CN103490733A - 一种频率比1.25至2.85的双频带Doherty功率放大器 - Google Patents

Abstract

一种频率比1.25至2.85的双频带Doherty功率放大器，它由主功放（100）、辅助功放（200）、双频耦合器（300）、功率合成（400）组成。本发明可工作在两个频段上，两个工作频率的比值在1.25到2.85之间，双频带耦合器将输入的射频信号分为幅度相同，相位相差90⁰的两路信号，分别送入主功放与辅助功放，经功率合成以后输出。本发明中为了防止可能出现的自激振荡，加入了稳定网络。本发明主功放与辅助功放中的双频匹配网络可根据双频带的频率比合适地选择双频窄带匹配网络或者包含两工作频率的宽带匹配网络。本发明适用于多频段通信放大电路。

Description

一种频率比1.25至2.85的双频带Doherty功率放大器

技术领域

本发明涉及一种工作频率比值在1.25到2.85之间的双频带Doherty功率放大器，属通讯电子器件技术领域。

背景技术

1936年，贝尔实验室的WH.Doherty提出了Doherty架构的高效率功率放大器，其最初使用真空管，为提高传统振幅调制的平均效率而设计。经过多年的发展，特别是近些年将Doherty功率放大器引入微波领域后，Doherty功放进入了飞速发展的阶段。

传统的Doherty功放结构框图如图1所示，Doherty功率放大器（DPA）由主放大器（Carrier amplifier）和辅助放大器（Peak amplifier）构成。主放大器工作于AB类或者B类工作状态，辅助功率放大器工作于C类状态。功分器将输入的射频信号分成两路分别送入主放大器和辅助放大器，输入信号较小时，辅助放大器并未进入工作状态，输出功率由主放大器提供。当输入信号的功率到达某一临界点时，辅助放大器刚好进入工作状态，且主放大器此时也接近饱和状态。若再继续增加输入功率，则辅助功率放大器进入稳定的工作状态，整个Doherty放大器进入高输出功率状态。主功放后面的λ/4传输线起到阻抗变换的作用，目的是在辅助功放工作时，起到减小主功放等效负载阻抗的作用，其原理为有源负载牵引，即当辅助放大器工作时，随着其电流的增大，主功放的等效负载减小，其电流继续增大，使得输出功率与效率维持在较高的水平。

双频带Doherty功放能工作在两个频段，工作频率比值在1.25到2.85之间，能够很好地满足设备多频段的通信需要，减小设备的体积。双频Doherty功放实现的难点在于如何将传统Doherty功放中的单频率模块替换为双频模块。本发明针对此问题，提供一种双频带Doherty功放的具体实施方式。

发明内容

本发明的目的是，根据双频Doherty功放实现的难点在于如何将传统Doherty功放中的单频率模块替换为双频模块的问题，本发明公开一种工作频率比值在1.25到2.85之间的双频带Doherty功率放大器。

实现本发明的技术方案是，本发明双频带Doherty功率放大器由主功放100、辅助功放200、双频带耦合器300和功率合成400所组成。

主功放100包含有双频输入匹配101、栅极偏置102、Carrier功放103、漏极偏置104、双频输出匹配105和双频相位补偿106；

辅助功放200包含有双频输入匹配201、栅极偏置202、Peak功放203、漏极偏置204、双频输出匹配205和双频相位补偿206。

双频带耦合器300，将输入的射频信号分成幅度相同，相位相差90⁰的两路信号，其设计基于具有90⁰电长度特性的双频T型微带线基本单元，在分别设计好等效特性阻抗为50Ω与35.4Ω的T型微带线后，根据传统的3dB微带分支线耦合器设计方法即可设计所需的双频带耦合器。实际的PCB电路中，微带所能实现的特性阻抗大约为20Ω到120Ω，用双频T型微带单元设计的双频耦合器，其能实现的频率比值大致为1.25到2.85，双频频率比值范围较宽。

功率合成400，包含有：双频带阻抗逆置器401，双频带阻抗变换器402。双频带阻抗逆置器及双频带阻抗变换器分别选用等效特性阻抗为50Ω与35.4Ω的90⁰双频T型微带实现。

所述双频带耦合器（300）的端口Port1连接射频输入信号，无相移的输出端口Port2连接到主功放的输入端，90⁰相移端口Port3连接到辅助功放的输入端；主功放（100）的输出端连接到双频带阻抗逆置器（401）的输入端，辅助功放（200）的输出端连接到双频带阻抗变换器（402）的输入端。

输入信号接双频带耦合器300的输入端，双频带耦合器300的输出端分别接主功放的双频输入匹配101的输入端和辅助功放的双频输入匹配201的输入端；主功放的双频输入匹配101的输出端接栅极偏置102的输入端，栅极偏置102的输出端接Carrier功放103的输入端，Carrier功放103的输出端接漏极偏置104的输入端，漏极偏置104的输出端接双频输出匹配105的输入端，双频输出匹配105的输出端接双频相位补偿106的输入端，双频相位补偿106的输出端接功率合成400的双频带阻抗逆置器401的输入端；辅助功放200的双频输入匹配201的输出端接栅极偏置202的输入端，栅极偏置202的输出端接Peak功放203的输入端，Peak功放203的输出端接漏极偏置204的输入端，漏极偏置204的输出端接双频输出匹配205的输入端，双频输出匹配205的输出端接双频相位补偿206的输入端，双频相位补偿106的输出端与双频带阻抗逆置器401的输出端共同接功率合成400的双频带阻抗变换器402的输入端；最终的信号由双频带阻抗变换器402的输出端输出。

本发明双频带Doherty功率放大器中的栅极偏置102、202中，由90⁰电长度特性双频T型微带并联多个不同电容值的去耦电容，在双频带上形成终端短路的λ/4波长线，并且加入了铁氧体磁环，防止输入的射频信号泄露到直流供电端。电阻Rs并联电容Cs的阻容网络与电阻R_bias构成稳定网络，用以避免功放管在某些频率点上引起自激振荡。可调电位器与二极管提供合适的偏压，且一定程度上能提供温度补偿。

本发明双频带Doherty功率放大器中的漏极偏置由90⁰电长度特性双频T型微带并联多个不同电容值得去耦电容构成，且加入了铁氧体磁环，阻止射频信号对直流供电端的影响。谐波抑制结构由两段终端开路的微带实现，物理长度分别对应频率f₁、f₂处的λ₁/8与λ₂/8，用于抑制两个工作频段上的二次谐波，一定程度上改善带外性能。

本发明双频带Doherty功率放大器中的双频输入匹配与双频输出匹配根据两频率比值n=f₂/f₁（f₂>f₁）的范围来选用双阻抗匹配网络，或者采用宽带匹配网络。当频率比值1.25≤n≤2.85时，可以用双阻抗匹配网络；当频率比值1.25≤n≤1.5时，也可以考虑用宽带匹配网络。

本发明双频带Doherty功放中的双频带模块，例如双频带耦合器、双频带阻抗逆置器、双频带阻抗变换器等，在理论上适用于任何两个频带，而在实际的PCB电路中，所能实现的微带特性阻抗大约为20Ω到120Ω，因此限定了双频频率比的范围。本发明中使用具有90⁰电长度特性的双频T型微带设计的双频模块，能实现的频率比值n大致为1.25到2.85，具有宽频率比。设计过程中，主功放100与辅助功放200中可以采用不同的功率管，辅助功放管203选用大功率管，或者辅助功放200中的漏极偏置电压略大于主功放100中的电压，也可以两种方法结合使用，一定程度上有助于提高Doherty功放的效率和增大功率回退范围。

本发明的有益效果是，双频带Doherty功放能工作在两个频段，工作频率比值在1.25到2.85之间，能够很好地满足设备多频段的通信需要，大大减小设备的体积，节省设备成本。

本发明适用于多频段通信。

附图说明

图1为传统Doherty结构示意图；

图2为本发明实施例所提供的双频带Doherty功放框图；

图3为本发明实施例所使用的具有90⁰电长度特性的双频T型微带；

图4为本发明实施例所使用的双频带耦合器；

图5为本发明实施例所提供的栅极偏置及稳定网络；

图6为本发明实施例所提供的宽带匹配网络；

图7为本发明实施例所使用的双阻抗匹配网络；

图8为本发明实施例所使用的双频相位补偿线；

图9为本发明实施例所提供的漏极偏置及谐波抑制网络；

图10为实施例一双频带Doherty功放的连接方式；

图2中，100是主功放；101是双频输入匹配网络；102是栅极偏置；103是Carrier功放；104是漏极偏置；105是双频输出匹配；106是双频相位补偿；200是辅助功放；201是双频输入匹配网络；202是栅极偏置；203是Peak功放；204是漏极偏置；205是双频输出匹配；206是双频相位补偿；300是双频带耦合器；400是功率合成；401是双频带阻抗逆制器，50Ω；402是双频带阻抗变换器，35.4Ω。

具体实施方式

本发明具体实施方式如图2至图10所示。

图2给出了本发明实施例的双频带Doherty功放的结构框图，该Doherty功放由如下几部分组成：双频带耦合器300、主功放100与辅助功放200、功率合成400。

主功放100包含有双频输入匹配网络101，栅极偏置102，Carrier功放103，漏极偏置104，双频输入匹配105，双频相位补偿106；

辅助功放200包含有双频输入匹配网络201，栅极偏置202，Peak功放203，漏极偏置204，双频输入匹配205，双频相位补偿206。

双频带耦合器300的端口Port1连接射频输入信号，其将输入的射频信号分成幅度相同，相位相差90⁰的两路信号。无相移的输出端口Port2连接到主功放输入匹配101的输入端，90⁰相移端口Port3连接到辅助功放输入匹配201的输入端，耦合器300的端口Port4接50Ω的电阻，用于消除反射波。信号经耦合器后，分为两路信号，分别经过各自的输入匹配网络、栅极偏置后，进入主放大器、辅助放大器的功放管放大后，通过各支路的漏极偏置、输出匹配网络以及双频相位补偿后输出。主功放100中双频相位补偿模块的输出端连接到双频带阻抗逆置器401的输入端，辅助功放200中双频相位补偿模块的输出端连接到双频带阻抗变换器402的输入端，最终的信号由阻抗变换器402的输出端输出，具体的连接方式见图2所示。

栅极偏置及漏极偏置都是由90⁰电长度特性双频T型微带并联多个不同电容值的去耦电容构成。在工作的双频上，去耦电容对高频短路，形成终端短路的λ/4波长线，其输入阻抗为无穷大，并且加入了铁氧体磁环，防止输入的射频信号泄露到直流供电端。

谐波抑制网络由两段终端开路的微带实现，分别对应工作频率2f₁、2f₂处90⁰的电长度，形成短路，用于抑制2f₁、2f₂处的频率，有效改善带外性能。电阻Rs与Cs并联的阻容网络与电阻R_bias构成稳定网络，防止自激振荡。可调电位器与二极管提供合适的偏压，且一定程度上能提供温度补偿。

本发明中多处使用到了具有90⁰电长度特性的双频T型微带线基本单元，见图3所示，下面给出其设计的公式。

令θ_0f0=nπ,θ_kf0=mπ,其中n、m的取值为1,2，…。

根据θ_f1/θ_f2＝f₁/f₂，θ_0f2=nπ±θ_0f1，θ_kf2=mπ±θ_kf1，得到θ_0f1，θ_0f2，θ_kf1，θ_kf2的值；

根据公式Z₀=±Z_c/tan(θ_0f1)得到Z₀的值；

其中Z_c为希望得到的T型微带线的等效特性阻抗；如果得到的Z₀、Z_k的值不合适，则重新取n，m的值计算。

上面式中，θ_0f1，θ_0f2，θ_kf1，θ_kf2分别为图3中对应微带线在相应频率f₁、f₂上的电长度；Z₀、Z_b为图3中相应微带线的特性阻抗；Z_c为希望得到的T型微带线的等效特性阻抗。

实施例1

Doherty功放工作的两个频率比值1.25≤N=f₂/f₁≤2.85，其中f₂>f₁。

双频带Doherty功放的实施框图具体如图2所示。

双频带耦合器300选用的是图4所示的双频微带分支线耦合器，其将输入的射频信号分成幅度相同，相位相差90⁰的两路信号分别输入主功放和辅助功放。其设计基于具有90⁰电长度特性的双频T型微带线基本单元，分别设计好等效特性阻抗为50Ω与35.4Ω的T型微带线，再根据传统的3dB微带分支线耦合器设计方法设计，就能得到双频微带分支线耦合器。

双频带输入匹配网络101、201及输入匹配网络105、205使用图7所示的双阻抗匹配网络。

栅极偏置102、202使用图5所示的栅极偏置模块，偏置网络用于防止输入的射频信号泄露到栅极直流供电端，电阻Rs并联电容Cs的阻容网络与电阻R_bias构成稳定网络，避免功放管在某些频率点上引起自激振荡。可调电位器与二极管提供合适的偏压，且能提供温度补偿。

漏极偏置104、204使用图5所示的漏极偏置模块，偏置网络用于防止输入的射频信号泄露到漏极直流供电端。谐波抑制结构由两段终端开路的微带实现，用于抑制2f₁、2f₂处的频率，有效改善带外性能。

双频相位补偿线106、206使用图8所示双频相位补偿结构单元。

等效特性阻抗分别为50Ω与35.4Ω的双频带阻抗逆置器401及阻抗变换器402采用图3所示的双频T型微带线单元来设计，设计方法前面已有叙述。

实施例1的双频带Doherty功放的具体连接方式见图10。

实施例2

当Doherty功放工作的两个频率比值1.25≤N=f₂/f₁≤1.5时，实施例一中的双频带输入匹配网络101、201可以考虑使用宽带匹配网络，式中N的上限不局限于1.5，具体可根据实际情况自由确定。

使用负载牵引得到的最佳源阻抗与最佳负载阻抗在不同的频率点上会略有不同，综合考虑各性能指标后选取合适的源阻抗与负载阻抗值作为最佳的匹配点。

下面介绍宽带匹配网络的设计方法。

假设需要匹配的源阻抗值为Zs=Rs+jXs，负载阻抗为Z_L=R_L+jX_L，工作的两个频率为f₁、f₂，则要设计出带宽从频率f₁到频率f₂的匹配网络，匹配网络的Q_m值必须满足下式：

$Q_m<\frac{\sqrt{f_1\&CenterDot;f_2}}{f_2-f_1}=M;$

在功放输入端源阻抗的选取上，需要满足源阻抗的

输出端负载阻抗的选取上，需要满足负载阻抗的

匹配的频率点f_m取频率f₁、f₂的中间值，即f_m=（f₁+f₂）/2，通过使用仿真软件，在设计匹配网络时，让匹配网络的Q_m<M，在合理选取源阻抗与负载阻抗满足Q_L<M，Q_s<M的情况下，宽带匹配网络是可以实现的。

其中，Zs为需要匹配的源阻抗；Z_L为需要匹配的负载阻抗；Q_m为匹配网络的Q值；Q_s为源阻抗的Q值；Q_L为负载阻抗的Q值。

根据前面介绍的宽带匹配网络的设计方法，本发明中可以使用但不局限于图6所示的宽带匹配网络结构，中间省略的级数可以根据实际的需求确定。

Claims (5)

1.一种频率比1.25至2.85的双频带Doherty功率放大器，其特征在于，所述放大器由主功放（100）、辅助功放（200）、双频带耦合器（300）和功率合成（400）所组成；

所述主功放（100）包含有双频输入匹配（101）、栅极偏置（102）、Carrier功放（103）、漏极偏置（104）、双频输出匹配（105）和双频相位补偿（106）；

所述辅助功放（200）包含有双频输入匹配（201）、栅极偏置（202）、Peak功放（203）、漏极偏置（204）、双频输出匹配（205）和双频相位补偿（206）；所述双频带耦合器（300），将输入的射频信号分成幅度相同，相位相差90⁰的两路信号；

所述功率合成（400），包含有：双频带阻抗逆置器（401），双频带阻抗变换器（402）；

所述双频带耦合器（300）的端口Port1连接射频输入信号，无相移的输出端口Port2连接到主功放的输入端，90⁰相移端口Port3连接到辅助功放的输入端；主功放（100）的输出端连接到双频带阻抗逆置器（401）的输入端，辅助功放（200）的输出端连接到双频带阻抗变换器（402）的输入端。

2.根据权利要求1所述的一种频率比1.25至2.85的双频带Doherty功率放大器，其特征在于，所述双频带耦合器（300）的设计基于具有90⁰电长度特性的双频T型微带线基本单元，在分别设计好等效特性阻抗为50Ω与35.4Ω的T型微带线后，根据传统的3dB微带分支线耦合器设计方法即可设计所需的双频带耦合器；用双频T型微带单元设计的双频耦合器，其能实现的频率比值为1.25到2.85，双频频率比值范围较宽。

3.根据权利要求1所述的一种频率比1.25至2.85的双频带Doherty功率放大器，其特征在于，所述栅极偏置网络中，由90⁰电长度特性双频T型微带并联多个不同电容值的去耦电容，在双频带上形成终端短路的λ/4波长线，并且加入了铁氧体磁环，防止输入的射频信号泄露到直流供电端；电阻Rs并联电容Cs的阻容网络与电阻R_bias构成稳定网络，用以避免功放管在某些频率点上引起自激振荡；可调电位器与二极管提供合适的偏压，且一定程度上能提供温度补偿。

4.根据权利要求1所述的一种频率比1.25至2.85的双频带Doherty功率放大器，其特征在于，所述漏极偏置是由90⁰电长度特性双频T型微带并联多个不同电容值得去耦电容构成，且加入了铁氧体磁环；两段终端开路的微带用于抑制2阶谐波，改善带外性能，其物理长度分别对应频率f ₁ 、f ₂ 处的λ₁/8与λ₂/8。

5.根据权利要求1所述的一种频率比1.25至2.85的双频带Doherty功率放大器，所述双频带阻抗逆置器及双频带阻抗变换器分别选用等效特性阻抗为50Ω与35.4Ω的90⁰双频T型微带实现，具有宽频率比。

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