CN110708029B - 基于非等长传输线的双频带异向功率放大器及其设计方法 - Google Patents

基于非等长传输线的双频带异向功率放大器及其设计方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开基于非等长传输线的双频带异向功率放大器及其设计方法。本发明将传统的异向功率放大器的各结构包括输入匹配电路、偏置电路、以及非等长功率合成电路采用特殊的宽带以及双带结构来替换各部分进而实现双带射频工作。其中输入匹配电路利用切比雪夫阶跃式宽带匹配方法。非等长功率合成电路采用混合T/Pi型结构替换传统的非等长阻抗变换器实现双频带不同阻抗的变换功率合并以及虚部补偿。最后通过信号调理电路得到的等幅异向两路信号作为输入信号，从何实现了双频带异向射频功率放大器。本发明所提出的双频带射频异向功率放大器填补了非等长双频带异向功率放大器的设计空白，并且设计思路简单，便于推广。

Description

基于非等长传输线的双频带异向功率放大器及其设计方法
技术领域
本发明涉及射频微波通信领域，提出了一种新型的能够在两个独立频带下工作的高效率射频异向功率放大器及其设计方法。
背景技术
伴随通信技术尤其是无线通信的高速发展，承载其发展的射频微波技术也变得越来越重要。但是有限的频带资源又成为了另外一大挑战。因此，为了在有限频带范围内传输更多的通信信息，当前通信技术所用的调制信号包络会发生剧烈变化，也即信号的峰值平均功率比(简称峰均比)很大。射频发射机功能是将射频信号完整、准确、无损的发射出去，并且需要发射距离尽可能远，那么作为射频发射机最关键的耗能元件，射频功率放大器的性能很大程度决定了射频发射机性能的好坏。射频功率放大器的设计目标是使得信号能够无损远距离传输，并且能耗尽量小。因此我们需要设计线性、高效的功率放大器。但是，为了满足现代通信技术对于高峰均比信号传输的需求，在原来设计目标的基础之上对功率放大器的功率回退效率又提出了新的要求。功率放大器可以分为A、B、AB类线性功放或者C类非线性功放。线性功率放大器的线性度好但是饱和效率不高，非线性功放的线性度较差但是饱和效率高。因此目前比较流行的是AB类功率放大器，它可以保持高线性度的同时最大程度保持高效率。在AB类功率放大器的基础上，为了进一步提高功率回退效率，目前主流的设计方法有Doherty型功率放大器和异向功率放大器。异向功率放大器是由经过信号调理电路将待传输射频信号变为恒幅异向的两路射频信号输入到射频功率放大器中。由于幅度恒定，那么功率放大器对幅度信息不敏感，因此可以选择使用非线性功率放大器进行放大。两路恒幅异向的信号经过功率放大之后合并输出从而还原为原来的信号。主流的功率合成电路有隔离型和非隔离型两种。隔离型合成电路在功率回退点效率偏低。非隔离型结构，以经典的Chireix型为例，通过添加并联枝节的方法来消除无功阻抗，可以有效提高输出功率同时改善回退点的效率。经典的Chireix架构需要为不同子放大器添加电抗补偿元素，以抵消无功阻抗的不利影响。但是，上述电抗补偿元素的构件容易增加功放电路的复杂度，同时较难满足多频点工作需求。近年来，有学者发现使用非等长的传输线也可以实现类型Chireix的功能，并且省去了传统的电抗补偿结构，在有效保证异相放大器特性的基础上简化了电路结构。
随着5G通信的普及以及未来6G通信的到来，能够支持多带或者宽带功能是必然要求。因此亟须研制出能支持多频带工作的高效率功率放大器。多频带异向功率放大器也理所当然的成为了学术界和工业界研究的热点。但是，由于微带线的存在的色散效应以及异相放大器工作所需的严格角度控制要求，因此设计双带以及宽带异向功率放大器变得非常的艰难。受制于前期设计理论的不完善，目前国内外有关多频异向功率放大器的设计方案基本属于空白。
针对目前现有技术中存在的不足，实有必要进行研究，以提供一种通用的关于多频率紧凑型异相放大器的解决方案。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种可以实现在两个频带下工作的紧凑型异向高效功率放大器。通过完善应用非等长传输线构建功率合成网络的设计理论，以及利用混合T/Pi双带非等长功率合成电路替换单带条件下的非等长传输线，有效实现异相放大器的双频带功能。同时，由于省去了传统设计中所需的并联虚部补偿电路，使得整体电路得到简化，进而大幅提升了性能。
为了填补现有技术的缺陷，本发明采用以下技术方案：
一种双频带高效率异向功率放大器包括输入信号调理电路、两路双频带高效率异向功率放大电路。
输入信号调理电路将待放大的射频调制信号调整为等幅异向的两路信号，分别作为两路双带输入匹配电路的输入信号；即实现从基带信号到射频信号的转变，同时完成必要的预放大及滤波等功能。
优选的，输入信号调理电路包括两路依次串联的数模转换芯片、低通滤波器、正交混频器、自适应增益控制器，最终输出待输入的射频调制信号。
其中，数模转换芯片将数字基带信号转换为模拟调制信号；低通滤波器用于消除基带信号的杂波成份；正交混频器用于将基带信号调制到载波频率上；自适应增益控制器用于将射频调制信号的幅度调整到合适的大小以待输入到后端放大器中。以上技术与器件均为公知技术。
两路双频带高效率异向功率放大电路每一路均包括双带输入匹配电路、偏置电路、供电电路、晶体管、双带输出匹配电路、双带非等长功率合成电路；
上述输出匹配电路由于晶体管寄生参数影响，会呈现出复阻抗的形式，因此进行输出匹配时会造成空间和复杂度的升高，故本发明双带输出匹配电路融合到双带非等长功率合成电路中构成新双带功率合成电路，以克服上述弊端。
双带输入匹配电路输入端接信号调理电路，输出端接晶体管的栅极；偏置电路输入端接直流电源，输出端接晶体管栅极；供电电路输入端接直流电源，输出端接晶体管漏极；晶体管漏极接新双带功率合成电路输入端，新的双带功率合成电路输出端连接到一起合并输出到负载端。
所述的双带输入匹配电路采用高低阻抗(阶跃式宽带)匹配的方法来进行，该方法利用低通滤波器原型，串联电感以及并联电容的交替方式来进行，串联电感和并联电容的数值大小由切比雪夫滤波器设计方法来确定。电感与电容等集总元件适合低频环境，而微带线更适合在高频环境中使用，所以需要将集总元件转换为微带线。串联电感近似等于串联高阻抗微带线，并联电容近似等于串联低阻抗微带线。最终形成高低阻抗交替的阶跃式宽带匹配，已达到双带匹配的目的。上述所述切比雪夫阶跃式宽带匹配为公知技术。
所述两路晶体管均为基本放大器，可以采用AB类、B类等多种高效率功率放大器形式。
所述偏置电路和供电电路分别为晶体管栅极和漏极提供电压，以及为晶体管提供合适的栅极电压和功率；作为优选，偏置电路为晶体管提供直流电源，可采用恒定或动态可变的电压进行供电以提供合适的偏置状态和静态工作点。
由于晶体管的非线性会产生谐波，其中尤其以二次谐波对结果的影响最大，因此需要设法消除二次谐波，减少谐波对非线性的影响。故偏置电路和供电电路中，对于f1频率下二次谐波利用f1频率下90度阻抗变换线，一端连接直流电源，另一端连接晶体管漏极，达到消除f1频率二次谐波的影响，对于f2频率的二次谐波，则采用并联f2频率下90度阻抗变换线方式，其中一端通过隔直电容接地，另一端接晶体管漏极。
由于寄生电容Cds作为晶体管寄生参数的决定因素，本发明通过在晶体管输出端并联-Cds的方式来抵消寄生电容，而后可以将-Cds融合到后端的双带非等长功率合成电路中从而构成新双带功率合成电路。
优选，所述双带非等长功率合成电路由T/PI型组合结构来实现双频带不同阻抗以及电长度的物理特性从而实现虚部补偿和实阻抗匹配以及功率组合的功能。
双带非等长功率合成电路是基于单频带下功率合成电路得到的最优值作为双频带的目标值。
单频带下功率合成电路采用的是非等长传输线理论来实现设计目的，具体为：
两路输出电流分别为：
Figure GDA0003944566450000041
Figure GDA0003944566450000042
其中i5和i6分别为上下两路电路输出电流，vopep为最大输出电压，θ为在0到90度变化的补偿角度，Ro为负载阻抗，一般设为50欧。j表示虚部符号。为了保证异向晶体管的高效率，需要在晶体管输出端看出去的输出阻抗纯实数，即需要消除无功阻抗的影响。已知输出端的电流电压关系，根据ABCD传输矩阵，得到如下方程：
Figure GDA0003944566450000043
Figure GDA0003944566450000044
进而得到晶体管的输出导纳为
Figure GDA0003944566450000045
Figure GDA0003944566450000046
其中V1、i1分别为晶体管的输出电压和电流；Vo为负载电压，G1、B1分别为电导与电纳；RL为传输线特性阻抗，
Figure GDA0003944566450000047
为非等长电长度。消除无功负载的影响使得B1等于0，同时，为了消除无功阻抗，人为设定回退值OBO作为设计目标，则利用公式(8)可以得到回退值对应的θ值而后带入公式(7)可以得到公式(9)；
Figure GDA0003944566450000051
OBO＝20·log(sinθ).
公式(8)
Figure GDA0003944566450000052
其中t＝RL/RO、OBO为回退范围，最终得到
Figure GDA0003944566450000053
与RL、Ro之间的关系。由于输入信号恒幅异向的关系，因此对于恒幅+θ输入的调制信号需要
Figure GDA0003944566450000054
的补偿，同理对于恒幅-θ输入的调制信号需要
Figure GDA0003944566450000056
的补偿，最终形成
Figure GDA0003944566450000055
与
Figure GDA0003944566450000057
两个非等长传输线。
上述单频带下
Figure GDA0003944566450000058
与
Figure GDA0003944566450000059
传输线利用以下混合T/Pi型结构替换。
混合T/Pi型结构具体为第一T微带线、第二微带线、第三T微带线；第一T微带线还可以分为三个部分，第一T微带线第一部分的一端与晶体管的漏极、第二微带线的一端连接，第一部分另一端连接第二部分一端和第三部分一端，第二部分另一端悬空，第三部分另一段接地或者悬空。第一部分实现f1频率下的虚部补偿，第二部分消除f2虚部补偿对f1虚部补偿的影响，第三部分实现f2频率下的虚部补偿；第一部分、第三部分所在直线与第二部分垂直设置，从而构成T形结构。第三T微带线的结构构成以及作用与第一T微带线相同。第二微带线的另一端连接第三T微带线第一部分的一端作为B端口。上述两路第二微带线的B端口共同连接到合路点，达到信号合并还原的目的。三个微带线共同构成混合T/Pi型结构来实现双频带不同阻抗变换的要求。
利用上述方法计算设计得到混合T/Pi型结构的双带非等长功率合成电路。而后步骤是在晶体管与双带非等长功率合成电路之间设计输出匹配电路来达到最大输出功率。输出匹配目的是将复阻抗匹配到由双带非等长功率合成电路呈现出的实数阻抗。而晶体管呈现出的输出复阻抗主要是因为寄生电容的影响。因此在晶体管的输出端通过并联补偿寄生电容-Cds来使得晶体管出现成实数阻抗的形式。由于-Cds是虚拟的电路部分，最终电路实现方法为将补偿电容-Cds整合到上述已经设计好的双带非等长输出功率合并电路。最终形成新双带功率合成电路。
本发明的另一个目的是提供基于非等长传输线的双频带异向功率放大器的设计方法，具体是：
步骤一：将待传输调制信号经过PC端角度调制、数模转换芯片、低通滤波器、正交混频器、自适应增益控制器得到两路等幅异向的待输入调制信号。其中，数模转换芯片将数字基带信号转换为模拟调制信号；低通滤波器用于消除基带信号的杂波成份；正交混频器用于将基带信号调制到载波频率上；自适应增益控制器用于将射频调制信号的幅度调整到合适的大小以待输入到后端放大器中。
步骤二：按照设计指标，选取两个相同的晶体管，再确定相应的输入阻抗和输出阻抗。
步骤三：根据输入阻抗，采用高低阻抗(阶跃式宽带)匹配的方法设计输入匹配电路，具体是利用低通滤波器原型，串联电感以及并联电容的交替方式来进行，串联电感和并联电容的数值大小由切比雪夫滤波器设计方法来确定。由于电感与电容等集总元件适合低频环境，而微带线更适合在高频环境中使用，所以需要将集总元件转换为微带线。串联电感近似等于串联高阻抗微带线，并联电容近似等于串联低阻抗微带线。最终形成高低阻抗交替的阶跃式宽带匹配，已达到双带输入匹配的目的。
步骤四：调试偏置电路：
采用90度电长度传输线的两端分别连接电源和晶体管栅极，用以来消除二次谐波的影响。
步骤五：调试供电电路：
对于f1频率下二次谐波，利用f1频率下90度阻抗变换线的一端连接直流电源，另一端连接晶体管漏极，达到消除f1频率二次谐波的影响；对于f2频率下二次谐波，采用并联f2频率下90度阻抗变换线方式，其中90度阻抗变换线一端通过隔直电容接地，另一端接晶体管漏极。
步骤六：根据输出阻抗，调试两个独立频带下的单频带非等长传输线：
两路输出电流分别为：
Figure GDA0003944566450000061
Figure GDA0003944566450000062
其中i5和i6分别为上下两路电路输出电流，vopep为最大输出电压，θ为在0到90度变化的补偿角度，Ro为负载阻抗，一般设为50欧。j表示虚部符号。为了保证异向晶体管的高效率，需要在晶体管输出端看出去的输出阻抗纯实数，即需要消除无功阻抗的影响。已知输出端的电流电压关系，根据ABCD传输矩阵，得到如下方程：
Figure GDA0003944566450000071
Figure GDA0003944566450000072
进而得到晶体管的输出导纳为
Figure GDA0003944566450000073
Figure GDA0003944566450000074
其中G1、B1分别为电导与电纳；RL为传输线特性阻抗，
Figure GDA0003944566450000077
为非等长电长度。消除无功负载的影响使得B1等于0，同时为了消除无功阻抗，人为设定回退值OBO(可以设定传统的回退值OBO为6dB)作为设计目标，根据公式(8)，得到回退范围OBO对应的角度θ。然后利用公式(7)得到公式(9)补偿电长度
Figure GDA0003944566450000078
与RL、Ro(t＝RL/Ro)之间的关系，即得到各自单频带下非等长传输线值。
Figure GDA0003944566450000075
OBO＝20·log(sinθ).   公式(8)
Figure GDA0003944566450000076
步骤七：根据步骤六得到的补偿电长度
Figure GDA0003944566450000079
与RL、Ro之间的关系，将上述单带非等长传输线等效替换成混合T/Pi双带非等长功率合成电路，其中混合T/Pi双带非等长功率合成电路结构包括第一T微带线、第二微带线、第三T微带线；第一T微带线还可以分为三个部分，第一T微带线第一部分的一端与晶体管的漏极、第二微带线的一端连接，第一部分另一端连接第二部分一端和第三部分一端，第二部分另一端悬空，第三部分另一段接地或者悬空。第一部分实现f1频率下的虚部补偿，第二部分消除f2虚部补偿对f1虚部补偿的影响，第三部分实现f2频率下的虚部补偿；第一部分、第三部分所在直线与第二部分垂直设置，从而构成T形结构。第三T微带线的结构构成以及作用与第一T微带线相同。第二微带线的另一端连接第三T微带线第一部分的一端作为B端口。上述两路第二微带线的B端口共同连接到合路点，达到信号合并还原的目的。
步骤八：设计输出匹配电路，输出匹配目的是将复阻抗匹配到由双带非等长功率合成电路呈现出的实数阻抗。而晶体管呈现出的输出复阻抗主要是因为寄生电容的影响。因此在晶体管的输出端通过并联补偿寄生电容-Cds来使得晶体管出现成实数阻抗的形式。由于-Cds是虚拟的电路部分，最终电路实现方法为将补偿电容-Cds整合到上述已经设计好的双带非等长输出功率合并电路，最终形成新双带功率合成电路。
步骤九：将上述步骤中已经调试好的输入匹配电路、偏置电路、供电电路、新双带功率合成电路组合起来构成其中一路双频带高效率异向功率放大电路。上述两路双频带高效率异向功率放大电路分别接收步骤一处理后等幅异向的两路调制信号。
本发明的有效效果是：在经典的Chireix异相放大器基础上，完善了利用非等长传输线进行阻抗匹配、功率合并、虚部补偿的详细理论。在此理论指引下，利用双带非等长功率合成电路替代单带下的最优值，并且将输出匹配电路的关键因素补偿寄生电容-Cds整合到合成电路中，最终得到结合寄生电容的新双带功率合成电路以及整个双频带高效率异相放大器电路。
附图说明
图1是本发明中一种基于非等长传输线的双频带异向功率放大器的结构示意图。
图2是本发明中单频带异向功率放大器输出端原理图。
图3是本发明中双带非等长功率合成电路混合T/Pi电路结构示意图。
图4是利用ADS软件模拟本发明的双频带仿真结果示意图，其中(a)为2.6GHz，(b)为3.5GHz。
具体实施方式
以下是本发明的具体实施例并结合附图，对本发明的技术方案作进一步的描述，但本发明并不限于这些实施例。
针对双频带异向功率放大器领域的空白以及不足，本发明对经典异向单频带结构进行深入的研究，发现单频带下可以用非等长传输线来实现功率合成电路，不仅可以有效保持经典异相放大器的特性，同时可以有效摆脱对于电抗补偿网络的依赖，从而降低电路设计的复杂度。
图1所示为本发明一种双频带高效率异向功率放大器的结构框图，包括信号调理电路、微波功率放大电路。其中，信号调理电路包括基带信号产生、DAC(数模转换芯片)、滤波器、正交混频器、自适应增益控制器，所述的上述结构均为公知技术。所述的微波功率放大电路包括输入、输出匹配电路用于保证信号低损耗传输。所述微波功率放大器为公知的功率放大器，负载阻抗为50欧。
在设计好信号调理电路之后，第二步需要确定晶体管的输入输出电阻，以便于后面做匹配。具体的方法为：利用cree公司提供的晶体管大信号模型利用ADS软件做负载牵引和源牵引，得到最优的输入输出阻抗为3+j*5、15+j*10。
第三步利用第二步得到的最优输入阻抗，做输入匹配电路，输入匹配电路利用高低阻抗形成的阶跃式宽带匹配电路来实现双带的匹配，具体的方法是利用切比雪夫等公知的匹配技术来实现。所述切比雪夫等方法均为公知技术。
第四步设计偏置电路，偏置电路作用首先是为晶体管提供合适的偏置电压，使其工作在合适的放大状态，本示例利用的cree公司的CGH40010晶体管设计偏置在AB类，所在设置的偏置电压为-2.7V.偏置电压与栅极的连接选择90度微带线，其作用是消除二次谐波的影响。
第五步调试供电电路，供电电路核心作用是为晶体管提供电能。根据数据手册，设定供电电压为28V，通过对于2.6GHz频率下二次谐波，利用2.6GHz频率下90度阻抗变换线的一端连接直流电源，另一端连接晶体管漏极，达到消除2.6GHz频率二次谐波的影响；对于3.5GHz频率下二次谐波，采用并联3.5GHz频率下90度阻抗变换线方式，其中90度阻抗变换线一端通过隔直电容接地，另一端接晶体管漏极。
第六步确定两个独立频带2.6GHz和3.5GHz下各部分电路最优值。方法为：
输出端非等长功率合成电路的示意图如图2所示，假定输出总电压为vo,并且输出电压随着角度的变化而变化。相互之间的变化关系为：
vo＝vopepcos(θ)  公式(1)
其中vopep为最大输出电压，θ在0到90度变化。当角度为0度时输出电压最大，当角度为90度时输出电压为0。因为上下两路是严格对称的，因此两路输出电流分别为：
Figure GDA0003944566450000091
Figure GDA0003944566450000092
根据上文发明内容中得到的补偿电长度
Figure GDA0003944566450000104
与RL、Ro之间的关系，而后利用电压电流的关系得到添加补偿线前后的输入阻抗Z3、Z1。由于电流与电压相位不同的原因，因此复阻抗Z3、Z1表现为R3+jx3与R1+jx1，同理另一路功率放大器添加补偿线前后的输入阻抗Z4、Z2表现为R4+jx4与R2+jx2。根据上述公式(9)即可以得到单频带下的实现高效功率放大器功能的各部分的最优电长度以及阻抗。2.6GHz单频带下特征阻抗与补偿电长度为(56欧、42.14度)，3.5GHz单频带下特征阻抗与补偿电长度为(46欧、56.95度)
第七步则是用混合T/Pi型组合结构双带非等长功率合成电路替换单频带下电路部分。为了实现双带异向功率放大器。在得到单带各部分最优值，那么需要设计一种能够满足在双频带下不同电长度以及特性阻抗的双带非等长传输线。
一种优选的实施方式，本发明采用混合T/Pi型结构来实现上述功能。如图3所示混合T/Pi型结构的主体构成是PI型。两端的并联枝节需要提供双频带下不同电纳。
cos(θT)＝cosθS-BSRSsinθS
Figure GDA0003944566450000101
Figure GDA0003944566450000102
Figure GDA0003944566450000103
上式中，RS、θS分别为第二微带线的特性阻抗以及电长度，RT为单频带下传输线的最优特性阻抗，RT1、θT1分别为第一频率点下的目标最优特性阻抗以及电长度，RT2、θT2分别为第二频率点下的目标最优特性阻抗以及电长度，BS为并联枝节的电纳，双频带下需要有不同的输入电纳。
为此在原本Pi型节的并联枝节上需要满足双带不同的输入导纳。采用T型节来满足上述要求，具体要求为：首先满足f1频率虚部补偿而后再对f2频带进行补偿，为了防止f2虚部补偿对f1虚部补偿的影响，在f1虚部补偿末端添加并联90度开路枝节来实现。上述三段共同为f2提供虚部补偿，具体步骤如下：
所述双带虚部补偿电路需要实现在双频带下的不同补偿。如图3所示，虚部补偿电路一共由三部分微带线组成，第一部分实现对f1频率下的虚部补偿。
Figure GDA0003944566450000111
第二部分在f1虚部补偿的末端通过添加在f1频率下电长度为90度的开路微带线，目的是在并联点处使得第一部分对f1频率的虚部补偿短路从而再增加微带线不会对f1频率补偿产生影响。而后增加第三部分并结合一、二部分共同起到对f2频率的补偿。
Figure GDA0003944566450000112
YB(f2)＝YA(f2)-YC(f2)
θB3＝tan-1(RB3img(YB(f2)))对于开路枝节
Figure GDA0003944566450000113
对于短路枝节
其中θB1,θB2,θB3分别为第一部分、第二部分、第三部分微带线的电长度；RB1,RB2，RB3分别为第一部分、第二部分、第三部分的微带线的特征阻抗；YA(f2)为第二、三部分微带线合并看进去的输入导纳,YB(f2)为第三部分微带线看进去的输入导纳,Yc(f2)第二部分微带线看进去的输入导纳。
其中，双带非等长功率合成电路由混合T/Pi型节来实现，得到RS和θS为44.13欧、109.43度。
对于并联枝节电路由T型节来实现，其中f1正向补偿即对应
Figure GDA0003944566450000114
此时对应f2负向补偿即对应
Figure GDA0003944566450000115
此时对于输入子放大器路一、二、三部分特性阻抗均选择80欧，对应电长度在3.5GHz下分别为10度、90度和38度。同样，其中f1负向补偿即对应
Figure GDA0003944566450000117
此时对应f2正向补偿即对应
Figure GDA0003944566450000116
输入子放大器路一、二、三部分特性阻抗均选择80欧，对应的电长度在2.6GHz下分别为27度、90度、32度。
步骤八：设计输出匹配电路，设计输出匹配电路目的是使从混合T/Pi组合结构呈现的阻抗匹配带晶体管的输出复阻抗。为了进一步简化电路结构，输出匹配目的是将复阻抗匹配到由双带非等长功率合成电路呈现出的实数阻抗。而晶体管呈现出的输出复阻抗主要是因为寄生电容的影响。因此本文的想法是在晶体管的输出端通过并联补偿寄生电容-Cds来使得晶体管出现成实数阻抗的形式。当然-Cds是虚拟的电路部分，最终电路实现方法为我们将补偿电容-Cds整合到后端功率组合电路中。寄生电容Cds在2.6GHz和3.5GHz下分别为1.7pF和2.5pF。而后将Cds融合到后端双带非等长功率合成电路构成双带新功率合成电路。
步骤九：将前面设计好的各电路部分组合到一起，利用ADS软件设计仿真优化得到最终所设计的双带高效率异向功率放大器。
针对现有双频带异向功率放大器的空白以及不足，本发明通过将两个单频带下输入匹配网络、偏置网络、双带非等长功率合成电路分别用切比雪夫结构以及混合T/Pi型双带结构，从而使得能够实现在双频带下实现高效率异向功率放大的功能。
图4(a)(b)为基于本发明的方法，针对2.6GHz和3.5GHz频率两个独立频率，利用ADS软件模拟的数据图。由仿真结果可知，在2.6GHz和3.5GHz频率下饱和效率均可以达到70％以上。回退6dB效率为68％和59％。结果说明实现了基于非等长传输线的双频带高效率异向功率放大器的功能。
以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (5)

1.基于非等长传输线的双频带异向功率放大器，其特征在于包括输入信号调理电路、两路双频带高效率异向功率放大电路；
输入信号调理电路将待放大的射频调制信号调整为等幅异向的两路信号，分别作为两路双带输入匹配电路的输入信号；
输入信号调理电路包括两路依次串联的数模转换芯片、低通滤波器、正交混频器、自适应增益控制器；
两路双频带高效率异向功率放大电路每一路均包括双带输入匹配电路、偏置电路、供电电路、晶体管、双带输出匹配电路、双带非等长功率合成电路；其中双带输出匹配电路融合到双带非等长功率合成电路中构成新双带功率合成电路；双带输入匹配电路输入端接信号调理电路，输出端接晶体管的栅极；偏置电路输入端接直流电源，输出端接晶体管栅极；供电电路输入端接直流电源，输出端接晶体管漏极；晶体管漏极接新双带功率合成电路输入端，两路的新双带功率合成电路输出端连接到一起合并输出到负载端；
由于寄生电容Cds作为晶体管寄生参数的决定因素，通过在晶体管输出端并联-Cds的方式来抵消寄生电容，而后可以将-Cds融合到后端的双带非等长功率合成电路中从而构成新双带功率合成电路；
双带非等长功率合成电路是基于单频带下功率合成电路得到的最优值作为双频带的目标值；
单频带下功率合成电路采用的是非等长传输线理论来实现设计目的，具体为：
两路输出电流分别为：
Figure FDA0004094526230000011
Figure FDA0004094526230000012
其中i5和i6分别为上下两路电路输出电流，vopep为最大输出电压，θ为在0到90度变化的补偿角度，Ro为负载阻抗；j表示虚部符号；为了保证异向晶体管的高效率，需要在晶体管输出端看出去的输出阻抗纯实数，即需要消除无功阻抗的影响；已知输出端的电流电压关系，根据ABCD传输矩阵，得到如下方程：
Figure FDA0004094526230000021
Figure FDA0004094526230000022
进而得到晶体管的输出导纳为
Figure FDA0004094526230000023
Figure FDA0004094526230000024
其中G1、B1分别为电导与电纳；RL为传输线特性阻抗，
Figure FDA0004094526230000025
为非等长电长度；消除无功负载的影响使得B1等于0，同时，为了消除无功阻抗，人为设定回退值OBO作为设计目标，则利用公式(8)可以得到回退值对应的θ值而后带入公式(7)可以得到公式(9)；
Figure FDA0004094526230000026
OBO＝20·log(sinθ).
公式(8)
Figure FDA0004094526230000027
其中t＝RL/RO、OBO为回退范围，最终得到
Figure FDA0004094526230000028
与RL、RO之间的关系；由于输入信号恒幅异向的关系，因此对于恒幅+θ输入的调制信号需要
Figure FDA0004094526230000029
的补偿，同理对于恒幅-θ输入的调制信号需要
Figure FDA00040945262300000210
的补偿，最终形成
Figure FDA00040945262300000211
与
Figure FDA00040945262300000212
两个非等长传输线；
上述单频带下
Figure FDA00040945262300000213
与
Figure FDA00040945262300000214
传输线利用以下混合T/Pi型结构替换；
混合T/Pi型结构具体为第一T微带线、第二微带线、第三T微带线；第一T微带线还可以分为三个部分，第一T微带线第一部分的一端与晶体管的漏极、第二T微带线的一端连接，第一部分另一端连接第二部分一端和第三部分一端，第二部分另一端悬空，第三部分另一段接地或者悬空；第一部分实现f1频率下的虚部补偿，第二部分消除f2虚部补偿对f1虚部补偿的影响，第三部分实现f2频率下的虚部补偿；第一部分、第三部分所在直线与第二部分垂直设置，从而构成T形结构；第三T微带线的结构构成以及作用与第一T微带线相同；第二微带线的另一端连接第三T微带线第一部分的一端作为B端口；上述两路第二微带线的B端口共同连接到合路点，达到信号合并还原的目的；三个微带线共同构成混合T/Pi型结构来实现双频带不同阻抗变换的要求。
2.如权利要求1所述的基于非等长传输线的双频带异向功率放大器，其特征在于所述的双带输入匹配电路采用高低阻抗匹配的方法。
3.如权利要求1所述的基于非等长传输线的双频带异向功率放大器，其特征在于所述偏置电路和供电电路分别为晶体管栅极和漏极提供电压，以及为晶体管提供合适的栅极电压和功率；偏置电路为晶体管提供直流电源，可采用恒定或动态可变的电压进行供电以提供合适的偏置状态和静态工作点。
4.如权利要求1所述的基于非等长传输线的双频带异向功率放大器，其特征在于偏置电路和供电电路中，对于f1频率下二次谐波利用f1频率下90度阻抗变换线，一端连接直流电源，另一端连接晶体管漏极，达到消除f1频率二次谐波的影响，对于f2频率的二次谐波，则采用并联f2频率下90度阻抗变换线方式，其中一端通过隔直电容接地，另一端接晶体管漏极。
5.基于非等长传输线的双频带异向功率放大器的设计方法，其特征在于包括以下步骤：
步骤一：将待传输调制信号经过PC端角度调制、数模转换芯片、低通滤波器、混频器、自适应增益放大器得到两路等幅异向的待输入调制信号；其中，数模转换芯片将数字基带信号转换为模拟调制信号；低通滤波器用于消除基带信号的杂波成份；正交混频器用于将基带信号调制到载波频率上；自适应增益控制器用于将射频调制信号的幅度调整到合适的大小以待输入到后端放大器中；
步骤二：按照设计指标，选取两个相同的晶体管，再确定相应的输入阻抗和输出阻抗；
步骤三：根据输入阻抗，采用高低阻抗匹配的方法设计输入匹配电路；
步骤四：调试偏置电路：
采用90度电长度传输线的两端分别连接电源和晶体管栅极，用以来消除二次谐波的影响；
步骤五：调试供电电路：
对于f1频率下二次谐波，利用f1频率下90度阻抗变换线的一端连接直流电源，另一端连接晶体管漏极，达到消除f1频率二次谐波的影响；对于f2频率下二次谐波，采用并联f2频率下90度阻抗变换线方式，其中90度阻抗变换线一端通过隔直电容接地，另一端接晶体管漏极；
步骤六：根据输出阻抗，调试两个独立频带下的单频带非等长传输线：
两路输出电流分别为：
Figure FDA0004094526230000041
Figure FDA0004094526230000042
其中i5和i6分别为上下两路电路输出电流，vopep为最大输出电压，θ为在0到90度变化的补偿角度，Ro为负载阻抗，一般设为50欧；j表示虚部符号；为了保证异向晶体管的高效率，需要在晶体管输出端看出去的输出阻抗纯实数，即需要消除无功阻抗的影响；已知输出端的电流电压关系，根据ABCD传输矩阵，得到如下方程：
Figure FDA0004094526230000043
Figure FDA0004094526230000044
进而得到晶体管的输出导纳为
Figure FDA0004094526230000045
Figure FDA0004094526230000046
其中G1、B1分别为电导与电纳；RL为传输线特性阻抗，
Figure FDA0004094526230000047
为非等长电长度；消除无功负载的影响使得B1等于0，同时为了消除无功阻抗，人为设定回退值OBO作为设计目标，根据公式(8)，得到回退范围OBO对应的角度θ；然后利用公式(7)得到公式(9)补偿电长度
Figure FDA0004094526230000051
与RL、RO(t＝RL/RO)之间的关系，即得到各自单频带下非等长传输线值；
Figure FDA0004094526230000052
OBO＝20·log(sinθ).
公式(8)
Figure FDA0004094526230000053
步骤七：根据步骤六得到的补偿电长度
Figure FDA0004094526230000054
与RL、RO之间的关系，将上述单频带非等长传输线等效替换成混合T/Pi双带非等长功率合成电路，其中混合T/Pi双带非等长功率合成电路结构包括第一T微带线、第二微带线、第三T微带线；第一T微带线还可以分为三个部分，第一T微带线第一部分的一端与晶体管的漏极、第二T微带线的一端连接，第一部分另一端连接第二部分一端和第三部分一端，第二部分另一端悬空，第三部分另一段接地或者悬空；第一部分实现f1频率下的虚部补偿，第二部分消除f2虚部补偿对f1虚部补偿的影响，第三部分实现f2频率下的虚部补偿；第一部分、第三部分所在直线与第二部分垂直设置，从而构成T形结构；第三T微带线的结构构成以及作用与第一T微带线相同；第二微带线的另一端连接第三T微带线第一部分的一端作为B端口；上述两路第二微带线的B端口共同连接到合路点，达到信号合并还原的目的；
步骤八：设计输出匹配电路，输出匹配目的是将复阻抗匹配到由双带非等长功率合成电路呈现出的实数阻抗；而晶体管呈现出的输出复阻抗主要是因为寄生电容的影响；因此在晶体管的输出端通过并联补偿寄生电容-Cds来使得晶体管出现成实数阻抗的形式；由于-Cds是虚拟的电路部分，故将补偿电容-Cds整合到上述已经设计好的双带非等长功率合成电路，最终形成新双带功率合成电路；
步骤九：将上述步骤中已经调试好的输入匹配电路、偏置电路、供电电路、新双带功率合成电路组合起来构成其中一路双频带高效率异向功率放大电路；上述两路双频带高效率异向功率放大电路分别接收步骤一处理后等幅异向的两路调制信号。
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