CN109672411B - 一种适用于5G低频段全频段的非对称宽带Doherty功率放大器 - Google Patents

一种适用于5G低频段全频段的非对称宽带Doherty功率放大器 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种适用于5G低频段全频段的非对称宽带Doherty功率放大器，属于无线通信技术领域。该放大器由功分器、主功放支路、辅功放支路和功率合成网络组成，其中主、辅功放支路各自包括输入与输出偏移线、栅极及漏极偏置网络、输入与输出匹配网络；通过减小功率合成网络中四分之一波长阻抗调节线与阻抗变换线的阻抗变换比从而拓展Doherty功率放大器的工作带宽；采用低通滤波器原型的宽带阻抗变换网络设计所需的宽带匹配网络，采用前移主、辅功放的栅极偏置网络减少对输入匹配网络的影响。本发明能够拓展Doherty功率放大器的工作带宽。

Description

一种适用于5G低频段全频段的非对称宽带Doherty功率放 大器
技术领域
本发明属于无线通信技术领域，涉及一种适用于5G低频段全频段的非对称宽带Doherty功率放大器。
背景技术
功率放大器作为无线发射极中最核心的器件之一，其效率、功率、线性度、带宽等指标对整个发射机的性能有着举足轻重的影响。在目前的通信系统中，为了提高频谱的利用率，采取了各种如4QAM、QPSK、OFDM等复杂的调制方式，使得调制后的信号有着很高的峰均比，以4G-LTE调制信号为例，消峰后的调制信号的峰均比依然高达6～12dB。功率放大器作为非线性器件，当较高的峰均比信号通过功率放大器后将会产生较强的非线性失真。因此在通信系统中为了减少非线性失真，功率放大器通常远离饱和区工作，但由此也导致功率放大器效率较低的问题。
Doherty功率放大器由于在一定的功率回退范围内依然能保持较高的效率，在效率与线性度之间取得了一个很好的平衡，因此被广泛应用于目前的无线通信基站中。Doherty功率放大器通常由功分器、主功放支路、辅功放支路及功率合成网络共同组成。对于传统对称Doherty功率放大器，功分器的功分比为1:1，主、辅功放均使用相同的晶体管，这使得其功率回退范围最大只能达到6dB左右。此外，在Doherty功率放大器的负载调制过程中，低功率工作状态下，辅功放处于关闭状态，主功放通过输出端的输出偏移线将阻抗牵引至100Ω从而提前饱和，Doherty功率放大器首次达到效率的峰值点。之后辅功放支路导通工作并通过有源负载牵引从而将主功放的负载阻抗进行牵引至50Ω，同时辅功放的输出阻抗也从理论上的无穷大被牵引至50Ω。至此，Doherty功率放大器第二次取得效率的峰值点。
但是，6dB的功率回退范围显然不能满足目前通信系统的要求，因此为了获得更大的功率回退范围，各式各样的改进型Doherty功率放大器结构应运而生，其中又以非对称Doherty功率放大器结构最为广泛采用。
此外，随着无线通信技术的发展，信号的带宽及容量越来越大。以TD-LTE通信系统为例，单载波带宽为20MHz，5载波聚合后的信号带宽高达100MHz，因此如何拓展Doherty功率放大器的带宽成为了移动通信领域内亟待解决的问题。
但是，通过对已有的结构分析可知，主功放输出端的四分之一波长阻抗调节线ZT与终端负载前端的四分之一波长阻抗变换线ZO是造成Doherty功率放大器窄带工作的一个主要原因，因此通过降低四分之一波长微带线的阻抗变换比可以有效拓展Doherty功率放大器的工作带宽。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种适用于5G低频段全频段的非对称宽带Doherty功率放大器，旨在拓展Doherty功率放大器的工作带宽。
为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：
一种适用于5G低频段全频段的非对称宽带Doherty功率放大器，包括：
功分器(0)：用于将输入信号按照设定的功分比分别输入主功放支路(1)与辅功放支路(2)；
主功放支路(1)：按按照主功放输入偏移线(11)、主功放栅极偏置网络(12)、主功放输入匹配网络(Input Matching Network,IMN)(13)、主功放(14)、主功放漏极偏置网络(15)、主功放输出匹配网络(Output Matching Network,OMN)(16)和主功放输出偏移线(17)顺序依次连接，主功放输入偏移线(11)与功分器(0)的一个输出端连接；辅功放未导通时，Doherty功率放大器在低功率区的工作状态仅由主功放决定；
辅功放支路(2)：按照辅功放输入偏移线(21)、辅功放栅极偏置网络(22)、辅功放输入匹配网络(23)、辅功放(24)、辅功放漏极偏置网络(25)、辅功放输出匹配网络(26)、辅功放输出偏移线(27)顺序依次连接；辅功放输入偏移线(21)输入端与功分器(0)的另一个输出端连接；
所述主功放支路(1)与所述辅功放支路(2)并行连接；所述主功放输入偏移线(11)和辅功放输入偏移线(21)负责调整两支路的相位差，使得功率更好的合成与输出；所述主功放输出偏移线(17)和辅功放输出偏移线(27)负责Doherty功率放大器在高、低功率工作状态下的阻抗调节与变换；
功率合成网络(Power Synthesis Network,PSN)(3)：由两段四分之一波长传输线组成，分别为主功放(14)输出端的四分之一波长阻抗调节线ZT与终端负载前端的四分之一波长阻抗变换线Zo，所述阻抗调节线ZT用于在低功率与高功率状态下负责主功放(14)的负载阻抗转换，所述阻抗变换线Zo负责主功放支路(1)与辅功放支路(2)的输出合路阻抗与终端负载阻抗之间的阻抗变换；通过减小Zo与ZT的阻抗变换比来增加Doherty功率放大器的工作带宽。
进一步，所述主功放栅极偏置网络(12)与辅功放栅极偏置网络(22)分别由主功放(14)与辅功放(24)栅极端前移至输入匹配网络前所得，以减少其对输入匹配网络的影响；同时，在主功放栅极偏置网络(12)与辅功放栅极偏置网络(22)上串接一个阻值为10Ω左右的小电阻，以防止电路出现低频自激，在直流电源供电端并联接地容值分别为pF、nF、μF数量级的电容，以减小直流供电与射频信号之间的互相串扰。
进一步，为了尽量减少射频信号通过偏置网络所造成的射频泄漏，在功率容量承受的范围内尽量减小偏置网络使用的四分之一波长微带线的宽度，所述主功放栅极偏置网络(12)和所述辅功放栅极偏置网络(22)的微带线宽度均设置为0.3mm，所述主功放漏极偏置网络(15)和所述辅功放漏极偏置网络(25)的微带线宽度均设置为0.8mm。
进一步，所述主功放输入匹配网络(13)、主功放输出匹配网络(16)、辅功放输入匹配网络(23)和辅功放输出匹配网络(26)均采用低通滤波器原型的宽带阻抗变换网络，用以改善主功放与辅功放的输入与输出匹配，降低反射系数，提高输出功率及效率；同时，考虑到GaN HEMT晶体管由电压变化导致的阻抗偏移效应，也即是随着栅极电压的改变较低频率点的输入阻抗会向着较高频点处迁移，因此所述辅功放输入匹配网络(23)在工作带宽之外需额外预置一定的匹配带宽，减小辅功放栅压变化时造成其阻抗偏移从而导致阻抗失配，保证调试过程中辅功放在栅压变化的情况下依然能保持良好的输入匹配。
进一步，所述主功放(14)与所述辅功放(24)并行连接，主功放(14)工作在AB类工作状态，辅功放(24)工作在C类工作状态。
进一步，所述的功分器(0)选择的功分比δ＝PinM:PinA＝1:1.5，其中PinM与PinA分别为输入主功放支路(1)与辅功放支路(2)的信号功率。
通过功分器的功分比对Doherty功率放大器工作状态分析可知，若主功放输入功率过大，辅功放导通工作后主功放将会出现较强的增益压缩。反之，若辅功放输入功率过大，将会使得工作于C类的辅功放出现较强的非线性失真，同时降低Doherty功率放大器的功率回退范围及在低功率工作状态下的功率和效率。
进一步，所述Doherty功率放大器在低功率工作状态时，所述阻抗调节线ZT将主功放输出阻抗ZM1＝150Ω转换至ZM2＝33.3Ω，阻抗调节线ZT的特性阻抗为70.7Ω，阻抗变换比为4.5:1；而对于阻抗变换线Zo，其将主功放支路(1)与辅功放支路(2)的输出合路阻抗由33.3Ω转换至50Ω，阻抗变换比为0.67:1，自身特性阻抗为40.8Ω。
进一步，所述非对称宽带Doherty功率放大器的工作中心频点为3.45GHz，带宽为300MHz。
本发明的有益效果在于：本发明采用了新型的功率合成网络降低四分之一波长线的阻抗变换比，设计了宽带的匹配网络改善主、辅功放的工作带宽，栅极偏置网络前移至匹配电路之前以减少对输入匹配网络的影响，从而拓展Doherty功率放大器的工作带宽。
附图说明
为了使本发明的目的、技术方案和有益效果更加清楚，本发明提供如下附图进行说明：
图1为本发明所述的非对称宽带Doherty功率放大器总体框图；
图2为本发明采用的主功放输入匹配网络结构图；
图3为图2中所述主功放输入匹配网络结构的仿真结果；
图4为本发明采用的功率合成网络结构图；
图5为本发明所述辅功放的阻抗偏移效应导致其输出电流幅度仿真曲线图；
图6为本发明所述的非对称宽带Doherty功率放大器效率仿真结果；
附图标记：0-功分器，1-主功放支路，11-主功放输入偏移线，12-主功放栅极偏置网络，13-主功放输入匹配网络(IMN1)，14-主功放，15-主功放漏极偏置网络，16-主功放输出匹配网络(OMN1)，17-主功放输出偏移线，21-辅功放输入偏移线，22-辅功放栅极偏置网络，23-辅功放输入匹配网络(IMN2)，24-辅功放，25-辅功放漏极偏置网络，26-辅功放输出匹配网络(OMN2)，27-辅功放输出偏移线，3-功率合成网络(PSN)。
具体实施方式
下面将结合附图，对本发明的优选实施例进行详细的描述。
如附图1所示，本发明所述的非对称宽带Doherty功率放大器包括：
1)功分器：用于将输入信号按照设定的功分比分别输入主功放支路与辅功放支路；
如何选取合适的功分比对于Doherty功率放大器的性能有着重要的影响，功分比设置过大将会使得主功放提前饱和，降低功率回退范围，同时辅功放24工作以后将会导致主功放增益严重压缩。反之，若功分比设置过小，则辅功放24未导通工作时输入辅功放支路2的功率信号将会以热耗散的形式损耗在辅功放支路2上，从而降低Doherty功率放大器在低功率工作状态下的功率和效率，且工作在C类的辅功放也会产生较强的非线性失真。为此，经过反复调试及性能对比，功分比最终设定为1:1.5。
主、辅功放晶体管的选择，根据所需功率回退范围选取合适的晶体管，其中功率回退范围α表达式如式(1)所示，
Figure GDA0004000678490000051
式中PM,Sat与PA,Sat为主功放与辅功放晶体管的峰值输出功率，通过式(1)可以得知，以本发明选取的主功放14晶体管型号CGH40006P及辅功放24晶体管型号CGH40010F为例，晶体管峰值功率分别约为6w及10w，理论上可得8.5dB的功率回退范围，但实际调试过程中可通过适当调整辅功放栅极偏压获得更大功率回退范围。
2)功放支路：
(1)主功放支路1：主功放输入偏移线11，其输入端与功分器0的一个输出端口相连，后续依次连接主功放输入偏移线11、主功放栅极偏置网络12、主功放输入匹配网络13、主功放14、主功放漏极偏置网络15、主功放输出匹配网络16及主功放输出偏移线17。
(2)辅功放支路2：整体结构与主功放类似，辅功放输入偏移线21，其输入端与功分器0的另一个输出端连接，后续依次连接辅功放输入偏移线21、辅功放栅极偏置网络22、辅功放输入匹配网络23、辅功放24、辅功放漏极偏置网络25、辅功放输出匹配网络26、辅功放输出偏移线27。
偏移线：主功放输入偏移线11与辅功放输入偏移线21的功能均为调整主、辅功放支路相位差，使得两支路在合路点O处输出相位尽量一致，从而获得最大的输出功率和效率。对于输出偏移线，通过调节主功放输出偏移线17使得其负载阻抗为150Ω时主功放性能依然良好，从而保证Doherty功率放大器在低功率工作状态下的性能。而通过调节辅功放输出偏移线27使得在低功率工作状态下其输出阻抗尽量大从而避免主功放的功率泄漏。
但在Doherty功率放大器的实际设计过程中，低功率工作状态下使得辅功放的输出阻抗在较宽的频带内维持较高阻抗，从而避免主功放的功率泄漏依然是Doherty功率放大器的一个主要设计难点，通过附图5辅功放的输出电流幅度曲线可知，3.3GHz、3.4GHz频点处电流在导通点前已明显出现一定的幅度，表明主功放出现了功率泄漏至辅功放。
对于所选取的GaN HEMT晶体管，考虑到其阻抗迁移效应，也即是随着栅极电压的改变，晶体管在低频点处的输入阻抗将会向高频点处迁移，从而导致低频点处的阻抗失配。通过附图5辅功放输出电流幅度仿真曲线知，随着频率的升高，辅功放的输出电流在较高频点3.6GHz处最先导通，而在较低频点3.3GHz处最后导通，说明3.3GHz频点处的输入阻抗出现了迁移，导致辅功放的输入匹配网络23在3.3GHz出现了失配从而造成了其最后导通。因此，在设计辅功放的输入匹配网络23时需在工作带宽之外依然预置一定的匹配带宽。
前移主功放栅极偏置网络12及辅功放栅极偏置网络22，减少对输入匹配网络的影响。同时为了减少射频信号通过偏置网络的射频泄漏，在功率容量范围允许的前提下尽量减小偏置网络中使用的四分之一波长微带线的宽度，最终设置栅极偏置网络的微带线宽宽度为0.3mm，漏极偏置网络的的微带线宽度为0.8mm，并串接一个阻值为10Ω左右的小电阻防止电路出现低频自激。在直流电源供电端并联接地容值分别为pF、nF、μF数量级的电容，减小直流供电与射频信号之间的相互串扰。
宽带匹配网络(包括主/辅功放输入/出匹配网络)，采用低通滤波器原型的宽带阻抗变换网络设计本发明中非对称宽带Doherty功率放大器所需的宽带匹配网络，主要步骤为：
a)低通滤波器原型的宽带匹配网络设计。通过ADS仿真软件，对选取的功放晶体管大信号模型进行有源负载牵引得到其源或负载阻抗，根据匹配网络阻抗变换比、相对带宽值、带内波纹参数确定原型的宽带匹配网络。
b)宽带集总元件匹配网络的设计。将设计的原型宽带匹配网络转换为实际的集总元件匹配网络，具体转换公式为：
Figure GDA0004000678490000061
Figure GDA0004000678490000062
式(2)(3)中ω1为工作中心频率对应角频率，ω0为归一化角频率等于1rad/s，r为匹配网络的阻抗变换比，gn为低通滤波器原型网络中第n阶的原型值，n为阶数。
c)宽带分布参数元件匹配网络的设计。考虑到集总元件在高频段的寄生参数效应及不方便后期实物的调试，故一般情况下需将集总元件网络转化为分布参数元件网络。通过科洛达规则与理查德变化可知，电感可用高阻抗的短路短截线替换，电容用低阻抗的开路短截线替换，具体转换公式为
Figure GDA0004000678490000063
Figure GDA0004000678490000064
式中，ZL、ZC分别为高、低阻抗传输线的阻抗值，考虑线宽与功率承受能力的因数，分别取99Ω及36Ω，vp、ω1分别为传输β线的相速及相位常数，L、C分别为集总元件的电感、电容值。
特别注意，由于集总元件与分布参数元件传输特性的不同，因此在上述宽带匹配网络的设计过程中需通过ADS仿真软件反复调试得到符合要求的匹配网络。以主功放输入匹配网络为例，最终得到的如图2所示的输入匹配网络结构，及如图3所示的仿真结果。从图3中可以得知，在工作带宽3.3～3.6GHz内，S11均小于-10dB，满足匹配设计的要求。
3)功率合成网络(PSN)：包括四分之一波长阻抗调节线ZT与阻抗变换线ZO，为解决Doherty功率放大器窄带工作的主要方法之一。四分之一波长传输线在Doherty功率放大器中起着阻抗调节与变换的作用，是整个Doherty功率放大器的设计核心，式(5)为四分之一波长微带传输线工作带宽的表达式：
Figure GDA0004000678490000071
从式(5)中可以得知，反射系数Γm为一定值的情况下，通过减小输入阻抗Zin与输出阻抗ZL之间的阻抗比值可以有效增加其工作带宽。
图4为本发明采用的功率合成网络，如图4所示，Doherty功率放大器的在低功率工作状态时，主功放输出端首先通过主功放输出偏移线17将其负载阻抗转换至ZM1＝150Ω，此后在功率合成网络3中四分之一波长阻抗调节线ZT的阻抗变换下ZM2＝33.3Ω，阻抗变换比为4.5:1，四分之一波长阻抗调节线ZT特性阻抗为70.7Ω。
对于辅功放支路2，辅功放输出端通过辅功放输出偏移线27将其负载阻抗被牵引至无穷大。
在合路点O处，合路阻抗为33.3Ω，在特性阻抗为40.8Ω的四分之一波长阻抗变换线ZO的阻抗变换下，最终与终端负载50Ω完全匹配。在此过程中，阻抗变换线ZO的阻抗变换比为0.67:1。
Doherty功率放大器在高功率工作状态时，辅功放导通工作，主、辅功放在有源负载牵引的相互作用下，主功放负载阻抗ZM1由150Ω改变为50Ω，阻抗调节线ZT将其变换至ZM2＝100Ω，同时辅功放负载阻抗ZA1也由无穷大被牵引至50Ω，使得在合路点O处最终合路阻抗依然为33.3Ω，在特性阻抗为40.8Ω的四分之一波长阻抗变换线ZO的阻抗变换下，与终端负载阻抗50Ω依然匹配。
通过分析Doherty功率放大器在高、低功率工作状态可知，所采用的功率合成网络3中四分之一波长微带传输线的最大阻抗变换比为4.5:1，因此可以有效的拓宽Doherty功率放大器的工作带宽。
图6为本发明输出功率与效率的关系图，从图6中可以看出，在工作频带3.3～3.6GHz内，峰值附加效率(PAE)为66％～70％，功率回退9dB范围内PAE为39％～51％，其中3.5GHz、3.6GHz频点处功率回退10dB时PAE依然大于45％，表明本发明所设计的宽带Doherty功率放大器在获得良好效率的情况下同时取得了较大的功率回退范围。
最后说明的是，以上优选实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管通过上述优选实施例已经对本发明进行了详细的描述，但本领域技术人员应当理解，可以在形式上和细节上对其作出各种各样的改变，而不偏离本发明权利要求书所限定的范围。

Claims (6)

1.一种适用于5G低频段全频段的非对称宽带Doherty功率放大器，其特征在于，包括：
功分器(0)：用于将输入信号按照设定的功分比分别输入主功放支路(1)与辅功放支路(2)；
主功放支路(1)：按照主功放输入偏移线(11)、主功放栅极偏置网络(12)、主功放输入匹配网络(Input Matching Network,IMN)(13)、主功放(14)、主功放漏极偏置网络(15)、主功放输出匹配网络(Output Matching Network,OMN)(16)和主功放输出偏移线(17)顺序依次连接，主功放输入偏移线(11)输入端与功分器(0)的一个输出端连接；辅功放未导通时，Doherty功率放大器在低功率区的工作状态仅由主功放决定；
辅功放支路(2)：按照辅功放输入偏移线(21)、辅功放栅极偏置网络(22)、辅功放输入匹配网络(23)、辅功放(24)、辅功放漏极偏置网络(25)、辅功放输出匹配网络(26)和辅功放输出偏移线(27)顺序依次连接，辅功放输入偏移线(21)输入端与功分器(0)的另一个输出端连接；
所述主功放支路(1)与所述辅功放支路(2)并行连接；所述主功放输入偏移线(11)和辅功放输入偏移线(21)负责调整两支路的相位差；所述主功放输出偏移线(17)和辅功放输出偏移线(27)负责Doherty功率放大器在高、低功率工作状态下的阻抗调节与变换；
功率合成网络(Power Synthesis Network,PSN)(3)：由两段四分之一波长传输线组成，分别为主功放(14)输出端的四分之一波长阻抗调节线ZT与终端负载前端的四分之一波长阻抗变换线Zo，所述阻抗调节线ZT用于在低功率与高功率状态下负责主功放(14)的负载阻抗转换，所述阻抗变换线Zo负责主功放支路(1)与辅功放支路(2)的输出合路阻抗与终端负载阻抗之间的阻抗变换；通过减小Zo与ZT的阻抗变换比来增加Doherty功率放大器的工作带宽；
在主功放栅极偏置网络(12)与辅功放栅极偏置网络(22)上串接一个阻值为10Ω的小电阻；所述主功放栅极偏置网络(12)和所述辅功放栅极偏置网络(22)的微带线宽度均设置为0.3mm；所述主功放漏极偏置网络(15)和所述辅功放漏极偏置网络(25)的微带线宽度均设置为0.8mm；
所述Doherty功率放大器在低功率工作状态时，所述阻抗调节线ZT将主功放输出阻抗由ZM1＝150Ω转换至ZM2＝33.3Ω，阻抗调节线ZT的特性阻抗为70.7Ω，阻抗变换比为4.5:1；而对于阻抗变换线Zo，其将主功放支路(1)与辅功放支路(2)的输出合路阻抗由33.3Ω转换至50Ω，阻抗变换比为0.67:1，自身特性阻抗为40.8Ω。
2.根据权利要求1所述的一种适用于5G低频段全频段的非对称宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述主功放栅极偏置网络(12)与辅功放栅极偏置网络(22)分别由主功放(14)与辅功放(24)栅极端前移至输入匹配网络前所得；同时，在直流电源供电端并联接地容值分别为pF、nF、μF数量级的电容。
3.根据权利要求1所述的一种适用于5G低频段全频段的非对称宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述主功放输入匹配网络(13)、主功放输出匹配网络(16)、辅功放输入匹配网络(23)和辅功放输出匹配网络(26)均采用低通滤波器原型的宽带阻抗变换网络；所述辅功放输入匹配网络(23)在工作带宽之外需额外预置一定的匹配带宽。
4.根据权利要求1所述的一种适用于5G低频段全频段的非对称宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述主功放(14)与所述辅功放(24)并行连接，主功放(14)工作在AB类工作状态，辅功放(24)工作在C类工作状态。
5.根据权利要求1所述的一种适用于5G低频段全频段的非对称宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述的功分器(0)选择的功分比δ＝PinM:PinA＝1:1.5，其中PinM与PinA分别为输入主功放支路(1)与辅功放支路(2)的信号功率。
6.根据权利要求1～5中任意一项所述的一种适用于5G低频段全频段的非对称宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述非对称宽带Doherty功率放大器的工作中心频点为3.45GHz，带宽为300MHz。
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