CN113271067B - 基于去匹配结构的Doherty功率放大器及电子设备 - Google Patents
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- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 claims abstract description 21
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 12
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 7
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 7
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 5
- 230000009471 action Effects 0.000 description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 description 3
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000000750 progressive effect Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
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Abstract
本发明提供了一种基于去匹配结构的Doherty功率放大器及电子设备，在该Doherty功率放大器中，无需单独设计输入匹配电路、输出匹配电路以及开路补偿线，简化了Doherty功率放大器的结构；并且，通过优化Peak功放路的第二漏极偏置电压端的电压，以调整所述Peak功放输出饱和功率时对应的最优负载阻抗，进而缓解所述Peak功放的输出失配；并且Carrier功放路的第一漏极偏置电压端的电压与Peak功放路的第二漏极偏置电压端的电压不同，可以拓展Doherty功率放大器的功率回退量；进而提高Doherty功率放大器的性能。
Description
技术领域
本发明涉及射频功率放大器技术领域，更具体地说，涉及一种基于去匹配结构的Doherty功率放大器及电子设备。
背景技术
随着科学技术的不断发展，使通信领域中的频谱资源日益紧张，信号调制方式日渐复杂。虽然先进的信号调制方法可以有效提高频谱利用率，但是也会带来信号PAPR(Peakto Average Power Ratio，峰均功率比)高等问题。
在现有技术中，传统功放的效率会随着功率回退而急剧下降，因此Doherty功率放大器凭借相对精简的结构和较高的回退效率，备受科研人员的青睐。
基于Doherty功率放大器而言，其通常采用电感、电容或微带线用于阻抗匹配。
但是，传统的Doherty功率放大器中无源器件均有大量寄生效应，寄生电感与寄生电容会造成频偏，寄生电阻会降低增益和效率，因此Doherty功率放大器中的无源匹配电路对器件的性能有着重要的影响。
那么，如何提供一种高性能的Doherty功率放大器，是本领域技术人员亟待解决的技术问题。
发明内容
有鉴于此，为解决上述问题，本发明提供一种基于去匹配结构的Doherty功率放大器及电子设备，技术方案如下：
一种基于去匹配结构的Doherty功率放大器，所述Doherty功率放大器包括：
功分器，所述功分器用于将输入信号功分为两路信号，分别传输至Carrier功放路和Peak功放路；
所述Carrier功放路包括：第一谐振电感、第二谐振电感、Carrier功放以及λ/4逆变器；
所述第一谐振电感的第一端与所述Carrier功放的栅极连接，连接节点与所述功分器的第一输出端连接；所述第一谐振电感的第二端与第一栅极偏置电压端连接；
所述第二谐振电感的第一端与所述Carrier功放的漏极连接，连接节点与所述λ/4逆变器的输入端连接；所述第二谐振电感的第二端与第一漏极偏置电压端连接；
所述Carrier功放的源极接地；所述λ/4逆变器的输出端通过标准负载接地；
所述Peak功放路包括：第三谐振电感、第四谐振电感、Peak功放以及λ/4相延线；
其中，所述第三谐振电感的第一端与所述Peak功放的栅极连接，连接节点与所述λ/4相延线的输出端连接；所述第三谐振电感的第二端与第二栅极偏置电压端连接；
所述第四谐振电感的第一端与所述Peak功放的漏极连接，连接节点通过所述标准负载接地；所述第四谐振电感的第二端与第二漏极偏置电压端连接；
所述Peak功放的源极接地；所述λ/4相延线的输入端与所述功分器的第二输出端连接。
优选的，在上述Doherty功率放大器中，所述Peak功放和所述Carrier功放的尺寸相同。
优选的，在上述Doherty功率放大器中，所述功分器的输入端的阻抗与标准输入阻抗相同。
优选的，在上述Doherty功率放大器中，所述功分器的第一输出端的阻抗、所述功分器的第二输出端的阻抗、所述λ/4相延线的特征阻抗、以及谐振后的Carrier功放或Peak功放的最优源阻抗相同。
优选的，在上述Doherty功率放大器中，所述第一漏极偏置电压端的电压与所述第二漏极偏置电压端的电压不同；
所述第一漏极偏置电压端的电压为推荐电压；
所述第二漏极偏置电压端的电压为优化电压；
所述优化电压用于使得：
其中，Ropt,p为所述Peak功放输出饱和功率时对应的最优负载阻抗；
IC为所述Carrier功放路的饱和输出电流；
IP为所述Peak功放路的饱和输出电流。
优选的，在上述Doherty功率放大器中，所述Carrier功放路的输出电流与所述Peak功放路的输出电流在二者合路点的相位同步。
优选的，在上述Doherty功率放大器中，所述第一栅极偏置电压端的电压与所述第二栅极偏置电压端的电压不同。
一种电子设备，所述电子设备包括上述任一项所述的Doherty功率放大器。
相较于现有技术，本发明实现的有益效果为：
本发明提供的一种基于去匹配结构的Doherty功率放大器中，无需单独设计输入匹配电路、输出匹配电路以及开路补偿线，简化了Doherty功率放大器的结构；并且，通过优化Peak功放路的第二漏极偏置电压端的电压，以调整所述Peak功放输出饱和功率时对应的最优负载阻抗，进而缓解所述Peak功放的输出失配；并且Carrier功放路的第一漏极偏置电压端的电压与Peak功放路的第二漏极偏置电压端的电压不同，可以拓展Doherty功率放大器的功率回退量；进而提高Doherty功率放大器的性能。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例提供的一种基于去匹配结构的Doherty功率放大器的原理结构示意图；
图2为本发明实施例提供的一种Peak功放最优负载随漏压变化的示意图；
图3为本发明实施例提供的一种漏极效率随输出功率变化的示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
参考图1，图1为本发明实施例提供的一种基于去匹配结构的Doherty功率放大器的原理结构示意图。
所述Doherty功率放大器包括：
功分器，所述功分器(通过输入端P1接收输入信号RFin)用于将输入信号RFin功分为两路信号，分别传输至Carrier功放路和Peak功放路；
所述Carrier功放路包括：第一谐振电感LCG、第二谐振电感LCD、Carrier功放以及λ/4逆变器，该λ/4逆变器为λ/4阻抗逆变器；
所述第一谐振电感LCG的第一端与所述Carrier功放的栅极连接，连接节点与所述功分器的第一输出端P2连接；所述第一谐振电感LCG的第二端与第一栅极偏置电压端VCG连接；
所述第二谐振电感LCD的第一端与所述Carrier功放的漏极连接，连接节点与所述λ/4逆变器的输入端连接；所述第二谐振电感LCD的第二端与第一漏极偏置电压端VCD连接；
所述Carrier功放的源极接地；所述λ/4逆变器的输出端通过标准负载接地；
所述Peak功放路包括：第三谐振电感LPG、第四谐振电感LPD、Peak功放以及λ/4相延线；
其中，所述第三谐振电感LPG的第一端与所述Peak功放的栅极连接，连接节点与所述λ/4相延线的输出端连接；所述第三谐振电感LPG的第二端与第二栅极偏置电压端VPG连接；
所述第四谐振电感LPD的第一端与所述Peak功放的漏极连接，连接节点通过所述标准负载接地；所述第四谐振电感LPD的第二端与第二漏极偏置电压端VPD连接；
所述Peak功放的源极接地；所述λ/4相延线的输入端与所述功分器的第二输出端P2连接。
在该实施例中，在该Doherty功率放大器中，无需单独设计输入匹配电路、输出匹配电路以及开路补偿线，简化了Doherty功率放大器的结构，即移除了传统Doherty功率放大器中的输入与输出阻抗匹配网络，即所谓的“去匹配”，使其Doherty功率放大器的结构极为简单。
在本发明实施例的Doherty功率放大器中，谐振电感(第一谐振电感LCG、第二谐振电感LCD、第三谐振电感LPG、第四谐振电感LPD)除却直流偏置功能外，可以对Carrier功放和Peak功放的寄生电容进行补偿，使其补偿后的最优源阻抗以及最优负载阻抗均呈纯电阻。
通过调整功分器输出端(第一输出端P2和第二输出端P3)的阻抗，可直接移除两路功放的输入匹配电路。
通过优化Peak功放路的第二漏极偏置电压端的电压，以调整所述Peak功放输出饱和功率时对应的最优负载阻抗，可移除Peak功放路的输出匹配电路，并且可以缓解所述Peak功放的输出失配。
进一步的，使所述Peak功放和所述Carrier功放的尺寸相同(即Peak功放和Carrier功放为尺寸相同的HEMT(High Electron Mobility Transistor，高电子迁移率晶体管))，使Carrier功放路的第一漏极偏置电压端的电压与Peak功放路的第二漏极偏置电压端的电压不同，合理优化这两电压值还可以拓展Doherty功率放大器的功率回退量；进而提高Doherty功率放大器的性能。
具体的，如图1所示，功分器通过输入端口P1接收输入信号RFin(该输入信号为射频信号)，并将该输入信号RFin分为两路信号，分别传输至Carrier功放路的输入端和Peak功放路输入端。
在Carrier功放路中，所述第一谐振电感LCG的第一端与所述Carrier功放的栅极连接，所述第一谐振电感LCG的第二端与第一栅极偏置电压端VCG连接，用于补偿Carrier功放的等效输入电容Cin,c，使LCG和Cin,c谐振于工作频率，使得Carrier功放的最优源阻抗Ropt,cs在工作频率呈纯电阻。
在Carrier功放路中，所述第二谐振电感LCD的第一端与所述Carrier功放的漏极连接，所述第二谐振电感LCD的第二端与第一漏极偏置电压端VCD连接，用于补偿Carrier功放的等效输出电容Cout,c，使LCD和Cout,c谐振于工作频率，使得Carrier功放输出饱和功率时对应的最优负载阻抗Ropt,c在工作频率呈纯电阻。
在Carrier功放路中，λ/4逆变器的输入端与Carrier功放的漏极连接，输出端通过标准负载接地；其中，该标准负载的阻值为50Ω。在输入信号功率较小时，使图1中的ZX对应高阻抗，此时Carrier功放的漏极电压摆幅提前饱和，得到较高的漏极效率；在输入信号功率较大时，使图1中的ZX对应低阻抗，使Carrier功放实现更高的功率输出。
在Peak功放路中，λ/4相延线的输入端与功分器的第二输出端P2连接，输出端与Peak功放的栅极连接，用于使所述Carrier功放路的输出电流IC与所述Peak功放路的输出电流IP在二者合路点的相位同步，以得到有效的功率输出。
在Peak功放路中，所述第三谐振电感LPG的第一端与所述Peak功放的栅极连接，所述第三谐振电感LPG的第二端与第二栅极偏置电压端VPG连接，用于补偿Peak功放的等效输入电容Cin,p，使LPG和Cin,p谐振于工作频率，使得Peak功放的最优源阻抗Ropt,ps在工作频率呈纯电阻。
在Peak功放路中，所述第四谐振电感LPD的第一端与所述Peak功放的漏极连接，所述第四谐振电感LPD的第二端与第二漏极偏置电压端VPD连接，用于补偿Peak功放的等效输出电容Cout,p，使LPD和Cout,p谐振于工作频率，使得Peak功放输出饱和功率时对应的最优负载阻抗Ropt,p在工作频率呈纯电阻。
此外，当Peak功放路未开启时，由于LCD和Cout,c以并联形式谐振于工作频率，从标准负载向Peak功放漏极的视在阻抗为无穷大，可以避免Carrier功放电流泄漏导致的Doherty功率放大器漏极效率降低。
进一步的，Carrier功放被偏置在AB类，而Peak功放被偏置在C类。
可选的，在本发明另一实施例中，所述功分器的输入端的阻抗与标准输入阻抗相同。
在该实施例中，如图1所示，通常情况下标准输入阻抗均是50Ω，即所述功分器输入端P1的阻抗为50Ω，标准输入阻抗也为50Ω。
可选的，在本发明另一实施例中，所述功分器的第一输出端的阻抗、所述功分器的第二输出端的阻抗、所述λ/4相延线的特征阻抗、以及谐振后的Carrier功放或Peak功放的最优源阻抗相同。
在该实施例中，如图1所述，所述功分器的第一输出端的阻抗Ropt,s、所述功分器的第二输出端的阻抗Ropt,s、即经过谐振电感补偿后的最优源阻抗。
所述λ/4相延线的特征阻抗ZD＝Ropt,s。
进一步的，所述Carrier功放和所述Peak功放的最优源阻抗或最优负载阻抗可表示为ZX＝RX+jXX，即HEMT的最优源阻抗或最优负载阻抗可表示为ZX＝RX+jXX，该值可通过负载牵引与源牵引获得。
具体的，谐振电感可通过公式(1)计算，公式(1)如下所示：
经过谐振电感补偿后的最优阻抗通过公式(2)表示，公式(2)如下所示：
所述λ/4逆变器的特征阻抗为
可选的，在本发明另一实施例中，所述第一栅极偏置电压端的电压与所述第二栅极偏置电压端的电压不同；所述第一漏极偏置电压端的电压与所述第二漏极偏置电压端的电压不同；
所述第一漏极偏置电压端的电压为推荐电压(该推荐电压可通过所采用的HEMT对应的用户手册查询)；
所述第二漏极偏置电压端的电压为优化电压；
所述优化电压用于使得：
其中，Ropt,p为所述Peak功放输出饱和功率时对应的最优负载阻抗；
IC为所述Carrier功放路的饱和输出电流；
IP为所述Peak功放路的饱和输出电流。
在该实施例中，所述Carrier功放路的饱和输出电流IC可通过公式(3)计算，公式(3)如下：
所述Peak功放路的饱和输出电流IP可通过公式(4)计算，公式(4)如下：
其中，PC,backoff表示Carrier功放饱和功率回退3dB对应的功率值。
Psat为根据HEMT器件功率密度(N W/mm)估算，如Win GaN HEMT的功率密度一般为5W/mm。
在HEMT尺寸固定的情况下，需要对第二漏极偏置电压端VPD进行优化，以调整所述Peak功放输出饱和功率时对应的最优负载阻抗Ropt,p，进而缓解所述Peak功放的输出失配。
并且Carrier功放路的第一漏极偏置电压端的电压与Peak功放路的第二漏极偏置电压端的电压不同，可以拓展Doherty功率放大器的功率回退量。
具体的，Doherty功率放大器的功率回退量的估算值为：
相比较传统的对称的Doherty功率放大器的6dB功率回退，其功率回退量有一定的拓展，进而提高Doherty功率放大器的性能。
可选的，在本发明另一实施例中，以具体的实施方式为例进行说明，例如采用稳懋公司的0.25μm的GaN HEMT作为功放管芯，即Carrier功放和Peak功放，Carrier功放和Peak功放的栅宽均为1mm。
其中，Carrier功放的栅压为-2.36V，漏极偏压为28V；Peak功放的栅压为-4V，偏置在C类；工作中心频率为4.7GHz。
根据负载牵引与源牵引，Carrier功放的最优源阻抗为8+j12；Carrier功放的最优负载阻抗为32+j28，Psat,c＝38dBm，则存在：
如图1所示，第一谐振电感LCG和所述第三谐振电感LPG均为0.6nH，对应的Carrier功放及Peak功放的最优源阻抗Ropt,s(即Carrier功放的最优源阻抗Ropt,cs和Peak功放的最优源阻抗Ropt,ps)为26Ω。
如图1所示，第二谐振电感LCD为2.2nH，对应的Carrier功放的最优负载阻抗Ropt,c为56Ω。
如图1所示，所述λ/4相延线的特征阻抗ZD＝Ropt,s＝26Ω。
如图1所示，所述λ/4逆变器的特征阻抗为
根据Carrier功放功率回退3dB时的饱和电流估算IC，据公式：
进一步的，参考图2，图2为本发明实施例提供的一种Peak功放最优负载随漏压变化的示意图。
即图2给出了Peak功放第二漏极偏置电压端VPD与输出饱和功率时的最优负载阻抗Ropt,p的关联关系，由此可见，随着第二漏极偏置电压端VPD的增大，相关数据如下表所示：
| VPD(V) | 18 | 28 | 38 | 48 |
| RL(Ω) | 28+j21 | 32+j28 | 39+j41 | 42+j45 |
| Ropt,p(Ω) | 44 | 65 | 82 | 90 |
| LPD(nH) | 2.0 | 2.2 | 2.6 | 2.9 |
根据5W/mm的功率密度估算IP，Peak功放的栅宽均为1mm，则存在：
根据Carrier功放路的饱和输出电流IC和Peak功放路的饱和输出电流IP的值，可计算Peak功放输出饱和功率时对应的最优负载阻抗Ropt,p为：
根据上表，取第二漏极偏置电压端VPD＝48V，Ropt,p＝90Ω，第四谐振电感LPD对应2.9nH。
参考图3，图3为本发明实施例提供的一种漏极效率随输出功率变化的示意图。
如图3所示，仿真显示Doherty功率放大器的功率回退量为8.2dB，根据回退量计算公式可知：
由此可知，功率回退量的计算值与仿真值基本一致，部分细微的差别是由于Carrier功放在饱和功率输出时对应的负载偏离Ropt,c导致的，总体相较于常规的6dB回退量拓展了2.2dB。
通过上述描述可知，本发明提供的一种基于去匹配结构的Doherty功率放大器中，无需单独设计输入匹配电路、输出匹配电路以及开路补偿线，简化了Doherty功率放大器的结构；并且，通过优化Peak功放路的第二漏极偏置电压端的电压，以调整所述Peak功放输出饱和功率时对应的最优负载阻抗，进而缓解所述Peak功放的输出失配；并且Carrier功放路的第一漏极偏置电压端的电压与Peak功放路的第二漏极偏置电压端的电压不同，可以拓展Doherty功率放大器的功率回退量；进而提高Doherty功率放大器的性能。
可选的，在本发明另一实施例中还提供了一种电子设备，所述电子设备包括上述实施例所述的基于去匹配结构的Doherty功率放大器。
以上对本发明所提供的一种基于去匹配结构的Doherty功率放大器及电子设备进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。
需要说明的是，本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。
还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备所固有的要素，或者是还包括为这些过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
Claims (8)
1.一种基于去匹配结构的Doherty功率放大器，其特征在于，所述Doherty功率放大器包括：
功分器，所述功分器用于将输入信号功分为两路信号，分别传输至Carrier功放路和Peak功放路；
所述Carrier功放路包括：第一谐振电感、第二谐振电感、Carrier功放以及λ/4逆变器；
所述第一谐振电感的第一端与所述Carrier功放的栅极连接，连接节点与所述功分器的第一输出端连接；所述第一谐振电感的第二端与第一栅极偏置电压端连接；
所述第二谐振电感的第一端与所述Carrier功放的漏极连接，连接节点与所述λ/4逆变器的输入端连接；所述第二谐振电感的第二端与第一漏极偏置电压端连接；
所述Carrier功放的源极接地；所述λ/4逆变器的输出端通过标准负载接地；
所述Peak功放路包括：第三谐振电感、第四谐振电感、Peak功放以及λ/4相延线；
其中，所述第三谐振电感的第一端与所述Peak功放的栅极连接，连接节点与所述λ/4相延线的输出端连接；所述第三谐振电感的第二端与第二栅极偏置电压端连接；
所述第四谐振电感的第一端与所述Peak功放的漏极连接，连接节点通过所述标准负载接地；所述第四谐振电感的第二端与第二漏极偏置电压端连接；
所述Peak功放的源极接地；所述λ/4相延线的输入端与所述功分器的第二输出端连接。
2.根据权利要求1所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述Peak功放和所述Carrier功放的尺寸相同。
3.根据权利要求1所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述功分器的输入端的阻抗与标准输入阻抗相同。
4.根据权利要求1所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述功分器的第一输出端的阻抗、所述功分器的第二输出端的阻抗、所述λ/4相延线的特征阻抗、以及谐振后的Carrier功放或Peak功放的最优源阻抗相同。
5.根据权利要求1所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述第一漏极偏置电压端的电压与所述第二漏极偏置电压端的电压不同；
所述第一漏极偏置电压端的电压为推荐电压；
所述第二漏极偏置电压端的电压为优化电压；
所述优化电压用于使得：
其中，Ropt,p为所述Peak功放输出饱和功率时对应的最优负载阻抗；
IC为所述Carrier功放路的饱和输出电流；
IP为所述Peak功放路的饱和输出电流。
6.根据权利要求1所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述Carrier功放路的输出电流与所述Peak功放路的输出电流在二者合路点的相位同步。
7.根据权利要求1所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述第一栅极偏置电压端的电压与所述第二栅极偏置电压端的电压不同。
8.一种电子设备，其特征在于，所述电子设备包括权利要求1-7任一项所述的Doherty功率放大器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202110614139.5A CN113271067B (zh) | 2021-06-02 | 2021-06-02 | 基于去匹配结构的Doherty功率放大器及电子设备 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202110614139.5A CN113271067B (zh) | 2021-06-02 | 2021-06-02 | 基于去匹配结构的Doherty功率放大器及电子设备 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN113271067A CN113271067A (zh) | 2021-08-17 |
| CN113271067B true CN113271067B (zh) | 2024-04-02 |
Family
ID=77233972
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202110614139.5A Active CN113271067B (zh) | 2021-06-02 | 2021-06-02 | 基于去匹配结构的Doherty功率放大器及电子设备 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN113271067B (zh) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN115955203A (zh) * | 2022-12-30 | 2023-04-11 | 尚睿微电子（上海）有限公司 | 一种功率放大电路 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106982036A (zh) * | 2017-03-23 | 2017-07-25 | 电子科技大学 | 一种含有阻性滤波器的宽带谐波抑制功率放大器 |
| CN110504926A (zh) * | 2019-08-28 | 2019-11-26 | 重庆大学 | 一种多带Doherty功率放大器 |
-
2021
- 2021-06-02 CN CN202110614139.5A patent/CN113271067B/zh active Active
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106982036A (zh) * | 2017-03-23 | 2017-07-25 | 电子科技大学 | 一种含有阻性滤波器的宽带谐波抑制功率放大器 |
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| GR01 | Patent grant |