CN204119176U - 一种高效率f类/逆f类功率放大器 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种高效率F类/逆F类功率放大器，包括晶体管、寄生补偿电路、谐波控制电路、输出基波阻抗匹配电路；谐波控制电路位于寄生补偿电路和输出基波阻抗匹配电路之间，寄生补偿电路位于晶体管和谐波控制电路之间；对于固定的工作频率，在谐波控制电路的输入端形成二次谐波短路点和三次谐波开路点，谐波控制电路由三段微带构成，寄生补偿电路由L型微带结构构成，通过调节寄生补偿电路中微带的电长度参数能够实现对寄生分量的补偿作用，同时分别实现F类和逆F类功率放大器的漏极阻抗条件。利用本实用新型可有效减小寄生分量对谐波控制电路的影响，实现对二次谐波和三次谐波的精确控制，从而提升功率放大器的工作效率。

Description

一种高效率F类/逆F类功率放大器

技术领域

本实用新型涉及无线通信功放技术领域，尤其涉及高效率的F类/逆F类功率放大器。

背景技术

目前，移动通信服务的快速发展对低能耗、高效率的器件设计提出了更高的要求。而射频功率放大器恰恰是无线发射终端中耗能最大的模块。因此功率放大器的效率直接决定了整个发射终端的能耗量级。所以，提高功率放大器的工作效率成为功放研究领域的热点。

F类/逆F类功率放大器因其理想工作效率能够达到100％而受到了大量的关注。一般的F类功率放大器由依次相连的晶体管、谐波控制电路和输出基波阻抗匹配电路几个模块构成。对F类功率放大器而言，谐波控制电路将信号的偶次谐波匹配到晶体管的漏极端呈短路状态，将奇次谐波匹配到晶体管的漏极端呈开路状态。从而使漏极端电流表现为半正弦波形式，而电压则为方波形式，且在理想情况下，电压与电流在时间上无重叠区域。这样，理想的功率放大器便能实现100％的工作效率。相应地，逆F类功率放大器与上述F类功率放大器原理相似，只是，其对应的谐波控制电路的目的是将偶次谐波匹配到漏极端成开路状态，将奇次谐波匹配到晶体管的漏极端呈短路状态。

然而，在实际情况中，随着功率放大器的工作频率的增加，晶体管本身的寄生分量引起的效应会表现的愈实用新型显。对F类功率放大器而言，这种效应会破坏偶次谐波对应的短路状态和奇次谐波对应的开路状态，从而影响功放的工作效率。对逆F类功率放大器，存在着同样的问题。因此，如何减小寄生分量对谐波控制电路的影响，以实现F类和逆F类功率放大器晶体管对应的漏极阻抗条件，从而提升功放的工作效率，是一个非常重要的问题。

近年来，为了克服晶体管寄生参数对F类和逆F类功率放大器的影响从而获得高效率的特性，国内外论文和专利中提出了一些典型的寄生参数补偿技术。文献[1]，[2]提出了两种针对于F类功率放大器的寄生补偿技术，虽然设计频率达到了C波段，并且功率附加效率(PAE)超过了70％，但是这些技术只针对于不带封装的晶体管设计的，而对带封装的晶体管存在一定的局限性。为了解决带封装的晶体管寄生参数补偿的问题，文献[3]提出了一种利用串联电容和并联电感来补偿晶体管内部寄生参数，从而达到很高的效率。但是，由于实际中，厂家所能提供的电容和电感的标称值是分立的，这就给设计带来了一定的局限性，并且论文中的晶体管模型没有考虑封装电容带来的影响。专利[4]提出了一种利用两节串联微带线来补偿晶体管寄生参数的技术，而此技术只是针对逆F类功率放大器的设计方法，另外晶体管模型中也没有考虑封装寄生电容的影响。

【参考文献】

[1]K.Kuroda,R.Ishikawa,and K.Honjo,“Parasitic compensation design technique for aC-band GaN HEMT class-F amplifier,”IEEE Trans.Microw.Theory Tech.,vol.58,no.11,pp.2741–2750,Nov.2010。

[2]M.Kamiyama,R.Ishikawa,and K.Honjo,“5.65GHz high-efficiency GaN HEMTpower amplifier with harmonics treatment up to fourth order,”IEEE Microw.Wireless Compon.Lett.,vol.22,no.6,pp.315–317,Jun.2012。

[3]Y.S.Lee,M.W.Lee,and Y.H.Jeong,“High-efficiency Class-F GaN HEMT amplifierwith simple parasitic-compensation circuit,”IEEE Microw.Wireless Compon.Lett.,vol.18,no.1,pp.55–57,Jan.2008。

[4]尤览，刘发林，丁瑶，杨光.一种逆F类功率放大器：中国，201110159135.9[P].2011-12-21。

实用新型内容

针对现有技术，本实用新型提供了一种同时适用于F类和逆F类功率放大器的寄生补偿设计方法，以减小寄生分量对谐波控制电路的影响，从而达到提升功放的工作效率目的。

为了解决上述技术问题，本实用新型的一种高效率F类/逆F类功率放大器，包括：晶体管、寄生补偿电路、输出端谐波控制电路、输出基波阻抗匹配电路；所述谐波控制电路位于寄生补偿电路和输出基波阻抗匹配电路之间，所述寄生补偿电路位于晶体管和谐波控制电路之间，其中，所述谐波控制电路由三段微带构成，所述寄生补偿电路由L型微带结构构成；对于固定的工作频率，所述谐波控制电路对于F类和逆F类功率放大器是相同的，并在所述谐波控制电路的输入端形成二次谐波短路点和三次谐波开路点；晶体管寄生参数模型包含晶体管漏极和源极之间的寄生电容、寄生电感和封装寄生电容；

对F类功率放大器，所述寄生补偿电路的L型微带中的传输线TL1的电长度θ₁和传输线TL2的电长度θ₂利用以下公式求解得到：

${\mathrm{\θ}}_1=\frac{1}{2}[\arctan \left(\frac{{2\mathrm{\ω}}_0{L}_d}{Z_0({4\mathrm{\ω}}_0^2{L}_d{C}_p-1)}\right)+\mathrm{n\π}]$

${\mathrm{\θ}}_2=\frac{1}{3}[\arctan \left(\frac{{3\mathrm{\ω}}_0{Z}_0(9{\mathrm{\ω}}_0^2{C}_{\mathrm{ds}}{L}_d{C}_p-C_{\mathrm{ds}}-C_p)}{1-9{\mathrm{\ω}}_0^2{C}_{\mathrm{ds}}{L}_d}\right)+\mathrm{n\π}]-{\mathrm{\θ}}_1$

对逆F类功率放大器，所述寄生补偿电路的L型微带中的传输线TL1和的电长度θ₁和传输线TL2的电长度θ₂利用以下公式求解得到：

${\mathrm{\θ}}_1=\frac{1}{2}[\arctan \left(\frac{1-4{\mathrm{\ω}}_0^2{C}_{\mathrm{ds}}{L}_d}{2{\mathrm{\ω}}_0{Z}_0(C_{\mathrm{ds}}+C_p-4{\mathrm{\ω}}_0^2{C}_{\mathrm{ds}}{L}_d{C}_p)}\right)+\mathrm{n\π}]$

${\mathrm{\θ}}_2=\frac{1}{3}[\arctan (\frac{Z_0}{3{\mathrm{\ω}}_0{L}_d}-Z_0{\mathrm{\ω}}_0{C}_p)+\mathrm{n\π}]-{\mathrm{\θ}}_1$

上述四个公式中，n为整数，Z₀为微带的特征阻抗，单位为Ω；ω₀为基波角频率，单位为rad/s；C_ds为寄生电容，单位为pF；L_d为寄生电感，单位为nH；C_p为封装寄生电容，单位为pF；实际设计时，L型微带中的传输线TL1的电长度θ₁和传输线TL2的电长度θ₂分别取大于零的最小值。

与现有技术相比，本实用新型的有益效果是：

由于本实用新型功率放大器中，通过在谐波控制电路和晶体管输出端插入由一种L型的微带线构成的寄生补偿电路，同时能够分别满足对F类和逆F类功率放大器的晶体管固有漏极处的谐波阻抗要求，实现了对二次谐波和三次谐波的精确控制，从而有效的减少了寄生分量对谐波控制电路的影响，另一方面，F类和逆F类功率放大器采用相同的谐波控制网络，减少了设计的复杂性，加之电路结构简单，减小了损耗，从而有效的提升了功放的工作效率。

附图说明

图1(a)是理想情况下，F类晶体管漏极输出端电流电压波形示意图；

图1(b)是理想情况下，逆F类晶体管漏极输出端电流电压波形示意图；

图2是功率放大器晶体管大信号寄生分量模型、寄生补偿电路、谐波控制电路、输出基波阻抗匹配电路；

图3(a)是二次谐波的F类/逆F类功率放大器的输出端等效电路；

图3(b)是三次谐波的F类/逆F类的输出端等效电路；

图4是本实用新型F类/逆F类功率放大器的原理图。

具体实施方式

为了更清楚的说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例和现有技术的描述中所需要使用的附图作简单的介绍，显而易见地，下面描述的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

对理想的F类功率放大器，晶体管的漏极电压由奇次谐波构成，在时间域上表现为方波，而漏极电流由偶次谐波构成，在时间域上表现为半正弦波，且电压波形与电流波形没有重叠，如图1(a)中，F类晶体管漏极输出端电流电压波形示意图所示。从而使晶体管的功率消耗为零，达到最大效率的功率传输。逆F类功率放大器的情形与F类相仿，只是电流波形由奇次谐波构成，在时间域上表现为方波，而漏极电压由偶次谐波构成，在时间域上表现为半正弦波，如图1(b)中，逆F类晶体管漏极输出端电流电压波形示意图所示。

为了取得这种理想的电压电流波形，在一般电路设计中，对F类功率放大器而言，需要谐波控制电路在漏极输出端对偶次谐波提供短路点，对奇次谐波提供开路点。对逆F类功率放大器而言，需要另外一种谐波控制电路在漏极输出端对偶次谐波提供开路点，对奇次谐波提供短路点。

但是，实际应用中的晶体管中，输出管脚和内部芯片的实际漏极之间存在许多寄生分量，例如：晶体管漏极和源极之间的寄生电容C_ds、寄生电感L_d和封装寄生电容C_p等。对晶体管的寄生分量的具体建模(即晶体管寄生参数模型)如图2中的电路图所示。图2中依次包含晶体管、寄生补偿电路、谐波控制电路、输出基波阻抗匹配电路。其中，寄生分量模型位于理想晶体管和寄生补偿电路之间，谐波控制电路位于寄生补偿电路和输出基波阻抗匹配电路之间。寄生分量模型(即晶体管寄生参数模型)由晶体管漏极和源极之间的寄生电容C_ds、寄生电感L_d和封装寄生电容C_p组成的π型网络构成，寄生补偿电路由特征阻抗为Z₀的L型微带中的传输线TL1和传输线TL2构成，谐波控制电路由三段电长度分别为λ₀/4,λ₀/8,λ₀/12，特征阻抗为Z₀的T型微带构成。由于这些寄生分量的存在，在晶体管输出管脚处所观察到的电压电流波形与实际内部晶体芯片漏极电压电流波形不完全一致。导致将理想的谐波控制电路直接加载在晶体管的输出端时，不能实现对漏极节点处F类和逆F类功率放大器的阻抗条件。这样，晶体管的能量损耗增加，放大器的工作效率降低。

本实用新型提供的一种高效率F类/逆F类功率放大器，其充分的考虑了晶体管漏极寄生分量对谐波控制电路的影响，通过增加寄生补偿电路的方式，实现了对二次谐波和三次谐波的精确控制，从而使得晶体管的能量损耗降低，功率放大器的工作效率提高。

如图2所示，本实用新型实施例所提供的F类/逆F类功率放大器，包括晶体管，寄生补偿电路，谐波控制电路，输出基波阻抗匹配电路。

谐波控制电路由三段特征阻抗为Z₀，电长度分别为λ₀/4,λ₀/8,λ₀/12的微带构成，具体拓扑结构如图2所示。λ₀表示基波频率的波长，S表示谐波阻抗短路，O表示谐波阻抗开路。也就是说，2S表示二次谐波短路，3O表示三次谐波开路，2O表示二次谐波短路，3O表示三次谐波开路。需要说明的是，本实用新型的F类和逆F类功率放大器均采用同样的输出端谐波控制电路。通过对寄生补偿电路参数的不同调节，能够分别满足F类和逆F类功率放大器在晶体管固有漏极端相应的谐波阻抗要求。

寄生补偿电路位于晶体管的输出管脚和谐波控制电路之间，且由特征阻抗为Z₀的L型微带中的传输线TL1和传输线TL2构成。传输线TL1的电长度为θ₁，传输线TL2的电长度为θ₂。正是通过合理的选择电长度θ₁和电长度θ₂的具体值，本实用新型能够实现寄生补偿，同时分别满足F类和逆F类功率放大器在晶体管固有漏极端相应的谐波阻抗要求。具体原理以F类功率放大器为例阐述如下：

根据谐波控制电路输入端实现的二次谐波短路、三次谐波开路的阻抗条件，能够得到从晶体管固有漏极处向右侧看过去的等效电路。图3(a)为二次谐波对应的等效电路，图3(b)为三次谐波对应的等效电路。

对二次谐波，由对应的等效电路，得到晶体管固有漏极处的负载阻抗为：

$Z_{\mathrm{net}}\left(2{\mathrm{\ω}}_0\right)=\frac{Z_{\mathrm{TL}}+j2{\mathrm{\ω}}_0{L}_d(1+j2{\mathrm{\ω}}_0{C}_p{Z}_{\mathrm{TL}})}{j2{\mathrm{\ω}}_0{C}_{\mathrm{ds}}[Z_{\mathrm{TL}}+j2{\mathrm{\ω}}_0{L}_d(1+j2{\mathrm{\ω}}_0{C}_p{Z}_{\mathrm{TL}})]+1+j2{\mathrm{\ω}}_0{C}_p{Z}_{\mathrm{TL}}}---\left(1\right)$

其中，Z_TL＝jZ₀tan(2θ₁)，ω₀是基波角频率，C_ds为晶体管漏极和源极之间的寄生电容，L_d为寄生电感，C_p为封装寄生电容。

同样地，对三次谐波，由对应的等效电路，得到晶体管固有漏极处的负载阻抗为：

$Z_{\mathrm{net}}\left(3{\mathrm{\ω}}_0\right)=\frac{Z_{\mathrm{TL}}^{\′}+j3{\mathrm{\ω}}_0{L}_d(1+j3{\mathrm{\ω}}_0{C}_p{Z}_{\mathrm{TL}}^{\′})}{j3{\mathrm{\ω}}_0{C}_{\mathrm{ds}}[Z_{\mathrm{TL}}^{\′}+j3{\mathrm{\ω}}_0{L}_d(1+j3{\mathrm{\ω}}_0{C}_p{Z}_{\mathrm{TL}}^{\′})]+1+j3{\mathrm{\ω}}_0{C}_p{Z}_{\mathrm{TL}}^{\′}}---\left(2\right)$

其中，Z′_TL＝-jZ₀/tan(3θ₁+3θ₂)，ω₀是基波角频率，C_ds为晶体管漏极和源极之间的寄生电容，L_d为寄生电感，C_p为封装寄生电容。

为了满足F类功率放大器的谐波阻抗条件

$\left\{\begin{array}{c}{Z}_{\mathrm{net}}\left(2{\mathrm{\ω}}_0\right)=0\\ Z_{\mathrm{net}}\left(3{\mathrm{\ω}}_0\right)=\∞\end{array}\right.---\left(3\right)$

对固定的晶体管漏极和源极之间的寄生电容Cds、寄生电感Ld和封装寄生电容Cp，联立方程组，通过分子为零或者分母为零，解得：

${\mathrm{\θ}}_1=\frac{1}{2}[\arctan \left(\frac{2{\mathrm{\ω}}_0{L}_d}{Z_0(4{\mathrm{\ω}}_0^2{L}_d{C}_p-1)}\right)+\mathrm{n\π}]---\left(4\right)$

${\mathrm{\θ}}_2=\frac{1}{3}[\arctan \left(\frac{{3\mathrm{\ω}}_0{Z}_0(9{\mathrm{\ω}}_0^2{C}_{\mathrm{ds}}{L}_d{C}_p-C_{\mathrm{ds}}-C_p)}{1-9{\mathrm{\ω}}_0^2{C}_{\mathrm{ds}}{L}_d}\right)+\mathrm{n\π}]-{\mathrm{\θ}}_1---\left(5\right)$

其中，n为整数，Z₀为微带的特征阻抗，实际设计时，电长度θ₁和θ₂取大于零的最小值。

逆F类功率放大器与F类功率放大器在晶体管固有漏极处有相同的二次谐波和三次谐波等效电路，其对应的谐波阻抗条件为

$\left\{\begin{array}{c}{Z}_{\mathrm{net}}\left(2{\mathrm{\ω}}_0\right)=\∞\\ Z_{\mathrm{net}}\left(3{\mathrm{\ω}}_0\right)=0\end{array}\right.---\left(6\right)$

与F类功率放大器L型微带中的传输线TL1和传输线TL2的电长度的求解方法类似，能够求出逆F类功率放大器寄生补偿电路中L型微带中的传输线TL1和传输线TL2对应的电长度分别为：

${\mathrm{\θ}}_1=\frac{1}{2}[\arctan \left(\frac{1-4{\mathrm{\ω}}_0^2{C}_{\mathrm{ds}}{L}_d}{2{\mathrm{\ω}}_0{Z}_0(C_{\mathrm{ds}}+C_p-4{\mathrm{\ω}}_0^2{C}_{\mathrm{ds}}{L}_d{C}_p)}\right)+\mathrm{n\π}]---\left(7\right)$

${\mathrm{\θ}}_2=\frac{1}{3}[\arctan (\frac{Z_0}{3{\mathrm{\ω}}_0{L}_d}-Z_0{\mathrm{\ω}}_0{C}_p)+\mathrm{n\π}]-{\mathrm{\θ}}_1---\left(8\right)$

其中，n为整数，Z₀为微带的特征阻抗，实际设计时，电长度θ₁和θ₂取大于零的最小值。

需要说明的是，晶体管大信号等效模型中，在栅极g也存在着许多寄生分量，例如栅-源生电容Cgs、栅-漏寄生电容Cgd、栅极寄生电感Lg等。这些寄生分量的存在不仅将对栅极的输入信号波形产生影响，还将在栅极和漏极之间引入反馈回路，最终影响到漏极输出端的信号波形，导致整个功率放大器的工作效率较低。因此，在上述实施例所提供的F类/逆F类功率放大器的基础上，同时需要在晶体管输入端插入谐波阻抗控制电路。完整的电路原理图如图4所示。图4中依次包含输入基波阻抗匹配电路、栅极直流偏置线、输入端二次谐波阻抗控制电路、晶体管、寄生补偿电路、谐波控制电路、输出基波阻抗匹配电路、漏极直流偏置线。其中，栅极直流偏置线与输入基波阻抗匹配电路相连接，输入端二次谐波阻抗控制电路位于输入基波阻抗匹配电路中，寄生补偿电路位于晶体管和谐波控制电路之间，谐波控制电路位于寄生补偿电路和输出基波阻抗匹配电路之间。该原理图对F类功率放大器和逆F类功率放大器均适用。实际设计中，晶体管选用型号为Cree CGH40010F的10W GaN HEMT晶体管。对该晶体管由制造商提供的寄生分量的具体数值如下：晶体管漏极和源极之间的寄生电容Cds＝1.2pF,寄生电感Ld＝0.55nH,封装寄生电容Cp＝0.2pF。本实用新型设计的F类和逆F类功率放大器的工作频率为2.14GHz。

尽管上面结合图对本实用新型进行了描述，但是本实用新型并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本实用新型的启示下，在不脱离本实用新型宗旨的情况下，还可以作出很多变形，这些均属于本实用新型的保护之内。

Claims (1)

1.一种高效率F类/逆F类功率放大器，包括：晶体管、寄生补偿电路、输出端谐波控制电路、输出基波阻抗匹配电路；其特征在于：

所述谐波控制电路位于寄生补偿电路和输出基波阻抗匹配电路之间，所述寄生补偿电路位于晶体管和谐波控制电路之间，其中，所述谐波控制电路由三段微带构成，所述寄生补偿电路由L型微带结构构成；

对于固定的工作频率，所述谐波控制电路对于F类和逆F类功率放大器是相同的，并在所述谐波控制电路的输入端形成二次谐波短路点和三次谐波开路点；

晶体管寄生参数模型包含晶体管漏极和源极之间的寄生电容、寄生电感和封装寄生电容；

对F类功率放大器，所述寄生补偿电路的L型微带中的传输线TL1的电长度θ₁和传输线TL2的电长度θ₂利用以下公式求解得到：

${\mathrm{\θ}}_1=\frac{1}{2}[\arctan \left(\frac{{2\mathrm{\ω}}_0{L}_d}{Z_0({4\mathrm{\ω}}_0^2{L}_d{C}_p-1)}\right)+\mathrm{n\π}]$

${\mathrm{\θ}}_2=\frac{1}{3}[\arctan \left(\frac{{3\mathrm{\ω}}_0{Z}_0({9\mathrm{\ω}}_0^2{C}_{\mathrm{ds}}{L}_d{C}_p-C_{\mathrm{ds}}-C_p)}{1-{9\mathrm{\ω}}_0^2{D}_{\mathrm{ds}}{L}_d}\right)+\mathrm{n\π}]-{\mathrm{\θ}}_1$

对逆F类功率放大器，所述寄生补偿电路的L型微带中的传输线TL1和的电长度θ₁和传输线TL2的电长度θ₂利用以下公式求解得到：

${\mathrm{\θ}}_1=\frac{1}{2}[\arctan \left(\frac{1-{4\mathrm{\ω}}_0^2{C}_{\mathrm{ds}}{L}_d}{{2\mathrm{\ω}}_0{Z}_0(C_{\mathrm{ds}}+C_p-{4\mathrm{\ω}}_0^2{C}_{\mathrm{ds}}{L}_d{C}_p)}\right)+\mathrm{n\π}]$

${\mathrm{\θ}}_2=\frac{1}{3}[\arctan (\frac{Z_0}{{3\mathrm{\ω}}_0{L}_d}-Z_0{\mathrm{\ω}}_0{C}_p)+\mathrm{n\π}]-{\mathrm{\θ}}_1$

上述四个公式中，n为整数，Z₀为微带的特征阻抗，单位为Ω；ω₀为基波角频率，单位为rad/s；C_ds为寄生电容，单位为pF；L_d为寄生电感，单位为nH；C_p为封装寄生电容，单位为pF；

实际设计时，L型微带中的传输线TL1的电长度θ₁和传输线TL2的电长度θ₂分别取大于零的最小值。