CN107547050A - 一种双级双频带高效功率放大器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双级双频带高效功率放大器，驱动级晶体管栅极并联栅极直流偏置电路和驱动级输入匹配电路；功率级晶体管漏极串联双频带E类补偿电路和双频带E类谐波控制电路，双频带E类谐波控制电路输出端并联漏极直流偏置电路和功率级输出匹配电路；驱动级晶体管漏极和功率级晶体管栅极之间连接双频带级间匹配电路，双频带级间匹配电路包括串联的第一段传输线、第三段传输线和第五段传输线，第二段传输线一端连接于第一段传输线和第三段传输线之间，另一端与驱动级漏极电源相连；第四段传输线一端连接于第三段传输线和第五段传输线之间，另一端与功率级栅极电源相连。本发明可以在两个频带同时工作，满足多模式多频带要求。

Description

一种双级双频带高效功率放大器

技术领域

本发明涉及无线通信功率放大器(功放)技术领域，尤其涉及一种双级双频带高效功率放大器。

背景技术

目前，移动通信服务的快速发展对低能耗、高效率的器件设计提出了更高的要求。而射频功率放大器恰恰是无线发射终端中耗能最大的模块。因此功率放大器的效率直接决定了整个发射终端的能耗量级。如果提升功率放大器的工作效率，就可以降低整个系统的能耗，减小通信设备的运营成本，在提倡节能环保可持续发展的今天，有着重大意义。所以，提高功率放大器的工作效率成为功放研究领域的热点。

同时，随着各种无线通信标准的发展，人们对射频集成电路提出了多模式、多频带的新要求。因此，高效率多频带功率放大器的设计已成为功放研究领域的热点。2007年，Seung Hun Ji等人首次基于混合左右手传输线提出了双频带E类功率放大器[1]。其分别在0.836GHz和1.95GHz实现了22.4dBm、22.2dBm的输出功率和42.5％、42.6％的功率附加效率(PAE)。2009年,Chi-Tsan Chen等人提出面向W-CDMA和WiMAX的双频带E类功率放大器[2]。

另一方面，在满足多模式多频带要求的同时，寻找高增益的多级高效功率放大器也成为一个热门的趋势。其原因在于高增益的多级高效功率放大器可以放大单级功放无法放大的微小信号，以使其达到信号发射所需的功率要求。而且其能保持单级功放同样高的效率，减小功耗。因此，多级高效率功率放大器的设计也已成为功放研究领域的热点。2005年，双级E类功率放大器诞生[3]。2006年，S.Gao等人提出了F类功放推动E类功放的想法[4]。2011年，A.Ramadan等人提出了逆F类功放推动F类功放的想法，并实现了双级大于70％的功率附加效率[5]。

【参考文献】

[1]S.H.Ji,C.-S.Cho,J.W.Lee,and J.Kim,“Concurrent dual-band class Epower amplifier using composite right/left-handed transmission lines,”IEEETrans.Microw.Theory Tech.,vol.55,no.6,pp.1341-1347,Jun.2007.

[2]C.T.Chen,C.J.Li,T.S.Horng,J.K.Jau,J.Y.Li,“High Efficiency Dual-Mode RF Transmitter Using Envelope-Tracking Dual-Band Class-E Power Amplifierfor W-CDMA or WiMAX Systems,”IEEE MTT-S Int.Microwave Sym.Dig.,Jul.2009,pp.417-420.

[3]S.Pajic,N.Wang,P.M.Watson,T.K.Quach,and Z.Popovic,“X-band two-stage high-efficiency switched-mode power amplifiers,”IEEETrans.Microw.Theory Techn.,vol.53,no.9,pp.2899–2907,Sep.2005.

[4]S.Gao,H.Xu,S.Heikman,U.K.Mishra,and R.A.York,“Two-stage quasi-class-E power amplifier in GaN HEMT technology,”IEEE Microw.WirelessCompon.Lett.,vol.16,no.1,pp.28–30,Jan.2006.

[5]A.Ramadan et al.,“Two-stage GaN HEMT amplifier with gate–sourcevoltage shaping for efficiency versus bandwidth enhancements,”IEEETrans.Microw.Theory Techn.,vol.59,no.3,pp.699–706,Mar.2011.

发明内容

本发明的目的是为了克服现有技术中的不足，基于上述高效双频带功放和多级高效功放的优势及其研究基础，将其两者的优点结合，创新性地提出了一种双级双频带高效功率放大器，即双频带F类推动E类功放的结构，这种新型结构不仅可以在两个频带同时工作，满足多模式多频带要求，而且相比单级功率放大器本发明还可以放大更加微弱的微波信号，提高整个功放的增益，从而扩展了其应用场景和应用前景。此外，由于F类和E类功放都是高效功放，其理论效率为100％，因此采用F类推动E类的方式也可以保证整个链路的效率很高。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的。

一种双级双频带高效功率放大器，包括驱动级功率放大器和功率级功率放大器，所述驱动级功率放大器由驱动级晶体管构成，所述功率级功率放大器由功率级晶体管构成，所述驱动级晶体管和功率级晶体管的源极均接地，所述驱动级晶体管栅极分别连接有栅极直流偏置电路和驱动级输入匹配电路；

所述功率级晶体管漏极串联有双频带E类补偿电路和双频带E类谐波控制电路，所述双频带E类谐波控制电路输出端分别连接有漏极直流偏置电路和功率级输出匹配电路；

所述驱动级晶体管漏极和功率级晶体管栅极之间连接有双频带级间匹配电路，所述双频带级间匹配电路包括第三段传输线，所述第三段传输线一端分别连接有第一段传输线和第二段传输线，另一端分别连接有第四段传输线和第五段传输线；所述第一段传输线与驱动级晶体管漏极相连接，所述第二段传输线经一号旁路电感与驱动级漏极电源相连接，所述第四段传输线经二号旁路电感与功率级栅极电源相连接，所述第五段传输线与功率级晶体管栅极相连接。

所述栅极直流偏置电路输入端分别连接驱动级栅极电源和接地的一号旁路电容；所述漏极直流偏置电路输入端分别连接有功率级漏极电源和接地的四号旁路电容；所述一号旁路电感与驱动级漏极电源相连接的一端连接有接地的二号旁路电容；所述二号旁路电感与功率级栅极电源相连接的一端连接有接地的三号旁路电容。

所述驱动级输入匹配电路与驱动级晶体管栅极连接的一端连接有一号隔直电容，另一端连接有接地的源端负载。

所述功率级输出匹配电路输入端连接有二号隔直电容，输出端连接有接地的输出端负载。

所述第三段传输线两个连接端的其中一端串联有三号隔直电容。

所述第一段传输线、第二段传输线、第三段传输线、第四段传输线和第五段传输线的阻抗和电长度时应满足以下条件：

①对于目标频带f₁而言，当其基波频率下达到匹配时，其应满足的条件为：

Re{Z_1b(f₁)}＝Z₀₃

Re{Z_2b(f₁)}＝Z₀₃

Im{Z_1b(f₁)}＝0

Im{Z_2b(f₁)}＝0

②对于目标频点f₂而言，当其基波频率下达到匹配时，其应满足的条件为：

Re{Z_1b(f₂)}＝Re{Z_2c(f₂)}

Im{Z_1b(f₂)}＝-Im{Z_2c(f₂)}

③在目标频带f₁处，第二段传输线的电长度为45°，在目标频带f₂处，第四段传输线的电长度为45°；

其中，f₁、f₂表示基波的两个目标频带，f₁<f₂；Z_1b(f₁)表示1b阻抗参考面在f₁频率下的阻抗；Z_2b(f₁)表示2b阻抗参考面在f₁频率下的阻抗；Z_1b(f₂)表示1b阻抗参考面在f₂频率下的阻抗；Z_2c(f₂)表示2c阻抗参考面在f₂频率下的阻抗；Z₀₃表示第三段传输线的阻抗。

与现有技术相比，本发明的技术方案所带来的有益效果是：

(1)本发明中双频带级间匹配电路不仅可以满足目标频点f₁、f₂下的基波阻抗和二次谐波阻抗，而且额外的两个自由度可以供三次谐波去调谐和优化，因此所述级间匹配电路是可以满足双频带下F类推动E类所需的阻抗条件的；

(2)本发明中，第二段传输线T₂和第四段传输线T₄则构造为两个目标频带的二次谐波短路点，短路的二次谐波传输线T₂和T₄与电感串联还可以提供驱动级漏极和功率级栅极的直流电压；

(3)本发明双级双频带高效功率放大器的驱动级输入匹配电路、功率级输出匹配电路则将两个频带内的基波最优阻抗匹配到负载，以实现最大限度的功率传输；

(4)本发明这种新型结构不仅可以在两个频带同时工作，满足多模式多频带要求，而且还可以提高整个功放的增益，放大十分微弱的微波信号；此外，由于F类和E类功放都是高效功放，其理论效率为100％；采用F类推动E类的方式也可以保证整个链路的效率很高。

附图说明

图1是本发明双级双频带高效功率放大器的电路结构原理图；

图2是本发明双级双频带高效功率放大器的级间匹配电路原理图；

图3是本发明双级双频带高效功率放大器级间匹配电路的具体实施方案图；

图4是本发明双级双频带高效功率放大器的具体实施方案随输入功率变化的整体性能仿真结果图；

图5是本发明双级双频带高效功率放大器的具体实施方案随频率变化的整体性能仿真结果图。

具体实施方式

为了更清楚的说明本发明的技术方案，下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

针对现有技术存在的问题，基于高效率双频带E类功放和高效率双频带F类功放的特点，本发明提出一种双级双频带高效功率放大器，如图1所示，包括驱动级功率放大器和功率级功率放大器，所述驱动级功率放大器由驱动级晶体管构成，所述功率级功率放大器由功率级晶体管构成，所述驱动级晶体管和功率级晶体管的源极均接地。

所述驱动级晶体管栅极分别连接有栅极直流偏置电路和驱动级输入匹配电路，所述栅极直流偏置电路输入端分别连接驱动级栅极电源和接地的一号旁路电容。所述驱动级输入匹配电路与驱动级晶体管栅极连接的一端连接有一号隔直电容，另一端连接有接地的源端负载。

所述功率级晶体管漏极串联有双频带E类补偿电路和双频带E类谐波控制电路，所述双频带E类谐波控制电路输出端分别连接有漏极直流偏置电路和功率级输出匹配电路，所述漏极直流偏置电路输入端分别连接功率级漏极电源和接地的四号旁路电容。所述功率级输出匹配电路输入端连接有二号隔直电容，输出端连接有接地的输出端负载。

所述驱动级晶体管漏极和功率级晶体管栅极之间连接有双频带级间匹配电路，如图2所示，所述双频带级间匹配电路包括第三段传输线，所述第三段传输线一端分别连接有第一段传输线和第二段传输线，另一端分别连接有第四段传输线和第五段传输线。所述第一段传输线与驱动级晶体管漏极相连接，所述第二段传输线经一号旁路电感与驱动级漏极电源相连接，所述一号旁路电感与驱动级漏极电源相连接的一端还连接有接地的二号旁路电容。所述第四段传输线经二号旁路电感与功率级栅极电源相连接，所述二号旁路电感与功率级栅极电源相连接的一端还连接有接地的三号旁路电容，所述第五段传输线与功率级晶体管栅极相连接。所述第三段传输线两个连接端的其中一端还串联有三号隔直电容。

图2中，A₁表示驱动级功率放大器，A₂是功率级功率放大器，T₁、T₂、T₃、T₄、T₅分别第一段传输线、第二段传输线、第三段传输线、第四段传输线、第五段传输线，对应的每根传输线的特征阻抗分别为Z₀₁、Z₀₂、Z₀₃、Z₀₄、Z₀₅。f₁、f₂表示基波的两个目标频带，在目标频带f₁(f₁<f₂)处，第一段传输线T₁的电长度为θ₁度；在目标频带f₁(f₁<f₂)处，第二段传输线T₂的电长度为45°；在目标频带f₂(f₁<f₂)处，第三段传输线T₃的电长度为θ₃度；在目标频带f₂(f₁<f₂)处，第四段传输线T₄的电长度为45°；在目标频带f₁(f₁<f₂)处，第五段传输线T₅的电长度为θ₅度。为了分析方便，图2中假设了1a、1b、2a、2b、2c五个阻抗参考面，其中，自第一段传输线T₁输出端向驱动级功率放大器A₁方向定义为1a阻抗参考面；自第三段传输线T₃输入端向驱动级功率放大器A₁方向定义为1b阻抗参考面；自第三段传输线T₃输入端向功率级功率放大器A₂方向定义为2c阻抗参考面；自第三段传输线T₃输出端向功率级功率放大器A₂方向定义为2b阻抗参考面；自第五段传输线T₅输入端向功率级功率放大器A₂方向定义为2a阻抗参考面。因此，Z_1a(f₁)表示1a阻抗参考面在f₁频率下驱动级输出的阻抗，包括在f₁频率下第一段传输线T₁、驱动级功率放大器A₁和源端负载R₁的阻抗；Z_1a(f₂)表示1a阻抗参考面在f₂频率下驱动级输出的阻抗，包括在f₂频率下第一段传输线T₁、驱动级功率放大器A₁和源端负载R₁的阻抗；Z_1b(f₁)表示1b阻抗参考面在f₁频率下的阻抗，包括在f₁频率下第一段传输线T₁、第二段传输线T₂、驱动级功率放大器A₁和源端负载R₁的阻抗；Z_1b(f₂)表示1b阻抗参考面在f₂频率下的阻抗，包括在f₂频率下第一段传输线T₁、第二段传输线T₂、驱动级功率放大器A₁和源端负载R₁的阻抗；Z_2a(f₁)表示2a阻抗参考面在f₁频率下功率级输入的阻抗，包括在f₁频率下第五段传输线T₅、功率级功率放大器A₂和输出端负载R₂的阻抗；Z_2a(f₂)表示2a阻抗参考面在f₂频率下功率级输入的阻抗，包括在f₂频率下第五段传输线T₅、功率级功率放大器A₂和输出端负载R₂的阻抗；Z_2b(f₁)表示2b阻抗参考面在f₁频率下的阻抗，包括在f₁频率下第四段传输线T₄、第五段传输线T₅、功率级功率放大器A₂和输出端负载R₂的阻抗；Z_2b(f₂)表示2b阻抗参考面在f₂频率下的阻抗，包括在f₂频率下第四段传输线T₄、第五段传输线T₅、功率级功率放大器A₂和输出端负载R₂的阻抗；Z_2c(f₂)表示2c阻抗参考面在f₂频率下的阻抗，包括在f₂频率下第三段传输线T₃、第四段传输线T₄、第五段传输线T₅、功率级功率放大器A₂和输出端负载R₂的阻抗。Z₁(f₁)表示在f₁频率下驱动级输出的阻抗，包括在f₁频率下驱动级功率放大器A₁和源端负载R₁的阻抗；Z₁(f₂)表示在f₂频率下驱动级输出的阻抗，包括在f₂频率下驱动级功率放大器A₁和源端负载R₁的阻抗。Z₂(f₁)表示在f₁频率下功率级输入的阻抗，包括在f₁频率下功率级功率放大器A₂和输出端负载R₂的阻抗；Z₂(f₂)表示在f₂频率下功率级输入的阻抗，包括在f₂频率下功率级功率放大器A₂和输出端负载R₂的阻抗。

根据文献[4]的理论，F类作为驱动级可以很好的驱动E类的功率级功放。因此，根据F类阻抗条件的特点，二次谐波应该为短路，三次谐波应该为开路。而就双级功放的级间匹配特点而言，即要求驱动级两个目标频带(f₁,f₂)的二次谐波完全短路，而三次谐波则适当的注入到功率级功率放大器中。所以，第二段传输线T₂和第四段传输线T₄则构造为两个目标频带的二次谐波短路点。

对于目标频带的低频点f₁而言，1a阻抗参考面在f₁频率下驱动级输出的阻抗为：

2a阻抗参考面在f₁频率下功率级输入的阻抗为：

1b阻抗参考面在f₁频率下驱动级输出的导纳为：

2b阻抗参考面在f₁频率下功率级输入的导纳为：

因此，对于目标频带f₁而言，当其基波频率下达到匹配时，其应满足的条件为：

Re{Z_1b(f₁)}＝Z₀₃ (5)

Re{Z_2b(f₁)}＝Z₀₃ (6)

Im{Z_1b(f₁)}＝0 (7)

Im{Z_2b(f₁)}＝0 (8)

对于目标频带的高频点f₂而言，1a阻抗参考面在f₂频率下驱动级输出的阻抗为：

2a阻抗参考面在f₂频率下功率级输入的阻抗为：

1b阻抗参考面在f₂频率下驱动级输出的导纳为：

2b阻抗参考面在f₂频率下功率级输入的导纳为：

2c阻抗参考面在f₂频率下的阻抗为：

因此，对于目标频带f₂而言，当其基波频率下达到匹配时，其应满足的条件为：

Re{Z_1b(f₂)}＝Re{Z_2c(f₂)} (14)

Im{Z_1b(f₂)}＝-Im{Z_2c(f₂)} (15)

从上述方程可以得出基波在目标频带f₁、f₂下应该满足的条件为(5)-(8)、(14)-(15)方程，共6个。而可以选择的变量为Z₀₁、Z₀₂、Z₀₃、Z₀₄、Z₀₅以及θ₁、θ₃、θ₅共8个。其中，Y₀₁、Y₀₂、Y₀₃、Y₀₄、Y₀₅分别表示第一段传输线、第二段传输线、第三段传输线、第四段传输线、第五段传输线的导纳。因此，双频带级间匹配电路不仅可以满足目标频点f₁、f₂下的基波阻抗和二次谐波阻抗，而且额外的两个自由度可以供三次谐波去调谐和优化，因此所述级间匹配电路是可以满足双频带下F类推动E类所需的阻抗条件的。此外，短路的二次谐波第二段传输线T₂和第四段传输线T₄与电感串联还可以提供驱动级漏极和功率级栅极的直流电压。最后，所述驱动级输入匹配电路、功率级输出匹配电路则将两个频带内的基波最优阻抗匹配到负载，以实现最大限度的功率传输。

在实际设计中，驱动级晶体管和功率级晶体管选用型号为Cree CGH40010F的10WGaN HEMT晶体管。对该晶体管由制造商提供的寄生分量的具体数值如下：晶体管漏极和源极之间的寄生电容Cds＝1.2pF，寄生电感Ld＝0.55nH，封装寄生电容Cp＝0.2pF。

根据上述推导结果，具体实施中各段传输线均采用微带线实现。本发明在具体实现时选用的频点是f₁＝1.7GHz和f₂＝2.14GHz；所选用的驱动级晶体管和功率级晶体管均为Cree公司的CGH40010F。本发明电路结构在具体实现时选取驱动级晶体管的漏极电压为7V，栅极电压为-3.1V；功率级晶体管的漏极电压为28V,栅极电压为-3.0V。

根据对驱动级功率放大器和功率级功率放大器分别在两个目标频点(1.7GHz、2.14GHz)进行loadpull和sourcepull，可以得到下表1中所示阻抗值：

表1

因此，基于本发明双级双频带高效功率放大器中双频带级间匹配电路的特点，可以得到如图3所示的具体实施方式，其中，传输线T₁、T₂、T₃、T₄、T₅等构成双频带E类补偿电路，传输线T₆、T₇、T₈等构成栅极直流偏置电路，传输线T₉、T₁₀、T₁₁、T₁₂构成驱动级输入匹配电路，传输线T₁₃、T₁₄、T₁₅、T₁₆构成双频带E类补偿电路，传输线T₁₇、T₁₈、T₁₉、T₂₀、T₂₁构成双频带E类谐波控制电路，传输线T₂₂、T₂₃、T₂₄等构成漏极直流偏置电路，传输线T₂₅、T₂₆、T₂₇、T₂₈构成功率级输出匹配电路。之后对功率级E类功放设计了补偿电路和谐波控制电路，由于其在其他专利中已有描述，因此这里不再解释。最后则对驱动级输入端和功率级整体的输出端做了相应的双频带基波匹配。此外，101Ω的电阻及其并联的4.3pF电容，和串联于栅极偏置线的87Ω电阻则组成了所述电路的驱动级稳定性网络。而9Ω的电阻及其并联的4.3pF电容则组成了功率级的稳定性网络。基于上述设计思路，所有传输线在具体实施时都采用Rogers5880作为板材，因此所有传输线的具体宽度和长度以及输入、输出匹配电路的电容电感值均如表2所示。

表2

本发明双级双频带高效功率放大器的具体实施方案随输入功率变化的整体性能仿真结果图如图4所示。本发明双级双频带高效功率放大器电路的具体实施方案随频率变化的整体性能仿真结果图如图5所示。可以看出当输入功率达到18dBm时，其整体性能达到最优，其输出功率分别为41.2dBm和40.5dBm，功率附加效率(PAE)分别为78.3％和78.7％。

尽管上面结合附图对本发明的功能及工作过程进行了描述，但本发明并不局限于上述的具体功能和工作过程，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可以做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。

Claims (6)

1.一种双级双频带高效功率放大器，包括驱动级功率放大器和功率级功率放大器，所述驱动级功率放大器由驱动级晶体管构成，所述功率级功率放大器由功率级晶体管构成，所述驱动级晶体管和功率级晶体管的源极均接地，其特征在于，所述驱动级晶体管栅极分别连接有栅极直流偏置电路和驱动级输入匹配电路；

所述功率级晶体管漏极串联有双频带E类补偿电路和双频带E类谐波控制电路，所述双频带E类谐波控制电路输出端分别连接有漏极直流偏置电路和功率级输出匹配电路；

所述驱动级晶体管漏极和功率级晶体管栅极之间连接有双频带级间匹配电路，所述双频带级间匹配电路包括第三段传输线，所述第三段传输线一端分别连接有第一段传输线和第二段传输线，另一端分别连接有第四段传输线和第五段传输线；所述第一段传输线与驱动级晶体管漏极相连接，所述第二段传输线经一号旁路电感与驱动级漏极电源相连接，所述第四段传输线经二号旁路电感与功率级栅极电源相连接，所述第五段传输线与功率级晶体管栅极相连接。

2.根据权利要求1所述的双级双频带高效功率放大器，其特征在于，所述栅极直流偏置电路输入端分别连接驱动级栅极电源和接地的一号旁路电容；所述漏极直流偏置电路输入端分别连接有功率级漏极电源和接地的四号旁路电容；所述一号旁路电感与驱动级漏极电源相连接的一端连接有接地的二号旁路电容；所述二号旁路电感与功率级栅极电源相连接的一端连接有接地的三号旁路电容。

3.根据权利要求1所述的双级双频带高效功率放大器，其特征在于，所述驱动级输入匹配电路与驱动级晶体管栅极连接的一端连接有一号隔直电容，另一端连接有接地的源端负载。

4.根据权利要求1所述的双级双频带高效功率放大器，其特征在于，所述功率级输出匹配电路输入端连接有二号隔直电容，输出端连接有接地的输出端负载。

5.根据权利要求1所述的双级双频带高效功率放大器，其特征在于，所述第三段传输线两个连接端的其中一端串联有三号隔直电容。

6.根据权利要求1所述的双级双频带高效功率放大器，其特征在于，所述第一段传输线、第二段传输线、第三段传输线、第四段传输线和第五段传输线的阻抗和电长度时应满足以下条件：

①对于目标频带f₁而言，当其基波频率下达到匹配时，其应满足的条件为：

Re{Z_1b(f₁)}＝Z₀₃

Re{Z_2b(f₁)}＝Z₀₃

Im{Z_1b(f₁)}＝0

Im{Z_2b(f₁)}＝0

②对于目标频点f₂而言，当其基波频率下达到匹配时，其应满足的条件为：

Re{Z_1b(f₂)}＝Re{Z_2c(f₂)}

Im{Z_1b(f₂)}＝-Im{Z_2c(f₂)}

③在目标频带f₁处，第二段传输线的电长度为45°，在目标频带f₂处，第四段传输线的电长度为45°；

其中，f₁、f₂表示基波的两个目标频带，f₁<f₂；Z_1b(f₁)表示1b阻抗参考面在f₁频率下的阻抗；Z_2b(f₁)表示2b阻抗参考面在f₁频率下的阻抗；Z_1b(f₂)表示1b阻抗参考面在f₂频率下的阻抗；Z_2c(f₂)表示2c阻抗参考面在f₂频率下的阻抗；Z₀₃表示第三段传输线的阻抗。