚部位于1/50Ohm-1到1/25Ohm-1的区间内；在输入功率回退6dB时基波阻抗Zc1的实部为50Ohm、虚部位于25Ohm到50Ohm的区间内。
其次，利用多段四分之一波长开路线和串联传输线实现峰值谐波控制/抑制网络，使峰值功放在饱和输入功率时二次、三次谐波阻抗ZP2、ZP3满足连续逆F类，利用并联多节支线或渐变阻抗线实现峰值基波调谐网络，使峰值功放在饱和输入功率时基波阻抗ZP1满足连续逆F类，利用一段串联传输线实现反向相位补偿线，使在输入功率回退6dB时峰值反向基波阻抗近似为无穷大。
最后，设定载波功放的二次谐波阻抗Zc2位于j25Ohm到j50Ohm的区间内、三次谐波阻抗Zc3位于短路点附近，通过阻抗变换器将载波功放的谐波阻抗解空间Zc2、Zc3变换成Zc2’、Zc3’，根据峰值反向谐波阻抗进一步的将载波功放的谐波阻抗解空间Zc2’、Zc3’变换成Zc2”、Zc3”，利用多段四分之一波长开路线和串联传输线实现载波谐波控制网络，将宽带后匹配电路的谐波输入阻抗匹配到谐波阻抗解空间Zc2”、Zc3”，利用并联多节支线或渐变阻抗线实现后匹配调谐网络，将宽带后匹配电路的基波输入阻抗匹配到12.5Ohm。
参见图5，所示为本设计实例中载波功放在输入功率饱和与回退6dB时的基波和谐波阻抗示意图。当输入功率回退6dB时，载波功放工作在J类模式，峰值功放未工作；当输入功率逐渐增大至饱和时，受峰值功放的负载调制影响，载波功放的基波阻抗逐渐减小从而工作在连续逆F类模式，并且此时峰值功放也工作在连续逆F类模式。由于连续逆F类和J类对传统功放的阻抗解空间进行了拓展，并且能维持逆F类和B类功放的高效率表现，所以通过混合使用两种工作模式，极大的提升了传统Doherty功率放大器的效率和带宽。
以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (1)

1.一种连续逆F类和J类混合的宽带Doherty功率放大器，其特征在于，包括宽带威尔金森功分器、相位补偿线、载波功率放大电路、峰值功率放大电路和宽带后匹配电路，其中，
宽带威尔金森功分器用于将输入功率进行分配，经过相位补偿线进行相位补偿后分别输出给载波功率放大电路和峰值功率放大电路，载波功率放大电路的输出端与峰值功率放大电路的输出端相连接至宽带后匹配电路，宽带后匹配电路输出至终端负载；
所述载波功率放大电路包括依次串接的载波宽带输入匹配电路、载波放大器晶体管和阻抗变换器；所述峰值功率放大电路包括依次串接的峰值宽带输入匹配电路、峰值放大器晶体管、峰值谐波控制/抑制网络、峰值基波调谐网络和反向相位补偿线；所述宽带后匹配电路包括依次串接的载波谐波控制网络和后匹配调谐网络；
所述载波放大器晶体管和峰值放大器晶体管设有偏置电路；
所述阻抗变换器用于满足载波功放在饱和输入功率时基波阻抗为连续逆F类、在输入功率回退6dB时基波阻抗为J类，所述载波谐波控制网络用于满足载波功放在饱和时谐波阻抗为连续逆F类、在输入功率回退6dB时谐波阻抗为J类；
所述峰值谐波控制/抑制网络用于满足峰值功放在饱和输入功率时基波阻抗为连续逆F类和抑制峰值谐波电流泄露至合路点；所述峰值基波调谐网络用于满足峰值功放在饱和输入功率时谐波阻抗为连续逆F类；
所述反向相位补偿线用于满足在输入功率回退6dB时反向峰值阻抗近似为无穷大；所述后匹配调谐网络用于匹配宽带后匹配电路的基波输入阻抗；
所述载波放大器晶体管在饱和输入功率时工作在连续逆F类模式，在输入功率回退6dB时工作在J类模式；
所述峰值放大器晶体管在饱和输入功率时工作在连续逆F类模式，在输入功率回退6dB时不工作。
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