CN113162554A - 一种基于谐波控制的混合高效功率放大器及其设计方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于谐波控制的混合高效功率放大器及其设计方法，其中输入匹配网络的输入端为功率输入端，其输出与晶体管的输入端相连接，将晶体管源牵引得到的最佳源阻抗匹配到50欧姆输入端口；栅极偏置电路和漏极偏置电路为晶体管提供工作电压以及阻断射频信号流入电源；晶体管，对输入信号进行放大；谐波控制网络与晶体管的输出端相连接，对二次谐波和三次谐波的阻抗分布进行控制，在带宽内同时实现连续F类和连续逆F类的混合工作模式；基波匹配电路将晶体管负载牵引得到的最佳负载阻抗通过谐波控制网络后的阻抗匹配至50欧姆的负载端。本发明实现对二次谐波和三次谐波的精确控制，能够使功率放大器在宽带下保持高效率。
Description
技术领域
本发明属于开关电源技术领域，涉及一种基于谐波控制的混合高效功率放大器及其设计方法。
背景技术
随着无线通信技术的飞速发展，对无线通信系统的设计要求也越来越高，需要工作在不同标准和不同频段以应对不同应用。射频功率放大器作为通信系统中至关重要的组成部分，其性能对整个无线通信系统有着极其重要的影响。尤其是5G通信技术的到来，对通信系统的传输速率、数据传输量以及线性度提出了更高的要求。功率放大器同时也是通信系统中最耗能的部分，对整个系统的耗能、设备的工作时间都有着重要的影响。我国三大运营商在4G时代主要使用的频段在1.8GHz至2.7GHz之间。因此设计满足通信频段的宽带高效率功率放大器具有重大科研和商用意义，同时如何设计兼顾宽带宽的同时维持高效率的功率放大器也是当今学术界和商业界研究的热点问题。
功率放大器是无线通信系统中的核心组件，其性能好坏将直接影响整个系统的工作状态。F类/逆F类功率放大器因其理想的工作效率能达到100％而备受关注。对于F类(逆F)类功率放大器，通过若干的开路或短路微带线的串并联组成的谐波控制网络将偶次谐波匹配到晶体管的漏极端呈短路(开路)状态，谐波阻抗为零(无穷大)；将奇次谐波匹配到晶体管的漏极端呈开路(短路)状态，谐波阻抗为无穷大(零)，从而晶体管的漏极端电流呈现为半正弦波(方波)形式，电压则呈现为方波(半正弦波)形式。在理想情况下，电流与电压波形无重叠，晶体管不消耗能量，从而实现100％的工作效率。实际情况下，考虑到电路设计的复杂度，设计的谐波控制网络只控制二次谐波和三次谐波，从而也就限制了其带宽的扩展，因此F类/逆F类功率放大器的带宽较窄。
故，针对存在的上述缺陷，实有必要进行研究，以提供一种方案，解决现有技术中存在的缺陷。
发明内容
为解决上述问题，本发明目的在于提供一种基于谐波控制的混合模式宽带高效率功率放大器及其设计方法，提出一种谐波控制网络，在连续类功率放大器的基础上以扩展带宽，对二次谐波和三次谐波的阻抗分布进行控制，在工作带宽内实现不同的频点工作在不同的模式，从而在带宽内同时实现连续F类和连续逆F类的混合工作模式，使功放在较宽的带宽范围内达到较高的效率。满足无线通信频段内宽带高效率功率放大器的应用。
本发明的技术方案为：一种基于谐波控制的混合高效功率放大器，包括输入匹配网络、栅极偏置电路、晶体管、漏极偏置电路、谐波控制网络和基波匹配电路，其中，
所述输入匹配网络的输入端为功率输入端，其输出与晶体管的输入端相连接，将晶体管源牵引得到的最佳源阻抗匹配到50欧姆输入端口；
所述栅极偏置电路和漏极偏置电路分别与晶体管的栅极和漏极相连接，为晶体管提供工作电压以及阻断射频信号流入电源；
所述晶体管，对输入信号进行放大；
所述谐波控制网络与晶体管的输出端相连接，对二次谐波和三次谐波的阻抗分布进行控制，在带宽内同时实现连续F类和连续逆F类的混合工作模式；
所述基波匹配电路与谐波控制网络的输出端相连接，将晶体管负载牵引得到的最佳负载阻抗通过谐波控制网络后的阻抗匹配至50欧姆的负载端。
优选地，所述输入匹配网络包括隔直电容C1、微带线TL1、开路枝节微带线TL2、微带线TL3、微带线TL4、微带线TL6和RC并联稳定电路，其中，隔直电容C1的一端与射频输入源端即功率输入端相连接，另一端与微带线TL1的一端相连接，微带线TL1的另一端与开路枝节微带线TL2的一端和微带线TL3的一端相连接，微带线TL3的另一端与RC并联稳点电路的一端相连接，RC并联稳定电路的另一端与微带线TL4的一端相连接，RC并联稳定电路为电阻R1和电容C2并联组成，微带线TL4的另一端与微带线TL6的一端相连接，微带线TL6的另一端与晶体管的输入端相连接。
优选地，所述栅极偏置电路包括四分之一波长微带线TL5、耦合电容C3和稳定电阻R2，其中微带线TL5的一端与耦合电容C3相连接，耦合电容C3的另一端接地，微带线TL5的另一端与稳定电阻R2相连接，稳定电阻R2的另一端与晶体管的输入端相连接。
优选地，所述栅极偏置电路的偏压为-2.8V。
优选地，所述漏极偏置电路分别包括四分之一波长微带线TL8和耦合电容C4，其中微带线TL8的一端与耦合电容C4相连接，耦合电容C4的另一端接地，微带线TL8的另一端与晶体管的输出端相连接。
优选地，所述漏极偏置电路的偏压为28V。
优选地，所述谐波控制网络包括微带线TL9、开路枝节微带线TL10、微带线TL11、开路枝节微带线TL12和开路枝节微带线TL13，其中，微带线TL9的一端与晶体管的输出端相连接，另一端与开路枝节微带线TL10和微带线TL11的一端相连接，微带线TL11的另一端与开路枝节微带线TL12和开路枝节微带线TL13相连接，二者连接处作为谐波控制网络的输出端。
优选地，所述基波匹配电路包括微带线TL14、开路枝节微带线TL15、微带线TL16和电容C5，其中，微带线TL14的一端与谐波控制网络的输出端相连接，另一端与开路枝节微带线TL15和微带线TL16的一端相连接，微带线TL16的另一端与电容C5的一端相连接，电容C5的另一端作为基波匹配的输出端与负载相连接。
优选地，所述晶体管为GaN HEMT CGH40010F。
基于上述目的，本发明还提供了一种基于谐波控制的混合高效功率放大器的设计方法，采用上述的基于谐波控制的混合高效功率放大器，包括以下步骤：
S10，选取两个频率对晶体管进行源牵引和负载牵引得到最佳源阻抗和最佳负载阻抗；
S20，根据S10所获得的最佳源阻抗，对输入匹配网络进行设计，实现从输入端口到最佳源阻抗的匹配；
S30，通过采用四分之一波长传输线、稳定电阻及耦合电容来设计偏置电路；
S40，通过S10获得的漏极高次谐波阻抗来设计谐波控制网络，对二次和三次谐波阻抗分布进行控制，来满足连续F类和连续逆F类的电压与电流波形；
S50，根据S10获得的漏极基波阻抗，设计基波匹配电路；
S60，将设计好的各部分搭建整体电路，对其进行仿真优化。
与现有技术相比，本发明的有益效果如下：
本发明在连续类功率放大器的设计思想上，以扩展功率放大器的工作带宽，通过设计谐波控制网络，对二次谐波和三次谐波的阻抗分布进行控制，同时能够满足对连续F类和连续逆F类功率放大器的晶体管漏极处固有谐波阻抗的要求，在工作带宽内实现不同的频点工作在不同的模式，从而在带宽内同时实现连续F类和连续逆F类的混合工作模式。大大减小了电路设计的复杂度，加之该电路结构简单，也缩小了电路的整体尺寸，降低了生产成本，同时在宽带宽范围内实现较高的效率，满足当今无线通信频段内宽带高效率功率放大器的应用。
附图说明
图1是本发明基于谐波控制的混合高效率功率放大器结构框图；
图2是本发明基于谐波控制的混合高效率功率放大器中具有理想的二次谐波和三次谐波终端的F类和逆F类功率放大器拓扑图；
图3是本发明基于谐波控制的混合高效率功率放大器中混合模式功放原理图；
图4是本发明基于谐波控制的混合高效率功率放大器中输入匹配网络和栅极偏置电路示意图；
图5是本发明基于谐波控制的混合高效率功率放大器中输出匹配网络示意图；
图6是本发明基于谐波控制的混合高效率功率放大器整体电路结构示意图；
图7是本发明基于谐波控制的混合高效率功率放大器的输出功率、效率和增益仿真结果图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
相反，本发明涵盖任何由权利要求定义的在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。进一步，为了使公众对本发明有更好的了解，在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。
针对现有技术存在的缺陷，申请人对现有技术中传统的宽带高效率功率放大器的结构进行了深入的研究，申请人在研究中发现，现有技术中传统的宽带高效率功率放大器模式相对单一，结构比较复杂，实现难度较大，电路整体体积较大，成本相对较高。
为了克服现有技术的缺陷，本发明提供的一种谐波控制的混合模式宽带高效率功率放大器，通过大量的理论和实验研究，并对连续F类和连续逆F类功率放大器的原理进行了深入分析，最终在工作带宽内实现不同的频点工作在不同的模式，实现连续F类和连续逆F类混合模式宽带高效率功率放大器。
参见图1，所示为本发明基于谐波控制的混合模式宽带高效率功率放大器结构框图，包括输入匹配网络10、栅极偏置电路21、晶体管30、漏极偏置电路22、谐波控制网络40和基波匹配电路50，其中，
输入匹配网络10的输入端为功率输入端，其输出与晶体管30的输入端相连接，用于将晶体管30源牵引得到的最佳源阻抗匹配到50欧姆输入端口；
栅极偏置电路21和漏极偏置电路22分别与晶体管30的栅极和漏极相连接，为晶体管30提供稳定的工作电压以及阻断射频信号流入电源；
晶体管30，用于对输入信号进行放大；
谐波控制网络40与晶体管30的输出端相连接，对二次谐波和三次谐波的阻抗分布进行控制，在工作带宽内实现不同的频点工作在不同的模式，从而在带宽内同时实现连续F类和连续逆F类的混合工作模式；
基波匹配电路50与谐波控制网络40的输出端相连接，用于将晶体管30负载牵引得到的最佳负载阻抗通过谐波控制网络40后的阻抗匹配至50欧姆的负载端，以实现功率放大器的最大效率传输。
参见图2，所示为具有理想的二次谐波和三次谐波终端的F类和逆F类功率放大器拓扑图。通过控制功率放大器漏极的谐波阻抗，从而对输出的电压电流波形进行塑形，其中F类(逆F类)功率放大器需要在奇次谐波处开路(短路)和偶次谐波处短路(开路)，因此晶体管30的漏极端电流呈现为半正弦波(方波)形式，电压则呈现为方波(半正弦波)形式。在理想情况下，电流与电压波形无重叠，晶体管30不消耗能量，从而实现100％的工作效率。实际情况下，通常将谐波控制在三阶，因为进一步的谐波控制对功率放大器的效率提升有限，而且会大大增加设计复杂度。
参见图3，所示为本发明中混合模式功放原理图，其中f1和f2分别位于功率放大器工作带宽的下边沿和上边沿附近，其满足3f1≈2f2的关系，且f1的二次谐波阻抗及f2的三次谐波阻抗位于短路点附近，f1的三次谐波阻抗及f2的二次谐波阻抗位于开路点附近。因此f1处在标准的F类功率放大器模式下，f2处在标准的逆F类功率放大器模式下，再结合连续类功率放大器的理论思想，可大大拓宽功率放大器的带宽。
参见图4，所示为输入匹配网络10的原理框图，包括隔直电容C1、微带线TL1、开路枝节微带线TL2、微带线TL3、微带线TL4、微带线TL6和RC并联稳定电路，其中，隔直电容C1的一端与射频输入源端相连接，另一端与微带线TL1的一端相连接，微带线TL1的另一端与开路枝节微带线TL2的一端和微带线TL3的一端相连接,微带线TL3的另一端与RC并联稳点电路的一端连接，RC并联稳定电路的另一端与微带线TL4的一端相连接，微带线TL4的另一端与微带线TL6的一端连接，微带线TL6的另一端与晶体管30的输入端相连接。
图4中虚线框部分为输入匹配部分，其中一部分由TL1、TL3、TL4、TL6四段串联微带线以及TL2一段并联微带线组成，将最佳源阻抗匹配到射频源阻抗。另一部分由RC并联选频网络组成，保证电路的稳定性，防止自激振荡。还一部分为隔直电容C1用于隔离直流电源中的直流电。具体输入匹配计算公式如下：
Z′1＝Z′3//Z′2 (5)
其中Zs为晶体管30通过源牵引的得到的栅极源阻抗，Zn，θn分别为各段微带线的特征阻抗和电长度，Z′n为通过各段微带线传输后所得到的目标阻抗。
参见图5，所示为输出匹配网络示意图，图5左虚线框图为谐波控制网络40，包括微带线TL9、开路枝节微带线TL10、微带线TL11、开路枝节微带线TL12、开路枝节微带线TL13，其中，微带线TL9的一端与晶体管30的输出端相连接，另一端与开路枝节微带线TL10和微带线TL11的一端相连接，微带线TL11的另一端与开路枝节微带线TL12和开路枝节微带线TL13相连接，同时也是作为谐波控制网络40的输出端。
上述的谐波控制网络40主要是通过利用四分之一波长的阻抗变换特性，实现晶体管30输出端二次谐波短路(开路)，三次谐波开路(短路)的状态。本发明通过选择功率放大器工作带宽下边沿附近频率点f1和上边沿附近频率点f2，通过谐波控制网络40的控制，使f1处于F类功率放大器的工作模式下控制其二次谐波短路，三次谐波开路。f2处于逆F类功率放大器的工作模式下控制其二次谐波开路，三次谐波短路，再结合连续类功率放大器的理论思想，可大大拓宽功率放大器的带宽。具体计算公式如下：
Z'A＝ZA//-jZ10cotθ10 (16)
Z'L＝Z'B＝ZB//-jZ12cotθ12//-jZ13cotθ13 (18)
其中ZL为晶体管30的漏极最佳负载阻抗；Z′L为谐波控制网络40输出端计算得到的基波阻抗；Zn,θn(n＝9,10,11,12,13)分别为各微带线的特征阻抗和电长度；θ2f、θ3f为微带传输线二次谐波和三次谐波频率下的电长度；
分别为两个频率点的三次谐波和二次谐波阻抗，
分别为两个频率点在不同平面下计算的二次谐波和三次谐波阻抗，ZA、Z′A、ZB、Z′B分别为不同平面处计算出的基波阻抗。
图5右虚线框图为基波匹配电路50，至少包括微带线TL14、开路枝节微带线TL15以及微带线TL16，其中，微带线TL14的一端与谐波控制网络40的输出端相连接，另一端与开路枝节微带线TL15和微带线TL16的一端相连接，微带线TL16的另一端与电容C5的一端相连接，电容C5的另一端作为基波匹配的输出端与负载相连接。具体的计算公式如下：
ZC＝Z'C//-jZ15cotθ15 (20)
其中，Zn,θn(n＝14,15,16)分别为各微带线的特征阻抗和电长度；Zout为输出端的负载阻抗，ZC、Z′C为不同平面处计算得到的基波阻抗，Z′L为前一部分谐波控制网络40输出端计算得到的基波阻抗。
参见图6，所示为本发明整体电路结构示意图，在整体电路的输入输出两端以及晶体管30的输入输出两端加上微带线以方便焊接。
参见图7，所示为本发明基于谐波控制的混合模式宽带高效率功率放大器的输出功率、效率和增益仿真结果图，所设计的功率放大器工作在1.6-3GHz频段内，饱和输出功率为40-42dBm，增益大于10dB，且漏极效率在66.1％-82.8％之间，表现出了良好的性能指标。
在一种优选实施方式中，采用了Cree公司的GaN HEMT CGH40010F晶体管30实现；
在一种优选实施方式中，所设计的输入匹配网络10和晶体管30之间设置有栅极偏置电路21，其偏压设置为-2.8V；
在一种优选实施方式中，晶体管30与所设计的输出匹配网络之间设置有漏极偏置电路22，其偏压设置为28V；选择-2.8V和28V是参照晶体管30的数据手册，对晶体管30进行静态工作点仿真，选择合适的静态工作点，因为一旦所需要的静态工作点不恰当，功率放大器在工作时可能出现截止失真或者饱和失真，从而影响输出功率和效率。
本发明基于谐波控制的混合模式宽带高效率功率放大器的设计方法，通过如下步骤实现：
S10，选取两个频率f1和f2对晶体管30进行源牵引和负载牵引得到最佳源阻抗和最佳负载阻抗；其中，最佳源阻抗和最佳负载阻抗是对晶体管30进行源牵引和负载牵引得到的阻抗值，输入输出端的50欧姆要与这个阻抗值相匹配，能达到最高的效率或最高的输出功率，所以称之为最佳源阻抗和最佳负载阻抗。
S20，根据S10所获得的最佳源阻抗，对输入匹配网络10进行设计，实现从输入端口到最佳源阻抗的匹配，因为输入匹配网络10对整体电路性能的影响不大，采用较简单的匹配方式进行匹配。通过计算公式(1)-(5),对所设计的输入匹配网络10进行分析设计。
Z′1＝Z'3//Z'2 (5)
其中Zs为晶体管30通过源牵引的得到的栅极源阻抗，Zn，θn分别为各段微带线的特征阻抗和电长度，Z′n为通过各段微带线传输后所得到的目标阻抗。
S30，通过采用四分之一波长传输线、稳定电阻及耦合电容来设计偏置电路；
S40，通过S10获得的漏极高次谐波阻抗来设计谐波控制网络40，对二次和三次谐波阻抗分布进行控制，来满足连续F类和连续逆F类的电压与电流波形，通过公式(7)和(8)使3f1和2f2在A点处短路。将TL9和TL10波长设置为λ/12，实现f1的三次谐波和f2的二次谐波开路。在通过公式(9)-(14)使2f1和3f2在B点处短路。将TL12和TL13分别设置为λ/8和λ/12，实现f1的二次谐波和f2的三次谐波短路，微带线TL11用于阻抗调谐。再通过公式(15)-(18)计算出微带线的基波阻抗。
Z'A＝ZA//-jZ10cotθ10 (16)
Z'L＝Z'B＝ZB//-jZ12cotθ12//-jZ13cotθ13 (18)
其中ZL为晶体管30的漏极最佳负载阻抗；Z′L为谐波控制网络40输出端计算得到的基波阻抗；Zn,θn(n＝9,10,11,12,13)分别为各微带线的特征阻抗和电长度；θ2f、θ3f为微带传输线二次谐波和三次谐波频率下的电长度；
分别为两个频率点的三次谐波和二次谐波阻抗，
分别为两个频率点在不同平面下计算的二次谐波和三次谐波阻抗，ZA、Z′A、ZB、Z′B分别为不同平面处计算出的基波阻抗。
S50，通过S40得到的基波阻抗，通过两段串联微带线TL14和TL16及一段并联微带线TL15设计基波阻抗匹配电路，通过公式(19)-(21)计算得到各微带线的参数。电路末端连接了一个隔直电容以及一段微带线便于焊接输出端口。
ZC＝Z'C//-jZ15cotθ15 (20)
其中，Zn,θn(n＝14,15,16)分别为各微带线的特征阻抗和电长度；Zout为输出端的负载阻抗，ZC、Z′C为不同平面处计算得到的基波阻抗，Z′L为前一部分谐波控制网络40输出端计算得到的基波阻抗。
通过仿真软件工具将以上各步骤计算得到的微带线阻抗值和电长度值转换为微带线的长宽值。
S60，通过以上叙述的理论分析，将各模块搭建成一个整体电路。使用ADS软件对其进行仿真，根据仿真结果对整体电路进行优化，进一步改善所设计功率放大器的性能。
最终的仿真结果如图7所示，所设计的功率放大器工作在1.6-3GHz频段内，饱和输出功率为40-42dBm，增益大于10dB，且漏极效率在66.1％-82.8％之间，表现出了良好的性能指标。本发明包括的具体模块本领域技术人员可以在不违背其精神的前提下可以有多种实施方式，或通过各种不同的组合方式形成不同的具体实施例，这里不再详细描述。
无论上文说明如何详细，还有可以有许多方式实施本发明，说明书中所述的只是本发明的若干具体实施例子。凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。
本发明实施例的上述详细说明并不在穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。在上述以示意性目的说明本发明的特定实施例和实施例的同时，本领域技术人员将认识到可以在本发明的范围内进行各种等同修改。
在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的同时，无论在上文中出现了如何详细的说明，也可以许多方式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其实行细节中可以进行相当多的变化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。
如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种基于谐波控制的混合高效功率放大器，其特征在于，包括输入匹配网络、栅极偏置电路、晶体管、漏极偏置电路、谐波控制网络和基波匹配电路，其中，
所述输入匹配网络的输入端为功率输入端，其输出与晶体管的输入端相连接，将晶体管源牵引得到的最佳源阻抗匹配到50欧姆输入端口；
所述栅极偏置电路和漏极偏置电路分别与晶体管的栅极和漏极相连接，为晶体管提供工作电压以及阻断射频信号流入电源；
所述晶体管，对输入信号进行放大；
所述谐波控制网络与晶体管的输出端相连接，对二次谐波和三次谐波的阻抗分布进行控制，在带宽内同时实现连续F类和连续逆F类的混合工作模式；
所述基波匹配电路与谐波控制网络的输出端相连接，将晶体管负载牵引得到的最佳负载阻抗通过谐波控制网络后的阻抗匹配至50欧姆的负载端。
2.根据权利要求1所述的基于谐波控制的混合高效功率放大器，其特征在于，所述输入匹配网络包括隔直电容C1、微带线TL1、开路枝节微带线TL2、微带线TL3、微带线TL4、微带线TL6和RC并联稳定电路，其中，隔直电容C1的一端与射频输入源端即功率输入端相连接，另一端与微带线TL1的一端相连接，微带线TL1的另一端与开路枝节微带线TL2的一端和微带线TL3的一端相连接，微带线TL3的另一端与RC并联稳点电路的一端相连接，RC并联稳定电路的另一端与微带线TL4的一端相连接，RC并联稳定电路为电阻R1和电容C2并联组成，微带线TL4的另一端与微带线TL6的一端相连接，微带线TL6的另一端与晶体管的输入端相连接。
3.根据权利要求1所述的基于谐波控制的混合高效功率放大器，其特征在于，所述栅极偏置电路包括四分之一波长微带线TL5、耦合电容C3和稳定电阻R2，其中微带线TL5的一端与耦合电容C3相连接，耦合电容C3的另一端接地，微带线TL5的另一端与稳定电阻R2相连接，稳定电阻R2的另一端与晶体管的输入端相连接。
4.根据权利要求3所述的基于谐波控制的混合高效功率放大器，其特征在于，所述栅极偏置电路的偏压为-2.8V。
5.根据权利要求1所述的基于谐波控制的混合高效功率放大器，其特征在于，所述漏极偏置电路分别包括四分之一波长微带线TL8和耦合电容C4，其中微带线TL8的一端与耦合电容C4相连接，耦合电容C4的另一端接地，微带线TL8的另一端与晶体管的输出端相连接。
6.根据权利要求5所述的基于谐波控制的混合高效功率放大器，其特征在于，所述漏极偏置电路的偏压为28V。
7.根据权利要求1所述的基于谐波控制的混合高效功率放大器，其特征在于，所述谐波控制网络包括微带线TL9、开路枝节微带线TL10、微带线TL11、开路枝节微带线TL12和开路枝节微带线TL13，其中，微带线TL9的一端与晶体管的输出端相连接，另一端与开路枝节微带线TL10和微带线TL11的一端相连接，微带线TL11的另一端与开路枝节微带线TL12和开路枝节微带线TL13相连接，二者连接处作为谐波控制网络的输出端。
8.根据权利要求1所述的基于谐波控制的混合高效功率放大器，其特征在于，所述基波匹配电路包括微带线TL14、开路枝节微带线TL15、微带线TL16和电容C5，其中，微带线TL14的一端与谐波控制网络的输出端相连接，另一端与开路枝节微带线TL15和微带线TL16的一端相连接，微带线TL16的另一端与电容C5的一端相连接，电容C5的另一端作为基波匹配的输出端与负载相连接。
9.根据权利要求1所述的基于谐波控制的混合高效功率放大器，其特征在于，所述晶体管为GaN HEMT CGH40010F。
10.一种基于谐波控制的混合高效功率放大器的设计方法，采用权利要求1-9之一所述的基于谐波控制的混合高效功率放大器，其特征在于，包括以下步骤：
S10，选取两个频率对晶体管进行源牵引和负载牵引得到最佳源阻抗和最佳负载阻抗；
S20，根据S10所获得的最佳源阻抗，对输入匹配网络进行设计，实现从输入端口到最佳源阻抗的匹配；
S30，通过采用四分之一波长传输线、稳定电阻及耦合电容来设计偏置电路；
S40，通过S10获得的漏极高次谐波阻抗来设计谐波控制网络，对二次和三次谐波阻抗分布进行控制，来满足连续F类和连续逆F类的电压与电流波形；
S50，根据S10获得的漏极基波阻抗，设计基波匹配电路；
S60，将设计好的各部分搭建整体电路，对其进行仿真优化。
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|---|---|---|---|---|
| CN114884472A (zh) * | 2022-05-23 | 2022-08-09 | 王琮 | 基于谐波调控的j类分布式功率放大器及其优化方法 |
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