CN111384901A - 一种基于后匹配网络的宽带高效率三路Doherty功率放大器 - Google Patents

Abstract

本发明提供的一种基于后匹配网络的宽带高效率三路Doherty功率放大器，包括三路等分功分器、相位补偿网络、载波放大电路、第一峰值放大电路、第二峰值放大电路、补偿线和后匹配网络，放大电路均包括输入匹配网络、放大器和输出匹配网络，输出匹配网络均采用由先串联电感后并联电容的L型LC匹配网络实现，载波放大电路的L型LC匹配网络转换成微带线后，经优化电路得到最终输出匹配网络。本发明通过采用后匹配网络和新型的输出匹配网络，有效提升Doherty功率放大器带宽和输出效率，并通过优化电路，解决将其应用到三路Doherty功率放大器中电路性能明显不一致的缺陷，最终实现在宽频、宽回退范围内的高效率输出。

Description

一种基于后匹配网络的宽带高效率三路Doherty功率放大器

技术领域

本发明属于射频通信技术领域，尤其涉及一种基于后匹配网络的宽带高效率Doherty功率放大器。

背景技术

随着无线通信技术的不断发展，人们希望能在有限的频谱带宽中尽可能多的传输数据。有限的通信频谱资源使得通信机构通常采用非常复杂的调制方式，而这种复杂的调制方式会提高信号峰均比(PAPR)，以4G-LTE信号为例，经过削峰处理后的调制信号的峰均比依旧有6～12dB。若使用传统的A类、AB类功率放大器对这类高峰均比信号进行放大，通常采用功率回退的方式来保证线性放大，但此时的放大效率会大大降低。

Doherty功率放大器因其兼顾高效率和高线性成为近年来的研究热点。传统Doherty功率放大器主要利用有源负载牵引实现，但起有源负载牵引作用的1/4波长阻抗变换线对Doherty功率放大器的带宽有很大的限制。随着无线通信技术的发展，发射机中的功率放大器通常需要工作在一个较宽的频带内，传统Doherty功率放大器显然无法满足该要求。一种基于后匹配网络的新型Doherty功率放大器应运而生，尽管该新型Doherty功率放大器能有效扩展带宽，但是其对载波放大器的输出匹配电路要求更加严苛：不仅需要起到阻抗匹配的作用，同时还需要起到阻抗逆变的作用。

另外，随着无线通信技术的飞速发展，复杂的通信信号调制方式使得信号峰均比(PAPR)越来越高，传统的两路Doherty功率放大器只在6dB的回退区间内具有较高效率，无法满足当前射频通信技术的要求。因此提出一种具有宽频、高回退区间且保持高效率输出的Doherty功率放大器具有很高的价值。三路Doherty功率放大器具有更宽的回退区间，同时在回退区间内相对于非对称Doherty功率放大器具有更高的效率。但在三路Doherty功率放大器中将基于集总参数元件(电容、电感)设计的匹配网络转换成分布参数器件(微带线)结构时，会带来与原有设计电路性能不完全一致的缺陷，影响整个功放的性能。对此，本发明设计了一种基于后匹配网络的宽带高效率三路Doherty功率放大器。

发明内容

针对上述存在的技术问题，本发明提供一种基于后匹配网络的宽带高效率三路Doherty功率放大器，在宽频、宽回退范围内仍然能保持高效率输出。

为了达到上述目的，本发明采用的技术方案是：

一种基于后匹配网络的宽带高效率三路Doherty功率放大器，其特征在于，包括三路等分功分器、相位补偿网络、载波放大电路、第一峰值放大电路、第二峰值放大电路、补偿线和后匹配网络，所述三路等分功分器的输出端分别连接到相位补偿网络的三个输入端，所述相位补偿网络的三个输出端分别连接载波放大电路、第一峰值放大电路和第二峰值放大电路的输入端，所述的载波放大电路的输出端直接连接到后匹配网络的输入端，第一峰值放大电路和第二峰值放大电路的输出端均通过补偿线连接到后匹配网络的输入端。

所述三路等分功分器用于将输入信号的功率进行三等分，然后经过相位补偿网络输出给载波放大电路、第一峰值放大电路、第二峰值放大电路。

所述载波放大电路包括依次串接的输入匹配网络、载波放大器和输出匹配网络；所述第一峰值放大电路包括依次串接的输入匹配网络、第一峰值放大器和输出匹配网络；所述第二峰值放大电路包括依次串接的输入匹配网络、第二峰值放大器和输出匹配网络；

所述载波放大电路、第一峰值放大电路和第二峰值放大电路中的输出匹配网络均采用由先串联电感后并联电容的L型LC匹配网络(如图2所示)转换得到的短截微带线来实现载波放大器、第一峰值放大器和第二峰值放大器的输出阻抗匹配。所述载波放大电路的输出匹配网络满足：当连接后匹配网络前的负载阻抗Z₀由R(临界回退点)变到3R(饱和点)时，输出匹配网络的输入阻抗Z_opt的实部不变、虚部减小。所述载波放大电路的L型LC匹配网络转换成微带线构成的分布参数匹配网络后，经过利用ADS电磁仿真平台搭建的优化电路，得到最终的输出匹配网络结果。

所述后匹配网络为特征阻抗为

的λ/4微带线。

进一步地，所述三路等分功分器采用两节三路等分威尔金森功分器，每节中间连接有两个相同阻值的隔离电阻。

进一步地，所述相位补偿网络采用50Ω微带线设计，其电长度由载波放大电路分别与第一峰值放大电路、第二峰值放大电路之间的输出信号在合路点处的相位关系所决定，以保证输出信号在合路点能够同相合成。

进一步地，所述载波放大电路、第一峰值放大电路、第二峰值放大电路中的输入匹配网络均采用多节高低阻抗线来实现载波放大器、第一峰值放大器和第二峰值放大器的输入阻抗匹配。

进一步地，所述载波放大器、第一峰值放大器和第二峰值放大器均采用晶体管实现，分别处于AB类、C类和C类偏置，漏极均采用相同电压的直流电源供电。

进一步地，所述补偿线均为特征阻抗为3R的微带线，其电长度通过ADS电磁仿真软件仿真得到的第一峰值放大器和第二峰值放大器小信号工作状态下的S₂₂在smith圆图上的位置决定。通过该补偿线将第一峰值放大电路和第二峰值放大电路在关闭状态下的输出阻抗拉到高阻抗区域，防止功率泄露。

本发明所述基于后匹配网络的宽带高效率三路Doherty功率放大器的工作原理为：

当输入射频信号比较小时，后匹配Doherty功率放大器处于小功率状态，由于两个峰值放大器都处于C类偏置，两个峰值放大器的晶体管均未打开，两个峰值支路输出端的等效阻抗为无穷大，只有载波放大器开始工作，其输出端等效阻抗为R，并将达到第一个效率峰值点；随着输入射频信号的不断增大，后匹配Doherty功率放大器处于中功率状态，由于两个峰值放大器的栅极偏置电压不同，偏置电压高的第一峰值放大器的晶体管先打开，偏置电压低的第二峰值放大器的晶体管后打开，此时根据有源负载牵引原理，载波支路输出端的等效阻抗不断增加，两个峰值支路的等效阻抗由无穷大不断减小；当载波放大器和两个峰值放大器的输出电流相等时，后匹配Doherty处于大功率状态，此时载波支路输出端的等效阻抗增加为3R，两峰值支路输出端的等效阻抗减小为3R，此时整个电路达到第二个效率峰值点。

本发明的有益效果为：

本发明提出了一种基于后匹配网络的宽带高效率三路Doherty功率放大器，在宽频、宽回退范围内仍然能保持高效率输出，即在9.5dB的功率回退范围内仍能实现大于55％的漏极效率，饱和点处的漏极效率大于72％。本发明通过采用后匹配网络，避免了传统Doherty功率放大器中所需要的1/4波长阻抗变换线，有效提升Doherty功率放大器带宽；同时采用一种新型的输出匹配网络，在保证完成输出匹配功能的情况下，同时满足后匹配方式所需的阻抗逆变功能，但是三路Doherty功率放大器的大回退范围使得载波放大器在回退点和饱和点处最优阻抗虚部的变化变大，从而由集总参数元件设计的输出匹配网络转换到由微带线构成的分布参数网络时，具有电路性能明显不一致的缺陷，本发明通过优化电路，解决该缺陷，有助于提高效率；载波放大器和两个峰值放大器的漏极电压在采用相同电源电压供电的情况下，保持了三路Doherty功率放大器高效率输出，降低实际应用中漏极的供电需求。

附图说明

图1为本发明提供的一种基于后匹配网络的宽带高效率三路Doherty功率放大器的结构示意图；

图2为本发明提供的输出匹配网络的L型LC匹配网络结构示意图；

图3为本发明所采用的CGH40010F晶体管在临界回退点与饱和点的最优输出阻抗区域；

图4为本发明提供的利用ADS电磁仿真平台搭建的输出匹配网络优化电路；

图5为本发明提供的一种基于后匹配网络的宽带高效率三路Doherty功率放大器的漏极效率与输出功率的关系图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的说明。

如图1所示，本发明提供了一种基于后匹配网络的宽带高效率三路Doherty功率放大器，由三路等分功分器1、相位补偿网络2、载波放大电路3、第一峰值放大电路4、第二峰值放大电路5、补偿线6和后匹配网络7组成。所述三路等分功分器1的输出端分别连接到相位补偿网络2的三个输入端，所述相位补偿网络2的三个输出端分别连接载波放大电路3、第一峰值放大电路4和第二峰值放大电路5的输入端，所述的载波放大电路3的输出端直接连接到后匹配网络7的输入端，第一峰值放大电路4和第二峰值放大电路5的输出端均通过补偿线6连接到后匹配网络7的输入端。

本发明得到的基于后匹配的宽带高效率三路Doherty功率放大器的工作中心频点为2.2GHz，工作频段为1.8～2.6GHz，工作带宽为800MHz，相对带宽为36.36％。

本发明所述三路功分器1采用双节三路宽带威尔金森功分器设计，用于将输入功率进行分配，然后经过相位补偿网络2连接载波放大电路3、第一峰值放大电路4、第二峰值放大电路5的输入端。

本发明所述相位补偿网络2采用50Ω微带线设计，其电长度由载波放大电路3与第一峰值放大电路4、第二峰值放大电路5之间的输出信号在合路点处的相位关系所决定，为75度，从而保证输出信号在合路点能够同相合成。

本发明所述载波放大电路3包括依次串接的输入匹配网络3-1、载波放大器3-2和输出匹配网络3-3；所述第一峰值放大电路4包括依次串接的输入匹配网络4-1、第一峰值放大器4-2和输出匹配网络4-3；所述第二峰值放大电路5包括依次串接的输入匹配网络5-1、第二峰值放大器5-2和输出匹配网络5-3；

本发明所述载波放大器3-2、第一峰值放大器4-2、第二峰值放大器5-2分别处于AB类、C类和C类偏置，其晶体管均选取CGH40010F为例设计，其漏极均采用电压为28V的直流电源供电。设计载波放大电路3、第一峰值放大电路4、第二峰值放大电路5的输入匹配网络和输出匹配网络之前，先利用ADS电磁仿真软件对晶体管CGH40010F进行源牵引和负载牵引分析，根据仿真结果选取其最优阻抗。根据如图3所示的晶体管最优输出阻抗区域可知，在采用后匹配网络的Doherty功率放大器的临界回退点和饱和点处，该载波放大器3-2所需的最优输出阻抗点具有实部基本不变，虚部减小的变化趋势。

通过对本发明Doherty功率放大器在不同输入功率下的工作状态分析可知，当输入射频信号比较小时，后匹配Doherty功率放大器处于小功率状态，由于第一峰值放大器4-2和第二峰值放大器5-2都处于C类偏置状态，因此只有AB类偏置的载波放大器3-2处于工作状态，其连接后匹配网络前的负载阻抗为R(临界回退点)；随着输入信号的增加，后匹配Doherty功放处于中功率状态，由于第一峰值放大器4-2和第二峰值放大器5-2的栅极偏置电压不同，第一峰值放大器4-2的晶体管先打开，第二峰值放大器5-2的晶体管后打开，此时根据有源负载牵引原理，载波支路输出端的等效阻抗不断增加，两峰值支路的等效阻抗由无穷大不断减小；当载波放大器3-2、第一峰值放大器4-2和第二峰值放大器5-2的输出电流相等时，后匹配Doherty处于大功率状态，此时载波支路输出端的等效阻抗增加为3R，两峰值支路输出端的等效阻抗减小为3R，即饱和时三个放大器连接后匹配网络前的负载阻抗均为3R。因此载波放大器3-2、第一峰值放大器4-2、第二峰值放大器5-2的输出匹配网络3-3、4-3、5-3应满足在临界回退点(负载阻抗为R)时和在饱和点(负载阻抗为3R)时，分别匹配到晶体管的最优输出阻抗。

本发明采用图2所示的先串联电感后并联电容的L型LC匹配电路实现所述载波放大电路3、第一峰值放大电路4、第二峰值放大电路5的输出匹配网络3-3、4-3、5-3。公式(1)为图2所示L型LC匹配电路的输入阻抗Z_opt的计算式，其中R为在临界回退点时连接后匹配网络前的负载阻抗，L为电感的感值，C为电容的容值；公式(2)为公式(1)整理得到的输入阻抗Z_opt的实部和虚部表达式；公式(3)为当连接后匹配网络前的负载阻抗由R变到3R时，载波功率放大电路3中输出匹配网络3-3的输入阻抗Z_opt保持实部相等的计算式；公式(4)为公式(3)的计算结果；公式(5)为将公式(4)带入公式(2)中所得输出匹配网络3-3的输入阻抗Z_opt的实部值Z_{opt_real}。

载波放大电路3中输出匹配网络3-3的各元件参数由以下分析得到：

如图3所示，在本发明设计的频段内，通过负载牵引得到的晶体管的最优输出阻抗点的实部平均值为15，即Z_{opt_real}的值为15。通过公式(5)，根据Z_{opt_real}计算出在临界回退点时连接后匹配网络7前的负载阻抗R为20Ω，将其代入公式(4)中，根据设计的中心频点f₀(ω₀＝2πf₀)计算出电容C的容值为2.09pF；电感L的感值由晶体管在宽带内的最优阻抗区域决定，使得在设计频段内，当负载阻抗Z₀由R(临界回退点)变到3R(饱和点)时，该输出匹配网络3-3的匹配点都能落在晶体管对应的最优输出阻抗区域内，电感L值为2.67nH。然后将得到的电容电感构成的集总参数匹配网络转换成微带线构成的分布参数匹配网络，并以此结果为初值，通过如图4所示的利用ADS电磁仿真平台搭建的优化电路，从而得到最优的结果。

第一峰值放大电路4和第二峰值放大电路5中输出匹配网络4-3、5-3的各元件参数由以下分析得到：

根据由上一步载波放大电路的输出匹配网络3-3已经计算得到的连接后匹配网络7前的负载阻抗值3R(饱和点)为60Ω，和通过负载牵引得到的第一峰值放大器4-2、第二峰值放大器5-2的最优输出阻抗值的实部平均值Z_{opt_real_peak}为12.9，由公式(2)可以计算出相应的电容值为2.3pF，相应计算步骤见公式(6)。电感L的值由晶体管在设计频段内的最优输出阻抗区域决定，通过合理选择电感L的感值大小，使得在设计频段内，该输出匹配网络4-3、5-3的匹配点都能落在晶体管在饱和状态下对应的最优输出阻抗区域内。然后将得到的电容电感构成的集总参数匹配网络转换成微带线构成的分布参数匹配网络。

本发明所述载波放大电路3、第一峰值放大电路4、第二峰值放大电路5的输入匹配电路3-1、4-1、5-1均根据电磁仿真软件ADS仿真得到的晶体管的最优输入阻抗结果，采用多节高低阻抗微带线的方式进行匹配。

本发明所述补偿线6采用微带线设计，其特征阻抗为3R即60Ω，电长度根据电磁仿真软件ADS仿真第一峰值放大器4-2和第二峰值放大器5-2小信号工作状态下的S₂₂结果得到，为75度。通过一节微带线作为补偿线6，将输出阻抗由低阻抗区拉到高阻抗区，防止功率泄露。

本发明所述后匹配网络7采用一节λ/4微带线，其特征阻抗为31.6Ω。

图5为本发明输出功率与漏极效率的关系图，从图5中可以看出，在工作频带1.8～2.6GHz内，饱和点漏极效率大于72％，功率回退9.5dB范围内漏极效率大于55％，表明本发明所设计的Doherty功率放大器在宽带和较传统Doherty功率放大器更大的回退范围内实现了良好的效率。

以上是向熟悉本发明领域的技术人员提供的对本发明及其实施方案的描述，上述实施例是为了帮助读者理解该发明的原理，这些描述应被视为是说明性的，而非限定性的。本领域的技术人员可根据此发明权利要求书中公开的技术思路做出一些不脱离本发明核心实质的变更。上述这些都应被视为本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种基于后匹配网络的宽带高效率三路Doherty功率放大器，其特征在于，包括三路等分功分器(1)、相位补偿网络(2)、载波放大电路(3)、第一峰值放大电路(4)、第二峰值放大电路(5)、补偿线(6)和后匹配网络(7)，所述三路等分功分器(1)的输出端分别连接到相位补偿网络(2)的三个输入端，所述相位补偿网络(2)的三个输出端分别连接载波放大电路(3)、第一峰值放大电路(4)和第二峰值放大电路(5)的输入端，所述的载波放大电(3)路的输出端直接连接到后匹配网络(7)的输入端，第一峰值放大电路(4)和第二峰值放大电路(5)的输出端均通过补偿线(6)连接到后匹配网络(7)的输入端；

所述载波放大电路(3)包括依次串接的输入匹配网络(3-1)、载波放大器(3-2)和输出匹配网络(3-3)；所述第一峰值放大电路(4)包括依次串接的输入匹配网络(4-1)、第一峰值放大器(4-2)和输出匹配网络(4-3)；所述第二峰值放大电路(5)包括依次串接的输入匹配网络(5-1)、第二峰值放大器(5-2)和输出匹配网络(5-3)；

所述载波放大电路(3)、第一峰值放大电路(4)和第二峰值放大电路(5)中的输出匹配网络(3-3、4-3、5-3)均采用由先串联电感后并联电容的L型LC匹配网络转换得到的短截微带线来实现输出阻抗匹配；所述载波放大电路(3)的输出匹配网络(3-3)满足：当连接后匹配网络(7)前的负载阻抗Z₀由临界回退点处的R变到饱和点处的3R时，输出匹配网络(3-3)的输入阻抗Z_opt的实部不变、虚部减小；所述载波放大电路(3)的L型LC匹配网络转换成微带线构成的分布参数匹配网络后，经过利用ADS电磁仿真平台搭建的优化电路，得到最终输出匹配网络结果；

所述后匹配网络(7)为特征阻抗为

的λ/4微带线。

2.根据权利要求1所述一种基于后匹配网络的宽带高效率三路Doherty功率放大器，其特征在于，所述三路等分功分器(1)采用两节三路等分威尔金森功分器，每节中间连接有两个相同阻值的隔离电阻。

3.根据权利要求1所述一种基于后匹配网络的宽带高效率三路Doherty功率放大器，其特征在于，所述相位补偿网络(2)采用50Ω微带线设计，其电长度由载波放大电路(3)分别与第一峰值放大电路(4)、第二峰值放大电路(5)之间的输出信号在合路点处的相位关系所决定，以保证输出信号在合路点能够同相合成。

4.根据权利要求1所述一种基于后匹配网络的宽带高效率三路Doherty功率放大器，其特征在于，所述载波放大电路(3)、第一峰值放大电路(4)、第二峰值放大电路(5)中的输入匹配网络(3-1、4-1、5-1)均采用多节高低阻抗线来实现。

5.根据权利要求1所述一种基于后匹配网络的宽带高效率三路Doherty功率放大器，其特征在于，所述载波放大器(3-2)、第一峰值放大器(4-2)和第二峰值放大器(5-2)均采用晶体管实现，分别处于AB类、C类和C类偏置。

6.根据权利要求5所述一种基于后匹配网络的宽带高效率三路Doherty功率放大器，其特征在于，所述载波放大器(3-2)、第一峰值放大器(4-2)和第二峰值放大器(5-2)的漏极均采用相同电压的直流电源供电。

7.根据权利要求1所述一种基于后匹配网络的宽带高效率三路Doherty功率放大器，其特征在于，所述补偿线均为特征阻抗为3R的微带线，其电长度通过ADS电磁仿真软件仿真得到的第一峰值放大器和第二峰值放大器小信号工作状态下的S₂₂在smith圆图上的位置决定，通过该补偿线将第一峰值放大电路和第二峰值放大电路在关闭状态下的输出阻抗拉到高阻抗区域，防止功率泄露。

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