CN113746433B - 高效率宽频多模式Doherty功率放大器及构建方法 - Google Patents

高效率宽频多模式Doherty功率放大器及构建方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种高效率宽频多模式Doherty功率放大器及构建方法。所述Doherty功率放大器包括宽频功率分配器、相移器、载波放大器、峰值放大器、峰值补偿线和阶跃阻抗合路器；载波放大器包括顺次连接的载波输入匹配网络、载波晶体管和宽频多模式匹配网络；峰值放大器包括顺次连接的峰值输入匹配网络、峰值晶体管和宽频单模式匹配网络；其中，宽频功率分配器接收输入的功率并分别连接相移器和峰值输入匹配网络；相移器连接载波输入匹配网络；宽频单模式匹配网络连接峰值补偿线；阶跃阻抗合路器分别连接宽频多模式匹配网络和峰值补偿线进行功率输出。本发明能克服四分之一波长线带来的带宽限制问题，从而保证合路输出的稳定性。

Description

高效率宽频多模式Doherty功率放大器及构建方法
技术领域
本发明涉及射频微波领域，特别涉及一种高效率宽频多模式Doherty功率放大器及构建方法。
背景技术
在现代移动通信系统中，功率放大器作为其中耗能最大的模块之一，其性能提升的重要性不言而喻。而随着传输信号向OFDM等非恒包络调制方式转变，系统中通常会产生较高的峰均比(PAPR)，约5～9dB。传统功率放大器在5～9dB的功率回退范围内效率急剧下降(低于35％)，这对于减小系统成本、增加能量转换效率的目的不符。Doherty结构最早于1936年提出，它的出现很好解决了传统信号调制中的低效率问题，尤其在第三代移动通信系统(3G)方案确定后，Doherty技术得到了前所未有的发展和重视。
虽然传统型Doherty功率放大器可以很好解决6dB功率回退范围内的效率下降问题，使之在一定程度上保持高效率工作状态，但它也存在强烈的带宽限制。由于Doherty结构在多处运用到四分之一波长线，而四分之一波长线是频率相关的传输线结构，因此理论上只能在某个频点处实现其功能。随着通信带宽的不断拓展，单频点的Doherty功率放大器已经很难满足通信需求，另外，传统型Doherty功率放大器只考虑到基波的匹配状态，而忽略了谐波控制对于效率提升的影响。
最新的文献报道中，杭州电子科技大学的张志维等人将EFJ模式功率放大器应用于Doherty功率放大器的载波功放，在3.2～3.7GHz频段内，饱和输出功率达43dBm，饱和漏极效率60％～72.5％，功率回退6dB时，漏极效率40％～48.5％(张志维,程知群,柯华杰,刘国华.基于EFJ模式的宽带高效率Doherty功率放大器设计[J].微波学报,2020,36(06):29-31+47.)。代法亮等人通过后匹配结构代替传统Doherty功放四分之一阻抗逆变器，并且在饱和时将功放匹配到低阻抗值，最终实现了在3.2-3.6GHz饱和输出功率44dBm、漏极效率72％，回退6dB漏极效率在48％-56％(代法亮,李军,尹希雷,朱佳垟.基于后匹配结构的Doherty功率放大器的设计[J].无线通信技术,2020,29(02):36-40.)。蔡丽媛等人在非对称Doherty功放结构的基础上,采用了一种在负载调制网络中去除负载前λ/4传输线的方法拓展带宽，设计了一款工作在3.3～3.7GHz频段的非对称Doherty功率放大器,饱和输出功率大于46.5dBm,饱和漏极效率达64.8％～73.2％,在功率回退8dB时,其漏极效率达到36.8％～49.1％(蔡丽媛,肖曼琳,雍伟,柴仁磊.3.3～3.7GHz宽带非对称Doherty功率放大器设计[J].电子测量技术,2020,43(17):25-29.)。上述研究成果均难以兼顾宽带宽和高回退效率，且电路实现略显复杂，导致实物尺寸偏大。
有鉴于此，如何在保持Doherty功率放大器的输出功率、饱和效率和回退效率不变的情况下，实现其工作频带宽、带内平坦度高成为本领域普通技术人员亟待解决的课题。
发明内容
本发明的目的是提供一种高效率宽频多模式Doherty功率放大器及构建方法，利用一种结构简单紧凑的宽频多模式匹配网络，同时满足谐波控制和基波匹配的需求，降低电路的复杂性。此外，本发明实现的Doherty功率放大器能克服四分之一波长线带来的带宽限制问题，在宽频带上使得载波功放同时实现两种开关工作模式，峰值功放实现一种开关工作模式，提升载波和峰值放大器的回退效率与平坦度。
本发明的目的至少通过如下技术方案之一实现。
一种高效率宽频多模式Doherty功率放大器，包括宽频功率分配器、相移器、载波放大器、峰值放大器、峰值补偿线和阶跃阻抗合路器；
载波放大器包括顺次连接的载波输入匹配网络、载波晶体管和宽频多模式匹配网络；
峰值放大器包括顺次连接的峰值输入匹配网络、峰值晶体管和宽频单模式匹配网络；
其中，宽频功率分配器接收输入的功率并分别连接相移器和峰值输入匹配网络；相移器连接载波输入匹配网络；宽频单模式匹配网络连接峰值补偿线；阶跃阻抗合路器分别连接宽频多模式匹配网络和峰值补偿线进行功率输出。
进一步，所述宽频多模式匹配网络包括顺次串联连接的第一微带线TL1、第二微带线TL2、第三微带线TL3、第四微带线TL4、第十三微带线TL13、第十四微带线TL14、第十五微带线TL15；并联连接的第五微带线TL5、第六微带线TL6、第七微带线TL7、第八微带线TL8、第九微带线TL9、第十微带线TL10、第十一微带线TL11、第十二微带线TL12；
其中，第一微带线TL1的一端ZL点与载波晶体管连接，另一端A点接入第五微带线TL5、第九微带线TL9、第二微带线TL2一端A’点的连接处；第二微带线TL2的另一端B点接入第六微带线TL6、第十微带线TL10、第三微带线TL3一端B’点的连接处；第三微带线TL3的另一端C点接入第七微带线TL7、第十一微带线TL11、第四微带线TL4一端C’点的连接处；第四微带线TL4的另一端D点接入第八微带线TL8、第十二微带线TL12、第十三微带线TL13一端D’点的连接处；第十三微带线TL13的另一端E点与第十四微带线TL14的一端相连，第十四微带线TL14的另一端F点与第十五微带线TL15的一端相连，第十五微带线TL15的另一端ZL’点与阶跃阻抗合路器连接；
第五微带线TL5为短路短截线，第六微带线TL6、第七微带线TL7、第八微带线TL8、第九微带线TL9、第十微带线TL10、第十一微带线TL11、第十二微带线TL12为开路短截线。
进一步，宽频多模式匹配网络包括第一微带线TL1至第十五微带线TL15，其中第一微带线TL1～第十二微带线TL12的电长度θ1～θ12满足，设计频带的中心频带为f0，上边带为fh，下边带为fl，具体如下：
θ5＝λ/4@f0 (1)
θ1＝θ9＝λ/8@f0 (2)
θ7＝θ11＝λ/8@fh (3)
θ8＝θ12＝λ/8@fl (4)
θ6＝θ10＝λ/12@f0 (5)
θ1+θ2＝λ/6@f0 (6)
θ1+θ2+θ3＝λ/4@fh (7)
θ1+θ2+θ3+θ4＝λ/4@fl (8)
其中，λ表示波长，@表示在某频率处，λ/4@f0表示在频率f0处的四分之一波长，其他同理；
宽频多模式匹配网络使载波放大器工作在Class逆F&J，即同时工作在逆F类和J类；所述宽频单模式匹配网络使峰值放大器工作在Class J，即J类；
宽频多模式网络令2*f0在第九微带线TL9的一端开路，在第五微带线TL5的一端短路，经过第九微带线TL9八分之一波长(对2*f0阻抗逆变)和第五微带线TL5四分之一波长(对2*f0周期重复)变换后，2*f0在A点短路，再经过第一微带线TL1八分之一波长变换后，2*f0在ZL点开路；3*f0在第六微带线TL6和第十微带线TL10的一端开路，经过第六微带线TL6和第十微带线TL10的十二分之一波长(对3*f0阻抗逆变)变换后，3*f0在B点短路，再经过第一微带线TL1+第二微带线TL2的六分之一波长(对3*f0周期重复)变换后，3*f0在ZL点短路；实现中心频带f0的二次谐波开路控制，三次谐波短路控制，使得载波放大器在中心频带f0处工作在Class逆F，即逆F类；
所述宽频多模式网络令2*fh在第七微带线TL7和第十一微带线TL11的一端开路，经过第七微带线TL7和第十一微带线TL11的八分之一波长变换(对2*fh阻抗逆变)后，2*fh在C点短路，再经过第一微带线TL1+第二微带线TL2+第三微带线TL3的四分之一波长(对2*fh周期重复)后，2*fh在ZL点短路；实现上边带fh的二次谐波短路控制，使得载波放大器在上边带fh处工作在Class J，即J类；
所述宽频多模式网络令2*fl在第八微带线TL8和第十二微带线TL12的一端开路，经过第八微带线TL8和第十二微带线TL12的八分之一波长变换(对2*fl阻抗逆变)后，2*fl在D点短路，再经过第一微带线TL1+第二微带线TL2+第三微带线TL3+第四微带线TL4的四分之一波长(对2*fl周期重复)后，2*fl在ZL点短路；实现下边带fl的二次谐波短路控制，使得载波放大器在下边带fl处工作在Class J，即J类；
所述宽频单模式匹配网络令中心频带f0、上边带为fh、下边带为fl均工作在ClassJ，即J类。
进一步，宽频多模式匹配网络同时实现谐波控制和基波匹配的功能，第一微带线TL1～第十二微带线TL12的电长度θ1～θ12由公式(1)～公式(8)确定，第十三微带线TL13～第十五微带线TL15的电长度θt以及第一微带线TL1～第十五微带线TL15的特性阻抗Zn，t＝13,14,15，n＝1,2,…,15，由下方程式组(9)～(26)确定：
Zin5＝jZ5 tan(θ5) (9)
Zin9＝-jZ9 cot(θ9) (10)
ZA′(2f0)＝ZA(2f0)//Zin5(2f0)//Zin9(2f0) (19)
ZB′(3f0)＝ZB(3f0)//Zin6(3f0)//Zin10(3f0) (20)
ZC′(2fh)＝ZC(2fh)//Zin7(2fh)//Zin11(2fh) (21)
ZD′(2fl)＝ZC(2fl)//Zin8(2fl)//Zin12(2fl) (22)
Zin6＝Zin10＝-jZ9 cot(θ9)＝-jZ10 cot(θ10) (23)
Zin7＝Zin11＝-jZ7 cot(θ7)＝-jZ11 cot(θ11) (24)
Zin8＝Zin12＝-jZ8 cot(θ8)＝-jZ12 cot(θ12) (25)
其中，Zin5、Zin6、Zin7、Zin8、Zin9、Zin10、Zin11、Zin12、分别表示第五微带线TL5、第六微带线TL6、第七微带线TL7、第八微带线TL8、第九微带线TL9、第十微带线TL10、第十一微带线TL11、第十二微带线TL12的输入阻抗；ZA、ZB、ZC、ZD分别表示A点、B点、C点、D点往ZL点方向的视在阻抗；ZA′、ZB′、ZC′、ZD′、ZE、ZF分别表示A’点、B’点、C’点、D’点、E点、F点往ZL’点方向的视在阻抗；ZL、ZL′分别表示ZL点、ZL’点的阻抗。
进一步，所述峰值补偿线为微带线，峰值补偿线的特征阻抗为2RoptΩ，其中Ropt为所需的合路阻抗，峰值补偿线的电长度调节为峰值放大器的输出阻抗在史密斯圆图最右端时的值；
所述峰值补偿线使峰值放大器在不大于0dbm的低输入功率时的设计频段内输出阻抗为无穷大(+∞)，在0～30dbm的中输入功率时输出阻抗为+∞→2RoptΩ过渡，在不小于30dbm的高输入功率时输出阻抗为2RoptΩ。
进一步，所述阶跃阻抗合路器由k节阶跃阻抗变换器组合串联而成，设第i-1与第i节阶跃阻抗变换器的连接处的节点pmi处的第i节阶跃阻抗变换器的特性阻抗为Zpi，i＝2,…，k，则阶跃阻抗变换器的电长度θpi和特性阻抗Zpi满足公式(27)～公式(29)，具体如下：
进一步，载波放大器和峰值放大器还包括各自的栅极偏置电路和漏级偏置电路；其中，栅极偏置电路分别包括在载波输入匹配网络和峰值输入匹配网络中，漏级偏置电路分别包括在和宽频多模式匹配网络和宽频单模式匹配网络中。
进一步，所述相移器为微带线，相移器的特征阻抗为50Ω，电长度调节为载波放大器和峰值放大器漏极电流相位相同时的值；
相移器在宽频带范围内平衡载波放大器和峰值放大器的输出电流相位。
一种高效率宽频多模式Doherty功率放大器构建方法，包括以下步骤：
S1.根据所需的工作频段、输出功率与效率、回退功率与效率确定载波晶体管和峰值晶体管的型号，下载出厂数据手册并获取参数，包括：漏极工作电压、工作频率、阈值电压、饱和输出功率、最大增益、饱和输出功率下的效率；选取载波晶体管静态工作点于ClassAB；选取载峰值晶体管静态工作点于ClassC；若载波晶体管或峰值晶体管在未匹配时出现低频振荡，则添加RC稳定网络或栅极电阻，利用射频/微波仿真软件，使得工作频段内稳定性因子大于1，否则不需要添加RC稳定网络或栅极电阻；
S2.通过负载牵引/源牵引扫描，分别选取载波晶体管和峰值晶体管于f0、fh、fl处的最佳负载阻抗和源阻抗；
S3.载波输入匹配网络和峰值输入匹配网络构建：在史密斯圆图中，选择Q值小于1.5的匹配路线，将牵引好的源阻抗通过至少3节变阻抗微带传输线变换到标准50欧姆，载波输入匹配网络和峰值输入匹配网络中设置栅极偏置电路，变阻抗微带传输线的参数受选定的PCB基板、工作频率影响，栅极偏置电路拓扑可参考数据手册，微带线长宽转换运用射频/微波仿真软件中的史密斯圆图工具进行选取计算；
S4.宽频多模式匹配网络和宽频单模式匹配网络构建：构建宽频多模式匹配网络；通过公式(1)～公式(26)选取宽频多模式匹配网络中第一微带线TL1～第十五微带线TL15特征阻抗Zn与电长度θn，n＝1,2,…,15，根据传统多频Class J(即J类)谐波抑制网络设计方法构建宽频单模式匹配网络即控制其二次谐波短路；
S5.相移器、峰值补偿线、阶跃阻抗合路器构建：相移器的特性阻抗设置为50Ω，相移器的电长度由宽频带范围内载波放大器和峰值放大器的输出电流相位一致时确定；峰值补偿线的特征阻抗设置为2RoptΩ，峰值补偿线的电长度由峰值放大器在不大于30dbm的低输入功率时的设计频段内输出阻抗为无穷大(+∞)时确定；阶跃阻抗合路器的特征阻抗和电长度通过公式(27)～公式(29)确定；
S6.宽频功率分配器构建：在设计频段内按照经典威尔金森功分器设计方法，结合载波晶体管和峰值晶体管的最大输出功率比，构建等分或不等分功率分配器；
S7.进行小信号、大信号和线性度仿真，重点关注指标为最大输出功率Psat、Efficiencysat、回退功率Pbo、回退效率Efficiencybo、增益、ACPR，微调参数使电磁仿真达到设计要求后生成微带传输线版图；
S8.元器件焊接、散热底座安装、进行功率放大器调测。
进一步，步骤S3中，变阻抗微带传输线的参数的选取规则为：
S3.1、锁定特征阻抗Z0；
S3.2、输入PCB基板的介电常数和工作频段；
S3.3、计算出微带传输线的长和宽；
S3.4、改变特征阻抗Z0；
S3.5、重复步骤S3.1至步骤S3.4，直到匹配点变换为史密斯圆图中心点即标准50欧姆。
相比于现有技术，本发明的有益效果是：
提供一种高效率宽频多模式Doherty功率放大器及设计方法，利用结构简单紧凑的宽频多模式匹配网络，它无需分割设计谐波控制网络和基波匹配网络，可以同时满足谐波控制和基波匹配的需求，降低电路的复杂性。通过宽频多模式匹配网络控制二次和三次谐波的电流电压波形，实现载波放大器工作在Class(逆F&J)两种开关类模式，通过宽频单模式匹配网络控制二次谐波的电流电压波形，实现峰值放大器工作在Class(J)这一种开关模式。开关类工作模式使得电流、电压波形交错产生，减小功损，提升漏级效率。此外，本发明实现的Doherty功率放大器能克服四分之一波长线带来的带宽限制问题，同时提升载波载波放大器和峰值放大器的饱和效率和回退效率，使得工作频带内效率、功率和增益都趋于平坦，保证合路输出的稳定性。
附图说明
图1为本发明提出的高效率宽频多模式Doherty功率放大器结构框图。
图2为本发明中宽频多模式匹配网络的电路结构示意图。
图3为本发明中阶跃阻抗合路器的电路结构示意图。
图4为传统技术中Doherty功率放大器的结构框图。
图5为本发明一较佳实施例与传统Doherty功率放大器的饱和时输出功率对比图。
图6为本发明一较佳实施例与传统Doherty功率放大器的饱和时漏极效率对比图。
图7为本发明一较佳实施例与传统Doherty功率放大器的回退6dB时漏极效率对比图。
图8为本发明一较佳实施例的载波放大器在fl处的漏级电流电压波形示意图。
图9为本发明一较佳实施例的载波放大器在f0处的漏级电流电压波形示意图。
图10为本发明一较佳实施例的载波放大器在fh处的漏级电流电压波形示意图。
具体实施方式
下面结合对本发明的较佳实施例进行详细阐述，以使本发明的优点和特征能更易于被本领域技术人员理解，从而对本发明的保护范围作出更为清楚的界定。显然，本领域的普通技术人员可以通过对说明书的阅读获取本发明的核心思想和优势，本发明的应用场景不局限于说明书中的实施例，可以应用于不同实施方式。另外，本发明中的其他细节也可以在不背离本发明精神的原则下被适当修改和替换，任何不付出创造性劳动的其他实施例，均应属于本发明的保护范围。
需要注意的是，附图仅用于示例性说明，不能理解为本发明的限制。为了更好的描述实施例，附图通常以简洁形式给出，图中细节和尺寸只适用于本实施例，并不代表特定的比例。
实施例：
一种高效率宽频多模式Doherty功率放大器，如图1所示，包括宽频功率分配器101、相移器102、载波放大器103、峰值放大器104、峰值补偿线105和阶跃阻抗合路器106；
载波放大器103包括顺次连接的载波输入匹配网络107、载波晶体管108和宽频多模式匹配网络109；
峰值放大器104包括顺次连接的峰值输入匹配网络110、峰值晶体管111和宽频单模式匹配网络112；
其中，宽频功率分配器101接收输入的功率，经过威尔金森功分器分成两路输出，分别连接相移器102和峰值输入匹配网络110；相移器102连接载波输入匹配网络107；宽频单模式匹配网络112连接峰值补偿线105；阶跃阻抗合路器106分别连接宽频多模式匹配网络109和峰值补偿线105进行功率输出。
如图2所示，所述宽频多模式匹配网络109包括顺次串联连接的第一微带线TL1、第二微带线TL2、第三微带线TL3、第四微带线TL4、第十三微带线TL13、第十四微带线TL14、第十五微带线TL15；并联连接的第五微带线TL5、第六微带线TL6、第七微带线TL7、第八微带线TL8、第九微带线TL9、第十微带线TL10、第十一微带线TL11、第十二微带线TL12；
其中，第一微带线TL1的一端ZL点与载波晶体管108连接，另一端A点接入第五微带线TL5、第九微带线TL9、第二微带线TL2一端A’点的连接处；第二微带线TL2的另一端B点接入第六微带线TL6、第十微带线TL10、第三微带线TL3一端B’点的连接处；第三微带线TL3的另一端C点接入第七微带线TL7、第十一微带线TL11、第四微带线TL4一端C’点的连接处；第四微带线TL4的另一端D点接入第八微带线TL8、第十二微带线TL12、第十三微带线TL13一端D’点的连接处；第十三微带线TL13的另一端E点与第十四微带线TL14的一端相连，第十四微带线TL14的另一端F点与第十五微带线TL15的一端相连，第十五微带线TL15的另一端ZL’点与阶跃阻抗合路器106连接；
第五微带线TL5为短路短截线，第六微带线TL6、第七微带线TL7、第八微带线TL8、第九微带线TL9、第十微带线TL10、第十一微带线TL11、第十二微带线TL12为开路短截线。
宽频多模式匹配网络109包括第一微带线TL1至第十五微带线TL15，其中第一微带线TL1～第十二微带线TL12的电长度θ1～θ12满足，设计频带的中心频带为f0，上边带为fh，下边带为fl，具体如下：
θ5＝λ/4@f0 (1)
θ1＝θ9＝λ/8@f0 (2)
θ7＝θ11＝λ/8@fh (3)
θ8＝θ12＝λ/8@fl (4)
θ6＝θ10＝λ/12@f0 (5)
θ1+θ2＝λ/6@f0 (6)
θ1+θ2+θ3＝λ/4@fh (7)
θ1+θ2+θ3+θ4＝λ/4@fl (8)
其中，λ表示波长，@表示在某频率处，λ/4@f0表示在频率f0处的四分之一波长，其他同理；
宽频多模式匹配网络109使载波放大器103工作在Class逆F&J，即同时工作在逆F类和J类；所述宽频单模式匹配网络112使峰值放大器104工作在Class J，即J类；
宽频多模式网络109令2*f0在第九微带线TL9的一端开路，在第五微带线TL5的一端短路，经过第九微带线TL9八分之一波长(对2*f0阻抗逆变)和第五微带线TL5四分之一波长(对2*f0周期重复)变换后，2*f0在A点短路，再经过第一微带线TL1八分之一波长变换后，2*f0在ZL点开路；3*f0在第六微带线TL6和第十微带线TL10的一端开路，经过第六微带线TL6和第十微带线TL10的十二分之一波长(对3*f0阻抗逆变)变换后，3*f0在B点短路，再经过第一微带线TL1+第二微带线TL2的六分之一波长(对3*f0周期重复)变换后，3*f0在ZL点短路；实现中心频带f0的二次谐波开路控制，三次谐波短路控制，使得载波放大器103在中心频带f0处工作在Class逆F，即逆F类；
所述宽频多模式网络109令2*fh在第七微带线TL7和第十一微带线TL11的一端开路，经过第七微带线TL7和第十一微带线TL11的八分之一波长变换(对2*fh阻抗逆变)后，2*fh在C点短路，再经过第一微带线TL1+第二微带线TL2+第三微带线TL3的四分之一波长(对2*fh周期重复)后，2*fh在ZL点短路；实现上边带fh的二次谐波短路控制，使得载波放大器103在上边带fh处工作在Class J，即J类；
所述宽频多模式网络109令2*fl在第八微带线TL8和第十二微带线TL12的一端开路，经过第八微带线TL8和第十二微带线TL12的八分之一波长变换(对2*fl阻抗逆变)后，2*fl在D点短路，再经过第一微带线TL1+第二微带线TL2+第三微带线TL3+第四微带线TL4的四分之一波长(对2*fl周期重复)后，2*fl在ZL点短路；实现下边带fl的二次谐波短路控制，使得载波放大器103在下边带fl处工作在Class J，即J类；
所述宽频单模式匹配网络112令中心频带f0、上边带为fh、下边带为fl均工作在Class J，即J类。
宽频多模式匹配网络109同时实现谐波控制和基波匹配的功能，第一微带线TL1～第十二微带线TL12的电长度θ1～θ12由公式(1)～公式(8)确定，第十三微带线TL13～第十五微带线TL15的电长度θt以及第一微带线TL1～第十五微带线TL15的特性阻抗Zn，t＝13,14,15，n＝1,2,…,15，由下方程式组(9)～(26)确定：
Zin5＝jZ5 tan(θ5) (9)
Zin9＝-jZ9 cot(θ9) (10)
ZA′(2f0)＝ZA(2f0)//Zin5(2f0)//Zin9(2f0) (19)
ZB′(3f0)＝ZB(3f0)//Zin6(3f0)//Zin10(3f0) (20)
ZC′(2fh)＝ZC(2fh)//Zin7(2fh)//Zin11(2fh) (21)
ZD′(2fl)＝ZC(2fl)//Zin8(2fl)//Zin12(2fl) (22)
Zin6＝Zin10＝-jZ9 cot(θ9)＝-jZ10 cot(θ10) (23)
Zin7＝Zin11＝-jZ7 cot(θ7)＝-jZ11 cot(θ11) (24)
Zin8＝Zin12＝-jZ8 cot(θ8)＝-jZ12 cot(θ12) (25)
其中，Zin5、Zin6、Zin7、Zin8、Zin9、Zin10、Zin11、Zin12、分别表示第五微带线TL5、第六微带线TL6、第七微带线TL7、第八微带线TL8、第九微带线TL9、第十微带线TL10、第十一微带线TL11、第十二微带线TL12的输入阻抗；ZA、ZB、ZC、ZD分别表示A点、B点、C点、D点往ZL点方向的视在阻抗；ZA′、ZB′、ZC′、ZD′、ZE、ZF分别表示A’点、B’点、C’点、D’点、E点、F点往ZL’点方向的视在阻抗；ZL、ZL′分别表示ZL点、ZL’点的阻抗。
转换到本实施例中，计算出的具体长宽微调后取值如表1所示。
表1
所述峰值补偿线105为微带线，峰值补偿线105的特征阻抗为2RoptΩ，其中Ropt为所需的合路阻抗，峰值补偿线105的电长度调节为峰值放大器104的输出阻抗在史密斯圆图最右端时的值；
所述峰值补偿线105使峰值放大器104在不大于0dbm的低输入功率时的设计频段内输出阻抗为无穷大(+∞)，在0～30dbm的中输入功率时输出阻抗为+∞→2RoptΩ过渡，在不小于30dbm的高输入功率时输出阻抗为2RoptΩ。
如图3所示，所述阶跃阻抗合路器106由k节阶跃阻抗变换器组合串联而成，设第i-1与第i节阶跃阻抗变换器的连接处的节点pmi处的第i节阶跃阻抗变换器的特性阻抗为Zpi，i＝2,…,k，则阶跃阻抗变换器的电长度θpi和特性阻抗Zpi满足公式(27)～公式(29)，具体如下：
转换到本实施例中，取Ropt＝20Ω，Zout＝50Ω，则计算出的具体长宽微调后取值如表2所示。
表2
如图4所示，传统技术中Doherty功率放大器引入了至少3段四分之一波长线，由于四分之一波长线是频率相关的传输线，也是限制传统型Doherty功率放大器的主要因素。一般来说，要实现宽频带低损耗信号传输，必须摈弃四分之一波长阻抗变换器，采用其他的技术方案实现峰值放大器104对载波放大器103视在阻抗的有源负载调制功能。
所述载波放大器103和峰值放大器104还包括各自的栅极偏置电路和漏级偏置电路；其中，栅极偏置电路分别包括在载波输入匹配网络107和峰值输入匹配网络110中，漏级偏置电路分别包括在和宽频多模式匹配网络109和宽频单模式匹配网络112中。
本实施例中，所选取的载波晶体管108为GaN HEMT，型号是Cree公司的CGH40010F，封装形式为Flange，源极接地，栅极偏压为-3.1V，漏级偏压为+28V。所选取的峰值晶体管111为GaN HEMT，型号是Cree公司的CG2H40010F，封装形式为Flange，源极接地，栅极偏压为-6.8V，漏级偏压为+30V。值得一提的是，图2与图4中的三角形表示接地，但电容电阻等无源器件接地方式是焊接到PCB顶层的接地共面波导上，而载波晶体管108与峰值晶体管111源极接地是通过螺丝钉与散热底座压触实现的，由于PCB基板背层的金属地层是未覆盖阻焊的铜箔，且铜箔与铝合金散热底座都是导体，二者接触形成一个面积更大的地，可降低地线阻抗，缩短信号的回路距离。
所述相移器102为微带线，相移器102的特征阻抗为50Ω，电长度调节为载波放大器103和峰值放大器104漏极电流相位相同时的值；
相移器102在宽频带范围内平衡载波放大器103和峰值放大器104的输出电流相位。
结合图5、图6、图7，分别为本发明一较佳实施例与传统Doherty功率放大器的饱和时输出功率对比图、饱和时漏极效率对比图以及回退6dB时漏极效率对比图。可以观察到，本发明提供的高效率宽频多模式Doherty功率放大器的带宽特性较传统型Doherty功率放大器有大幅度提升。
如图5所示，该图的横坐标是频率，纵坐标是输出功率。在具体的实施例中，选取中心频点f0＝3.5GHz，上边频fh＝3.8GHz,下边频fl＝3.2GHz。可以观察到，随着中心频率向上下边频拓宽，传统型Doherty功率放大器在3.7GHz与3.8GHz处的输出功率剧烈下降，而本实施例在f＝3.2～3.8GHz频带内输出功率保持较为平坦，且最大输出功率比传统型提高2.21dB。
图6、图7所示分别为本发明一较佳实施例与传统Doherty功率放大器的饱和时漏极效率对比图与回退6dB时漏极效率对比图。由于功率放大器是射频收发系统中耗能最大的模块之一，因此功放的效率是技术人员关心的重要指标之一。显然地，根据本发明提供的设计方法实现的实施例的漏级效率在饱和状态下和回退6dB工作状态下均比传统Doherty功率放大器的效率更高，且带宽更宽。该实施例在f＝3.2～3.8GHz的范围内饱和效率为62.1％～75.2％，回退效率为49.5％～59.3％；而传统型Doherty功率放大器在f＝3.2～3.8GHz的范围内饱和效率为32.7％～70.5％，回退效率为12.9％～51.1％。
传统技术由于四分之一波长线是频率相关的传输线，导致宽频带内相位补偿不均匀，因此仅能在中心频点附近的很窄带内工作，在f＝3.3～3.5GHz时，传统型Doherty功率放大器能进行较好的效率保持，而在此频带外则出现效率严重下降的问题，带外回退效率甚至低到10～30％，这在工程中是不可接受的。本实施例的工作带宽为600MHz，传统技术的工作带宽为200MHz，相比传统技术拓展了3倍带宽。
结合图8、图9、图10，分别为载波放大器103在fl、f0与fh处的漏级电流电压波形。从图8和图10可以看到，载波功放在fl与fh处的电压波形为半正弦，电流波形也为半正弦，符合ClassJ类工作模式的定义。通过控制电压的二次谐波分量，使得电压波形近似为半正弦波，而漏极电流时域表达式则与B类相同，也是半正弦波，使得电流、电压波形交错产生，减小功损，提升效率。
从图9可以看到，载波功放在f0处的电压波形为半正弦，电流波形为近似方波，符合Class逆F类工作模式的定义。在晶体管漏极处，根据阻抗计算公式，其偶次谐波阻抗为无穷大，对应为偶次谐波在此处开路，而奇次谐波阻抗为零，对应为奇次谐波在此处短路。本实施例在只控制到2次和3次谐波情况下，就能够达到75.2％的效率。
通过宽频多模式匹配网络109使得载波放大器103同时工作在Class逆F与ClassJ模式，实现了两种开关类工作模式的结合，提升了工作频带内的饱和效率、回退效率、输出功率及其各自的平坦度，克服了传统型Doherty功率放大器的窄带限制，进一步为通信系统向更宽频带、更高效率发展夯实基础。本实施例相比其他现有技术，在带宽、功率、效率方面均有较大提升，实现了一种工作稳定、结构简单的宽频多模式Doherty功率放大器。
下面将饱和与回退6dB工作状态下，技术人员相对关注的指标列表对比如表3所示。
表3
不难看出，本发明提供的高效率宽频多模式Doherty功率放大器与传统技术相比，带宽大大拓展，饱和输出功率Psat更大，饱和漏级效率与回退漏级效率更高，平坦度更好。
从上述描述中，显而易见的是，本发明的实施例描述了一种高效率宽频多模式Doherty功率放大器及设计方法，以便用一种简单紧凑的宽频多模式匹配网络结构，同时实现两种开关工作模式，提升载波和峰值放大器104的效率和平坦度，它无需分割设计谐波控制网络和基波匹配网络，降低了电路的复杂度。此外，本发明实现的Doherty功率放大器能克服传统四分之一波长线带来的带宽限制问题，为迅猛发展的移动通信系统实现更宽频带的工作提供可能。
以上所述仅为本发明的一较佳实施例，描述的实施例在各方面仅阐述性而非限定性，并不因此限制本发明的保护范围。本领域的技术人员应该明白，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，还可以对本发明进行形式和细节的改变，并不受限于此处的特定实施例，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换、排列，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (9)

1.高效率宽频多模式Doherty功率放大器，其特征在于，包括宽频功率分配器(101)、相移器(102)、载波放大器(103)、峰值放大器(104)、峰值补偿线(105)和阶跃阻抗合路器(106)；
载波放大器(103)包括顺次连接的载波输入匹配网络(107)、载波晶体管(108)和宽频多模式匹配网络(109)；
峰值放大器(104)包括顺次连接的峰值输入匹配网络(110)、峰值晶体管(111)和宽频单模式匹配网络(112)；
其中，宽频功率分配器(101)接收输入的功率并分别连接相移器(102)和峰值输入匹配网络(110)；相移器(102)连接载波输入匹配网络(107)；宽频单模式匹配网络(112)连接峰值补偿线(105)；阶跃阻抗合路器(106)分别连接宽频多模式匹配网络(109)和峰值补偿线(105)进行功率输出；所述宽频多模式匹配网络(109)包括顺次串联连接的第一微带线TL1、第二微带线TL2、第三微带线TL3、第四微带线TL4、第十三微带线TL13、第十四微带线TL14、第十五微带线TL15；并联连接的第五微带线TL5、第六微带线TL6、第七微带线TL7、第八微带线TL8、第九微带线TL9、第十微带线TL10、第十一微带线TL11、第十二微带线TL12；
其中，第一微带线TL1的一端ZL点与载波晶体管(108)连接，另一端A点接入第五微带线TL5、第九微带线TL9、第二微带线TL2一端A’点的连接处；第二微带线TL2的另一端B点接入第六微带线TL6、第十微带线TL10、第三微带线TL3一端B’点的连接处；第三微带线TL3的另一端C点接入第七微带线TL7、第十一微带线TL11、第四微带线TL4一端C’点的连接处；第四微带线TL4的另一端D点接入第八微带线TL8、第十二微带线TL12、第十三微带线TL13一端D’点的连接处；第十三微带线TL13的另一端E点与第十四微带线TL14的一端相连，第十四微带线TL14的另一端F点与第十五微带线TL15的一端相连，第十五微带线TL15的另一端ZL’点与阶跃阻抗合路器(106)连接；
第五微带线TL5为短路短截线，第六微带线TL6、第七微带线TL7、第八微带线TL8、第九微带线TL9、第十微带线TL10、第十一微带线TL11、第十二微带线TL12为开路短截线。
2.根据权利要求1所述的高效率宽频多模式Doherty功率放大器，其特征在于，宽频多模式匹配网络(109)包括第一微带线TL1至第十五微带线TL15，其中第一微带线TL1～第十二微带线TL12的电长度θ1～θ12满足，设计频带的中心频带为f0，上边带为fh，下边带为fl，具体如下：
θ5＝λ/4@f0 (1)
θ1＝θ9＝λ/8@f0 (2)
θ7＝θ11＝λ/8@fh (3)
θ8＝θ12＝λ/8@fl (4)
θ6＝θ10＝λ/12@f0 (5)
θ1+θ2＝λ/6@f0 (6)
θ1+θ2+θ3＝λ/4@fh (7)
θ1+θ2+θ3+θ4＝λ/4@fl (8)
其中，λ表示波长，@表示在某频率处，λ/4@f0表示在频率f0处的四分之一波长。
3.根据权利要求2所述的高效率宽频多模式Doherty功率放大器，其特征在于，宽频多模式匹配网络(109)同时实现谐波控制和基波匹配的功能，第一微带线TL1～第十二微带线TL12的电长度θ1～θ12由公式(1)～公式(8)确定，第十三微带线TL13～第十五微带线TL15的电长度θt以及第一微带线TL1～第十五微带线TL15的特性阻抗Zn，t＝13，14,15，n＝1,2，...，15，由下方程式组(9)～(26)确定：
Zin5＝jZ5tan(θ5) (9)
Zin9＝-jZ9cot(θ9) (10)
ZA，(2f0)＝ZA(2f0)//Zin5(2f0)//Zin9(2f0) (19)
ZB，(3f0)＝ZB(3f0)//Zin6(3f0)//Zin10(3f0) (20)
ZC′(2fh)＝ZC(2fh)//Zin7(2fh)//Zin11(2fh) (21)
ZD′(2fl)＝ZC(2fl)//Zin8(2fl)//Zin12(2fl) (22)
Zin6＝Zin10＝-jZ9cot(θ9)＝-jZ10cot(θ10) (23)
Zin7＝Zin11＝-jZ7cot(θ7)＝-jZ11cot(θ11) (24)
Zin8＝Zin12＝-jZ8cot(θ8)＝-jZ12cot(θ12) (25)
其中，Zin5、Zin6、Zin7、Zin8、Zin9、Zin10、Zin11、Zin12、分别表示第五微带线TL5、第六微带线TL6、第七微带线TL7、第八微带线TL8、第九微带线TL9、第十微带线TL10、第十一微带线TL11、第十二微带线TL12的输入阻抗；ZA、ZB、ZC、ZD分别表示A点、B点、C点、D点往ZL点方向的视在阻抗；ZA′、ZB′、ZC′、ZD′、ZE、ZF分别表示A’点、B’点、C’点、D’点、E点、F点往ZL’点方向的视在阻抗；ZL、ZL′分别表示ZL点、ZL’点的阻抗。
4.根据权利要求1所述的高效率宽频多模式Doherty功率放大器，其特征在于，所述峰值补偿线(105)为微带线，峰值补偿线(105)的特征阻抗为2RoptΩ，其中Ropt为所需的合路阻抗，峰值补偿线(105)的电长度调节为峰值放大器(104)的输出阻抗在史密斯圆图最右端时的值。
5.根据权利要求1所述的高效率宽频多模式Doherty功率放大器，其特征在于，所述阶跃阻抗合路器(106)由k节阶跃阻抗变换器组合串联而成，设第i-1与第i节阶跃阻抗变换器的连接处的节点pmi处的第i节阶跃阻抗变换器的特性阻抗为Zpi，i＝2，...，k，则阶跃阻抗变换器的电长度θpi和特性阻抗Zpi满足公式(27)～公式(29)，具体如下：
6.根据权利要求1所述的高效率宽频多模式Doherty功率放大器，其特征在于，载波放大器(103)和峰值放大器(104)还包括各自的栅极偏置电路和漏极偏置电路；其中，栅极偏置电路分别包括在载波输入匹配网络(107)和峰值输入匹配网络(110)中，漏极偏置电路分别包括在和宽频多模式匹配网络(109)和宽频单模式匹配网络(112)中。
7.根据权利要求1所述的高效率宽频多模式Doherty功率放大器，其特征在于，所述相移器(102)为微带线，相移器(102)的特征阻抗为50Ω，电长度调节为载波放大器(103)和峰值放大器(104)漏极电流相位相同时的值。
8.一种权利要求1～7任一项所述的高效率宽频多模式Doherty功率放大器构建方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1.根据所需的工作频段、输出功率与效率、回退功率与效率确定载波晶体管(108)和峰值晶体管(111)的型号，下载出厂数据手册并获取参数，包括：漏极工作电压、工作频率、阈值电压、饱和输出功率、最大增益、饱和输出功率下的效率；选取载波晶体管(108)静态工作点于ClassAB；选取峰值晶体管(111)静态工作点于ClassC；若载波晶体管(108)或峰值晶体管(111)在未匹配时出现低频振荡，则添加RC稳定网络或栅极电阻，利用射频/微波仿真软件，使得工作频段内稳定性因子大于1，否则不需要添加RC稳定网络或栅极电阻；
S2.通过负载牵引/源牵引扫描，分别选取载波晶体管(108)和峰值晶体管(111)于f0、fh、fl处的最佳负载阻抗和源阻抗；
S3.载波输入匹配网络(107)和峰值输入匹配网络(110)构建：在史密斯圆图中，选择Q值小于1.5的匹配路线，将牵引好的源阻抗通过至少3节变阻抗微带传输线变换到标准50欧姆，载波输入匹配网络(107)和峰值输入匹配网络(110)中设置栅极偏置电路，变阻抗微带传输线的参数受选定的PCB基板、工作频率影响，栅极偏置电路拓扑可参考数据手册，微带线长宽转换运用射频/微波仿真软件中的史密斯圆图工具进行选取计算；
S4.宽频多模式匹配网络(109)和宽频单模式匹配网络(112)构建：构建宽频多模式匹配网络(109)；通过公式(1)～公式(26)选取宽频多模式匹配网络(109)中第一微带线TL1～第十五微带线TL15特征阻抗Zn与电长度θn，n＝1,2，...，15，根据传统多频ClassJ谐波抑制网络设计方法构建宽频单模式匹配网络(112)，即控制其二次谐波短路；
S5.相移器(102)、峰值补偿线(105)、阶跃阻抗合路器(106)构建：相移器(102)的特性阻抗设置为50Ω，相移器(102)的电长度由宽频带范围内载波放大器(103)和峰值放大器(104)的输出电流相位一致时确定；峰值补偿线(105)的特征阻抗设置为2RoptΩ，峰值补偿线(105)的电长度由峰值放大器(104)在不大于30dbm的低输入功率时的设计频段内输出阻抗为无穷大(+∞)时确定；阶跃阻抗合路器(106)的特征阻抗和电长度通过公式(27)～公式(29)确定；
S6.宽频功率分配器构建：在设计频段内按照经典威尔金森功分器设计方法，结合载波晶体管(108)和峰值晶体管(111)的最大输出功率比，构建等分或不等分功率分配器；
S7.进行小信号、大信号和线性度仿真，重点关注指标为最大输出功率Psat、Efficiencysat、回退功率Pbo、回退效率Efficiencybo、增益、ACPR，微调参数使电磁仿真达到设计要求后生成微带传输线版图；
S8.元器件焊接、散热底座安装、进行功率放大器调测。
9.根据权利要求8所述的高效率宽频多模式Doherty功率放大器构建方法，其特征在于，步骤S3中，变阻抗微带传输线的参数的选取规则为：
S3.1、锁定特征阻抗Z0；
S3.2、输入PCB基板的介电常数和工作频段；
S3.3、计算出微带传输线的长和宽；
S3.4、改变特征阻抗Z0；
S3.5、重复步骤S3.1至步骤S3.4，直到匹配点变换为史密斯圆图中心点即标准50欧姆。
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