CN115001420A - 一种基于统一设计理论的宽带异相射频功率放大器 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种基于统一设计理论的宽带异相功率放大器及其设计方法。该功率放大器包括宽带输入匹配电路、RC稳定电路、栅极偏置电路、晶体管、集成谐波匹配的漏极供电电路、带虚部补偿的宽带阻抗匹配电路。通过输入不同频率的等幅异相信号，来使得基于统一设计理论的宽带异相射频功率放大器进行工作。本发明在宽带异相功率放大器研究内容近乎空白的背景下，提出了基于0°组合电路和添加带虚部补偿的宽带阻抗匹配电路，实现了宽带异相功率放大器的设计，具有大带宽、结构简单紧凑，实用性强，便于推广的优点。

Description

一种基于统一设计理论的宽带异相射频功率放大器

技术领域

本发明涉及射频微波通信领域，提出了一种基于统一设计理论的高效宽带射频异相功率放大器。

背景技术

通信信号由于受到调制技术的迭代升级，其带宽与信号的峰值均值比分别呈现出更宽以及更高的变化趋势。上述变化显然也对射频收发系统提出了更高的要求，功率放大器作为射频发射部分核心组件，其性能直接决定信号传输质量。其中主要的性能指标为带宽和线性度。同时功率放大器作为射频发射端主要耗能组件，其传输效率对于发射系统的节能以及散热都有重要作用。

常见的射频功率放大器大体按照导通角和线性度两个方面进行分类。按照导通角的区别可以分为A、B、C类。按照线性度可以分为线性功放和非线性功放。其中A类线性度最高，B类次之，C类线性度最差。与此同时功放的效率与线性度呈现相反的关系即线性度越高，效率越低。针对高效高线性度功率放大器研究人员通常采用偏置AB类的饱和功放以期望得到高效率，线性度则通过预失真等方法来提高。但是以上采用单路形式的功率放大器仅仅只能保证饱和状态下的高效率。为了携带更多信息，调制方式往往采用高阶正交调制方式从而使得信号的峰值均值比很高，这就要求功率放大器能够在较宽的幅度变化范围内维持高效率，此时采用单路形式的功率放大器已经不能满足需求。因此基于多路形式的放大器架构逐渐被提出。负载调制类功率放大器采用多路形式，通过幅度、相位等控制使得功率放大器能够在较宽的幅度变化范围内保持高效率。

常见的负载调制类功率放大器分为Doherty和异相两种。异相功率放大器由于高功率和高线性度近些年逐渐受到研究人员的关注。异相功率放大器工作原理是：首先将原始信号通过矢量分解为恒幅异相的输入信号。输入信号同相时，代表幅度最大的原始信号，输入信号反相时，代表幅度最小的原始信号，此时幅度为0。输入信号经过放大电路放大之后输出端经过合成还原得到放大后的原始信号。由于输入信号是恒幅异相的，所以其对于放大器的线性度不敏感，因此分支放大器可以采用一些高效率非线性功率放大器来实现，从而保证高效率。

经典的异相功率放大器由组合电路和补偿电路组成。组合电路采用电长度为λ/4或λ/2微带线来实现，补偿电路采用串联或并联电抗元件来实现。组合电路为λ/4微带线称为电压型异相射频功率放大器，组合电路为λ/2微带线称为电流型异相射频功率放大器。此外对于组合电路采用电长度为λ/4微带线，补偿电路采用并联电抗元件的类型称为Chireix异相射频功率放大器，补偿电路采用串联电抗元件的类型称为非等长异相射频功率放大器。

同时，5G通信在我国基本已经部署完成，5G通信相比较于前代通信系统其通信容量更高，通信带宽更宽。当前我国的5G通信频段主要集中于Sub6G(3.3GHz～3.6GHz 4.8GHz～5.0GHz)，信号带宽达到300MHz，且该频段信号穿透性强，因此信号覆盖面积更大，能够快速的完成部署。同时也对功率放大器提出了更大的挑战。需要功率放大器在能够处理高峰均比信号的同时能够满足宽带通信的需求。

目前传统异相射频功率放大器存在设计理论多样，标准不统一。并且由于组合网络限制于λ/4或λ/2微带线，微带线的色散效应使得微带线电长度随频率变化剧烈，使得异相射频功率放大器难以实现宽带。针对目前现有技术中存在的不足，实有必要进行研究，以提供一种统一的设计理论，并提供基于此理论进行宽带异相功率放大器的完整解决方案。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种可以在宽频带内工作的异相射频功率放大器设计方案。首先将标准不一的理论整合为统一的设计理论，并基于此设计理论进行宽带高效率输出电路设计，最终实现宽频带范围内的异相功率放大。

该异相射频功率放大器由两路构成。其中每路包括完全相同的宽带输入匹配电路、稳定电路、栅极偏置电路、集成谐波匹配的漏极供电电路以及两路不同的带虚部补偿的宽带阻抗匹配电路分别称为第一匹配网络和第二匹配网络。其中，宽带输入匹配电路采用低Q值宽带匹配的设计方法来实现。稳定电路由并联电阻和电容组成，其作用是使得放大器电路处于稳定状态，避免出现信号自激现象。栅极偏置电路为晶体管提供偏置，使得放大器工作于AB类状态。集成谐波匹配的漏极供电电路，一方面为晶体管漏极提供供电电压，另一方面为晶体管提供谐波匹配。带虚部补偿的宽带阻抗匹配电路利用传统的宽带拓扑结构可以同时实现虚部补偿和宽带阻抗匹配。阻抗匹配电路合路后接标准接口阻抗50欧姆。

具体如下：

一种基于统一设计理论的宽带异相射频功率放大器，包括两路功率放大器电路；其中每一路均包括宽带输入匹配电路、RC稳定电路、栅极偏置电路、晶体管、集成谐波匹配的漏极供电电路、带虚部补偿的宽带阻抗匹配电路；每路宽带输入匹配电路的输出端与RC稳定电路的输入端连接，RC稳定电路的输出端与晶体管栅极连接；栅极偏置电路的输入端接直流电源，输出端接RC稳定电路的输入端；集成谐波匹配的漏极供电电路的第一输入端接晶体管的漏极，第二输入端接直流电源，输出端接带虚部补偿的宽带阻抗匹配电路的输入端；两路带虚部补偿的宽带匹配电路输出端合并后接标准负载 50欧姆。

所述的，宽带输入匹配电路采用低Q值阶跃式宽带匹配方法构建，具体为采用串联电感和并联电容交替的低通结构来设计。为了克服集总元件高频损耗较大，所以将集总元件转换为微带线，串联电感利用串联低阻抗微带线来替换，电容由于体积小，并且便于后期电路的调整所以不做替换。因此所述宽带输入匹配电路包括串联传输线TL1、隔直电容C1、并联电容C2、串联传输线TL2、并联电容C3、串联传输线TL3；串联传输线TL1一端接信号输入端，串联传输线TL1的另一端接隔直电容C1；隔直电容 C1的另一端与并联电容C2的一端、串联传输线TL2的一端连接；并联电容C2的另一端接地；串联传输线TL2的另一端与并联电容C3的一端、串联传输线TL3的一端相连；串联传输线的另一端接稳定电路的输入端；最终形成高低阻抗交替的电容-微带线结构。该结构损耗低，并且尺寸较小，简化了电路结构，实现了设计目的。

优选的，放大器处于宽频带范围内易出现因不稳定而放大器自激的现象，此时需要加入稳定电路来提高放大器的稳定性。RC稳定电路是在晶体管的输入端增加并联电容和电阻有耗器件，从而保证放大器在整个频带内保证稳定性。

所述的，稳定电路由电阻R与电容C的一端相连并共同连接到串联传输线TL3的另一端，电阻R与电容C另一端相连并共同连接晶体管的输入端、栅极偏置电路的一端。

优选的，栅极偏置电路包括一条一端通过电容接地的并联微带线，用来提供栅极偏置电压。具体为：并联微带线TL4一端连接稳定电路的另一端、晶体管的输入端；并联微带线TL4另一端连接栅极偏置电压Vgs。

作为优选，集成谐波匹配的漏极供电电路包括串联传输线TL5、并联传输线TL6；串联传输线TL5的一端连接晶体管的输出端；串联传输线TL5的另一端连接TL6的一端、搁置电容C4的一端；并联传输线TL6另一端连接直流供电电压Vds，用来提供漏极供电电压。

作为优选，带虚部补偿的宽带匹配网络分为第一匹配网络和第二匹配网络，其中第一匹配网络包括并联传输线TL7、串联传输线TL8、并联传输线TL9；第二匹配网络包括并联传输线TL10、串联传输线TL11；并联传输线TL7的一端与隔直电容C4一端、串联传输线TL8一端连接，并联传输线TL7另一端开路；串联传输线TL8另一端与并联传输线TL9的一端相连，并联传输线TL9另一端开路；并联传输线TL10的一端与隔直电容C4一端、串联传输线TL11一端连接；并联传输线TL9一端与串联传输线TL11 连接后与负载相连。

附图说明

图1是本发明中一种基于统一设计理论的宽带异相射频功率放大器

图2是传统异相功率放大器的虚部补偿和组合网络结构示意图。

图3带虚部补偿的宽带匹配电路二端口网络示意图。

图4带虚部补偿的宽带匹配电路结构拓扑图。

图5是利用仿真软件ADS模拟本发明在宽频带(2.4GHz～3.0GHz)范围内的仿真结果示意图。

具体实施方式

以下是本发明的具体实施例并结合附图，对本发明的技术方案作进一步的描述，但本发明并不限于这些实施例。

图1所示为本发明一种基于统一设计理论的宽带异相射频功率放大器的结构示意图，该功率放大器包括宽带输入匹配电路、RC稳定电路、栅极偏置电路、晶体管、集成谐波匹配的漏极供电电路、带虚部补偿的宽带匹配电路、基于0°组合电路。其中宽带输入匹配电路采用低Q值宽带匹配的设计方法,用于保证信号能够在宽频带范围内低损耗传输。RC稳定电路由并联电阻和电容组成，保证放大器工作于稳定状态。栅极偏置电路将晶体管偏置到AB类，保证高效率的同时有较好的线性度。集成谐波匹配的漏极供电电路在匹配二次谐波的同时用来给晶体管提供漏极供电电压。带虚部补偿的宽带匹配电路在虚部补偿的同时也起到阻抗匹配的作用。

设计所述新型宽带异相射频功率放大器主要工作在2.4GHz～3.0GHz。显然的，所述设计方案可以扩展至其他频率。

所述新型宽带异相MMIC功率放大器设计的第一步要构建RC稳定电路来提高放大器稳定性。具体的，可以采用电路仿真软件对添加RC稳定电路前后的放大器稳定性进行分析比较，本实例中选择10欧姆电阻和5pF电容并联作为稳定电路的最终形式。

所述新型宽带异相射频功率放大器设计的第二步要确定晶体管最优的输入输出阻抗，以便后续进行阻抗匹配。作为示例：选用Cree公司的CGH40010F晶体管来进行设计。而后进行宽频带范围内饱和回退最优阻抗的确定。具体方法为：利用Cree公司提供的CGH40010F晶体管电路模型在仿真软件中进行负载牵引和源牵引的迭代，得到不同功率状态不同频率下最优的输入输出阻抗。

所述新型宽带异相射频功率放大器设计的第三步是利用第二步得到的宽频带范围内的最优阻抗来设计宽带输入匹配电路。宽带输入匹配电路采用高低阻抗形成的阶跃式宽带匹配电路来实现宽带匹配，具体的方法是利用切比雪夫等公知性匹配技术来实现。

所述异相射频功率放大器设计的第四步是设计功率合成电路。图2所示为传统基于 90°或180°长度传输线的功率组合电路结构示意图。由于两种长度传输线对应的是两种不同的设计理论。图3所示为本发明提出的基于0°电长度传输线构成的功率合成电路。该组合电路上下路均由电长度为0的传输线组成，即去掉了专用的组合电路。

首先介绍本发明基于0°组合电路的设计理论；

假设上下支路微带线的阻抗为Z，电长度分别为θ₁和θ₂，假定功率组合电路的输出总电压为Vo，并且输出电压随着信号调制角度θ的变化而变化，相互之间的关系为：

v_o＝v_opepcos(θ)

其中v_opep为最大输出电压，θ在0到90度变化。因为上下路是严格对称的，因此两路输出电流分别为：

i₃和i₄分别为上下两路输出电流，R_L为功率组合电路输出端阻抗。已知输出端的电流电压关系，根据ABCD传输矩阵，得到如下方程：

其中G₁、B₁、G₂、B₂分别为上下支路功率组合电路的输入电导和电纳。当G₁＝G₂ B₁＝-B₂时，满足异相功率放大器的导纳条件，从上述方程可以得到，组合电路的电长度只需要满足90°的整数倍均可以，不需要限制于90°或者180°。扩展了组合电路设计灵活度。此外为了尽可能的拓展放大器的带宽，本发明采用基于0°组合电路来设计，此时消除了组合电路电长度随频率变化引起的色散现象对异相放大器带宽的影响。

但是值得注意的时并非任何情况下采取基于0°组合电路均是最优选择，因为组合电路在起到电路组合作用的同时实现阻抗匹配的目的。

所述异相射频功率放大器设计的第五步是设计集成谐波匹配的漏极供电电路。其结构包括串联传输线TL5和并联传输线TL6组成，其中TL6为二次谐波提供短路点阻抗，串联传输线阻抗TL5为二次谐波提供电纳，使得二次谐波的位置靠近负载牵引得到的最优阻抗。

功率放大器设计的第六步是设计带虚部补偿的宽带匹配电路。本发明将带虚部补偿的宽带匹配电路看作一个二端口网络，如图3所示。此二端口网络的输入和输出端最优阻抗均可以得到，输入端阻抗为负载牵引的阻抗经过集成谐波匹配的漏极供电电路后的最优阻抗；输出端阻抗为上下路合路端分别呈现出的负载阻抗。本发明对于二端口网络内部网络参数的确定通过ABCD矩阵。假设上下路二端口网络ABCD矩阵分别为；

利用ABCD矩阵以及二端口网络输出端电压与电流的表达式，计算反推得到二端口网络输入端的电压和电流的表达式，进而计算得到二端口网络的输入导纳如下所示；

上式中，G₁、B₁、G₂、B₂代表二端口网络的输入导纳，由于需要同时控制饱和和回退阻抗，因此对应8个方程。两组二端口网络参数共有8个未知数。可以得到两个二端口网络的ABCD矩阵。本发明对于给定的ABCD矩阵，采用原先设定网络拓扑结构，然后计算网络拓扑结构的ABCD矩阵，并与目标ABCD矩阵参数一一对应，得到网络拓扑结构的电参数。考虑到兼顾带宽以及设计复杂度的关系以及本发明为了区分与传统异相功率放大器结构不同，本发明上下路二端口网络拓扑结构分别采用π型和L型来综合。

所述新型宽带异相射频功率放大器设计的第七步：将调试好的宽带输入匹配电路、 RC稳定电路、栅极偏置电路、集成谐波匹配的漏极供电电路、带虚部补偿的宽带匹配电路组合为基于统一设计理论的宽带异相射频功率放大器，最后经过整体的优化调谐最终达到一个最优的仿真结果。

图5所示为本发明设计在电路仿真软件中得到的仿真结果图，由仿真结果可知，在2.4GHz～3GHz的频段范围内，饱和输出功率大于45dBm，饱和漏极效率大于70％，6dB 功率回退点效率大于50％。上述结果验证了上述新型宽带异相射频功率放大器的理论正确性，实现了宽带异相功率放大器的功能。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (8)

1.一种基于统一设计理论的宽带异相射频功率放大器，包括两路功率放大电路、带虚部补偿的宽带阻抗匹配电路；其中每一路均包括宽带输入匹配电路、RC稳定电路、栅极偏置电路、晶体管、集成谐波匹配的漏极供电电路、基于0°组合电路；每路宽带输入匹配电路的输出端与RC稳定电路的输入端连接，RC稳定电路的输出端与晶体管栅极连接；栅极偏置电路的输入端接直流电源，输出端接RC稳定电路的输入端；集成谐波匹配的漏极供电电路的第一输入端接晶体管的漏极，第二输入端接直流电源，输出端接带虚部补偿的宽带阻抗匹配电路的输入端；两路带虚部补偿的宽带匹配电路输出端合并后接标准负载50欧姆。

所述的宽带输入匹配电路用于将输入信号在宽频段范围内保证输入信号到晶体管的损耗较小。

所述的集成谐波匹配的漏极供电电路用于为晶体管提供漏极供电的同时，同时也可以实现对二次谐波的匹配。

所述的带虚部补偿的宽带阻抗匹配电路在实现虚部补偿的同时，同时进行宽带阻抗匹配，保证晶体管尽可能损耗低的输出到负载。

所述的基于0°组合电路用来承担功率组合的功能。

2.如权利要求1所述的宽带异相射频功率放大器，其特征在于所述的宽带输入匹配电路采用低Q值阶跃式宽带匹配方法构建，具体为采用串联电感和并联电容交替的低通结构来设计。为了克服集总元件高频损耗较大，所以将集总元件转换为微带线，串联电感利用串联低阻抗微带线来替换，电容由于体积小，并且便于后期电路的调整所以不做替换。因此所述宽带输入匹配电路包括串联传输线TL1、隔直电容C1、并联电容C2、串联传输线TL2、并联电容C3、串联传输线TL3；串联传输线TL1一端接信号输入端，串联传输线TL1的另一端接隔直电容C1；隔直电容C1的另一端与并联电容C2的一端、串联传输线TL2的一端连接；并联电容C2的另一端接地；串联传输线TL2的另一端与并联电容C3的一端、串联传输线TL3的一端相连；串联传输线的另一端接稳定电路的输入端；最终形成高低阻抗交替的电容-微带线结构。该结构损耗低，并且尺寸较小，简化了电路结构，实现了设计目的。

3.如权利要求1所述的宽带异相射频功率放大器，其特征在于所述的RC稳定电路,是因为部分放大器容易在频带内出现稳定参数小于1，功率管容易发生自激现象，此时需要采取稳定性措施。RC稳定电路是在晶体管输入端增加有耗元器件，从而提高其稳定性。电阻R与电容C的一端相连并共同连接到串联传输线TL3的另一端，电阻R与电容C另一端相连并共同连接晶体管的输入端、栅极偏置电路的一端。

4.如权利要求1所述的宽带异相射频功率放大器，其特征在于所述的栅极偏置电路包括一条一端通过电容接地的并联微带线，用来提供栅极偏置电压。具体为：并联微带线TL4一端连接稳定电路的另一端、晶体管的输入端；并联微带线TL4另一端连接栅极偏置电压Vgs。

5.如权利要求1所述的宽带异相射频功率放大器，其特征在于所述的集成谐波匹配的漏极供电电路包括串联传输线TL5、并联传输线TL6；串联传输线TL5的一端连接晶体管的输出端；串联传输线TL5的另一端连接TL6的一端、搁置电容C4的一端；并联传输线TL6另一端连接直流供电电压Vds，用来提供漏极供电电压。

6.如权利要求1所述的宽带异相射频功率放大器，其特征在于所述的带虚部补偿的宽带匹配网络分为第一匹配网络和第二匹配网络，其中第一匹配网络包括并联传输线TL7、串联传输线TL8、并联传输线TL9；第二匹配网络包括并联传输线TL10、串联传输线TL11；并联传输线TL7的一端与隔直电容C4一端、串联传输线TL8一端连接，并联传输线TL7另一端开路；串联传输线TL8另一端与并联传输线TL9的一端相连，并联传输线TL9另一端开路；并联传输线TL10的一端与隔直电容C4一端、串联传输线TL11一端连接；并联传输线TL9一端与串联传输线TL11连接后与负载相连。

7.如权利要求1所述的宽带异相射频功率放大器，本发明提出的基于0°功率组合电路，突破传统上下支路微带线电长度90°或180°的限制，具体如下；

已知输出端的电流电压关系，根据ABCD传输矩阵，得到如下方程：

其中G1、B1、G2、B2分别为上下支路功率组合电路的输入电导和电纳。当G1＝G2B1＝-B2时，满足异相功率放大器的导纳条件，从上述方程可以得到，组合电路的电长度只需要满足90°的整数倍均可以，不需要限制于90°或者180°。至此对传统组合电路理论进行了整合。

8.如权利要求1-7任一所述的一种基于统一设计理论的宽带异相射频功率放大器及其设计方法，其特征在于通过如下步骤实现：

步骤一：设计RC稳定电路，不断调整电阻和电容的值使得稳定参数在全频带大于1；

步骤二：要确定宽频带内晶体管的输入输出阻抗，以便后续匹配。

步骤三：利用步骤二得到的最优输入阻抗，设计宽带输入匹配电路。

步骤四：设计集成谐波匹配的漏极供电电路，并得到经过此供电电路后晶体管基波最优阻抗。

步骤五：设计带虚部补偿的宽带匹配电路，将此电路看作二端口网络，利用网络前后的电压电流关系得到二端口网络的ABCD参数矩阵，而后利用给定的拓扑结构计算其ABCD矩阵表达式，并与目标ABCD矩阵一一对应，得到拓扑结构的元件参数。

步骤六：将调试好的输入匹配电路、RC稳定电路、栅极偏置电路、晶体管、集成谐波匹配的漏极供电电路、带虚部补偿的宽带匹配电路，并进行整体调试，最终得到一个最优的结果。

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