CN111865234A - 一种紧凑型宽带Doherty功率放大器 - Google Patents

一种紧凑型宽带Doherty功率放大器 Download PDF

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CN111865234A CN202010758658.4A CN202010758658A CN111865234A CN 111865234 A CN111865234 A CN 111865234A CN 202010758658 A CN202010758658 A CN 202010758658A CN 111865234 A CN111865234 A CN 111865234A
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Abstract

本发明涉及一种紧凑型宽带Doherty功率放大器，属于射频功率放大器技术领域，解决了现有的Doherty功率放大器只考虑单频点的匹配造成的宽带性能较差的问题。包括功分器、载波功率放大电路、峰值功率放大电路和后匹配网络，峰值功率放大电路包括切比雪夫输入匹配网络，当功分器输入端输入低功率信号时，峰值功率放大电路的负载阻抗无穷大，由载波功率放大电路实现输入信号的放大；当功分器输入端输入高功率信号时，切比雪夫输入匹配网络的输出阻抗匹配于峰值功率放大电路中峰值功率放大器的最佳源阻抗，与载波功率放大电路共同实现输入信号的放大。有效抑制了峰值功率放大器的开启点随频率偏移的现象，改善了放大器的宽带性能。

Description

一种紧凑型宽带Doherty功率放大器
技术领域
本发明涉及射频功率放大器技术领域，尤其涉及一种紧凑型宽带Doherty功率放大器。
背景技术
随着通信行业的发展，频谱资源日益紧张，为了提高频谱利用率，信号调制方式从BPSK、QPSK逐步向16QAM、256QAM等高阶调制方式发展，带来的问题是信号峰均比(PAPR)越来越大，这就对功率放大器在输出功率回退区间的效率提出挑战，Doherty功率放大器因结构简单、易于实现且具有较高的回退效率而备受青睐。
传统的doherty功率放大器包括λ/4微带相位延迟，λ/4微带相位延迟主要由微带线实现载波功率放大电路输出电流相位的延迟，但是微带线过长，不利于小型化设计。另一方面，传统的Doherty功率放大器只能在单频点实现预期的阻抗变换，宽带性能较差。
发明内容
鉴于上述的分析，本发明实施例旨在提供一种紧凑型宽带Doherty功率放大器，用以解决现有的doherty功率放大器只考虑单频点的匹配造成的宽带性能较差等问题。
一方面，本发明实施例提供了一种紧凑型宽带Doherty功率放大器，包括：载波功率放大电路，连接在功分器的一个输出端；
峰值功率放大电路，连接在功分器的另一个输出端；所述峰值功率放大电路包括切比雪夫输入匹配网络，所述切比雪夫输入匹配网络与功分器的所述另一个输出端连接；
后匹配网络，用于将合路点阻抗匹配于负载阻抗；其中，
当功分器输入端输入低功率信号时，峰值功率放大电路的负载阻抗无穷大，由所述载波功率放大电路实现输入信号的放大；
当功分器输入端输入高功率信号时，所述切比雪夫输入匹配网络的输出阻抗匹配于所述峰值功率放大电路中峰值功率放大器的最佳源阻抗，与所述载波功率放大电路共同实现输入信号的放大。
进一步，所述切比雪夫输入匹配网络包括第一电感、第二电感、第一电容和第二电容，其中，基于输入信号对应的不同频率调节第一电容及第一电感，实现切比雪夫输入匹配网络的输出阻抗与峰值功率放大器的最佳源阻抗的频变动态匹配；
所述第一电感的一端连接第一电容的一端，第一电感的另一端连接第二电感的一端，第一电容的另一端为切比雪夫输入匹配网络的输入端；
所述第二电感包括依次串接的m个子电感，第一个子电感的一端为所述第二电感的输入端，第m个子电感的另一端为所述第二电感的输出端；所述第二电容包括m个子电容，第一个子电容的一端同时连接第一个子电感的另一端和第二个子电感的一端，第i个子电容的一端同时连接第i个子电感的另一端和第i+1个子电感的一端，第m个子电容的一端连接第m个子电感的另一端，所述m个子电容的另一端均接地，其中，1≤i≤m。
进一步，所述第一电容容值的计算公式为：
Figure BDA0002612431840000021
式中，CX为第一电容的容值，ω0为输入信号的工作频带对应的角频率，LX为切比雪夫输入匹配网络的额外电感值，其中，
Figure BDA0002612431840000031
式中，XH为输入信号的工作频带下的最高频率对应的峰值功率放大器最佳源阻抗的虚部。
进一步，所述载波功率放大电路包括相延网络，用于实现所述载波功率放大电路与峰值功率放大电路输出电流相位的同步；所述相延网络包括T型单元或π型单元；
所述T型单元包括第一元件、第二元件和第三元件，其中，所述第一元件的一端分别连接第二元件的一端和第三元件的一端，第一元件的另一端为T型单元的输入端，所述第二元件的另一端为T型单元的输出端，所述第三元件的另一端接地；
所述第一元件、第二元件和第三元件为电感或电容。
进一步，所述第一元件、第二元件及第三元件的电抗值计算公式为：
Figure BDA0002612431840000032
Figure BDA0002612431840000033
式中，z1、z2、z3分别为第一元件、第二元件、第三元件对应的电抗值，z0为功分器输出端口的端口阻抗，θ为载波功率放大电路与峰值功率放大电路的输出电流之间的相位差；
当zn为正时对应元件为电感，由
Figure BDA0002612431840000034
计算得到对应元件的电感值
Figure BDA0002612431840000035
当zn为负时对应元件为电容，由
Figure BDA0002612431840000036
计算得到对应元件的电容值
Figure BDA0002612431840000037
其中，n取1,2,3。
进一步，所述π型单元包括第四元件、第五元件和第六元件，所述第四元件的一端为π型单元的输入端，另一端为π型单元的输出端，所述第五元件串接在π型单元的输入端与地之间，所述第六元件串接在π型单元的输出端与地之间；
所述第四元件、第五元件和第六元件为电感或电容。
进一步，所述第四元件、第五元件及第六元件的电纳值的计算公式为：
Figure BDA0002612431840000041
Figure BDA0002612431840000042
式中，Y1、Y2、Y3分别为第四元件、第五元件、第六元件对应的电纳值，θ为载波功率放大电路与峰值功率放大电路的输出电流之间的相位差；
当Yn为正时对应元件为电容，由
Figure BDA0002612431840000043
计算得到对应元件的电容值
Figure BDA0002612431840000044
当Yn为负时对应元件为电感，由
Figure BDA0002612431840000045
计算得到对应元件的电感值
Figure BDA0002612431840000046
进一步，所述载波功率放大电路包括载波功率放大器，所述载波功率放大器为AB类功率放大器。
进一步，所述峰值功率放大器为C类功率放大器。
进一步，所述载波功率放大器与峰值功率放大器均为GaN HEMT晶体管。
与现有技术相比，本发明至少可实现如下有益效果之一：
1、一种紧凑型宽带Doherty功率放大器，包括载波功率放大电路和峰值功率放大电路，该峰值功率放大电路包括切比雪夫输入匹配网络，当功分器输入端输入低功率信号时，峰值功率放大电路的负载阻抗无穷大，由载波功率放大电路实现输入信号的放大；当功分器输入端输入高功率信号时，切比雪夫输入匹配网络的输出阻抗匹配于峰值功率放大电路中峰值功率放大器的最佳源阻抗，与载波功率放大电路共同实现输入信号的放大。通过切比雪夫输入匹配网络的输出阻抗与峰值功率放大器的最佳源阻抗的频变动态匹配，有效抑制了峰值功率放大器的开启点随频率偏移的现象，改善了Doherty功率放大器的宽带性能，具有较高的使用价值。
2、通过切比雪夫输入匹配网络，实现了切比雪夫输入匹配网络的输出阻抗与峰值放大器最佳源阻抗的频变动态匹配，解决了现有的Doherty功率放大器只能在单频点实现预期的阻抗变换造成的宽带性能较差的问题，提高了Doherty功率放大器的宽带性能。
3、相延网络用于实现载波功率放大电路与峰值功率放大电路输出电流相位的同步。该相延网络采用LC组成的T型单元或π型单元实现，相比于现有Doherty功率放大器中的λ/4微带相延线，有效节省了Doherty功率放大器的布版面积，有利于Doherty功率放大器的小型化。
本发明中，上述各技术方案之间还可以相互组合，以实现更多的优选组合方案。本发明的其他特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分优点可从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过说明书以及附图中所特别指出的内容中来实现和获得。
附图说明
附图仅用于示出具体实施例的目的，而并不认为是对本发明的限制，在整个附图中，相同的参考符号表示相同的部件。
图1为一个实施例中紧凑型宽带Doherty功率放大器结构示意图；
图2为切比雪夫输入匹配网络结构示意图；
图3为峰值功率放大器在负载牵引与源牵引下的相关数据图；
图4为切比雪夫输入匹配网络输出阻抗的虚部随频率变化趋势图；
图5为T型单元结构示意图；
图6为π型单元结构示意图；
图7为传统Doherty功率放大器中峰值功率放大器的输出功率与漏极效率关系图；
图8为紧凑型宽带Doherty功率放大器中峰值功率放大器的输出功率与漏极效率关系图；
附图标记：
100-功分器，200-载波功率放大电路，201-相延网络，202-载波输入匹配网络，203-载波功率放大器，204-低阶LC阻抗逆变器，300-峰值功率放大电路，301-切比雪夫输入匹配网络，302-峰值功率放大器，303-峰值输出匹配网络，304-λ/4开路补偿线，400-后匹配网络。
具体实施方式
下面结合附图来具体描述本发明的优选实施例，其中，附图构成本申请一部分，并与本发明的实施例一起用于阐释本发明的原理，并非用于限定本发明的范围。
传统的Doherty功率放大器中包含的λ/4微带相位延迟主要由微带线实现载波功率放大电路输出电流相位的延迟，但是微带线过长，不利于小型化设计,同时，只能在单频点实现预期的阻抗变换，宽带性能较差。为此，本申请提出了一种紧凑型宽带Doherty功率放大器，包括切比雪夫输入匹配网络，通过该切比雪夫输入匹配网络，能够实现切比雪夫输入匹配网络的输出阻抗与载波功率放大器的最佳源阻抗的匹配，有效抑制了峰值功率放大器的开启点随频率偏移的现象，此时峰值功率放大电路与载波功率放大电路共同实现高功率输入信号的放大，改善了Doherty功率放大器的宽带性能。同时，该Doherty功率放大器还包括相延网络，该相延网络主要使用电感或电容组成T型单元或π型单元，相比于现有Doherty功率放大器的λ/4微带相位延迟，电感或电容组成的T型单元或π型单元有效节省了Doherty功率放大器的布版面积，具有较高的实用价值。
本发明的一个具体实施例，公开了一种紧凑型宽带Doherty功率放大器，如图1所示。包括载波功率放大电路200，连接在功分器100的一个输出端；峰值功率放大电路300，连接在功分器的另一个输出端；峰值功率放大电路包括切比雪夫输入匹配网络，切比雪夫输入匹配网络与功分器的所述另一个输出端连接；后匹配网络400，用于将合路点阻抗匹配于负载阻抗；其中，当功分器输入端输入低功率信号时，峰值功率放大电路的负载阻抗无穷大，由载波功率放大电路实现输入信号的放大；当功分器输入端输入高功率信号时，切比雪夫输入匹配网络的输出阻抗匹配于峰值功率放大电路中峰值功率放大器的最佳源阻抗，与载波功率放大电路共同实现输入信号的放大。
具体来说，载波功率放大电路200包括载波输入匹配网络202、载波功率放大器203、低阶LC阻抗逆变器204，其中，载波功率放大器为AB类功率放大器，载波输入匹配网络主要借助斯密斯圆图实现载波功率放大器的输入匹配，低阶LC阻抗逆变器在输入低功率信号时将载波功率放大器匹配到高阻抗以提高载波功率放大器的效率，在输入高功率信号时由高阻抗逐渐降低为低阻抗以得到饱和功率输出。峰值功率放大器包括切比雪夫输入匹配网络301、峰值功率放大器302、峰值输出匹配网络303和λ/4开路补偿线304，其中，峰值功率放大器为C类功率放大器，载波功率放大器与峰值功率放大器均为GaN HEMT晶体管。切比雪夫输入匹配网络与功分器的另一个输出端连接，当在功分器输入端输入高功率信号时，切比雪夫输入匹配网络的输出阻抗匹配于峰值功率放大电路中峰值功率放大器的最佳源阻抗，与载波功率放大电路共同实现输入信号的放大，其中，切比雪夫输入匹配网络的输出阻抗指的是由峰值功率放大器的栅极看向功分器输出端口处的阻抗。λ/4开路补偿线用于使合路点向峰值功率放大器的视在阻抗在功率回退区之前呈现无穷大，此时由载波功率放大电路实现输入信号的放大，同时，还能够降低载波功率放大器向峰值功率放大电路泄露的电流以提高Doherty功率放大器的工作效率。后匹配网络，用于将合路点阻抗匹配于负载阻抗，同时还有隔绝直流的作用。
与现有技术相比，本实施例提供的Doherty功率放大器，包括载波功率放大电路和峰值功率放大电路，该峰值功率放大电路包括切比雪夫输入匹配网络，当功分器输入端输入低功率信号时，峰值功率放大电路的负载阻抗无穷大，由载波功率放大电路实现输入信号的放大；当功分器输入端输入高功率信号时，切比雪夫输入匹配网络的输出阻抗匹配于峰值功率放大电路中峰值功率放大器的最佳源阻抗，与载波功率放大电路共同实现输入信号的放大。通过切比雪夫输入匹配网络的输出阻抗与峰值功率放大器的最佳源阻抗的频变动态匹配，有效抑制了峰值功率放大器的开启点随频率偏移的现象，改善了Doherty功率放大器的宽带性能。
考虑到峰值功率放大器在传统的Doherty设计中，往往是在单频点针对某个固定的源阻抗值进行匹配，并未考虑到峰值功率放大器的源阻抗会随频率变化这一现象，因此，在其他频点会有明显的失配，导致峰值功率放大器的开启点随频率漂移。为了改善这一情况，本申请提出了改进型的切比雪夫输入匹配网络，利用其“阻抗扭转”的特点，使切比雪夫输入匹配网络的输出阻抗随频率的变化与峰值功率放大器的最佳源阻抗随频率变化的趋势和范围保持一致，从而在带内各频点都有较好的匹配效果，抑制了峰值功率放大器的开启点随频率的漂移现象，改善了Doherty放大器的宽带性能。
优选地，切比雪夫输入匹配网络包括第一电感、第二电感、第一电容和第二电容，其中，基于输入信号对应的不同频率调节第一电容及第一电感，实现切比雪夫输入匹配网络的输出阻抗与峰值功率放大器的最佳源阻抗的频变动态匹配；第一电感的一端连接第一电容的一端，第一电感的另一端连接第二电感的一端，第一电容的另一端为切比雪夫输入匹配网络的输入端；第二电感包括依次串接的m个子电感，第一个子电感的一端为第二电感的输入端，第m个子电感的另一端为第二电感的输出端；第二电容包括m个子电容，第一个子电容的一端同时连接第一个子电感的另一端和第二个子电感的一端，第i个子电容的一端同时连接第i个子电感的另一端和第i+1个子电感的一端，第m个子电容的一端连接第m个子电感的另一端，m个子电容的另一端均接地，其中，1≤i≤m。
具体来说，如图2所示，切比雪夫输入匹配网络包括第一电感LX、第二电感L、第一电容CX和第二电容C。第二电感L包括依次串接的m个子电感，第二电容C包括m个子电容，其中，第一个子电容C1的一端同时连接第一个子电感L1的另一端和第二个子电感L2的一端,第二个子电容C2的一端同时连接第二个子电感L2的另一端和第三个子电感L3的一端，第i个子电容的一端同时连接第i个子电感的另一端和第i+1个子电感的一端，第m个子电容的一端连接第m个子电感的另一端，所有m个子电容的另一端均接地，其中，1≤i≤m，m值根据带内波纹选取，理论上m越大，带内波纹越小，放大器的性能越好。基于输入信号对应的不同频率调节第一电容CX及第一电感L1，以实现切比雪夫输入匹配网络的输出阻抗与峰值功率放大器的最佳源阻抗的频变动态匹配，从而提高Doherty功率放大器的宽带性能。详细的，第一电容的容值计算公式为：
Figure BDA0002612431840000101
式中，CX为第一电容的容值，ω0为输入信号的工作频带对应的角频率，LX为切比雪夫输入匹配网络的额外电感值，其中，
Figure BDA0002612431840000102
式中，XH为输入信号的工作频带下的最高频率对应的峰值功率放大器最佳源阻抗的虚部。
对于m个子电感的电感值或者m个子电容的电容值可通过下述计算得到：
Figure BDA0002612431840000103
Figure BDA0002612431840000104
其中，上述公式中，1≤i≤m，g2i-1为切比雪夫输入匹配网络中第i个子电感对应的归一化系数，g2i为切比雪夫输入匹配网络中第i个子电容对应的归一化系数，f0为输入信号工作频带的中心频点，R0为工作频带内峰值功率放大器源阻抗的电阻平均值。其中，基于一定频率的输入信号，其相对宽带FBW是已知的，同时，基于切比雪夫输入匹配网络的输入端阻抗的实部与输出端阻抗的实部比值可得到阻抗变换比r，根据相对宽带FBW和阻抗变换比r，查切比雪夫原型阻抗变换网络归一化元件表可获得相应的g2i-1及g2i的值。
通过切比雪夫输入匹配网络，实现了切比雪夫输入匹配网络的输出阻抗与峰值放大器最佳源阻抗的频变动态匹配，解决了现有的Doherty功率放大器只能在单频点实现预期的阻抗变换造成的宽带性能较差的问题，提高了Doherty功率放大器的宽带性能。
示例性的，图3示出了峰值功率放大器在负载牵引与源牵引下的相关数据图，输入信号的每一频率对应峰值功率放大器的一个最佳源阻抗，故基于输入信号的不同频率，可得到相应的峰值功率放大器的最佳源阻抗，基于切比雪夫输入匹配网络中的第一电感及第一电容与最佳源阻抗的关系可计算得到第一电感的电感值及第一电容的电容值，以实现切比雪夫输入匹配网络的输出阻抗与峰值功率放大器最佳源阻抗的频变动态匹配。
示例性的，本实施例中选取m＝3,即第二电感L包括三个子电感L1、L2和L3，第二电容C包括三个子电容C1、C2和C3，在ADS软件中借助Zin控件得到该切比雪夫输入匹配网络输出阻抗的虚部随频率变化趋势，如图4所示，可看出总体上电抗值随频率的升高而降低，且在4.5GHz为j4.808(与j4.7接近),5.1GHz为j4.05(与j4.0接近)，与最佳源阻抗的频变趋势和范围近乎一致，从而达到频变自适应匹配的效果。
优选地，载波功率放大电路还包括相延网络201，用于实现载波功率放大电路与峰值功率放大电路输出电流相位的同步；相延网络包括T型单元或π型单元。如图5所示，T型单元包括第一元件、第二元件和第三元件，其中，第一元件的一端分别连接第二元件的一端和第三元件的一端，第一元件的另一端为T型单元的输入端，第二元件的另一端为T型单元的输出端，第三元件的另一端接地；第一元件、第二元件和第三元件为电感或电容。
具体来说，相延网络用于实现载波功率放大电路与峰值功率放大电路输出电流相位的同步。该相延网络采用LC组成的T型单元或π型单元实现，相比于现有Doherty功率放大器中的λ/4微带相延线，有效节省了Doherty功率放大器的布版面积，有利于Doherty功率放大器的小型化。在实际应用中，相延网络选择T型单元还是π型单元，具体视情况而定。本实施例中的相延网络置于载波放大电路中，而实际情况中，相延网络也可以置于峰值放大电路中，连接在功分器的输出端与切比雪夫输入匹配网络之间。不管相延网络置于载波放大电路还是峰值放大电路，其作用都用于实现载波功率放大电路与峰值功率放大电路输出电流相位的同步。
优选地，第一元件、第二元件及第三元件的电抗值计算公式为：
Figure BDA0002612431840000121
Figure BDA0002612431840000122
式中，z1、z2、z3分别为第一元件、第二元件、第三元件对应的电抗值，z0为功分器输出端口的端口阻抗，θ为载波功率放大电路与峰值功率放大电路的输出电流之间的相位差；当zn为正时对应元件为电感，由
Figure BDA0002612431840000123
计算得到对应元件的电感值
Figure BDA0002612431840000124
当zn为负时对应元件为电容，由
Figure BDA0002612431840000125
计算得到对应元件的电容值
Figure BDA0002612431840000126
其中，n取1,2,3。
优选地，如图6所示，π型单元包括第四元件、第五元件和第六元件，第四元件的一端为π型单元的输入端，另一端为π型单元的输出端，第五元件串接在π型单元的输入端与地之间，第六元件串接在π型单元的输出端与地之间；第四元件、第五元件和第六元件为电感或电容。其中，第四元件、第五元件及第六元件的电纳值的计算公式为：
Figure BDA0002612431840000131
Figure BDA0002612431840000132
式中，Y1、Y2、Y3分别为第四元件、第五元件、第六元件对应的电纳值，θ为载波功率放大电路与峰值功率放大电路的输出电流之间的相位差；当Yn为正时对应元件为电容，由
Figure BDA0002612431840000133
计算得到对应元件的电容值
Figure BDA0002612431840000134
当Yn为负时对应元件为电感，由
Figure BDA0002612431840000135
计算得到对应元件的电感值
Figure BDA0002612431840000136
该相延网络采用LC组成的π型单元实现，相比于现有Doherty功率放大器中的λ/4微带相延线，有效节省了Doherty功率放大器的布版面积，有利于Doherty功率放大器的小型化。
基于相延网络及切比雪夫输入匹配网络构成的Doherty功率放大器进行仿真实验以验证宽带性能，仿真频率为4.4GHz～5.2GHz，步长为0.1GHz。若采用传统的单频点匹配的Doherty功率放大器，如图7所示的峰值功率放大器的输出功率与漏极效率关系图，峰值功率放大器的开启点表现出明显的频率偏移，且分布在31.5dBm～34.5dBm输出功率之间，即3dBm的功率区间。若采用切比雪夫输入匹配网络，如图8所示，峰值功率放大器的开启点分布在32.5dBm～34.5dBm输出功率之间，即2dBm的功率区间。可见，采用切比雪夫输入匹配网络作为峰值功率放大器的输入匹配，能够有效抑制峰值功率放大器的开启点随频率偏移现象，改善doherty放大器的宽带性能。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种紧凑型宽带Doherty功率放大器，其特征在于，包括：
载波功率放大电路，连接在功分器的一个输出端；
峰值功率放大电路，连接在功分器的另一个输出端；所述峰值功率放大电路包括切比雪夫输入匹配网络，所述切比雪夫输入匹配网络与功分器的所述另一个输出端连接；
后匹配网络，用于将合路点阻抗匹配于负载阻抗；其中，
当功分器输入端输入低功率信号时，峰值功率放大电路的负载阻抗无穷大，由所述载波功率放大电路实现输入信号的放大；
当功分器输入端输入高功率信号时，所述切比雪夫输入匹配网络的输出阻抗匹配于所述峰值功率放大电路中峰值功率放大器的最佳源阻抗，与所述载波功率放大电路共同实现输入信号的放大。
2.根据权利要求1所述的紧凑型宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述切比雪夫输入匹配网络包括第一电感、第二电感、第一电容和第二电容，其中，基于输入信号对应的不同频率调节所述第一电容及第一电感，实现切比雪夫输入匹配网络的输出阻抗与峰值功率放大器的最佳源阻抗的频变动态匹配；
所述第一电感的一端连接第一电容的一端，第一电感的另一端连接第二电感的一端，第一电容的另一端为切比雪夫输入匹配网络的输入端；
所述第二电感包括依次串接的m个子电感，第一个子电感的一端为所述第二电感的输入端，第m个子电感的另一端为所述第二电感的输出端；所述第二电容包括m个子电容，第一个子电容的一端同时连接第一个子电感的另一端和第二个子电感的一端，第i个子电容的一端同时连接第i个子电感的另一端和第i+1个子电感的一端，第m个子电容的一端连接第m个子电感的另一端，所述m个子电容的另一端均接地，其中，1≤i≤m。
3.根据权利要求2所述的紧凑型宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述第一电容的容值计算公式为：
Figure FDA0002612431830000021
式中，CX为第一电容的容值，ω0为输入信号的工作频带中心频率对应的角频率，LX为切比雪夫输入匹配网络的额外电感值，其中，
Figure FDA0002612431830000022
式中，XH为输入信号的工作频带下的最高频率对应的峰值功率放大器最佳源阻抗的虚部。
4.根据权利要求1所述的紧凑型宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述载波功率放大电路包括相延网络，用于实现所述载波功率放大电路与峰值功率放大电路输出电流相位的同步；所述相延网络包括T型单元或π型单元；
所述T型单元包括第一元件、第二元件和第三元件，其中，所述第一元件的一端分别连接第二元件的一端和第三元件的一端，第一元件的另一端为T型单元的输入端，所述第二元件的另一端为T型单元的输出端，所述第三元件的另一端接地；
所述第一元件、第二元件和第三元件为电感或电容。
5.根据权利要求4所述的紧凑型宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述第一元件、第二元件及第三元件的电抗值计算公式为：
Figure FDA0002612431830000023
Figure FDA0002612431830000024
式中，z1、z2、z3分别为第一元件、第二元件、第三元件对应的电抗值，z0为功分器输出端口的端口阻抗，θ为载波功率放大电路与峰值功率放大电路的输出电流之间的相位差；
当zn为正时对应元件为电感，由
Figure FDA0002612431830000031
计算得到对应元件的电感值
Figure FDA0002612431830000032
当zn为负时对应元件为电容，由
Figure FDA0002612431830000033
计算得到对应元件的电容值
Figure FDA0002612431830000034
其中，n取1,2,3。
6.根据权利要求4所述的紧凑型宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述π型单元包括第四元件、第五元件和第六元件，所述第四元件的一端为π型单元的输入端，另一端为π型单元的输出端，所述第五元件串接在π型单元的输入端与地之间，所述第六元件串接在π型单元的输出端与地之间；
所述第四元件、第五元件和第六元件为电感或电容。
7.根据权利要求6所述的紧凑型宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述第四元件、第五元件及第六元件的电纳值计算公式为：
Figure FDA0002612431830000035
Figure FDA0002612431830000036
式中，Y1、Y2、Y3分别为第四元件、第五元件、第六元件对应的电纳值，θ为载波功率放大电路与峰值功率放大电路的输出电流之间的相位差；
当Yn为正时对应元件为电容，由
Figure FDA0002612431830000037
计算得到对应元件的电容值
Figure FDA0002612431830000038
当Yn为负时对应元件为电感，由
Figure FDA0002612431830000039
计算得到对应元件的电感值
Figure FDA00026124318300000310
8.根据权利要求1所述的紧凑型宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述载波功率放大电路包括载波功率放大器，所述载波功率放大器为AB类功率放大器。
9.根据权利要求8所述的紧凑型宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述峰值功率放大器为C类功率放大器。
10.根据权利要求9所述的紧凑型宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述载波功率放大器与峰值功率放大器均为GaN HEMT晶体管。
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