CN102882475B - 射频功放电路的带宽扩展方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种射频功放电路的带宽扩展方法和装置，其方法包括步骤：通过第一段四分之一波长传输线将射频功放电路的源阻抗变换到中间阻抗；通过第二段四分之一波长传输线将中间阻抗变换到目标阻抗，其中，所述第一段四分之一波长传输线的阻抗Z₀₁＝Z_S〔Z_L/Z_S〕^1/4，所述第二段四分之一波长传输线的特性阻抗Z₀₂＝Z_S〔Z_L/Z_S〕^3/4，其中，Z_S为源阻抗，Z_L为目标阻抗。本发明可以使得各个频点的阻抗值都收敛为纯实数阻抗，实现了射频功放电路的带宽扩展问题。

Description

射频功放电路的带宽扩展方法和装置

技术领域

本发明涉及射频功放领域，特别是涉及一种射频功放电路的带宽扩展方法和装置。

背景技术

在移动通信系统中传输线的特征阻抗都是50Ω(欧姆，阻抗的单位)，根据Doherty原理(W.H.Doherty在1936年提出了一种提高功率放大器效率的技术)，输出合成网络需要通过一段四分之一波长的传输线来设计有源阻抗调制网络。

如图1所示，为对称Doherty的拓扑结构。35.3Ω的四分之一波长的传输线把50Ω的系统特性阻抗变换为25Ω的阻抗用于有源阻抗调制网络。然而，四分之一波长的传输线只能针对于某个特定频率实现精准的90°的电长度，对低于该频率的频点，实际的电长度小于90°，高于该频率的频点，实际的电长度大于90°，这样变换后阻抗将变得离散，呈现出了带宽选择性。

由于单管匹配设计都是各个频点阻抗匹配到同一个实数阻抗(一般都是50Ω)。阻抗变换后的离散特性改变了单管匹配的状态，影响了单管性能的发挥。同时LDMOS(横向扩散金属氧化物半导体)本身对负载阻抗比较敏感，或宽带Doherty应用时，阻抗变换的离散性对性能发挥的限制尤为明显。

发明内容

本发明的目的在于提供一种射频功放电路的带宽扩展方法和装置，能在较宽频带内实现阻抗实数变换，拓展射频功放电路的应用范围。

本发明的目的通过如下技术方案实现：

一种射频功放电路的带宽扩展方法，包括如下步骤：

通过第一段四分之一波长传输线将射频功放电路的源阻抗变换到中间阻抗；

通过第二段四分之一波长传输线将中间阻抗变换到目标阻抗，

其中，所述第一段四分之一波长传输线的阻抗Z₀₁＝Z_S〔Z_L/Z_S〕^1/4，所述第二段四分之一波长传输线的特性阻抗Z₀₂＝Z_S〔Z_L/Z_S〕^3/4，其中，Z_S为源阻抗，Z_L为目标阻抗。

一种射频功放电路的带宽扩展装置，包括依次连接的第一端口、第一段四分之一波长传输线、第二段四分之一波长传输线、第二端口，所述第一段四分之一波长传输线的阻抗Z₀₁＝Z_S〔Z_L/Z_S〕^1/4，所述第二段四分之一波长传输线的特性阻抗Z₀₂＝Z_S〔Z_L/Z_S〕^3/4，其中，Z_S为源阻抗，Z_L为目标阻抗。

依据上述本发明的方案，通过两步实现在较宽频带内的阻抗实数变换：首先将源阻抗变换到目标阻抗、源阻抗中间的某个值(中间阻抗)，然后再变换到目标值，这样通过两段四分之一波长传输线可以实现相移补偿，使得各个频点的相移都是90°，也就使得各个频点的阻抗值都收敛为纯实数阻抗，实现了射频功放电路的带宽扩展问题。

附图说明

图1为Doherty的拓扑结构示意图；

图2为本发明实施例的射频功放电路的带宽扩展方法的流程示意图；

图3为本发明的射频功放电路的带宽扩展方法的原理图；

图4为本发明实施例的射频功放电路的带宽扩展装置的结构示意图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图对本发明作进一步阐述，但本发明的实现方式不限于此。

实施例1

参见图2所示，为本发明实施例的射频功放电路的带宽扩展方法的流程示意图，如图1所示，该实施例的射频功放电路的带宽扩展方法包括如下步骤：

步骤S101：通过第一段四分之一波长传输线将射频功放电路的源阻抗变换到中间阻抗，源阻抗是第一段四分之一波长传输线的输出阻抗，如对于图1中的情况，其源阻抗为50Ω，一般情况下，源阻抗的大小是恒定的，中间阻抗为第一段四分之一波长传输线的输入阻抗，其值由第一段四分之一波长传输线的特性阻抗值和源阻抗值决定；

步骤S102：通过第二段四分之一波长传输线将中间阻抗变换到目标阻抗，其中，目标阻抗为第二段四分之一波长传输线的输入阻抗，也为阻抗变换的目标值，如对图1中的Doherty的拓扑结构，其目标阻抗为25Ω，在实际情况中，根据不同的要求，目标阻抗可能为不同的值；

其中，所述第一段四分之一波长传输线的阻抗Z₀₁＝Z_S〔Z_L/Z_S〕^1/4，所述第二段四分之一波长传输线的特性阻抗Z₀₂＝Z_S〔Z_L/Z_S〕^3/4，其中，Z_S为源阻抗，Z_L为目标阻抗。

为了便于理解本发明的方案，下面详细介绍一下本发明的原理。

通过分析四分之一波长传输线的阻抗变换效果可知，射频信号通过传输线后，高频点的相移超过90°，低频点的相移小于90°。那么，假如再加一段合适特性阻抗的四分之一波长传输线，是否就可以补偿前一段四分之一波长传输线导致的相移差，使各个频点的阻抗值都收敛为纯实数阻抗，这样在实际阻抗变换时，不是一步到位变换到目标阻抗，而是通过两步实现：首先将源阻抗变换到目标阻抗、源阻抗中间的某个值，然后再变换到目标阻抗。

下面就来进行具体分析，参见图3所示，为本发明的射频功放电路的带宽扩展方法原理示意图，其中，Z₀₁为第一段传输线的特性阻抗，Z₀₂为第二段传输线的特性阻抗，θ₁为第一段传输线的相移，θ₂为第二段传输线的相移，Z_L为第一参考面处的输入阻抗，Z_X为第二参考面处的输入阻抗，Z_S为第三参考面处的输入阻抗，其中，Z₀₂＝kZ₀₁，k为比例系数。

由于实际微带线、同轴线等传输线都是低耗传输线，所以分析时都不考虑色散特性。

对于中心频点f₀，如下关系式是成立的：

$Z_{01}^2=Z_x{Z}_S---\left(1\right)$

(kZ₀₁)²＝Z_xZ_L(2)

由式(1)、(2)可得：

$k=\sqrt{Z_L/Z_S}---\left(3\right)$

从λ＝v_pT＝v_p/f可知，不同特性阻抗的传输线，当中心频点f₀电长度相等时，在其他频点f，电长度也是相等的。所以存在关系式：对同样频率的频点，相移θ₁＝θ₂。下面计算都用θ来代替θ₁、θ₂，则

$Z_x=Z_{01}\frac{Z_S+{\mathrm{jZ}}_{01}\mathrm{tg\θ}}{Z_{01}+{\mathrm{jZ}}_S\mathrm{tg\θ}}---\left(4\right)$

$Z_L={\mathrm{kZ}}_{01}\frac{Z_x+{\mathrm{jkZ}}_{01}\mathrm{tg\θ}}{{\mathrm{kZ}}_{01}+{\mathrm{jZ}}_x\mathrm{tg\θ}}---\left(5\right)$

将(4)式代入(5)式得：

$Z_L={\mathrm{kZ}}_{01}\frac{Z_{01}\frac{Z_S+{\mathrm{jZ}}_{01}\mathrm{tg\θ}}{Z_{01}+{\mathrm{jZ}}_S\mathrm{tg\θ}}+{\mathrm{jkZ}}_{01}\mathrm{tg\θ}}{{\mathrm{kZ}}_{01}+{\mathrm{jZ}}_{01}\frac{Z_S+{\mathrm{jZ}}_{01}\mathrm{tg\θ}}{Z_{01}+{\mathrm{jZ}}_S\mathrm{tg\θ}}\mathrm{tg\θ}}$

$={\mathrm{kZ}}_{01}\frac{Z_S(1-{\mathrm{ktg}}^2\mathrm{\θ})+{\mathrm{jZ}}_{01}(1+k)\mathrm{tg\θ}}{Z_{01}(k-{\mathrm{tg}}^2\mathrm{\θ})+{\mathrm{jZ}}_S(k+1)\mathrm{tg\θ}}$

$={\mathrm{kZ}}_{01}\frac{[Z_S(1-{\mathrm{ktg}}^2\mathrm{\θ})+{\mathrm{jZ}}_{01}(1+k)\mathrm{tg\θ}][Z_{01}(k-{\mathrm{tg}}^2\mathrm{\θ})-{\mathrm{jZ}}_S(k+1)\mathrm{tg\θ}]}{[Z_{01}(k-{\mathrm{tg}}^2\mathrm{\θ})+{\mathrm{jZ}}_S(k+1)\mathrm{tg\θ}][Z_{01}(k-{\mathrm{tg}}^2\mathrm{\θ})-{\mathrm{jZ}}_S(k+1)\mathrm{tg\θ}]}$

由于为实数，在这暂不考虑其具体数值。令Z′_L＝[Z_S(1-ktg²θ)+jZ₀₁(1+k)tgθ][Z₀₁(k-tg²θ)-jZ_s(k+1)tgθ]，则：

Im(Z′_L)＝-jZ_S(1-ktg²θ)Z_S(k+1)tgθ+jZ₀₁(1+k)tgμZ₀₁(k-tg²θ)(6)其中，Im表示取Z′_L的虚部，要得到实数阻抗，意味着(6)式等于零。展开(6)式得：

$\mathrm{Im}\left(Z_L^{\′}\right)=-{\mathrm{jZ}}_S\left({1-\mathrm{ktg}}^2\mathrm{\θ}\right)Z_S(k+1)\mathrm{tg\θ}+{\mathrm{jZ}}_{01}(1+k)\mathrm{tg}{\mathrm{\θZ}}_{01}(k-{\mathrm{tg}}^2\mathrm{\θ})=0$

$\⇒{-Z}_S(1-{\mathrm{ktg}}^2\mathrm{\θ})Z_S+Z_{01}^2(k-{\mathrm{tg}}^2\mathrm{\θ})=0$

$\⇒{\mathrm{tg}}^2\mathrm{\θ}=\frac{Z_S^2-{\mathrm{kZ}}_{01}^2}{{\mathrm{kZ}}_S^2-Z_{01}^2}---\left(7\right)$

对于f₀频点，结合(7)式可知：

${\mathrm{kZ}}_S^2-Z_{01}^2=0\⇒Z_{01}=\sqrt{k}{Z}_S---\left(8\right)$

(3)式代入(8)式得：

Z₀₁＝Z_S〔Z_L/Z_S〕^1/4(9)

则

Z₀₂＝Z_S〔Z_L/Z_S〕^3/4(10)

以对称Doherty为例，Z_S＝50Ω，Z_L＝25Ω。则第一段四分之一波长传输线的特性阻抗为：50×〔25/50〕^1/4＝42.05Ω。第二段四分之一波长传输线的特性阻抗为：42.05×0.707＝29.73Ω。

实施例2

根据上述本发明的射频功放电路的带宽扩展方法，本发明还提供一种射频功放电路的带宽扩展装置，以下就本发明的带宽扩展装置的实施例进行详细说明。

图2中示出了本发明的射频功放电路的带宽扩展装置的结构示意图，该实施例中的射频功放电路的带宽扩展装置包括依次连接的第一端口I、第一段四分之一波长传输线201、第二段四分之一波长传输线202、第二端口II，所述第一段四分之一波长传输线201的阻抗Z₀₁＝Z_S〔Z_L/Z_S〕^3/4，所述第二段四分之一波长传输线202的特性阻抗Z₀₂＝Z_S〔Z_L/Z_S〕^1/4，其中，Z_S为源阻抗，Z_L为目标阻抗，其中，源阻抗是第一段四分之一波长传输线的输出阻抗，如对于图1中的情况，其源阻抗为50Ω，一般情况下，源阻抗的大小是恒定的，中间阻抗为第一段四分之一波长传输线的输入阻抗，其值由第一段四分之一波长传输线的特性阻抗值和源阻抗值决定，目标阻抗为第二段四分之一波长传输线的输入阻抗，也为阻抗变换的目标值，如对图1中的Doherty的拓扑结构，其目标阻抗为25Ω，在实际情况中，根据不同的要求，目标阻抗可能为不同的值。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (2)

1.一种射频功放电路的带宽扩展方法，其特征在于，包括如下步骤：

通过第一段四分之一波长传输线将射频功放电路的源阻抗变换到中间阻抗；

通过第二段四分之一波长传输线将中间阻抗变换到目标阻抗；

其中，所述第一段四分之一波长传输线的特性阻抗、所述第二段四分之一波长传输线的特性阻抗通过如下方式获得：

根据(kZ₀₁)²＝Z_xZ_L确定Z₀₁与Z₀₂的比例系数k，其中，

将 $Z_x=Z_{01}\frac{Z_S+j{Z}_{01}\mathrm{tg\θ}}{Z_{01}+j{Z}_S\mathrm{tg\θ}}$ 代入 $Z_L=k{Z}_{01}\frac{Z_x+\mathrm{jk}{Z}_{01}\mathrm{tg\θ}}{{\mathrm{kZ}}_{01}+j{Z}_x\mathrm{tg\θ}}$ 获得：

$Z_L=k{Z}_{01}\frac{[Z_S(1-\mathrm{kt}{g}^2\mathrm{\θ})+j{Z}_{01}(1+k)\mathrm{tg\θ}][Z_{01}(k-{\mathrm{tg}}^2\mathrm{\θ})-j{Z}_S(k+1)\mathrm{tg\θ}]}{[Z_{01}(k-{\mathrm{tg}}^2\mathrm{\θ})+j{Z}_S(k+1)\mathrm{tg\θ}][Z_{01}(k-{\mathrm{tg}}^2\mathrm{\θ})-j{Z}_S(k+1)\mathrm{tg\θ}]};$

令Z′_L＝[Z_S(1-ktg²θ)+jZ₀₁(1+k)tgθ][Z₀₁(k-tg²θ)-jZ_S(k+1)tgθ]，得到Im(Z′_L)＝-jZ_S(1-ktg²θ)Z_S(k+1)tgθ+jZ₀₁(1+k)tgθZ₀₁(k-tg²θ)；

为得到实数阻抗，令Im(Z′_L)＝0，得到

结合 ${\mathrm{tg}}^2\mathrm{\θ}=\frac{Z_S^2-k{Z}_{01}^2}{{\mathrm{kZ}}_S^2-Z_{01}^2},$ θ＝90°得到 $Z_{01}=\sqrt{k}{Z}_S;$

结合Z₀2＝kZ₀₁获得Z₀₁＝Z_S(Z_L/Z_S)^1/4、Z₀₂＝Z_S(Z_L/Z_S ^)3/4；

其中，Z₀₁为第一段传输线的特性阻抗，Z₀₂为第二段传输线的特性阻抗，θ表示相移，Z_L为目标阻抗，Z_X为中间阻抗，Z_S为源阻抗。

2.一种射频功放电路的带宽扩展装置，其特征在于，包括依次连接的第一端口、第一段四分之一波长传输线、第二段四分之一波长传输线、第二端口；

其中，所述第一段四分之一波长传输线的特性阻抗、所述第二段四分之一波长传输线的特性阻抗通过如下方式获得：

根据(kZ₀₁)²＝Z_xZ_L确定Z₀₁与Z₀₂的比例系数k，其中，

将 $Z_x=Z_{01}\frac{Z_S+j{Z}_{01}\mathrm{tg\θ}}{Z_{01}+j{Z}_S\mathrm{tg\θ}}$ 代入 $Z_L=k{Z}_{01}\frac{Z_x+\mathrm{jk}{Z}_{01}\mathrm{tg\θ}}{{\mathrm{kZ}}_{01}+j{Z}_x\mathrm{tg\θ}}$ 获得：

$Z_L=k{Z}_{01}\frac{[Z_S(1-\mathrm{kt}{g}^2\mathrm{\θ})+j{Z}_{01}(1+k)\mathrm{tg\θ}][Z_{01}(k-{\mathrm{tg}}^2\mathrm{\θ})-j{Z}_S(k+1)\mathrm{tg\θ}]}{[Z_{01}(k-{\mathrm{tg}}^2\mathrm{\θ})+j{Z}_S(k+1)\mathrm{tg\θ}][Z_{01}(k-{\mathrm{tg}}^2\mathrm{\θ})-j{Z}_S(k+1)\mathrm{tg\θ}]};$

令Z′_L＝[Z_S(1-ktg²θ)+jZ₀₁(1+k)tgθ][Z₀₁(k-tg²θ)-jZ_S(k+1)tgθ]，得到Im(Z′_L)＝-jZ_S(1-ktg²θ)Z_S(k+1)tgθ+jZ₀₁(1+k)tgθZ₀₁(k-tg²θ)；

为得到实数阻抗，令Im(Z′_L)＝0，得到

结合 ${\mathrm{tg}}^2\mathrm{\θ}=\frac{Z_S^2-k{Z}_{01}^2}{{\mathrm{kZ}}_S^2-Z_{01}^2},$ θ＝90°得到 $Z_{01}=\sqrt{k}{Z}_S;$

结合Z₀₂＝kZ₀₁获得Z₀₁＝Z_S(Z_L/Z_S)^1/4、Z₀₂＝Z_S(Z_L/Z_S)^3/4；

其中，Z₀₁为第一段传输线的特性阻抗，Z₀₂为第二段传输线的特性阻抗，θ表示相移，Z_L为目标阻抗，Z_X为中间阻抗，Z_S为源阻抗。