CN116054749A - 一种负载调制平衡式毫米波GaN功放芯片 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种负载调制平衡式毫米波GaN功放芯片，包含一路平衡式功放和一路控制路功放，每一路包含驱动放大器和末级功率放大器，以及偏置网络，平衡式功放主要由耦合器进行合路控制。首先，该放大器的输入信号通过功分器将信号分流至耦合器的隔离端口和控制路功放的输入端，平衡式功放的输出端分别与耦合器的直通端和耦合端口连接，控制路功放的输出端与耦合器的隔离端口连接，耦合器的入射端连接负载。本发明相对于传统的负载调制类功率放大器可有效提高拓宽放大器的回退效率和带宽。并且，相对于传统的DPA结构，本发明电路结构简单，理论分析方法易于实现，加工方便，可以应用到5G毫米波通信系统中。
Description
技术领域
本发明涉及微波有源器件领域，特别是涉及一种负载调制平衡式毫米波GaN功放芯片。
背景技术
在现代无线通信系统发展中，高速的数据传输和宽带的频谱利用率的需求已经逐渐被提高，高峰均比的调制信号也被应用于不同的工业生产环境中。由于Sub-6GHz的频谱资源比较有限，发展5G毫米波频段逐渐成为当前业界一个主流的趋势。毫米波频段可以提供更大的信道带宽(可达400MHz)和更高的频谱利用率，为工业的应用带来了更为有利的影响。第五代移动通信的标准也已经被制定，其中5G NR FR2的N258频段也即我国毫米波的5G频段被确定为24.25-27.5GHz。具有更高阶更复杂的调制信号也广泛被用于5G NR，例如64、128、256QAM的调制信号。随着调制信号的复杂化，其信号的峰均比多集中在6-10dB左右。因此，为了提高系统的稳定性和降低成本，具有高回退效率的功放结构被提出。目前，比较流行的是Doherty结构，依靠自身高回退效率的特性已经完全被应用于基站的设计当中。传统的Doherty功放仅仅能实现一个6-dB的功率回退目标，随着调制信号的峰均比提高至10dB，非对称的Doherty架构也被提出来实现一个9.5-dB的功率回退目标，然而非对称的结构易导致功率利用的不充分，从而使回退范围内的平均效率降低。因此，为了解决上述问题，获得更高回退的效率，三路的Doherty功放被提出，然而此结构多应用于低频，由于其复杂的调制网络增加了其在毫米波频段设计的难度同时也极大的限制了带宽。众所周知，毫米波功放设计受器件工艺水平和设计规则的制约，需要采用更简单的结构来实现设计。综上所述，高回退的Doherty结构主要依赖于负载调制网络的有源调制特性，因此，简化负载调制网络成为了当前能够设计出具有高回退特性功放的有效途径。为了解决上述问题，负载调制平衡式功率放大器主要通过定向耦合器，采用外加控制信号来实现有源负载调制，其设计简单，具有比较大的回退范围，比较适合集成于毫米波的芯片设计。
具有高回退效率毫米波功率放大器一直是当前研究的重点，通过采用Doherty架构依靠四分之一阻抗变换线，来实现功率的回退，从而提高回退效率的目的。然而，随着通信系统信号峰均比的不断提高，传统的Doherty架构已经不再适用。虽然可以通过增加支路的数量来提高回退，但其实际操作过程比较复杂，多路的Doherty架构的负载调制网络设计也比较困难。然而基于定向耦合器的负载调制平衡式功放，其端口的阻抗特性可以预先进行设定，通过控制信号进行调制，最终易得出每个端口的阻抗值，整个实现过程比较简单，易得到一个符合预期的负载调制网络的结构。
目前，5G移动通信技术的迅速发展，调制信号的峰均比也不断提高(6-10dB)，其对功率放大器的回退效率也提出了更高的要求。因此，如何设计出具有高回退效率的毫米波功率放大器也成为了研究热点。
发明内容
发明目的：为了克服现有技术中存在的不足，本发明提供一种负载调制平衡式毫米波GaN功放芯片，可有效的在拓展工作带宽的同时，根据设定的回退范围，来确定三路功放设计中晶体管的尺寸选取也即最大输出功率的确定，通过对输入功率的扫描来确定控制路功放的偏置电压，每一路功放的设计可提前根据耦合器端口的饱和阻抗来确定，整个设计过程和理论简单，定向耦合器的结构易实现。
技术方案：为达到此目的，本发明的一种负载调制平衡式毫米波GaN功放芯片采用以下技术方案：
该功放芯片主要包括：功分器、第一定向耦合器、第二定向耦合器、第一平衡式功放、第二平衡式功放以及控制路功放；其中功分器的第一个输出端连接第一定向耦合器的第一隔离端口，功分器的第二个输出端连接控制路功放的输入端；第一定向耦合器的第一直通端和第一耦合端口分别连接至第一平衡式功放和第二平衡式功放的输入端；第一平衡式功放、第二平衡式功放的输出端也分别连接至第二定向耦合器的第二直通端和第二耦合端；控制路功放的输出端连接至定向耦合器的第二隔离端，第一入射端口接第一负载,第二入射端口接第二负载。
所述第一平衡式功放由第一驱动放大器、第一隔直电容、第一末级功率放大器顺序串联构成，在第一驱动放大器的输入端与第一栅极电压之间连接有第一扼流电感，在第一驱动放大器的输出端与第一漏级电压之间连接有第二扼流电感；在第一末级功率放大器的输入端与第一栅极电压之间连接有第三扼流电感，在第一末级功率放大器的输出端与第一漏极电压之间连接有第四扼流电感。
所述第二平衡式功放由第二驱动放大器、第二隔直电容、第二末级功率放大器顺序串联构成；在第二驱动放大器的输入端与第二栅极电压之间连接有第五扼流电感，在第二驱动放大器的输出端与第二漏级电压之间连接有第六扼流电感；在第二末级功率放大器的输入端与第二栅极电压之间连接有第七扼流电感，在第二末级功率放大器的输出端与二漏级电压之间连接有第八扼流电感。
所述控制路功放由第三驱动放大器、第三隔直电容、第三末级功率放大器顺序串联构成；在第三驱动放大器的输入端与第三漏级电压之间连接有第九扼流电感，在第三驱动放大器的输出端与第三漏极电压之间连接有第十扼流电感；在第三末级功率放大器的输入端与第三栅极电压之间连接有第十一扼流电感，在第三末级功率放大器的输出端与第三漏级电压之间连接有第十二扼流电感。
所述第一定向耦合器和第二定向耦合器为2个3-dB定向耦合器，其中第一定向耦合器是将功分器输出的信号进行等分，第二定向耦合器是进行有源负载调制，整个有源负载调制过程是通过控制路功放产生控制信号注入定向耦合器的隔离端口来调制其直通端和耦合端口的阻抗也即平衡式功放的两个输出端口；控制路信号的相位和幅度通过相位延迟线和偏置电压来控制；控制路偏置电压即第三栅极电压的选取主要是通过对供电电压的扫描来确定的。
所述控制路功放工作在B类模式下，第一平衡式功放、第二平衡式功放的偏置模式分别被设置在C类和深C类。
所述功分器采用等分的结构，第一定向耦合器、第二定向耦合器的耦合系数为3-dB，第一平衡式功放、第二平衡式功放的栅极供电电压和漏极供电电压是通过扼流电感为晶体管提供对应的电压，来控制平衡式功放的工作状态。
所述的第一定向耦合器、第二定向耦合器四个端口的电压和电流的关系为
V1-V4和I1-I4分别代表耦合器不同端口的电压和电流，Z0为对应微带线的特征阻抗，由式(1)可知四端口的电流可以重新被写为I1＝V1/ZL,I2＝-jIBA1,I4＝IBA2和I3＝-jICAej θ其中，θ为控制信号的相位，IBA1、IBA2和ICA分别是平衡式功放和控制路功放的电流，由式(1)可以计算出不同端口的阻抗ZBA1,ZBA2和ZCA
有益效果：与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下有益技术效果：
本发明的一种负载调制平衡式毫米波GaN功率放大器，相对于已有的负载调制类毫米波功率放大器，可根据自己预设的带宽和回退范围确定耦合器网络的拓扑结构和不同路功放的工作模式；同时相对于传统的Doherty功率放大器，在性能相近的条件下，设计理论简单，匹配结构易实现，可靠性高。
附图说明
图1为本发明具体实施方式中一种负载调制平衡式毫米波GaN功放芯片的拓扑结构图；
图2为本发明具体实施方式中选取的定向耦合器的拓扑结构示意图；
图3为本发明具体实施方式中小信号的示意图；
图4为本发明具体实施方式中不同频率下功率放大器漏极效率饱和增益随输出功率变化的实测曲线。
图5为本发明具体实施方式中不同输出功率下功率放大器漏极效率随频率变化的实测曲线。
图中有：功分器1、第一定向耦合器2、第二定向耦合器6、第一平衡式功放3、第二平衡式功放4、控制路功放5；第一入射端口2.1、第一耦合端口2.2、第一隔离端口2.3、第一直通端2.4、第二入射端口6.1、第二耦合端6.2、第二隔离端6.3、第二直通端6.4、第一负载Z0,第二负载ZL；第一隔直电容CB1、第二隔直电容CB2、第三隔直电容CB3；第一驱动放大器DA1、第二驱动放大器DA2、第三驱动放大器DA3、第一末级功率放大器PA2、第二末级功率放大器PA2、第三末级功率放大器PA3；第一至第十二扼流电感L1-L12。
具体实施方式
下面结合具体实施方式和附图对本发明作进一步的介绍。
本发明的一种负载调制平衡式毫米波GaN功放芯片，如图1所示，主要包括四部分：功分器1，3-dB的第一定向耦合器2、第二定向耦合器6，第一平衡式功放3、第二平衡式功放4和控制路功放5。
输入信号Pin连接到功分器输入端，输出端分别连接定向耦合器的隔离端口和控制路功放的输入端，平衡式功放的输入端和输出分别连接定向耦合器的直通端和耦合端，控制路功放的输出端于耦合器的隔离端相连。
所述功分器1采用等分的结构，第一定向耦合器2、第二定向耦合器6的耦合系数为3-dB，平衡式功放的栅极供电电压和漏极供电电压是通过扼流电感L1-L8为晶体管提供对应的电压，来控制平衡式功放的工作状态。
所述的一种负载调制平衡式毫米波GaN功率放大器，其特征在于，所述的定向耦合器三个端口的电压和电流的关系为
V1-V4和I1-I4分别代表耦合器不同端口的电压和电流，Z0为对应微带线的特征阻抗，由(1)可知四端口的电流可以重新被写为I1＝V1/ZL,I2＝-jIBA1，I4＝IBA2和I3＝-jICAejθ其中，θ为控制信号的相位，IBA1、IBA2和ICA分别是平衡式功放和控制路功放的电流。由(1)我们可以计算出不同端口的阻抗ZBA1,ZBA2和ZCA
根据所要设计的频带和回退范围，首先设计功分器和定向耦合器，根据定向耦合器端口阻抗来设计平衡式功放和控制路功放。平衡式功放的设计可以采用同一个单路的功放进行设计，控制路功放理论上也可采用与平衡式功放相似的单路功放。整个有源负载调制过程是通过控制路功放产生控制信号注入耦合器的隔离端口来调制其直通端和耦合端口的阻抗也即平衡式功放的两个输出端口。控制路信号的相位和幅度可以通过相位延迟线和偏置电压来控制。控制路偏置电压的选取主要是通过对供电电压的扫描来确定的。该功放正常工作时我们设定控制路功放工作在B类模式下，平衡式功放的偏置模式分别被设置在C类和深C类，主要为了让其开始工作的时间不同，来实现一个比较理想的性能指标。
如图3所示，实线图例和虚线图例分别表示测试与仿真在宽频特性下的小信号增益与回波损耗示意图，黑色粗线代表小信号增益S21，黑色细线代表回波损耗S11。由图3、图4和图5可见，本发明使用的定向耦合器进行有源负载调制能够有效的在拓宽毫米波功率放大器功率回退范围同时也能保持高的回退效率值。
图4与图5为本具体实施方式中功率放大器的大信号特性测试结果。如图4图5所示，本具体实施方式的功率放大器的中心频率为25GHz，带宽为1GHz，全频带饱和功率为34-35.2dBm，饱和效率为29.3-36％，信号功率增益为15dB，在6dB/8dB/10dB回退范围内的效率分别为25.2-30.7％,23.2-27.6％和20.1-24.2％。
以上仅为本申请的优选实施例，并不用于限定本申请。对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。
Claims (8)
1.一种负载调制平衡式毫米波GaN功放芯片，其特征在于，该功放芯片主要包括：功分器(1)、第一定向耦合器(2)、第二定向耦合器(6)、第一平衡式功放(3)、第二平衡式功放(4)以及控制路功放(5)；其中功分器(1)的第一个输出端连接第一定向耦合器(2)的第一隔离端口(2.3)，功分器(1)的第二个输出端连接控制路功放(5)的输入端；第一定向耦合器(2)的第一直通端(2.4)和第一耦合端口(2.2)分别连接至第一平衡式功放(3)和第二平衡式功放(4)的输入端；第一平衡式功放(3)、第二平衡式功放(4)的输出端也分别连接至第二定向耦合器(6)的第二直通端(6.4)和第二耦合端(6.2)；控制路功放(5)的输出端连接至定向耦合器(6)的第二隔离端(6.3)，第一入射端口(2.1)接第一负载(Z0),第二入射端口(6.1)接第二负载(ZL)。
2.根据权利要求1所述的负载调制平衡式毫米波GaN功放芯片，其特征在于，所述第一平衡式功放(3)由第一驱动放大器(DA1)、第一隔直电容(CB1)、第一末级功率放大器(PA1)顺序串联构成，在第一驱动放大器(DA1)的输入端与第一栅极电压(Vg1)之间连接有第一扼流电感(L1)，在第一驱动放大器(DA1)的输出端与第一漏级电压(Vd1)之间连接有第二扼流电感(L2)；在第一末级功率放大器(PA1)的输入端与第一栅极电压(Vg1)之间连接有第三扼流电感(L3)，在第一末级功率放大器(PA1)的输出端与第一漏极电压(Vd1)之间连接有第四扼流电感(L4)。
3.根据权利要求1所述的负载调制平衡式毫米波GaN功放芯片，其特征在于，所述第二平衡式功放(4)由第二驱动放大器(DA2)、第二隔直电容(CB2)、第二末级功率放大器(PA2)顺序串联构成；在第二驱动放大器(DA2)的输入端与第二栅极电压(Vg2)之间连接有第五扼流电感(L5)，在第二驱动放大器(DA2)的输出端与第二漏级电压(Vd2)之间连接有第六扼流电感(L6)；在第二末级功率放大器(PA2)的输入端与第二栅极电压(Vg2)之间连接有第七扼流电感(L7)，在第二末级功率放大器(PA2)的输出端与二漏级电压(Vd2)之间连接有第八扼流电感(L8)。
4.根据权利要求1所述的负载调制平衡式毫米波GaN功放芯片，其特征在于，所述控制路功放(5)由第三驱动放大器(DA3)、第三隔直电容(CB3)、第三末级功率放大器(PA1)顺序串联构成；在第三驱动放大器(DA3)的输入端与第三漏级电压(Vg3)之间连接有第九扼流电感(L9)，在第三驱动放大器(DA3)的输出端与第三漏极电压(Vd3)之间连接有第十扼流电感(L10)；在第三末级功率放大器(PA3)的输入端与第三栅极电压(Vg3)之间连接有第十一扼流电感(L11)，在第三末级功率放大器(PA3)的输出端与第三漏级电压(Vd3)之间连接有第十二扼流电感(L12)。
5.根据权利要求1所述的负载调制平衡式毫米波GaN功放芯片，其特征在于，所述第一定向耦合器(2)和第二定向耦合器(6)为2个3-dB定向耦合器，其中第一定向耦合器(2)是将功分器输出的信号进行等分，第二定向耦合器(6)是进行有源负载调制，整个有源负载调制过程是通过控制路功放(5)产生控制信号注入定向耦合器的隔离端口来调制其直通端和耦合端口的阻抗也即平衡式功放的两个输出端口；控制路信号的相位和幅度通过相位延迟线和偏置电压来控制；控制路偏置电压即第三栅极电压(Vg3)的选取主要是通过对供电电压的扫描来确定的。
6.根据权利要求1所述的负载调制平衡式毫米波GaN功放芯片，其特征在于，所述控制路功放(5)工作在B类模式下，第一平衡式功放(3)、第二平衡式功放(4)的偏置模式分别被设置在C类和深C类。
7.根据权利要求1所述的负载调制平衡式毫米波GaN功放芯片，其特征在于，所述功分器(1)采用等分的结构，第一定向耦合器(2)、第二定向耦合器(6)的耦合系数为3-dB，第一平衡式功放(3)、第二平衡式功放(4)的栅极供电电压和漏极供电电压是通过扼流电感为晶体管提供对应的电压，来控制平衡式功放的工作状态。
8.根据权利要求1所述的负载调制平衡式毫米波GaN功放芯片，其特征在于，所述的第一定向耦合器(2)、第二定向耦合器(6)四个端口的电压和电流的关系为
V1-V4和I1-I4分别代表耦合器不同端口的电压和电流，Z0为对应微带线的特征阻抗，由式(1)可知四端口的电流可以重新被写为I1＝V1/ZL,I2＝-jIBA1,I4＝IBA2和I3＝-jICAejθ其中，θ为控制信号的相位，IBA1、IBA2和ICA分别是平衡式功放和控制路功放的电流，由式(1)可以计算出不同端口的阻抗ZBA1,ZBA2和ZCA
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| CN117353260A (zh) * | 2023-11-02 | 2024-01-05 | 深圳市恒运昌真空技术有限公司 | 一种基于平衡功放的能量过冲抑制电路及其控制方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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