CN102291092B - 一种逆f类功率放大器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种逆F类功率放大器。所述逆F类功率放大器包括：晶体管、寄生补偿电路、输出端谐波控制电路、输出端基波阻抗匹配电路；所述输出端谐波控制电路，位于晶体管输出管脚和输出端基波阻抗匹配电路之间；所述寄生补偿电路，位于输出端谐波控制电路中；其中，所述寄生补偿电路包括串联相接的至少两段阶梯阻抗微带，且所述阶梯阻抗微带末端形成二至五次谐波频率的短路点和/或开路点。通过利用本发明所提供的逆F类功率放大器，可有效减小寄生分量对谐波控制电路的影响，从而提升功率放大器工作效率。

Description

一种逆F类功率放大器

技术领域

本发明涉及无线通信功放技术领域，特别是涉及一种逆F类功率放大器。

背景技术

功率放大器作为无线通信系统的一个重要组成部分，其工作效率直接影响到整个无线通信系统的能耗量级。所以，如何提高功率放大器的工作效率，一直是功放领域的研究热点。

逆F类功率放大器作为开关功放的一种，其包括：依次相连的晶体管、谐波控制电路、基波阻抗匹配电路。其借助谐波控制电路，对晶体管漏极电压和电流的谐波分量进行处理，在晶体管漏极将信号的偶次谐波阻抗匹配到开路状态，并将奇次谐波阻抗匹配到短路状态，以此改变晶体管漏极的电压波形为半正弦波，漏极电流的波形为方波的形式。一般的谐波控制电路可通过借助终端开路或短路的微带枝节来形成对应谐波的短路点，再通过微带的阻抗变换功能，在漏极实现所需要的对奇次谐波阻抗短路，对偶次谐波阻抗开路的形式。理想状态下，通过谐波控制电路的作用，在晶体管漏极测量得到的电流I_d和电压V_d波形之间没有交叠，如图1、图2所示，因而降低了晶体管的能量消耗，功率放大器的工作效率大大得到改善，且在理想状态下，工作效率可以高达100％。

但是，在实际的晶体管中，除了理想的晶体管自身特性之外还存在许多寄生分量。如图3所示的晶体管大信号非线性模型中，在晶体管输出管脚和内部芯片的实际漏极之间，存在着许多寄生分量，例如：漏极d和源极s之间的寄生电容C_ds，焊盘的寄生电容C_bp，漏极串联电感L_d等。这些寄生分量的存在，导致在晶体管输出管脚处所观察到的电压波形和电流波形与实际内部芯片漏极的电压波形和电流波形不完全一致。如果直接将谐波控制电路加载在晶体管的输出管脚处，并不能真正实现对漏极处的奇次谐波阻抗短路，偶次谐波阻抗开路，还需要反复调试微带来实现。

因此，如何减小寄生分量对谐波控制电路的影响，实现对漏极处的奇次谐波阻抗短路，偶次谐波阻抗开路，从而提升功率放大器工作效率，是一个值得关注的热点。

发明内容

为解决上述技术问题，本发明实施例提供了一种逆F类功率放大器，以减小寄生分量对谐波控制电路的影响，从而达到提升功率放大器工作效率的目的，技术方案如下：

一种逆F类功率放大器，包括：晶体管、寄生补偿电路、输出端谐波控制电路、输出端基波阻抗匹配电路；

所述输出端谐波控制电路，位于晶体管输出管脚和输出端基波阻抗匹配电路之间；

所述寄生补偿电路，位于输出端谐波控制电路中；

其中，所述寄生补偿电路包括串联相接的至少两段阶梯阻抗微带，且所述阶梯阻抗微带末端形成二至五次谐波频率的短路点和/或开路点。

本发明实施例所提供的技术方案，考虑到晶体管中寄生分量对谐波控制电路的影响，通过在输出端谐波控制电路中增加由串联相接的至少两段阶梯阻抗微带构成的寄生补偿电路，实现对二到五次谐波分量的控制，从而有效减小了寄生分量对谐波控制电路的影响，从而提升功率放大器工作效率。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为理想逆F类功率放大器漏极电流波形示意图；

图2为理想逆F类功率放大器漏极电压波形示意图；

图3为逆F类功率放大器中晶体管大信号非线性模型的示意图；

图4为本发明实施例所提供的一种逆F类功率放大器的输出端电路结构示意图；

图5为本发明实施例所提供的第二种逆F类功率放大器的输出端电路结构示意图；

图6为本发明实施例所提供逆F类功率放大器中输入端谐波阻抗控制电路的结构示意图。

具体实施方式

现有的逆F类功率放大器通过谐波控制电路对晶体管的漏极电压和电流的谐波分量进行处理，如图1、图2所示，最终得到的漏极电流波形为方波的形式，漏极电压波形为半正弦波的形式。漏极电流I_d波形和电压V_d波形并未交叠，因而降低了晶体管的能量损耗，提升了其工作效率。需要说明的是，要达到这种理想的工作效率，漏极的各次谐波阻抗需要满足以下关系：

其中，Z_opt为基波的最佳阻抗，Z_n为第n次谐波阻抗。也就是，在漏极将奇次谐波阻抗匹配到短路状态，将偶次谐波阻抗匹配到开路状态，以合成所需要的漏极电压和电流波形，以达到降低晶体管的能耗，从而提升功率放大器的工作效率的目的。

但是，如图3，实际应用中的晶体管中，输出管脚和内部芯片的实际漏极之间存在许多寄生分量，例如：漏极d和源极s之间的寄生电容C_ds，漏极串联电感L_d等。由于这些寄生分量的存在，在晶体管输出管脚处所观察到电压电流波形与实际内部晶体芯片漏极电压电流波形不完全一致，导致将理想的谐波控制电路直接加载在晶体管的输出端时，不能实现对漏极节点处的奇次谐波阻抗短路、偶次谐波阻抗开路，即：最终不能得到理想的电压波形和电流波形。此时，晶体管的能量损耗增加，功率放大器的工作效率降低。

本发明实施例提供了一种逆F类功率放大器，其充分考虑了晶体管漏极寄生分量对谐波控制电路的影响，通过增加寄生补偿电路的方式，实现对二到五次谐波分量的控制，从而使得晶体管的能量损耗降低，功率放大器的工作效率提高。

下面对本发明实施例所提供的一种逆F类功率放大器进行介绍。

一种逆F类功率放大器，包括：

晶体管、寄生补偿电路、输出端谐波控制电路、输出端基波阻抗匹配电路；

所述输出端谐波控制电路，位于晶体管输出管脚和输出端基波阻抗匹配电路之间；

所述寄生补偿电路，位于输出端谐波控制电路中；

其中，所述寄生补偿电路包括串联相接的至少两段阶梯阻抗微带，且所述阶梯阻抗微带末端形成二至五次谐波频率的短路点和/或开路点。

本发明实施例所提供的技术方案，考虑到晶体管中寄生分量对谐波控制电路的影响，通过在输出端谐波控制电路中增加由串联相接的至少两段阶梯阻抗微带构成的寄生补偿电路，实现对二到五次谐波分量的控制，从而有效减小了寄生分量对谐波控制电路的影响，从而提升功率放大器工作效率。

为了使微带结构尺寸更加符合实际功率放大器的设计需求，可以选用紧凑型的阶梯阻抗微带来进行串联，构成输出端谐波控制电路中的寄生补偿电路。

更进一步的，由于作为第三代半导体工艺的GaN，具有宽能带间隙特性，使得晶体管可以工作在更高漏极偏置电压下，并获得更大的输出阻抗，使得匹配电路更加易于实现，所以在进行晶体管的选择时，可以采用GaN HEMT型晶体管。

由于晶体管的输入端存在寄生分量，所以为了更好的对谐波进行控制，所述逆F类功率放大器还包括：输入端谐波阻抗控制电路，其位于输入端基波阻抗匹配电路和晶体管输入管脚之间；其中，所述输入端基波阻抗匹配电路为位于逆F类功率放大器的输入端的电路。

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

下面对寄生补偿电路由两段微带串联构成的逆F类功率放大器进行详细介绍。可以理解的，构成寄生补偿电路的微带不局限于两段，可根据实际情况，选择两段以上的微带构成寄生补偿电路。

如图4所示，本发明实施例所提供的一种逆F类功率放大器，包括：

晶体管110、输出端谐波控制电路120、输出端基波阻抗匹配电路130，寄生补偿电路140；

输出端谐波控制电路120，位于晶体管110的输出管脚和输出端基波阻抗匹配电路130之间；

寄生补偿电路140，处于输出端谐波控制电路120中，且由串联相接的微带TL₁和TL₃构成；其中，TL₂、TL₄、TL₅为谐波控制电路内，寄生补偿电路之外的微带枝节；S表示谐波阻抗短路，O表示谐波阻抗开路，λ表示基波频率的波长。也就是，2S表示二次谐波阻抗短路、3S表示三次谐波阻抗短路、4S表示四次谐波阻抗短路、5S表示五次谐波阻抗短路；3O表示三次谐波阻抗开路、5O表示五次谐波阻抗开路。

在晶体管110漏极d到实际输出端A之间的寄生分量中，决定寄生电容大小的主要是漏极d和源极s之间的寄生电容C_ds，而串联电感则主要是受到漏极串联电感L_d的影响。因此，图4中，将晶体管110漏极d与实际输出端A之间的寄生分量，简化为用LC阶梯结构代表。其中，C_ds和L_d的数值分别来近似代替LC阶梯结构中的C_out和L_out。

在本实施例所示的逆F类功率放大器中，通过终端开路微带TL₃和TL₅在C点实现了三次和五次谐波的阻抗短路点。

利用B点为二次和四次谐波阻抗短路点的条件，求解微带TL₁的尺寸参数Z₁和θ₁，具体方法如下：

$Z_d\left({2\mathrm{\ω}}_0\right)=\∞\⇒{2\mathrm{\ω}}_0{L}_{\mathrm{out}}+Z_1\tan \left({2\mathrm{\θ}}_1\right)-\frac{1}{{2\mathrm{\ω}}_0{C}_{\mathrm{out}}}=0$

(2)

$\⇒{\mathrm{\θ}}_1=\frac{1}{2}\arctan \frac{1-{4\mathrm{\ω}}_0^2{L}_{\mathrm{out}}{C}_{\mathrm{out}}}{{2\mathrm{\ω}}_0{C}_{\mathrm{out}}{Z}_1}$

$Z_d\left({4\mathrm{\ω}}_0\right)=\∞\⇒{4\mathrm{\ω}}_0{L}_{\mathrm{out}}+Z_1\tan \left({4\mathrm{\θ}}_1\right)-\frac{1}{{4\mathrm{\ω}}_0{C}_{\mathrm{out}}}=0\⇒$

${\mathrm{\θ}}_1=\frac{1}{4}\arctan \frac{1-{16\mathrm{\ω}}_0^2{L}_{\mathrm{out}}{C}_{\mathrm{out}}}{{4\mathrm{\ω}}_0{C}_{\mathrm{out}}{Z}_1}---\left(3\right)$

其中，C_out为寄生分量中的等效寄生电容，L_out为寄生分量中的等效寄生电感；ω₀为基波角频率；

由公式(2)和(3)可以获得微带TL₁的阻抗Z₁表达式：

$\frac{1}{2}\arctan \frac{1-{4\mathrm{\ω}}_0^2{L}_{\mathrm{out}}{C}_{\mathrm{out}}}{{2\mathrm{\ω}}_0{C}_{\mathrm{out}}{Z}_1}=\frac{1}{4}\arctan \frac{1-16{\mathrm{\ω}}_0^2{L}_{\mathrm{out}}{C}_{\mathrm{out}}}{{4\mathrm{\ω}}_0{C}_{\mathrm{out}}{Z}_1}---\left(4\right)$

求解公式(4)，可以得到阻抗Z₁，再代入公式(2)，即可获得微带TL₁的相位θ₁。

由于四分之一波长终端短路微带线TL₂对于三次和五次谐波来说都是开路状态，因而可以得到晶体管漏极d点和C点之间，包含了代表寄生分量的LC阶梯结构和寄生补偿电路的组合传输矩阵A：

$A=\left(\begin{array}{cc}{A}_{11}& A_{12}\\ A_{21}& A_{22}\end{array}\right)=A_p\·A_{Z_1}\·A_{Z_2}---\left(5\right)$

其中A_P为代表寄生分量的LC阶梯结构的传输矩阵：

$A_p=\left(\begin{array}{cc}1& {\mathrm{j\ωL}}_{\mathrm{out}}\\ {\mathrm{j\ωC}}_{\mathrm{out}}& 1-{\mathrm{\ω}}^2{L}_{\mathrm{out}}{C}_{\mathrm{out}}\end{array}\right)---\left(6\right)$

ω为谐波角频率，j的平方值为负1。

和

为微带的传输矩阵：

$A_{Z_n}=\left(\begin{array}{cc}{\cos \mathrm{\θ}}_n& {\mathrm{jZ}}_n\sin {\mathrm{\θ}}_n\\ j\frac{{\sin \mathrm{\θ}}_n}{Z_n}& \cos {\mathrm{\θ}}_n\end{array}\right),n=\mathrm{1,2}---\left(7\right)$

进而得到晶体管漏极节点d处的阻抗：

$Z_d\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{A_{11}\left(\mathrm{\ω}\right)\·Z_C\left(\mathrm{\ω}\right)+A_{12}\left(\mathrm{\ω}\right)}{A_{21}\left(\mathrm{\ω}\right)\·Z_C\left(\mathrm{\ω}\right)+A_{22}\left(\mathrm{\ω}\right)}---\left(8\right)$

其中Z_C(ω)是C点处的负载阻抗，在当前电路中，对应频率等于三次和五次谐波频率时有：

$Z_C\left(\mathrm{\ω}\right){|}_{\mathrm{\ω}=3{\mathrm{\ω}}_0,{5\mathrm{\ω}}_0}=0---\left(9\right)$

而此时的Z_d(ω)对应逆F类功率放大器分别为开路和短路，代入公式(8)，可以得到：

$\frac{A_{12}\left(\mathrm{\ω}\right)}{A_{22}\left(\mathrm{\ω}\right)}{|}_{\mathrm{\ω}={3\mathrm{\ω}}_0,{5\mathrm{\ω}}_0}=0---\left(10\right)$

求解方程组，可以获得对应的微带TL₃尺寸参数Z₂和θ₂。

为了更好的适用于实际应用中，使得对谐波的控制更加灵活，不局限于在B点处实现二次、四次谐波阻抗的短路，在C点处三次和五次谐波阻抗的开路，在上述实施例的基础上，本发明实施例还提供另一种逆F类功率放大器，如图5所示，包括：

晶体管210、输出端谐波控制电路220、输出端基波阻抗匹配电路230，寄生补偿电路240；

输出端谐波控制电路220，位于晶体管210的输出管脚和输出端基波阻抗匹配电路230之间；

寄生补偿电路240，位于输出端谐波控制电路220中，且由串联相接的阶梯阻抗微带TL₁₁和TL₂₂构成；

其中，输出端谐波控制电路220内还包括寄生补偿电路之外的微带枝节TL₃₃、TL₄₄、TL₅₅和TL₆₆；2S表示二次谐波阻抗短路、3S表示三次谐波阻抗短路、4S表示四次谐波阻抗短路、5S表示五次谐波阻抗短路；3O表示三次谐波阻抗开路、5O表示五次谐波阻抗开路；λ表示基波频率的波长。

寄生补偿电路240由两段阶梯阻抗微带构成，且微带TL₁₁的尺寸参数为Z₃、θ₃；微带TL₂₂的尺寸参数为Z₄、θ₄。其末端B点处，由微带结构通过各种阻抗变换形成2-5次谐波频率的短路点和/开路点。代表寄生分量LC阶梯结构和寄生补偿电路240的组合传输矩阵A可以表示为：

$A=\left(\begin{array}{cc}{A}_{11}& A_{12}\\ A_{21}& A_{22}\end{array}\right)=A_p\·A_{Z_1}\·A_{Z_2}---\left(5\right)$

其中：

$A_p=\left(\begin{array}{cc}1& {\mathrm{j\ωL}}_{\mathrm{out}}\\ {\mathrm{j\ωC}}_{\mathrm{out}}& 1-{\mathrm{\ω}}^2{L}_{\mathrm{out}}{C}_{\mathrm{out}}\end{array}\right)---\left(6\right)$

C_out为寄生分量中的等效寄生电容，L_out为寄生分量中的等效寄生电感；ω为谐波角频率，j的平方值为负1。

$A_{Z_n}=\left(\begin{array}{cc}{\cos \mathrm{\θ}}_n& {\mathrm{jZ}}_n\sin {\mathrm{\θ}}_n\\ j\frac{{\sin \mathrm{\θ}}_n}{Z_n}& \cos {\mathrm{\θ}}_n\end{array}\right),n=\mathrm{3,4}---\left(7\right)$

Z_n为阶梯阻抗微带的阻抗、θ_n为阶梯阻抗微带的相位。

进而得到晶体管210漏极d处的阻抗：

$Z_d\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{A_{11}\left(\mathrm{\ω}\right)\·Z_B\left(\mathrm{\ω}\right)+A_{12}\left(\mathrm{\ω}\right)}{A_{21}\left(\mathrm{\ω}\right)\·Z_B\left(\mathrm{\ω}\right)+A_{22}\left(\mathrm{\ω}\right)}---\left(11\right)$

其中Z_d(ω)为晶体管漏极节点d处的阻抗；Z_B(ω)是输出端寄生补偿电路末端B点处的负载阻抗，在当前电路中，对应频率等于2-5次谐波频率时有：

$Z_B\left(\mathrm{\ω}\right){|}_{\mathrm{\ω}={2\mathrm{\ω}}_0,3{\mathrm{\ω}}_0,{4\mathrm{\ω}}_0,5{\mathrm{\ω}}_0}=0---\left(12\right)$

其中ω₀为基波的角频率，此时的Z_f(ω)根据公式(1)分别为奇次谐波短路和偶次谐波开路，一起代入公式(5)，可以得到：

$\frac{A_{12}\left(\mathrm{\ω}\right)}{A_{22}\left(\mathrm{\ω}\right)}{|}_{\mathrm{\ω}={2\mathrm{\ω}}_0,{4\mathrm{\ω}}_0}=\∞,\frac{A_{12}\left(\mathrm{\ω}\right)}{A_{22}\left(\mathrm{\ω}\right)}{|}_{\mathrm{\ω}={3\mathrm{\ω}}_0,{5\mathrm{\ω}}_0}=0---\left(13\right)$

求解方程组，可以获得两条阶梯阻抗微带分别对应的Z₃、Z₄和θ₃、θ₄的值。

对应不同功率晶体管，寄生参数C_out和L_out的数值存在多种组合，有可能遇到计算出的补偿电路微带尺寸并不合适的情况。针对此类问题，可以通过改变寄生补偿电路240末端B点处各次谐波阻抗的开路和/或短路状态，即Z_B(ω)的取值，来选择最合适的结构。在实际电路设计中，为了减小输出端电路结构尺寸，对B点的三次谐波阻抗可进行开路处理。即：

$\begin{array}{cc}{Z}_B\left(\mathrm{\ω}\right){|}_{\mathrm{\ω}={2\mathrm{\ω}}_0,{4\mathrm{\ω}}_0,{5\mathrm{\ω}}_0}=0& Z_B\left(\mathrm{\ω}\right){|}_{\mathrm{\ω}={3\mathrm{\ω}}_0}=\∞---\left(14\right)\end{array}$

而此时的Z_d(ω)根据公式(1)分别为奇次谐波短路和偶次谐波开路，一起代入公式(11)，可以得到：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{A_{11}\left(\mathrm{\ω}\right)}{A_{21}\left(\mathrm{\ω}\right)}{|}_{\mathrm{\ω}=3{\mathrm{\ω}}_0}=0\\ \frac{A_{12}\left(\mathrm{\ω}\right)}{A_{22}\left(\mathrm{\ω}\right)}{|}_{\mathrm{\ω}={5\mathrm{\ω}}_0}=0\\ \frac{A_{12}\left(\mathrm{\ω}\right)}{A_{22}\left(\mathrm{\ω}\right)}{|}_{\mathrm{\ω}={2\mathrm{\ω}}_0,{4\mathrm{\ω}}_0}=\∞\end{array}\right.\⇒\left\{\begin{array}{c}{A}_{22}\left({2\mathrm{\ω}}_0\right)=0\\ A_{11}\left({3\mathrm{\ω}}_0\right)=0\\ A_{22}\left({4\mathrm{\ω}}_0\right)=0\\ A_{12}\left({5\mathrm{\ω}}_0\right)=0\end{array}\right.---\left(15\right)$

求解方程组，可以获得具体的寄生补偿电路中阶梯阻抗微带的尺寸参数。

需要说明的是，如图3所示的晶体管大信号等效模型中，在栅极g也存在着许多寄生分量，例如栅-漏寄生电容C_gd、栅-源寄生电容C_gs、栅极寄生电感L_g等。这些寄生分量的存在不仅将对栅极的输入信号波形产生影响，还将在栅极和漏极之间引入反馈通路，最终影响到漏极输出端的信号波形，导致整个功率放大器的工作效率较低。因此，在上述实施例所提供逆F类功率放大器的基础上，本发明还提供一种位于晶体管栅极的输入端谐波阻抗控制电路。如图6所示，所述输入端谐波阻抗控制电路由微带枝节构成，将二次谐波阻抗匹配到开路，将三次谐波阻抗匹配到短路，可加强对输入端谐波分量的控制，从而达到提高功率放大器工作效率的目的。可以理解的是，所示输入端谐波阻抗控制电路仅仅是一种示例，并不应构成对本发明方案的限制。

以上所述仅是本发明的具体实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种逆F类功率放大器，其特征在于，包括：晶体管、寄生补偿电路、输出端谐波控制电路、输出端基波阻抗匹配电路；

所述输出端谐波控制电路，位于晶体管输出管脚和输出端基波阻抗匹配电路之间；

所述寄生补偿电路，位于输出端谐波控制电路中；

其中，所述寄生补偿电路包括串联相接的至少两段阶梯阻抗微带，且所述阶梯阻抗微带末端形成二至五次谐波频率的短路点和/或开路点，实现对二到五次谐波分量的控制；其中，所述晶体管的漏极与实际输出端之间的寄生分量包括寄生电容C_out和寄生电感L_out。

2.根据权利要求1所述的逆F类功率放大器，其特征在于，所述输出端谐波控制电路为紧凑型。

3.根据权利要求1所述的逆F类功率放大器，其特征在于，所述寄生补偿电路由两段阶梯阻抗微带构成时，阶梯阻抗微带的阻抗、相位利用以下公式求解得到：

${\frac{A_{12}\left(\mathrm{\ω}\right)}{A_{22}\left(\mathrm{\ω}\right)}|}_{\mathrm{\ω}=2{\mathrm{\ω}}_0,4{\mathrm{\ω}}_0}=\∞,{\frac{A_{12}\left(\mathrm{\ω}\right)}{A_{22}\left(\mathrm{\ω}\right)}|}_{\mathrm{\ω}=3{\mathrm{\ω}}_0,5{\mathrm{\ω}}_0}=0$

其中， $A=\left(\begin{array}{cc}{A}_{11}& A_{12}\\ A_{21}& A_{22}\end{array}\right)=A_p\·A_{Z_1}\·A_{Z_2}$

$A_p=\left(\begin{array}{cc}1& \mathrm{j\ω}{L}_{\mathrm{out}}\\ \mathrm{j\ω}{C}_{\mathrm{out}}& 1-{\mathrm{\ω}}^2{L}_{\mathrm{out}}{C}_{\mathrm{out}}\end{array}\right),$ $A_{Z_n}=\left(\begin{array}{cc}{\cos \mathrm{\θ}}_n& {\mathrm{jZ}}_n{\sin \mathrm{\θ}}_n\\ j\frac{{\sin \mathrm{\θ}}_n}{Z_n}& {\cos \mathrm{\θ}}_n\end{array}\right)n=\mathrm{1,2}$

Z_n为阶梯阻抗微带的阻抗，θ_n为阶梯阻抗微带的相位，C_out为晶体管漏极寄生分量中的等效并联寄生电容，L_out为晶体管漏极寄生分量中的等效串联寄生电感；ω为谐波角频率；j的平方为负1。

4.根据权利要求1所述的逆F类功率放大器，其特征在于，还包括：

输入端谐波阻抗控制电路，位于输入端基波阻抗匹配电路和晶体管输入管脚之间；其中，所述输入端基波阻抗匹配电路为位于逆F类功率放大器的输入端的电路。

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