CN109194297A - 一种双频带高效率e类功率放大器 - Google Patents

一种双频带高效率e类功率放大器 Download PDF

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邹浩
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Abstract

本发明公开了一种双频带高效率E类功率放大器，晶体管源极接地，栅极连接RC稳定网络电路，漏极分别连接双频带谐波补偿电路和双频带谐波调节电路；RC稳定网络电路分别连接双频带输入匹配电路和双频带栅极直流偏置电路；双频带谐波调节电路分别连接双频带输出匹配电路和具有谐波控制功能的双频带漏极直流偏置电路。本发明有效减少了电路的复杂度，同时补偿了来自晶体管额外的输出电容，从而达到提升功放的工作效率的目的。

Description

一种双频带高效率E类功率放大器
技术领域
本发明涉及功率放大器技术领域，更具体的说，是涉及一种双频带高效率E类功率放大器。
背景技术
目前，随着现代无线通信系统的进一步发展，越来越需要覆盖多标准、多频带的射频前端。功率放大器作为射频前端中最重要的组件之一，也需要具备在多标准和多频带工作的能力。同时，射频功率放大器是无线发射前端中耗能最大的模块。所以，高效率多频带功率放大器的设计已成为功放研究领域的热点，而高效率双频带功率放大器是其中最基本的一类。
E类功率放大器作为高效率功率放大器之一，由于其具有软开关操作[1]、实现结构相对简单[2]和消除导通开关损耗的优点，受到了大量的关注。在两个不同的工作频带上，理想的高效双频带E类功率放大器的漏极效率能达到100％。但是，目前已有的双频带E类功率放大器没有实现优异的功率附加效率(PAE)性能[1]-[4]。
主要是由于以下原因造成的：首先，现有的双频带E类功率放大器电路结构复杂，造成损耗过大的后果；其次，在双频带E类功率放大器的工作模式下，晶体管在两个工作频带的最佳并联电容(C1和C2)会随着频率的提高而减小[5]。在微波毫米波频段，C1和C2会小于晶体管的输出电容(Cout)，在高频下无法存在最优的E类工作条件，效率会下降很多。
综上所述，有必要提出一种新型的双频带E类功率放大器，以解决现有电路结构复杂度过高和补偿晶体管额外的输出电容(CX1＝Cout-C1和CX2＝Cout-C2)的问题，提高双频带E类功率放大器的PAE。
【参考文献】
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发明内容
为了克服现有技术中电路复杂度过高和晶体管输出电容效应存在所引起的工作效率恶化问题，本发明提供了一种双频带高效率E类功率放大器，在满足双频带传输的前提下，有效减少了电路的复杂度，同时补偿了来自晶体管额外的输出电容，从而达到提升功放的工作效率的目的。
本发明的目的是通过以下技术方案实现的。
本发明的双频带高效率E类功率放大器，包括晶体管，所述晶体管源极接地，栅极连接有RC稳定网络电路，漏极分别连接有双频带谐波补偿电路和双频带谐波调节电路；
所述RC稳定网络电路分别连接有双频带输入匹配电路和双频带栅极直流偏置电路，所述双频带输入匹配电路经相互串联的六号电容和三号电阻接地，所述双频带栅极直流偏置电路经二号电阻连接栅极电压源，所述二号电阻和栅极电压源之间并联有终端接地的七号电容；
所述双频带谐波调节电路分别连接有双频带输出匹配电路和具有谐波控制功能的双频带漏极直流偏置电路，所述双频带输出匹配电路经相互串联的四号电容和四号电阻接地，所述双频带漏极直流偏置电路连接漏极电压源，所述双频带漏极直流偏置电路和漏极电压源之间并联有终端接地的三号电容。
所述双频带输入匹配电路包括依次串联的一号传输线、二号传输线和四号传输线，所述二号传输线和四号传输线之间并联有终端开路的三号传输线；所述一号传输线一端连接二号传输线，另一端连接六号电容；所述四号传输线一端连接二号传输线，另一端连接RC稳定网络电路输入端。
所述双频带栅极直流偏置电路包括相互串联的五号传输线和七号传输线，所述五号传输线和七号传输线之间并联有终端开路的六号传输线，所述五号传输线一端连接RC稳定网络电路输入端，另一端连接七号传输线，所述七号传输线一端连接五号传输线，另一端连接二号电阻，所述七号传输线和二号电阻之间并联有二十三号传输线。
所述双频带谐波补偿电路包括八号传输线，所述八号传输线一端连接晶体管漏极，另一端分别连接有终端开路的十号传输线和终端接地的九号传输线。
所述双频带谐波调节电路由相互串联的十号传输线和十二号传输线构成。
所述双频带漏极直流偏置电路包括并联于双频带谐波调节电路和双频带输出匹配电路之间的终端开路的十三号传输线，以及相互串联的十四号传输线和十七号传输线，所述十四号传输线和十七号传输线之间并联有终端开路的十五号传输线和十六号传输线；所述十四号传输线一端并联于双频带谐波调节电路和双频带输出匹配电路之间，另一端连接十七号传输线，所述十七号传输线另一端连接漏极电压源，所述十七号传输线和漏极电压源之间并联有十八号传输线。
所述双频带输出匹配电路包括依次串联的十九号传输线、二十一号传输线和二十二号传输线，所述十九号传输线和二十一号传输线之间并联有终端开路的二十号传输线。
所述十六号传输线、十八号传输线和二十三号传输线均采用扇形线。
与现有技术相比，本发明的技术方案所带来的有益效果是：
(1)本发明考虑了高频下晶体管输出电容效应，提出了一种新型的谐波补偿电路，在两个工作频带处补偿来自晶体管额外的输出电容。
(2)本发明将谐波控制电路与双频带漏极直流偏置电路结合到一起，有效减小了谐波控制电路部分的复杂度。
(3)本发明考虑了晶体管寄生分量对功放效率的影响。从而有效提高双频带E类功率放大器的工作效率。
附图说明
图1是本发明双频带高效率E类功率放大器的原理框图；
图2是本发明双频带高效率E类功率放大器的电路原理图；
图3是本发明中双频带谐波补偿电路原理图。
附图标记：R1一号电阻，R2二号电阻，R3三号电阻，R4四号电阻，C3三号电容，C4四号电容，C5五号电容，C6六号电容，C7七号电容，T1一号传输线，T2二号传输线，T3三号传输线，T4四号传输线，T5五号传输线，T6六号传输线，T7七号传输线，T8八号传输线，T9九号传输线，T10十号传输线，T11十一号传输线，T12十二号传输线，T13十三号传输线，T14十四号传输线，T15十五号传输线，T16十六号传输线，T17十七号传输线，T18十八号传输线，T19十九号传输线，T20二十号传输线，T21二十一号传输线，T22二十二号传输线，T23二十三号传输线，VG栅极电压源，VD漏极电压源，GND地，MOS晶体管。
具体实施方式
为了更清楚的说明本发明的技术方案，下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
如图1所示，本发明的双频带高效率E类功率放大器，包括晶体管MOS，所述晶体管MOS源极接地GND，栅极连接有RC稳定网络电路，漏极分别连接有双频带谐波补偿电路和双频带谐波调节电路。其中，RC稳定网络电路由相互并联的一号电阻和五号电容构成。
所述RC稳定网络电路分别连接有双频带输入匹配电路和双频带栅极直流偏置电路，所述双频带输入匹配电路经相互串联的六号电容C6和三号电阻R3接地，所述双频带栅极直流偏置电路经二号电阻R2连接栅极电压源VG，所述二号电阻R2和栅极电压源VG之间并联有终端接地GND的七号电容C7。其中，R3＝50Ω。
所述双频带谐波调节电路分别连接有双频带输出匹配电路和具有谐波控制功能的双频带漏极直流偏置电路，所述双频带输出匹配电路经相互串联的四号电容C4和四号电阻R4接地GND，所述双频带漏极直流偏置电路连接漏极电压源VD，所述双频带漏极直流偏置电路和漏极电压源VD之间并联有终端接地GND的三号电容C3。其中，R4＝50Ω。
所述双频带输入匹配电路包括依次串联的一号传输线T1、二号传输线T2和四号传输线T4，所述二号传输线T2和四号传输线T4之间并联有终端开路的三号传输线T3。所述一号传输线T1一端连接二号传输线T2，另一端连接六号电容C6。所述四号传输线T4一端连接二号传输线T2，另一端连接RC稳定网络电路输入端。
所述双频带栅极直流偏置电路包括相互串联的五号传输线T5和七号传输线T7，所述五号传输线T5和七号传输线T7之间并联有终端开路的六号传输线T6，所述五号传输线T5一端连接RC稳定网络电路输入端，另一端连接七号传输线T7，所述七号传输线T7一端连接五号传输线T5，另一端连接二号电阻R2，所述七号传输线T7和二号电阻R2之间并联有二十三号传输线T23。
所述双频带谐波补偿电路包括八号传输线T8，所述八号传输线T8一端连接晶体管MOS漏极，另一端分别连接有终端开路的十号传输线T10和终端接地GND的九号传输线T9。所述双频带谐波调节电路由相互串联的十号传输线T10和十二号传输线T12构成。
所述双频带漏极直流偏置电路包括并联于双频带谐波调节电路和双频带输出匹配电路之间的终端开路的十三号传输线T13，以及相互串联的十四号传输线T14和十七号传输线T17，所述十四号传输线T14和十七号传输线T17之间并联有终端开路的十五号传输线T15和十六号传输线T16。所述十四号传输线T14一端并联于双频带谐波调节电路和双频带输出匹配电路之间，另一端连接十七号传输线T17，所述十七号传输线T17另一端连接漏极电压源VD，所述十七号传输线T17和漏极电压源VD之间并联有十八号传输线T18。
所述双频带输出匹配电路包括依次串联的十九号传输线T19、二十一号传输线T21和二十二号传输线T22，所述十九号传输线T19和二十一号传输线T21之间并联有终端开路的二十号传输线T20。所述二十二号传输线T22一端连接四号电容C4，另一端连接二十一号T21传输线。
其中，所述十六号传输线T16、十八号传输线T18和二十三号传输线T23均采用扇形线。
图2所示为低频带基波f1，高频带基波f2的双频带高效率E类功率放大器的电路原理图。双频带输入匹配电路和双频带输出匹配电路在两个工作频带处匹配晶体管最优基波阻抗到50Ω。RC并联网络电路与栅极偏置线连接的二号电阻R2用来保证功放的稳定性。除此之外，需要结合晶体管寄生参数，调整高低阻抗线、具有谐波控制功能的双频带漏极直流偏置电路和双频带输出匹配电路，同时在晶体管本征漏极端呈现两个所需频带的基波和高次谐波分量的最佳阻抗，因此，晶体管本征漏极端的电流和电压波形可以被塑造为E类波形。
双频带栅极直流偏置电路和双频带输入匹配电路，主要实现在两个工作频带内最大的增益传输。在两个工作频带处，双频带栅极直流偏置电路提供基波开路和直流短路的条件，双频带输入匹配电路提供晶体管最佳源阻抗与50Ω匹配的功能。所述双频带谐波补偿电路位于晶体管和双频带谐波调节电路之间；所述双频带漏极直流偏置电路位于双频带谐波调节电路和双频带输出匹配电路之间。
所述双频带谐波补偿电路可以在两个工作频带的二次谐波2f1和2f2处，同时补偿来自晶体管的额外输出电容CX1和CX2；该双频带谐波补偿电路工作方式如下所述：
a)在低频带二次谐波2f1处，九号传输线T9的电长度应为180°，使八号传输线T8在B点呈现终端短路的条件。八号传输线T8表现为电感L1，L1与CX1在2f1处产生并联谐振，以提供所需的补偿。
b)在高频带二次谐波2f2处，十号传输线T10与九号传输线T9和八号输线T8相结合，整体表现为电感L2。电感L2与CX2在2f2处产生并联谐振，以提供所需的补偿。
所述双频带谐波调节电路结合晶体管寄生参数进行调整，将晶体管本征漏极端的电流和电压波形塑造为E类波形；所述晶体管漏极的双频带漏极直流偏置电路在提供谐波控制的同时，还在两个工作频带处提供基波开路和直流短路的条件；所述双频带输出匹配电路能在基波频率f1和f2处匹配晶体管最优基波负载阻抗到50Ω，以及补偿f1和f2处来自晶体管的额外输出电容。
图3所示为本发明提出的双频带谐波补偿电路结构。对于两个独立的工作频带的基频f1和f2，双频带谐波补偿电路可以在其二次谐波2f1和2f2处，补偿来自晶体管额外的输出电容CX1(＝Cout-C1)和CX2(＝Cout-C2)，其中Cout为晶体管非线性输出电容，随频率变化而变化。具体实现原理和方法阐述如下：
为了简化问题，假设八号传输线T8在f1下的电长度为θ1，特性阻抗Z1＝40Ω；九号传输线T9在f1下的电长度θ2＝90o，特性阻抗Z2＝90Ω；十号传输线T10的特性阻抗Z3＝90Ω。首先，九号传输线T9的电长度θ2在2f1处为180°，因此八号传输线T8在B点呈现终端短路的条件。这时，终端短路的八号传输线T8表现为电感L1。L1的表达式如式(1)所示：
jZ1tan(2θ1)＝j2ω1L1 (1)
其中，ω1＝2πf1
电感L1与CX1在低频带二次谐波2f1处产生并联谐振，以提供所需的补偿，如式(2)所示：
将式(1)代入式(2)得：
2ω1CX1Z1tan(2θ1)＝1 (3)
即可求得八号传输线T8的电长度θ1。
其次，假设终端开路的十号传输线T10在f2下的电长度为θ3；从A点向B点看过去，九号传输线T9与十号传输线T10相结合的阻抗为Z。终端开路的十号传输线T10、终端短路的九号传输线T9和八号传输线T8相结合，整体表现为电感L2。L2的表达式如式(5)所示：
其中，ω2＝2πf2，Z的表达式如式(6)所示：
电感L2与CX2在高频带二次谐波2f2处产生并联谐振，以提供所需的补偿，如式(7)所示：
结合式(5)-(7)，可以得到终端开路的十号传输线T10的电长度θ3。
尽管上面结合附图对本发明的功能及工作过程进行了描述，但本发明并不局限于上述的具体功能和工作过程，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可以做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。

Claims (8)

1.一种双频带高效率E类功率放大器，包括晶体管(MOS)，其特征在于，所述晶体管(MOS)源极接地，栅极连接有RC稳定网络电路，漏极分别连接有双频带谐波补偿电路和双频带谐波调节电路；
所述RC稳定网络电路分别连接有双频带输入匹配电路和双频带栅极直流偏置电路，所述双频带输入匹配电路经相互串联的六号电容(C6)和三号电阻(R3)接地，所述双频带栅极直流偏置电路经二号电阻(R2)连接栅极电压源(VG)，所述二号电阻(R2)和栅极电压源(VG)之间并联有终端接地(GND)的七号电容(C7)；
所述双频带谐波调节电路分别连接有双频带输出匹配电路和具有谐波控制功能的双频带漏极直流偏置电路，所述双频带输出匹配电路经相互串联的四号电容(C4)和四号电阻(R4)接地(GND)，所述双频带漏极直流偏置电路连接漏极电压源(VD)，所述双频带漏极直流偏置电路和漏极电压源(VD)之间并联有终端接地(GND)的三号电容(C3)。
2.根据权利要求1所述的双频带高效率E类功率放大器，其特征在于，所述双频带输入匹配电路包括依次串联的一号传输线(T1)、二号传输线(T2)和四号传输线(T4)，所述二号传输线(T2)和四号传输线(T4)之间并联有终端开路的三号传输线(T3)；所述一号传输线(T1)一端连接二号传输线(T2)，另一端连接六号电容(C6)；所述四号传输线(T4)一端连接二号传输线(T2)，另一端连接RC稳定网络电路输入端。
3.根据权利要求1所述的双频带高效率E类功率放大器，其特征在于，所述双频带栅极直流偏置电路包括相互串联的五号传输线(T5)和七号传输线(T7)，所述五号传输线(T5)和七号传输线(T7)之间并联有终端开路的六号传输线(T6)，所述五号传输线(T5)一端连接RC稳定网络电路输入端，另一端连接七号传输线(T7)，所述七号传输线(T7)一端连接五号传输线(T5)，另一端连接二号电阻(R2)，所述七号传输线(T7)和二号电阻(R2)之间并联有二十三号传输线(T23)。
4.根据权利要求1所述的双频带高效率E类功率放大器，其特征在于，所述双频带谐波补偿电路包括八号传输线(T8)，所述八号传输线(T8)一端连接晶体管(MOS)漏极，另一端分别连接有终端开路的十号传输线(T10)和终端接地(GND)的九号传输线(T9)。
5.根据权利要求1所述的双频带高效率E类功率放大器，其特征在于，所述双频带谐波调节电路由相互串联的十号传输线(T10)和十二号传输线(T12)构成。
6.根据权利要求1所述的双频带高效率E类功率放大器，其特征在于，所述双频带漏极直流偏置电路包括并联于双频带谐波调节电路和双频带输出匹配电路之间的终端开路的十三号传输线(T13)，以及相互串联的十四号传输线(T14)和十七号传输线(T17)，所述十四号传输线(T14)和十七号传输线(T17)之间并联有终端开路的十五号传输线(T15)和十六号传输线(T16)；所述十四号传输线(T14)一端并联于双频带谐波调节电路和双频带输出匹配电路之间，另一端连接十七号传输线(T17)，所述十七号传输线(T17)另一端连接漏极电压源(VD)，所述十七号传输线(T17)和漏极电压源(VD)之间并联有十八号传输线(T18)。
7.根据权利要求1所述的双频带高效率E类功率放大器，其特征在于，所述双频带输出匹配电路包括依次串联的十九号传输线(T19)、二十一号传输线(T21)和二十二号传输线(T22)，所述十九号传输线(T19)和二十一号传输线(T21)之间并联有终端开路的二十号传输线(T20)。
8.根据权利要求3或6所述的双频带高效率E类功率放大器，其特征在于，所述十六号传输线(T16)、十八号传输线(T18)和二十三号传输线(T23)均采用扇形线。
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