CN113395043B - 一种基于精确谐波控制的高效率双频功率放大器及其设计方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于精确谐波控制的高效率双频功率放大器及其设计方法，其中功率放大器包括输入匹配网络、栅极偏置电路、晶体管、漏极偏置电路与输出匹配电路，其中输入匹配网络采用三段式匹配电路进行匹配；输出匹配电路包括漏极偏置电路、谐波匹配网络与基波匹配电路，谐波匹配网络用于实现谐波的精确控制以实现F与逆F类模式从而提升效率，基波匹配电路用于实现所需频段内的双频匹配。本发明能够实现对于谐波的精确控制，使其工作在开关类模式下并保证其在两个频率下的高效率输出。

Description

一种基于精确谐波控制的高效率双频功率放大器及其设计 方法
技术领域
本发明属于射频技术领域，涉及一种基于精确谐波控制的高效率双频功率放大器及其设计方法。
背景技术
无线通信系统的快速发展和新标准的推出要求射频前端能够支持多种标准，以满足不同工业应用的需求。目前5G通信设备正在我国如火如荼的铺设中，同时推进了物联网的快速发展与移动终端的急剧增多。相较于4G基站而言，5G通信设备消耗的能量是其三倍之多，而在其中，功率放大器消耗了超过50％的能量，为了降低消耗，节省资源，提高功率放大器的效率成为了最为简单有效的方法。与此同时，5G通信频率与通信带宽也达到了一个新的高度，对射频前端，尤其是对功放设计提出了更高的要求。
提高功率放大器效率常用的方法是对其谐波进行精确控制，例如F类功放、E类功放等，然而此类功放的实现通常仅能在窄带内实现，连续类功放虽有效的拓展了带宽，但却无法在整个带宽范围内保持高效率，在目标频段内实现高效率输出成为了最好的选择。因此多频带功率放大器也被认为是宽带或者多频带通信系统的有效方法，并发双频功率放大器作为多频功放的最简单形式，已经被广泛研究。双频功率放大器包括可重构模式和并发模式等，可重构功放具有更高的灵活性，它的实现通常需要用到可重构器件例如变容二极管、PIN开关等，其通过改变匹配电路来使其工作于不同的模式之下；并发双频功率放大器的实现则完全由匹配电路决定，其设计难度较高，但较为实用。
故，针对上述应用需求，有必要研究一种设计方案用于实现双频功率放大器的设计。
发明内容
针对现有技术存在的缺陷，本发明提出一种基于精确谐波控制的高效率双频功率放大器及其设计方法，通过对谐波进行精确控制，使所设计功率放大器在两频率下分别工作于F类与逆F类模式下，有效的提高了功放的效率，同时降低了双频功率放大器的设计难度。
为了解决现有技术存在的技术问题，本发明的技术方案为：
一种基于精确谐波控制的高效率双频功率放大器，包括输入匹配网络、栅极偏置电路、晶体管、漏极偏置电路、谐波控制网络和基波匹配电路，其中，
所述输入匹配网络的输入端作为功率输入端，其输出端接所述晶体管栅极，其通过三段式结构实现双频匹配；
所述栅极偏置电路并联在输入匹配网络中，末端通过去耦电容Cgate并联到地；
所述晶体管漏极与谐波控制网络的输入端相连接，谐波控制网络与基波匹配电路连接，基波匹配电路的输出端作为功率输出端，漏极偏置电路并联于谐波控制网络中，末端通过去耦电容Cdrain并联到地。
所述第一微带线表示为T1，第二微带线表示为T2，以此类推；低频段中心频率表示为f1，高频段中心频率表示为f2，f2＝kf1。
优选地，所述输入匹配网络包括微带线T0、T1、T2、T3、T4和隔直电容C1；微带线T0的一端与输入端连接，微带线T0的另一端与隔直电容C1的一端相接；隔直电容C1的另一端与微带线T1的一端相接，微带线T1、T2和T3依次串联；微带线T3另一端与微带线T4和栅极偏置T5相连接，其中T5并联在输入匹配电路中；微带线T4与晶体管的栅极端相接。
优选地，所述栅极偏置电路包括微带线T5和去耦电容Cgate，其中微带线T5的一端与微带线T3和T4的连接处并联连接，微带线T5的另一端与去耦电容Cgate的一端连接，去耦电容Cgate的另一端接地。
优选地，所述栅极偏置电路的偏压为-2.7V。
优选地，所述谐波控制网络包括微带线T6、T7、T8、T9和T10。微带线T6与晶体管的漏极相连接，另一端与漏极偏置电路T7和微带线T8相连；漏极偏置微带线T7并联在微带线T6与T8之间，微带线T8的另一端与微带线T9、T10、T11相连；微带线T9与T10分别并联在T8与T11之间的两端，它们的另一端均开路。
优选地，所述基波匹配电路包括微带线T11和微带线T12，它们依次串联；且微带线T11与T12电长度相同；微带线T12与隔直电容C2相连，之后隔直电容C2与微带线T13相连，最后整体连接到输出端。
优选地，所述漏极偏置电路为谐波控制网络的一部分，包括微带线T7和去耦电容Cdrain，其中微带线T7的一端与所述谐波控制网络中的微带线T10和T14连接，并联于谐波控制网络中；微带线T7的另一端与去耦电容Cdrain相连，去耦电容Cdrain的另一端接地。
优选地，所述漏极偏置电路的偏压为28V。
与现有技术相比，本发明的有益效果如下：
本发明通过对谐波进行精确控制，使所设计功率放大器在两频率下分别工作于F类与逆F类模式下，有效的提高了功放的效率，同时降低了双频功率放大器的设计难度。
附图说明
图1是本发明基于精确谐波控制的高效率双频率功率放大器结构框图；
图2是本发明基于精确谐波控制的高效率双频率功率放大器的整体电路结构示意图；
图3是本发明基于精确谐波控制的高效率双频率功率放大器中输入匹配部分电路原理图；
图4是本发明基于精确谐波控制的高效率双频率功率放大器中输出匹配部分电路原理图；
图5是本发明基于精确谐波控制的高效率双频率功率放大器的漏极效率随频率变化曲线图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
相反，本发明涵盖任何由权利要求定义的在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。进一步，为了使公众对本发明有更好的了解，在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。
针对现有技术存在的缺陷，申请人对传统的双频功率放大器的设计与实现方法进行了研究，申请人在研究中发现，现有技术中传统的双频功率放大器模式效率不高，且结构比较复杂，设计难度较大。
为了克服现有技术的缺陷，参见图1，所示为本发明基于精确谐波控制的并发双频高效率功率放大器结构框图，包括输入匹配网络、栅极偏置电路、晶体管、漏极偏置电路、谐波控制网络和基波匹配电路。
对于晶体管，选择Cree公司的CGH40006P，其具有11～13dB的小信号增益，工作频带最高可达到6GHz。使其工作于AB类状态，栅极偏置电压设置为-2.7V，漏极偏置电压为28V。本实例旨在实现在5G通信频带下的3.3～3.5GHz和4.8～5.0GHz频率下的高效率输出。
对需设计的两频段进行分析：
基波频率 二次谐波频率 三次谐波频率
f1:3.3～3.5GHz 2f1:6.6～7.0GHz 3f1:9.9～10.5GHz
f2:4.8～5.0GHz 2f2:9.6～10GHz 3f2:14.4～15.0GHz
由上表可知：在所设计频段内，低频段的三次谐波与高频段的二次谐波部分重合。为了简化设计，我们将两谐波进行统一控制，即低频段工作于F类模式，高频段工作于逆F类模式。
参见图2，所示为本发明基于精确谐波控制的高效率双频率功率放大器的整体电路结构示意图，晶体管漏极与谐波控制网络的输入端相连接，谐波控制网络与基波匹配电路连接，基波匹配电路的输出端作为功率输出端，漏极偏置电路并联于谐波控制网络中，末端通过去耦电容Cdrain并联到地；
所述输入匹配网络包括微带线T0、T1、T2、T3、T4和隔直电容C1；微带线T0的一端与输入端连接，微带线T0的另一端与隔直电容C1的一端相接；隔直电容C1的另一端与微带线T1的一端相接，微带线T1、T2和T3依次串联；微带线T3另一端与微带线T4和栅极偏置T5相连接，其中T5并联在输入匹配电路中；微带线T4与晶体管的栅极端相接；
所述栅极偏置电路包括微带线T5和去耦电容Cgate，其中微带线T5的一端与微带线T3和T4的连接处并联连接，微带线T5的另一端与去耦电容Cgate的一端连接，去耦电容Cgate的另一端接地；
所述谐波控制网络包括微带线T6、T7、T8、T9和T10；微带线T6与晶体管的漏极相连接，另一端与漏极偏置电路T7和微带线T8相连；漏极偏置微带线T7并联在微带线T6与T8之间，微带线T8的另一端与微带线T9、T10、T11相连；微带线T9与T10分别并联在T8与T11之间的两端，它们的另一端均开路；
所述漏极偏置电路包括微带线T7和去耦电容Cdrain，其中微带线T7的一端与所述谐波控制网络中的微带线T6和T8连接，并联于谐波控制网络中，微带线T7的另一端与去耦电容Cdrain连接；
所述基波匹配电路包括微带线T11和微带线T12，它们依次串联；且微带线T11与T12电长度相同；微带线T12与隔直电容C2相连，之后隔直电容C2与微带线T13相连，最后整体连接到输出端。
基于上述目的，本发明提供了一种基于精确谐波控制的高效率双频功率放大器的设计方法，采用上述的基于精确谐波控制的高效率双频功率放大器，包括以下步骤：
S1，首先进行输入匹配电路的设计，在ADS(Advanced Design System)即先进设计系统中，对晶体管在低频段f1与高频段f2处进行源牵引，选取最大效率点作为需匹配的源阻抗值ZS1和ZS2；
S2，输入匹配电路的设计仅需考虑基波阻抗值的匹配，利用三段式匹配结构完成输入匹配网络的设计，部分输入匹配电路结构图见图3。第一段用于将两频率下的复阻抗值转化为共轭阻抗值，第二段用于将共轭阻抗值转化为同一实阻抗值，第三段则用于完成将实阻抗值变换至50欧姆。
假设上述最佳源复阻抗值ZS1和ZS2，可以表示为：
ZS1＝RS1+jXS1@f1 (1)
ZS2＝RS2+jXS2@f2 (2)
其中RS1为最佳复阻抗值ZS1的实部，XS1为最佳复阻抗值ZS1的虚部,RS2为最佳复阻抗值ZS2的实部，XS2为最佳阻抗值ZS2的虚部。微带线T4用于将复阻抗ZS1和ZS2转化为共轭阻抗值(3)：
其中RL1为变换后的共轭复阻抗值ZL1的实部，XL1为其虚部。
利用公式(4)、(5)可以得到微带线T4的特征阻抗Z4与电长度θ4：
其中，n为任意整数，可以灵活选取，k为频率比，f2＝kf1。
第二段微带线T3用于将共轭阻抗值转化为同一实阻抗值，可以利用smith圆图匹配方式将一对共轭复阻抗ZL1转化至相同实阻抗ZL2。确定了ZL2的值之后利用微带线T1和T2将ZL2转化到输入端50欧姆，其计算方法如下：
Z1、Z1和θ1、θ2分别为微带线T1和T2的阻抗值与电长度，ZL为输入端口负载50欧姆。
S3，接下来进行漏极偏置电路的设计。将漏极偏置微带线T7的电长度设置为f2频率下的四分之一波长，可以实现2f2频率下的短路，微带线T6用于寄生补偿以及实现2f2频率下短路到开路变换。确定漏极偏置电路之后，再对其进行负载牵引，得到两频段下的最佳负载阻抗值ZD1和ZD2可以更加准确进行后续双频匹配电路的设计；
S4，如图4所示为部分输出匹配电路结构图，根据步骤S3得到的阻抗值ZD1和ZD2并通过微带线T8变换至相同的实部相同的复阻抗值，可以利用公式(11)计算得到其特征阻抗Z8与电长度θ8的具体参数。
ZD1＝RD1+jXD1 (9)
ZD2＝RD2+jXD2 (10)
其中RD1为复阻抗值ZD1的实部，XD1为最佳阻抗值ZD1的虚部,RD2为复阻抗值ZD2的实部，XD2为最佳阻抗值的虚部,微带线T8的特征阻抗为Z8，电长度为θ8,η＝(RD2(1+tan2kθ8)/RD1(1+tan2θ8))。变换之后的阻抗值Zin1,2为：
Zin1＝Rin1+jXin1@f1 (12)
Zin2＝Rin1+jXin2@f2 (13)
微带线T9与T10用于消除复阻抗值的虚部，同时对2f1和3f2进行开路到短路变换以实现谐波控制。
上述两个等式之中存在4个未知参数，即两个并联传输线T9、T10的电性参数Z9、Z10、θ9以及θ10。因此我们可以自由选择其中两个参数，为了实现对谐波的控制，分别设置θ9与θ10为2f1和3f2频率下的四分之一波长线。而另外两个参数则Z9、Z10可通过式子(16)-(19)得到，用于消除复阻抗值的虚部。经过上述变换后可以实现谐波的精确控制并消除上述复阻抗值的虚部；
κ1＝tanθ9-tankθ9 (18)
κ2＝tanθ10-tankθ10 (19)
S5，确定谐波控制网络之后，根据微带线T11、T12将得到的纯阻抗值，应用公式(6)-(8)将其变换至50欧姆；
S6，对整体电路进行仿真和微调。
在一种优选实施方式中，本发明提供了一种基于精确谐波控制的高效率双频功率放大器的设计方法，包括以下步骤：
S1，首先进行输入匹配电路的设计，对晶体管在低频段f1与高频段f2处进行源牵引，选取最大效率点作为需匹配的源阻抗值ZS1和ZS2。
S2，根据上述最佳源阻抗值ZS1和ZS2，利用三段式匹配结构与公式(4)～(8)完成输入匹配网络的设计。
S3，接下来进行漏极偏置电路的设计。将漏极偏置微带线T7电长度设置为4.9GHz频率下的四分之一波长。
因此通过T7可以实现低频段二次谐波与高频段三次谐波短路，之后再利用微带线T6实现短路到开路的变换，同时微带线T6还具有寄生补偿的功能。
之后在漏极偏置电路T7后进行负载牵引，得到两频段下的最佳负载阻抗值ZD1和ZD2以进行后续匹配电路的设计。
S4，根据步骤S3得到的阻抗值ZD1和ZD2并通过微带线T8变换至相同的实部相同的复阻抗值，利用式(11)计算微带线T8电性参数；将微带线T9与T10包含四个未知的电性参数Z9、Z10、θ9以及θ10。其中θ9以及θ10可以任意设定，为了实现谐波控制，分别设置θ9以及θ10为2f1和3f2的四分之一波长线。
接下来利用公式(16)-(19)计算微带线T9与T10另外的电性参数Z9、Z10，用于消除经过T8变换后的复阻抗值的虚部。
S5，确定谐波控制网络之后，利用微带线T11、T12将得到的纯阻抗值，应用公式(6)-(8)将其变换至50欧姆。
S6，对整体电路进行仿真和微调。
根据如上描述设计的功放，通过ADS进行电路仿真，其结果见图5，可以实现在3.3～3.6GHz与4.8～5.0GHz频率下的高效率输出。其漏极效率在3.3～3.6GHz频带范围内超过68％，最高达到了75.6％，同样的在4.8～5.0GHz频带范围内均超过74％，最高达到了76.9％。
无论上文说明如何详细，还有可以有许多方式实施本发明，说明书中所述的只是本发明的若干具体实施例子。凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。
本发明实施例的上述详细说明并不在穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。在上述以示意性目的说明本发明的特定实施例和实施例的同时，本领域技术人员将认识到可以在本发明的范围内进行各种等同修改。
在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的同时，无论在上文中出现了如何详细的说明，也可以许多方式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其实行细节中可以进行相当多的变化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。
如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种基于精确谐波控制的高效率双频功率放大器，其特征在于，包括输入匹配网络、栅极偏置电路、晶体管、漏极偏置电路、谐波控制网络和基波匹配电路，其中，
所述输入匹配网络的输入端作为功率输入端，其输出端接所述晶体管栅极；
所述栅极偏置电路并联在输入匹配网络中，末端通过去耦电容Cgate并联到地；
所述晶体管漏极与谐波控制网络的输入端相连接，谐波控制网络与基波匹配电路连接，基波匹配电路的输出端作为功率输出端，漏极偏置电路并联于谐波控制网络中，末端通过去耦电容Cdrain并联到地；
所述输入匹配网络包括微带线T0、T1、T2、T3、T4和隔直电容C1；微带线T0的一端与输入端连接，微带线T0的另一端与隔直电容C1的一端相接；隔直电容C1的另一端与微带线T1的一端相接，微带线T1、T2和T3依次串联；微带线T3另一端与微带线T4和栅极偏置T5相连接，其中T5并联在输入匹配电路中；微带线T4与晶体管的栅极端相接；
所述栅极偏置电路包括微带线T5和去耦电容Cgate，其中微带线T5的一端与微带线T3和T4的连接处并联连接，微带线T5的另一端与去耦电容Cgate的一端连接，去耦电容Cgate的另一端接地；
所述谐波控制网络包括微带线T6、T7、T8、T9和T10；微带线T6与晶体管的漏极相连接，另一端与漏极偏置电路T7和微带线T8相连；漏极偏置微带线T7并联在微带线T6与T8之间，微带线T8的另一端与微带线T9、T10、T11相连；微带线T9与T10分别并联在T8与T11之间的两端，它们的另一端均开路；
所述漏极偏置电路包括微带线T7和去耦电容Cdrain，其中微带线T7的一端与所述谐波控制网络中的微带线T6和T8连接，并联于谐波控制网络中，微带线T7的另一端与去耦电容Cdrain连接；
所述基波匹配电路包括微带线T11和微带线T12，它们依次串联；且微带线T11与T12电长度相同；微带线T12与隔直电容C2相连，之后隔直电容C2与微带线T13相连，最后整体连接到输出端；
基于精确谐波控制的高效率双频功率放大器的设计方法包括以下步骤：
S1，首先进行输入匹配电路的设计，在ADS即先进设计系统中，对晶体管在低频段f1与高频段f2处进行源牵引，选取最大效率点作为需匹配的源阻抗值ZS1和ZS2；
S2，输入匹配电路的设计仅需考虑基波阻抗值的匹配，利用三段式匹配结构完成输入匹配网络的设计；其中，
第一段用于将栅极端面的两频率下的复阻抗匹配至一组共轭阻抗，其具体参数由下式计算得到：
第二段则用于将上述得到的共轭阻抗匹配至同一实阻抗，然后利用第三段实现双频模式下的实阻抗匹配到输入端的50欧姆；
S3，将漏极偏置微带线T7的电长度设置为f2频率下的四分之一波长，用于实现2f2频率下的短路，微带线T6用于寄生补偿以及实现2f2频率下短路到开路变换；确定漏极偏置电路之后，再对其进行负载牵引，得到两频段下的最佳负载阻抗值ZD1和ZD2以更加准确进行后续双频匹配电路的设计；
S4，根据步骤S3得到的阻抗值ZD1和ZD2，通过微带线T8变换至相同的实部相同的复阻抗值，并通过计算下式得到T8的电性参数；
Re(Zin1)@f1＝Re(Zin1)@f2
之后利用微带线T9与T10消除经T8变换后的复阻抗值的虚部，同时对2f1和3f2进行开路到短路变换以实现谐波控制；通过将T9，T10产生的虚部与上述经T8变换后得到的虚部互为相反数以计算得到Z9，Z10的值；同时需要注意的是，T9，T10有四个未知参数，仅需确定Z9与Z10便实现虚部的消除，θ9与θ10自由设置，将其分别设置为2f1和3f2频率下的四分之一波长，便将其进行开路到短路变换；
S5，确定谐波控制网络之后，利用微带线T11、T12将得到的纯阻抗值变换至50欧姆；
S6，对整体电路进行仿真和微调。
2.根据权利要求1所述的基于精确谐波控制的高效率双频功率放大器，其特征在于，所述栅极偏置电路的偏压为-2.7V。
3.根据权利要求1所述的基于精确谐波控制的高效率双频功率放大器，其特征在于，所述漏极偏置电路的偏压为28V。
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