CN204794910U - 一种基于寄生补偿的j类功率放大电路及宽带功率放大器 - Google Patents

Abstract

本实用新型适用于射频通信领域，提供了一种基于寄生补偿的J类功率放大电路及宽带功率放大器，该电路包括：晶体管及寄生电路；谐波寄生补偿单元，其输入端与晶体管的功率信号输出端连接；谐波阻抗控制单元，其输入端与谐波寄生补偿单元的输出端连接；基波阻抗控制单元，其输入端与谐波阻抗控制单元的输出端连接，其输出端通过电容C1与负载连接。本实用新型利用谐波寄生补偿网络对功率放大器晶体管的谐波阻抗进行补偿，实现对基波、二次谐波和三次谐波阻抗的精确控制，降低晶体管的能量损耗，提升功率放大器的效率和线性度，并且对二次和三次谐波阻抗独立设计，实现各次谐波阻抗控制电路互不影响，无需后期优化调试，降低了设计的复杂度。

Description

一种基于寄生补偿的J类功率放大电路及宽带功率放大器

技术领域

本实用新型属于射频通信领域，尤其涉及一种基于寄生补偿的J类功率放大电路及宽带功率放大器。

背景技术

如今，“绿色通信”的推广以及无线电频谱资源的日益匮乏，给传统无线通信系统带来了巨大的挑战，导致通信系统中效率、线性度的指标要求越来越严苛。随着通信系统指标要求的提升，通信系统中子模块的设计指标也越来越高，而无线通信系统中发射机末级的射频功率放大器正是影响整个通信系统效率和线性度的关键模块。与此同时，由于无线通信业的快速发展，低成本、超宽带的射频功率放大器也越来越受到消费者的广泛关注。因此，高效率、高线性度、宽频带的射频功率放大器成为了学术界和产业界的研究热点。

J类功率放大器是在2006年首次提出的一种新型的高效率、宽带功率放大器，它利用波形整形控制技术，可以在很宽的频带内实现同AB类或B类功放一样的效率和线性度，因为它不需要像F类或者E类功放一样采用诸如开路或者短路的谐振阻抗形式。J类功率放大器晶体管的输出负载阻抗在理想情况下，晶体管的漏极电压和电流波形均为半正弦波，且两者相位相差45°，且电压波形与电流波形重叠较少，以实现较高效率的功率传输，图1示出了J类功率放大电路中晶体管漏极输出端电流I_ds和电压V_ds的波形，为实现该理想波形，在设计J类功率放大电路时，基波阻抗必须满足实、虚部相等的最佳负载阻抗(Z_fo＝R_opt+j*R_opt)，二次谐波阻抗仅包含虚部为基波最佳负载阻抗虚部的-3π/8倍，三次及三次以上的谐波阻抗短路(Z_3fo＝0)，从而使晶体管的功率消耗较低，由此可实现近78.5％的工作效率。同时，由于J类功率放大器偏置在深度AB类接近B类放大器的状态，其输出电流波形中不包含高次谐波分量，因此具有类似于AB类或B类的线性度指标。

但是，在实际电路设计中，当功率放大器的工作频率很高时，功放晶体管在功率信号输出端(漏极)和内部芯片的实际漏极之间存在许多寄生参量，例如：晶体管漏极和源极之间的寄生电容C_ds、寄生电感L_d和封装寄生电容C_p等。由于这些寄生分量的存在，在晶体管功率信号输出端所观察到的电压电流波形与实际内部晶体芯片漏极电压电流波形不完全一致。导致将理想的谐波控制电路直接加载在晶体管的功率信号输出端时，不能实现对漏极节点处J类功率放大器的基波、二次谐波、三次谐波阻抗所需条件。从而导致，晶体管的能量损耗增加，恶化放大器的工作效率和线性度指标。

实用新型内容

本实用新型实施例的目的在于提供一种基于寄生补偿的J类功率放大电路，旨在解决现有J类功率放大电路由于晶体管封装产生的寄生参量影响放大器的阻抗匹配，从而影响效率和线性度指标的问题。

本实用新型实施例是这样实现的，一种基于寄生补偿的J类功率放大电路，所述电路包括：

晶体管及寄生电路；

对所述晶体管及寄生电路实现寄生补偿的谐波寄生补偿单元，所述谐波寄生补偿单元的输入端与所述晶体管的功率信号输出端连接，所述晶体管的功率信号输入端为所述基于寄生补偿的J类功率放大电路的输入端；

对功率放大电路的二次谐波阻抗和三次谐波阻抗实现独立控制的谐波阻抗控制单元，所述谐波阻抗控制单元的输入端与所述谐波寄生补偿单元的输出端连接；

对功率放大电路的基波阻抗实现独立控制的基波阻抗控制单元，所述基波阻抗控制单元的输入端与所述谐波阻抗控制单元的输出端连接，所述基波阻抗控制单元的输出端与电容C1的一端连接，所述电容C1的另一端与负载连接；

所述谐波寄生补偿单元为L型微带线结构；

所述谐波阻抗控制单元为三段微带线结构；

所述基波阻抗控制单元为L型微带线结构。

进一步地，所述功率放大电路还包括：

输入稳定单元、输入基波匹配单元以及电容C5；

所述输入稳定单元的输入端与所述电容C5的一端连接，所述电容C5的另一端为所述基于寄生补偿的J类功率放大电路的输入端，所述输入稳定单元的输出端与所述输入基波匹配单元的输入端连接，所述输入基波匹配单元的输出端与所述晶体管的功率信号输入端连接。

更进一步地，所述功率放大电路还包括：

栅极直流偏置单元和漏极直流偏置单元；

所述栅极直流偏置单元的馈电端与所述输入基波匹配单元的直流馈电端连接，所述栅极直流偏置单元的偏置端与栅极偏置电压相连；

所述漏极直流偏置单元的馈电端与所述谐波阻抗控制单元的直流馈电端连接，所述漏极直流偏置单元的偏置端与漏极偏置电压相连。

更进一步地，所述谐波寄生补偿单元包括第一传输线和第二传输线，所述第一传输线的电长度(θ₁)和所述第二传输线的电长度(θ₂)分别为：

${\mathrm{\θ}}_1=\frac{1}{2}[\arctan \left(\frac{6\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_0{L}_d{R}_{\mathrm{opt}}-8}{Z_0(12\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_0^2{C}_p{L}_d{R}_{\mathrm{opt}}-16{\mathrm{\ω}}_0{C}_p-3\mathrm{\π}{R}_{\mathrm{opt}})}\right)+\mathrm{n\π}]$

${\mathrm{\θ}}_2=\frac{1}{3}[\arctan \left(Z_0(\frac{1}{3{\mathrm{\ω}}_0{L}_d}-3{\mathrm{\ω}}_0{C}_p)\right)+\mathrm{n\π}]-{\mathrm{\θ}}_1$

其中，n为整数，Z₀为微带的特征阻抗，ω₀为基波角频率，C_ds为寄生电容，L_d为寄生电感，C_p为封装寄生电容，R_opt为最佳负载阻抗。

更进一步地，所述谐波阻抗控制单元包括：

串联微带线、开路微带线和短路微带线；

所述串联微带线的一端为所述谐波阻抗控制单元的输入端，所述串联微带线的另一端为所述谐波阻抗控制单元的输出端同时与所述开路微带线和所述短路微带线的一端连接，所述短路微带线的另一端接地；

所述串联微带线、所述开路微带线和所述短路微带线的特征阻抗相同。

更进一步地，所述输入稳定单元包括：

电阻R1、电阻R2、电容C2；

所述电阻R2的一端为所述输入稳定单元的输入端同时与所述电容C2的一端和所述电阻R1的一端连接，所述电阻R1的另一端接地，所述电阻R2的另一端与所述电容C2的另一端连接，同时为所述输入稳定单元的输出端。

更进一步地，所述输入基波匹配单元包括：

第五微带线、第六微带线、第七微带线和直流偏置线；

所述第五微带线、所述第六微带线、所述第七微带线构成L型微带线结构，所述第六微带线和所述第七微带线的一端连接，同时为所述输入基波匹配单元的输入端，所述第六微带线的另一端同时与所述第五微带线和所述直流偏置线的一端连接，所述第五微带线的另一端为所述输入基波匹配单元的输出端，所述直流偏置线的另一端为所述输入基波匹配单元的馈电端。

更进一步地，所述栅极直流偏置单元包括：

第八微带线和电容C3；

所述第八微带线的一端为所述栅极直流偏置单元的馈电端与所述电容C3的一端连接，所述第八微带线的另一端为所述栅极直流偏置单元的偏置端，所述电容C3的另一端接地。

更进一步地，所述漏极直流偏置单元包括：

第九微带线和电容C4；

所述第九微带线的一端为所述漏极直流偏置单元的馈电端与所述电容C4的一端连接，所述第九微带线的另一端为所述漏极直流偏置单元的偏置端，所述电容C4的另一端接地。

本实用新型实施例的另一目的在于，提供一种采用上述基于寄生补偿的J类功率放大电路的宽带功率放大器。

本实用新型实施例利用谐波寄生补偿网络对功率放大器晶体管的谐波阻抗进行补偿和控制，来实现对基波、二次谐波和三次谐波阻抗的精确控制，从而使得晶体管的能量损耗降低，从而达到提升功率放大器的工作效率和线性度指标的目的。并且，该设计方法对J类功率放大器二次和三次谐波阻抗独立设计，实现的各次谐波阻抗控制电路不会相互影响，不需要后期优化调试工作，大大降低了设计的复杂度，减少了后期调试的繁冗工作。

附图说明

图1为理想情况下J类功率放大电路中晶体管漏极输出端电流与电压波形示意图图；

图2为本实用新型实施例提供的基于寄生补偿的J类功率放大电路的结构图；

图3为本实用新型实施例提供的基于寄生补偿的J类功率放大电路的优选结构图。

具体实施方式

为了使本实用新型的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本实用新型进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本实用新型，并不用于限定本实用新型。此外，下面所描述的本实用新型各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

本实用新型实施例利用谐波寄生补偿网络对功率放大器晶体管的谐波阻抗进行补偿和控制，实现对基波、二次谐波和三次谐波阻抗的精确控制，降低晶体管的能量损耗，提升功率放大器的效率和线性度，并且对二次和三次谐波阻抗独立设计，实现各次谐波阻抗控制电路互不影响，无需后期优化调试，降低了设计的复杂度，减少了后期调试的繁冗工作。

以下结合具体实施例对本实用新型的实现进行详细描述：

图2示出了本实用新型实施例提供的基于寄生补偿的J类功率放大电路的结构，为了便于说明，仅示出了与本实用新型相关的部分。

作为本实用新型一实施例，该基于寄生补偿的J类功率放大电路可以应用于任何宽带功率放大器中，包括：

晶体管及寄生电路11；

对晶体管及寄生电路11实现寄生补偿的谐波寄生补偿单元12，谐波寄生补偿单元12的输入端与晶体管的功率信号输出端连接，晶体管的功率信号输入端为基于寄生补偿的J类功率放大电路的输入端；

在本实用新型实施例中，对于N型MOS管，从功率信号流图的角度讲，N型MOS管将栅极输入的小功率信号放大为漏极输出的大功率信号，谐波寄生补偿单元12处理的信号，既包含交流电压信号也包含交流电流信号。

对功率放大电路的二次谐波阻抗和三次谐波阻抗实现独立控制的谐波阻抗控制单元13，谐波阻抗控制单元13的输入端与谐波寄生补偿单元12的输出端连接；

对功率放大电路的基波阻抗实现独立控制的基波阻抗控制单元14，基波阻抗控制单元14的输入端与谐波阻抗控制单元13的输出端连接，基波阻抗控制单元14的输出端与电容C1的一端连接，电容C1的另一端与负载连接。

作为本实用新型一实施例，谐波寄生补偿单元12可以由L型微带线结构构成。

在本实用新型实施例中，晶体管的寄生参量模型(寄生电路)包括：晶体管漏极和源极间的寄生电容C_ds、寄生电感L_d和封装寄生电容C_p等。

作为本实用新型一优选实施例，谐波寄生补偿单元(网络)12位于晶体管的功率信号输出端和谐波控制单元之间，由特征阻抗为Z₀的L型微带线中的第一传输线TL1和第二传输线TL2构成。其中第一传输线TL1的电长度为θ₁，第二传输线TL2的电长度为θ₂。

对基于寄生补偿的J类功率放大电路，谐波寄生补偿网络的L型微带中的传输线TL1的电长度θ₁和传输线TL2的电长度θ₂利用以下公式求解得到：

${\mathrm{\θ}}_1=\frac{1}{2}[\arctan \left(\frac{6\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_0{L}_d{R}_{\mathrm{opt}}-8}{Z_0(12\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_0^2{C}_p{L}_d{R}_{\mathrm{opt}}-16{\mathrm{\ω}}_0{C}_p-3\mathrm{\π}{R}_{\mathrm{opt}})}\right)+\mathrm{n\π}]$

${\mathrm{\θ}}_2=\frac{1}{3}[\arctan \left(Z_0(\frac{1}{3{\mathrm{\ω}}_0{L}_d}-3{\mathrm{\ω}}_0{C}_p)\right)+\mathrm{n\π}]-{\mathrm{\θ}}_1$

上述公式中，n为整数，Z₀为微带的特征阻抗，单位为Ω；ω₀为基波角频率，单位为rad/s；C_ds为寄生电容，单位为pF；L_d为寄生电感，单位为nH；C_p为封装寄生电容，单位为pF，R_opt为最佳负载阻抗。

在实际设计时，第一传输线TL1的电长度为θ₁和第二传输线TL2的电长度取大于零的最小值。

在本实用新型实施例中，通过合理的选择第一传输线TL1的电长度为θ₁和第二传输线TL2的电长度θ₂的具体值，实现对谐波阻抗的寄生补偿，同时，独立调整输出电路的基波阻抗控制单元可以单独控制基波阻抗匹配，从而分别满足J类功率放大器在晶体管固有漏极(或电流输入端)相应的基波、二次谐波和三次谐波阻抗要求。

作为本实用新型一实施例，谐波阻抗控制单元(网络)13可以由三段微带线结构构成。

参见图2，其中三段微带线特征阻抗为Z₀，具体为：串联微带线、开路微带线和短路微带线；

串联微带线的一端为谐波阻抗控制单元13的输入端，其电长度为λ₀/4，串联微带线的另一端为谐波阻抗控制单元13的输出端同时与开路微带线和短路微带线的一端连接，开路微带线的电长度为λ₀/12，所述短路微带线的另一端接地，短路微带线的电长度为λ₀/4，该结构中串联微带线、开路微带线和短路微带线的特征阻抗均为Z₀，对于固定工作频率，该谐波控制单元可同时实现输入端口处的二次谐波短路、三次谐波开路。其中，λ₀为基波频率的波长。

在图2中，S表示谐波阻抗短路，O表示谐波阻抗开路。也就是说，1S基波短路，2S表示二次谐波短路，3S表示三次谐波短路，3O表示三次谐波开路，1O基波开路。

二次谐波和三次谐波阻抗控制的具体原理阐述如下：

根据谐波控制电路输入端实现的二次谐波短路、三次谐波开路的阻抗条件，能够得到从晶体管固有漏极处向负载方向的等效阻抗。对二次谐波，得到晶体管固有漏极处的负载阻抗为：

$Z_{\mathrm{net}}\left(2{\mathrm{\ω}}_0\right)=\frac{Z_{\mathrm{TL}}+j2{\mathrm{\ω}}_0{L}_d(1+j2{\mathrm{\ω}}_0{C}_p{Z}_{\mathrm{TL}})}{j2{\mathrm{\ω}}_0{C}_{\mathrm{ds}}[Z_{\mathrm{TL}}+j2{\mathrm{\ω}}_0{L}_d(1+j2{\mathrm{\ω}}_0{C}_p{Z}_{\mathrm{TL}})]+1+j2{\mathrm{\ω}}_0{C}_p{Z}_{\mathrm{TL}}}---\left(1\right)$

其中，Z_TL＝jZ₀tan(2θ₁)，ω₀是基波角频率，晶体管漏极和源极之间的寄生电容C_ds、寄生电感L_d和封装寄生电容C_p。

同样地，对三次谐波，由对应的等效电路，得到晶体管固有漏极处的负载阻抗为：

$Z_{\mathrm{net}}\left(3{\mathrm{\ω}}_0\right)=\frac{Z_{\mathrm{TL}}^{\′}+j3{\mathrm{\ω}}_0{L}_d(1+j3{\mathrm{\ω}}_0{C}_p{Z}_{\mathrm{TL}}^{\′})}{j3{\mathrm{\ω}}_0{C}_{\mathrm{ds}}[Z_{\mathrm{TL}}^{\′}+j3{\mathrm{\ω}}_0{L}_d(1+j3{\mathrm{\ω}}_0{C}_p{Z}_{\mathrm{TL}}^{\′})]+1+j3{\mathrm{\ω}}_0{C}_p{Z}_{\mathrm{TL}}^{\′}}---\left(2\right)$

其中，Z′_TL＝-jZ₀/tan(3θ₁+3θ₂)，ω₀是基波角频率，晶体管漏极和源极之间的寄生电容C_ds、寄生电感L_d和封装寄生电容C_p。

为了满足基于寄生补偿的J类功率放大电路的谐波阻抗条件：

对固定的晶体管漏极和源极之间的寄生电容C_ds、寄生电感L_d和封装寄生电容C_p，联立方程组解得：

${\mathrm{\θ}}_1=\frac{1}{2}[\arctan \left(\frac{6\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_0{L}_d{R}_{\mathrm{opt}}-8}{Z_0(12\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_0^2{C}_p{L}_d{R}_{\mathrm{opt}}-16{\mathrm{\ω}}_0{C}_p-3\mathrm{\π}{R}_{\mathrm{opt}})}\right)+\mathrm{n\π}]$

${\mathrm{\θ}}_2=\frac{1}{3}[\arctan \left(Z_0(\frac{1}{3{\mathrm{\ω}}_0{L}_d}-3{\mathrm{\ω}}_0{C}_p)\right)+\mathrm{n\π}]-{\mathrm{\θ}}_1$

上述四个公式中，n为整数，Z₀为微带的特征阻抗，单位为Ω；ω₀为基波角频率，单位为rad/s；C_ds为寄生电容，单位为pF；L_d为寄生电感，单位为nH；C_p为封装寄生电容，单位为pF。

作为本实用新型一实施例，基波阻抗控制单元(网络)14可以由L型微带线结构构成，包括第三微带线TL3和第四微带线TL4；

第三微带线TL3的一端为基波阻抗控制单元14的输入端，第三微带线TL3的另一端为基波阻抗控制单元14的输出端与第四微带线TL4的一端连接。

第三微带线TL3、第四微带线TL4需要根据基本L枝节匹配方法将功率放大器的输出负载阻抗变换为最佳基波匹配负载匹配阻抗。

图3示出了本实用新型实施例提供的基于寄生补偿的J类功率放大电路的优选结构，为了便于说明，仅示出了与本实用新型相关的部分。

作为本实用新型一优选实施例，该基于寄生补偿的J类功率放大电路还可以包括功率放大器输入部分的电路：

输入稳定单元(网络)15，输入基波匹配单元(网络)16以及电容C5；

在功率放大电路输入端到晶体管栅极输入端的方向上，输入稳定单元15的输入端与电容C5的一端连接，电容C5的另一端为基于寄生补偿的J类功率放大电路的输入端，输入稳定单元15的输出端与输入基波匹配单元16的输入端连接，输入基波匹配单元16的输出端与晶体管的功率信号输入端(栅极)连接。

作为本实用新型一实施例，输入稳定单元15包括：

电阻R1、电阻R2、电容C2；

电阻R2的一端为输入稳定单元15的输入端同时与电容C2的一端和电阻R1的一端连接，电阻R1的另一端接地，电阻R2的另一端与电容C2的另一端连接，同时为输入稳定单元15的输出端。

输入基波匹配单元16包括：

第五微带线TL5、第六微带线TL6、第七微带线TL7和直流偏置线；

第五微带线TL5、第六微带线TL6、第七微带线TL7构成L型微带线结构，第六微带线TL6和第七微带线TL7的一端连接，同时为输入基波匹配单元16的输入端，第六微带线TL6的另一端同时与第五微带线TL5和直流偏置线的一端连接，第五微带线TL5的另一端为输入基波匹配单元16的输出端，直流偏置线的另一端为输入基波匹配单元16的直流馈电端。

该直流偏置线的电长度为λ₀/4，第五微带线TL5、第六微带线TL6、第七微带线TL7是利用基本L枝节匹配方法将功率放大器的输入负载阻抗(源负载阻抗)匹配到晶体管所需的最佳基波匹配负载阻抗(源输入阻抗)基波匹配。

作为本实用新型一实施例，该基于寄生补偿的J类功率放大电路还可以包括：

栅极直流偏置单元(网络)17和漏极直流偏置单元(网络)18；

栅极直流偏置单元17的馈电端与输入基波匹配单元16的直流馈电端连接，栅极直流偏置单元17的偏置端与栅极偏置电压Vg相连；

漏极直流偏置单元18的馈电端与谐波阻抗控制单元13的直流馈电端连接，漏极直流偏置单元18的偏置端与漏极偏置电压Vd相连。

作为本实用新型一优选实施例，该栅极直流偏置单元17包括：

第八微带线TL8和电容C3；

第八微带线TL8的一端为栅极直流偏置单元17的馈电端与电容C3的一端连接，第八微带线TL8的另一端为栅极直流偏置单元17的偏置端，电容C3的另一端接地。

该漏极直流偏置单元18包括：

第九微带线TL9和电容C4；

第九微带线TL9的一端为漏极直流偏置单元18的馈电端与电容C4的一端连接，第九微带线TL9的另一端为漏极直流偏置单元18的偏置端，电容C4的另一端接地。

作为本实用新型一实施例，第八微带线TL8的电长度为λ₀/4，第九微带线TL9的电长度为λ₀/4。

在实际设计中，晶体管可选用型号为CreeCGH40006P的6WGaNHEMT晶体管或者CGH40010F的10WGaNHEMT，也可以采用其他类型和型号的晶体管实现。

本实用新型实施例的另一目的在于，提供一种采用上述基于寄生补偿的J类功率放大电路的宽带功率放大器。

本实用新型实施例利用谐波寄生补偿网络对功率放大器晶体管的谐波阻抗进行补偿和控制，来实现对基波、二次谐波和三次谐波阻抗的精确控制，从而使得晶体管的能量损耗降低，从而达到提升功率放大器的工作效率和线性度指标的目的。并且，该设计方法对J类功率放大器二次和三次谐波阻抗独立设计，实现的各次谐波阻抗控制电路不会相互影响，不需要后期优化调试工作，大大降低了设计的复杂度，减少了后期调试的繁冗工作。

以上仅为本实用新型的较佳实施例而已，并不用以限制本实用新型，凡在本实用新型的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种基于寄生补偿的J类功率放大电路，其特征在于，所述功率放大电路包括：

晶体管及寄生电路；

对所述晶体管及寄生电路实现寄生补偿的谐波寄生补偿单元，所述谐波寄生补偿单元的输入端与所述晶体管的功率信号输出端连接，所述晶体管的功率信号输入端为所述基于寄生补偿的J类功率放大电路的输入端；

对功率放大电路的二次谐波阻抗和三次谐波阻抗实现独立控制的谐波阻抗控制单元，所述谐波阻抗控制单元的输入端与所述谐波寄生补偿单元的输出端连接；

对功率放大电路的基波阻抗实现独立控制的基波阻抗控制单元，所述基波阻抗控制单元的输入端与所述谐波阻抗控制单元的输出端连接，所述基波阻抗控制单元的输出端与电容C1的一端连接，所述电容C1的另一端与负载连接；

所述谐波寄生补偿单元为L型微带线结构；

所述谐波阻抗控制单元为三段微带线结构；

所述基波阻抗控制单元为L型微带线结构。

2.如权利要求1所述的功率放大电路，其特征在于，所述功率放大电路还包括：

输入稳定单元、输入基波匹配单元以及电容C5；

所述输入稳定单元的输入端与所述电容C5的一端连接，所述电容C5的另一端为所述基于寄生补偿的J类功率放大电路的输入端，所述输入稳定单元的输出端与所述输入基波匹配单元的输入端连接，所述输入基波匹配单元的输出端与所述晶体管的功率信号输入端连接。

3.如权利要求1所述的功率放大电路，其特征在于，所述功率放大电路还包括：

栅极直流偏置单元和漏极直流偏置单元；

所述栅极直流偏置单元的馈电端与所述输入基波匹配单元的直流馈电端连接，所述栅极直流偏置单元的偏置端与栅极偏置电压相连；

所述漏极直流偏置单元的馈电端与所述谐波阻抗控制单元的直流馈电端连接，所述漏极直流偏置单元的偏置端与漏极偏置电压相连。

4.如权利要求1所述的功率放大电路，其特征在于，所述谐波寄生补偿单元包括第一传输线和第二传输线，所述第一传输线的电长度(θ₁)和所述第二传输线的电长度(θ₂)分别为：

$\begin{array}{c}{\mathrm{\θ}}_1=\frac{1}{2}[\arctan \left(\frac{6\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_0{L}_d{R}_{\mathrm{opt}}-8}{Z_0(12\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_0^2{C}_p{L}_d{R}_{\mathrm{opt}}-16{\mathrm{\ω}}_0{C}_p-3\mathrm{\π}{R}_{\mathrm{opt}})}\right)+\mathrm{n\π}]\\ {\mathrm{\θ}}_2=\frac{1}{3}[\arctan \left(Z_0(\frac{1}{3{\mathrm{\ω}}_0{L}_d}-3{\mathrm{\ω}}_0{C}_p)\right)+\mathrm{n\π}]-{\mathrm{\θ}}_1\end{array}$

其中，n为整数，Z₀为微带的特征阻抗，ω₀为基波角频率，C_ds为寄生电容，L_d为寄生电感，C_p为封装寄生电容，R_opt为最佳负载阻抗。

5.如权利要求1所述的功率放大电路，其特征在于，所述谐波阻抗控制单元包括：

串联微带线、开路微带线和短路微带线；

所述串联微带线的一端为所述谐波阻抗控制单元的输入端，所述串联微带线的另一端为所述谐波阻抗控制单元的输出端同时与所述开路微带线和所述短路微带线的一端连接，所述短路微带线的另一端接地；

所述串联微带线、所述开路微带线和所述短路微带线的特征阻抗相同。

6.如权利要求2所述的功率放大电路，其特征在于，所述输入稳定单元包括：

电阻R1、电阻R2、电容C2；

所述电阻R2的一端为所述输入稳定单元的输入端同时与所述电容C2的一端和所述电阻R1的一端连接，所述电阻R1的另一端接地，所述电阻R2的另一端与所述电容C2的另一端连接，同时为所述输入稳定单元的输出端。

7.如权利要求2所述的功率放大电路，其特征在于，所述输入基波匹配单元包括：

第五微带线、第六微带线、第七微带线和直流偏置线；

所述第五微带线、所述第六微带线、所述第七微带线构成L型微带线结构，所述第六微带线和所述第七微带线的一端连接，同时为所述输入基波匹配单元的输入端，所述第六微带线的另一端同时与所述第五微带线和所述直流偏置线的一端连接，所述第五微带线的另一端为所述输入基波匹配单元的输出端，所述直流偏置线的另一端为所述输入基波匹配单元的馈电端。

8.如权利要求3所述的功率放大电路，其特征在于，所述栅极直流偏置单元包括：

第八微带线和电容C3；

所述第八微带线的一端为所述栅极直流偏置单元的馈电端与所述电容C3的一端连接，所述第八微带线的另一端为所述栅极直流偏置单元的偏置端，所述电容C3的另一端接地。

9.如权利要求3所述的功率放大电路，其特征在于，所述漏极直流偏置单元包括：

第九微带线和电容C4；

所述第九微带线的一端为所述漏极直流偏置单元的馈电端与所述电容C4的一端连接，所述第九微带线的另一端为所述漏极直流偏置单元的偏置端，所述电容C4的另一端接地。

10.一种宽带功率放大器，其特征在于，所述宽带功率放大器包括如权利要求1至9任一项所述的基于寄生补偿的J类功率放大电路。