CN109936338A - 一种高效率五阶逆f类功率放大器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高效率五阶逆F类功率放大器，该电路包括：输入基波匹配网络、晶体管、寄生参数调节网络、逆F类高次谐波阻抗匹配网络、输出基波匹配网络、供电去耦偏置网络。本发明采用逆F类高次谐波阻抗匹配网络实现了对晶体管的基波负载阻抗至五次谐波负载阻抗的相互独立精确控制，比五阶F类功率放大器具有更低的直流功耗和更高的效率，大大降低了功率放大器对于晶体管导通电阻的敏感度。本发明所实现的高效率五阶逆F类功率放大器，利用五阶逆F类放大原理降低晶体管的谐波能量损耗，同时实现了对各次谐波阻抗的独立设计，无需后期优化调试，降低了设计的复杂度。

Description

一种高效率五阶逆F类功率放大器

技术领域

本发明属于射频通信领域，尤其涉及一种高效率五阶逆F类功率放大器。

背景技术

随着“绿色通信”概念的普及，无线通信系统对射频微波收发机的“低能耗”要求越来越高。发射机末端的高功率射频微波功率放大器电路，消耗了发射机中70％以上的能量，因此提高其效率成为“节能减排”的关键。F类或逆F类功率放大器是一种开关功率放大器，理想情况下，其效率可以达到100％，其输出负载阻抗中基波阻抗必须满足最佳负载阻抗，高次谐波阻抗必须实现开路或者短路，如何实现高效率F类或逆F类功率放大器成为了学术界和产业界研究热点。

然而，在现有高效率F类或逆F类功率放大器设计中，一直存在一些设计难题，具体体现为：

(1)现有F类功率放大器对于导通电阻的敏感度较大，因此在开关状态工作时会恶化直流功耗，从而影响放大器的效率指标；现有逆F类功率放大器虽然可以克服上述缺点，但是逆F类功率放大器的设计阻抗需满足偶次谐波阻抗必须实现开路，奇次谐波阻抗必须实现短路状态，此时二次谐波阻抗设计受寄生参数影响，导致设计难度较大。

(2)现有技术在利用微带线结构进行逆F类功率放大器谐波控制时，各次谐波阻抗控制电路相互之间会产生影响，如在进行偶次谐波阻抗开路设计时，还需要额外考虑其对奇次谐波阻抗的影响，因此无法实现对各次谐波阻抗的独立控制，这就大大增加了电路设计者的设计复杂度，需要花费大量的时间进行电路仿真及调试。

发明内容

本发明实施例的目的在于提供一种高效率五阶逆F类功率放大器，旨在解决现有逆F类功率放大电路在实现最高五阶谐波阻抗控制时，利用结构实现对各次谐波阻抗的独立控制，从而降低设计复杂度，解决调试困难的问题,。

本发明的技术方案为：一种高效率五阶逆F类功率放大器，该电路包括输入基波匹配网络、晶体管、寄生参数调节网络、逆F类高次谐波匹配网络、输出基波匹配网络；

其中，输入基波匹配网络的输入端作为整个功率放大器的输入端；输入基波匹配网络的输出端连接晶体管的栅极，晶体管的漏极连接寄生参数调节网络的输入端，晶体管的源极接地；寄生参数调节网络的输出端连接逆F类高次谐波匹配网络的输入端，逆F类高次谐波匹配网络的输出端连接输出基波匹配网络的输入端；输出基波匹配网络的输出端作为整个功率放大器的输出端。

本发明的有益效果是：本发明采用输入基波匹配网络、晶体管、寄生参数调节网络、逆F类高次谐波匹配网络以及输出基波匹配网络顺次串接的方式，可以实现输入基波匹配、输出基波匹配、输出谐波匹配和寄生参数调节的相互独立控制，大大降低了设计复杂度。

进一步地，输入基波匹配网络包括输入隔直电容C₁、并联电阻R₁、并联电容C₂、开路微带线TL₁、短路微带线TL₂和延迟微带线TL₃；输入基波匹配网络的输入端连接输入隔直电容C₁，该电容另一端连接电阻R₁和电容C₂构成的RC并联电路，RC并联电路的另一端通过延迟微带线TL₃连接到输入基波匹配网络的输出端；同时在RC并联电路和延迟微带线TL₃的节点上连接了开路微带线TL₁、短路微带线TL₂；短路微带线TL₂的另一端作为输入基波匹配网络的第三端口。

上述进一步方案的有益效果是：可以实现输入基波阻抗匹配和电路稳定的独立控制，同时实现良好了偏置电路去耦功能。

进一步地，寄生参数调节网络包括延迟微带线TL₄和开路微带线TL₅构成的L型微带线结构，寄生参数调节网络的输入端通过延迟微带线TL₄连接到寄生参数调节网络的输出端，同时该输出端还并联开路微带线TL₅。

上述进一步方案的有益效果是：可以实现逆F类功率放大电路中对于晶体管寄生参数的补偿作用，实现良好的阻抗匹配特性。

进一步地，逆F类高次谐波匹配网络包括开路微带线TL₆、开路微带线TL₇、延迟微带线TL₈、开路微带线TL₉、延迟微带线TL₁₀、短路微带线TL₁₁；逆F类高次谐波匹配网络的输入端通过顺次串联的延迟微带线TL₈和延迟微带线TL₁₀连接到逆F类高次谐波匹配网络的输出端，同时逆F类高次谐波匹配网络的输入端并联开路微带线TL₆和开路微带线TL₇，延迟微带线TL₈和延迟微带线TL₁₀的连接节点并联有开路微带线TL₉，逆F类高次谐波匹配网络的输出端还并联短路微带线TL₁₁；短路微带线TL₁₁的另一端作为逆F类高次谐波匹配网络的第三端口。短路微带线TL₂的电长度为λ₀/4，开路微带线TL₆的电长度为λ₀/20，开路微带线TL₇的电长度为λ₀/12，延迟微带线TL₈的电长度为λ₀/8，开路微带线TL₉的电长度为λ₀/8，延迟微带线TL₁₀的电长度为λ₀/16，短路微带线TL₁₁的电长度为λ₀/4；其中，λ₀为基波频率的波长。

上述进一步方案的有益效果是：可以实现逆F类功率放大电路中对于高次谐波阻抗的相互独立控制，大大降低设计复杂度。

进一步地，输出基波匹配网络包括开路微带线TL₁₂和延迟微带线TL₁₃；输出基波匹配网络的输入端通过顺次串联的延迟微带线TL₁₃和输出隔直电容C₇后连接到输出基波匹配网络的输出端，同时输出基波匹配网络的输入端并联有开路微带线TL₁₂；供电去耦偏置网络包括旁路电容C₃、旁路电容C₄、旁路电容C₅和旁路电容C₆；供电去耦偏置网络的第一输出端并联旁路电容C₃和旁路电容C₄后，连接到输入基波匹配网络的第三端口；输出基波匹配网络输入端的基波阻抗匹配条件为：

其中，Z_fund为逆F类高次谐波匹配网络输入端的基波阻抗，Z_match为输出基波匹配网络输入端的基波阻抗；其中，延迟微带线TL₁₀、开路微带线TL₁₁和延迟微带线TL₁₂的特征阻抗均为Z₀＝50欧姆。供电去耦偏置网络的第二输出端并联旁路电容C₅和旁路电容C₆后，连接到逆F类高次谐波匹配网络的第三端口。

上述进一步方案的有益效果是：可以实现逆F类功率放大电路中对于输出基波阻抗的独立控制，大大降低设计复杂度。

附图说明

图1为本发明实施例提供的一种高效率五阶逆F类功率放大器原理框图；

图2为本发明实施例提供的一种高效率五阶逆F类功率放大器电路图。

具体实施方式

现在将参考附图来详细描述本发明的示例性实施方式。应当理解，附图中示出和描述的实施方式仅仅是示例性的，意在阐释本发明的原理和精神，而并非限制本发明的范围。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

本发明实施例提了供一种高效率五阶逆F类功率放大器，如图1所示，包括输入基波匹配网络、晶体管、寄生参数调节网络、逆F类高次谐波阻抗匹配网络、输出基波匹配网络。输入基波匹配网络的输入端作为整个功率放大器的输入端；输入基波匹配网络的输出端连接晶体管的栅极，晶体管的漏极连接寄生参数调节网络的输入端，晶体管的源极接地；寄生参数调节网络的输出端连接逆F类高次谐波匹配网络的输入端，逆F类高次谐波匹配网络的输出端连接输出基波匹配网络的输入端；输出基波匹配网络的输出端作为整个功率放大器的输出端。

如图2所示，供电去耦偏置网络包括栅极直流偏置单元和漏极直流偏置单元，栅极直流偏置单元与输入基波匹配网络的第三端口连接，漏极直流偏置单元与逆F类高次谐波匹配网络的第三端口连接。栅极直流偏置单元包括栅极偏置电源VGG，以及由旁路电容C₃和旁路电容C₄构成的并联电容，并联电容一端接地，另一端连接栅极偏置电源VGG和输入基波匹配网络的第三端口；漏极直流偏置单元包括漏极偏置电源VDD，以及由旁路电容C₅和旁路电容C₆构成的并联电容，并联电容一端接地，另一端连接漏极偏置电源VDD和逆F类高次谐波匹配网络的第三端口。

如图2所示，输入基波匹配网络包括输入隔直电容C₁、并联电阻R₁、并联电容C₂、开路微带线TL₁、短路微带线TL₂和延迟微带线TL₃；输入基波匹配网络的输入端连接输入隔直电容C₁，该电容另一端连接电阻R₁和电容C₂构成的RC并联电路，RC并联电路的另一端通过延迟微带线TL₃连接到输入基波匹配网络的输出端；同时在RC并联电路和延迟微带线TL₃的节点上连接了开路微带线TL₁、短路微带线TL₂；短路微带线TL₂的另一端作为输入基波匹配网络的第三端口。

如图2所示，寄生参数调节网络包括延迟微带线TL₄和开路微带线TL₅构成的L型微带线结构，寄生参数调节网络的输入端通过延迟微带线TL₄连接到寄生参数调节网络的输出端，同时该输出端还并联开路微带线TL₅。

如图2所示，逆F类高次谐波匹配网络包括包括开路微带线TL₆、开路微带线TL₇、延迟微带线TL₈、开路微带线TL₉、延迟微带线TL₁₀、短路微带线TL₁₁；逆F类高次谐波匹配网络的输入端通过顺次串联的延迟微带线TL₈和延迟微带线TL₁₀连接到逆F类高次谐波匹配网络的输出端，同时逆F类高次谐波匹配网络的输入端并联开路微带线TL₆和开路微带线TL₇，延迟微带线TL₈和延迟微带线TL₁₀的连接节点并联有开路微带线TL₉，逆F类高次谐波匹配网络的输出端还并联短路微带线TL₁₁；短路微带线TL₁₁的另一端作为逆F类高次谐波匹配网络的第三端口。短路微带线TL₂的电长度为λ₀/4，开路微带线TL₆的电长度为λ₀/20，开路微带线TL₇的电长度为λ₀/12，延迟微带线TL₈的电长度为λ₀/8，开路微带线TL₉的电长度为λ₀/8，延迟微带线TL₁₀的电长度为λ₀/16，短路微带线TL₁₁的电长度为λ₀/4；其中，λ₀为基波频率的波长。

如图2所示，输出基波匹配网络包括开路微带线TL₁₂和延迟微带线TL₁₃；输出基波匹配网络的输入端通过顺次串联的延迟微带线TL₁₃和输出隔直电容C₇后连接到输出基波匹配网络的输出端，同时输出基波匹配网络的输入端并联有开路微带线TL₁₂；供电去耦偏置网络包括旁路电容C₃、旁路电容C₄、旁路电容C₅和旁路电容C₆；供电去耦偏置网络的第一输出端并联旁路电容C₃和旁路电容C₄后，连接到输入基波匹配网络的第三端口。

作为本发明一优选实施例，短路微带线TL₂的电长度为λ₀/4，开路微带线TL₆的电长度为λ₀/20，开路微带线TL₇的电长度为λ₀/12，延迟微带线TL₈的电长度为λ₀/8，开路微带线TL₉的电长度为λ₀/8，延迟微带线TL₁₀的电长度为λ₀/16，短路微带线TL₁₁的电长度为λ₀/4；其中，λ₀为基波频率的波长。

对于固定工作频率，该逆F类高次谐波匹配网络可同时实现输入端口处的二次与四次谐波开路、三次与五次谐波短路。其中，S表示谐波阻抗短路，O表示谐波阻抗开路。也就是说，1O表示基波开路，3O表示三次谐波开路，4O表示四次谐波开路，5O表示五次谐波开路，1S表示基波短路，2S表示二次谐波短路，3S表示三次谐波短路，4S表示四次谐波短路，5S表示五次谐波短路。

如图2所示，本发明的电路中的逆F类高次谐波匹配网络中，由于采用了开路微带线TL₆、开路微带线TL₇、延迟微带线TL₈、开路微带线TL₉、延迟微带线TL₁₀、短路微带线TL₁₁的六段微带线结构，可以在高次谐波匹配网络的输入端形成2O、3S、4O和5S。因此无论后端输出基波匹配网络如何变化，对应位置连接点的二次到五次谐波都是短路或者开路的。同时，利用输出基波匹配网络调节基波阻抗的匹配时，不会影响二次到五次谐波的匹配结果，因此它可以独立实现逆F类功率放大器的基波阻抗匹配。

作为本发明一优选实施例，基波阻抗匹配条件为：

其中，Z_fund为逆F类高次谐波匹配网络输入端的基波阻抗，Z_match为输出基波匹配网络输入端的基波阻抗；其中，多个串联微带线、多个开路微带线和所述短路微带线的特征阻抗均为Z₀＝50欧姆。当输出基波匹配网络的基波阻抗满足对应Z_match就可以实现晶体管端口所需基波阻抗匹配。

在实际设计时，其余微带线的电长度取大于零的最小值。本发明实施例通过合理的选择其余微带线电长度θ₁、θ₂、θ₃、θ₄的具体值，能够实现逆F类功率放大器的基波阻抗匹配，同时不影响前端二次到五次谐波阻抗的控制。

下面结合图2对本发明的具体工作原理及过程进行介绍：

射频输入信号通过输入端IN进入功率放大器，通过输入隔直耦合电容C₁后，进入RC并联谐振网络，然后进入开路微带线TL₁、短路微带线TL₂、短路微带线TL₂构成的阻抗匹配网络实现输入阻抗匹配；然后信号进入晶体管进行信号放大，然后进入寄生参数调节网络，利用延迟微带线TL₄和开路微带线TL₅实现寄生参数补偿；然后信号进入逆F类高次谐波阻抗匹配网络利用开路微带线TL₆、开路微带线TL₇、延迟微带线TL₈、开路微带线TL₉、延迟微带线TL₁₀和短路微带线TL₁₁实现二次到五次谐波阻抗控制；然后信号进入输出基波匹配网络，利用开路微带线TL₁₂、延迟微带线TL₁₃和输出隔直电容C₇实现基波阻抗控制后到达OUT点。

供电去耦偏置网络为整个功率放大器提供栅极和漏极供电并实现交流信号去耦作用。

本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。

Claims (9)

1.一种高效率五阶逆F类功率放大器，其特征在于，包括输入基波匹配网络、晶体管、寄生参数调节网络、逆F类高次谐波匹配网络、输出基波匹配网络；

所述输入基波匹配网络的输入端作为整个所述功率放大器的输入端；所述输入基波匹配网络的输出端连接所述晶体管的栅极，所述晶体管的漏极连接所述寄生参数调节网络的输入端，所述晶体管的源极接地；所述寄生参数调节网络的输出端连接所述逆F类高次谐波匹配网络的输入端，所述逆F类高次谐波匹配网络的输出端连接所述输出基波匹配网络的输入端；所述输出基波匹配网络的输出端作为整个所述功率放大器的输出端。

2.如权利要求1所述的功率放大器，其特征在于，还包括供电去耦偏置网络，所述供电去耦偏置网络包括栅极直流偏置单元和漏极直流偏置单元，所述栅极直流偏置单元与输入基波匹配网络的第三端口连接，所述漏极直流偏置单元与所述逆F类高次谐波匹配网络的第三端口连接。

3.根据权利要求2所述的功率放大器，其特征在于，所述栅极直流偏置单元包括栅极偏置电源VGG，以及由旁路电容C₃和旁路电容C₄构成的并联电容，所述并联电容一端接地，另一端连接栅极偏置电源VGG和所述输入基波匹配网络的第三端口；所述漏极直流偏置单元包括漏极偏置电源VDD，以及由旁路电容C₅和旁路电容C₆构成的并联电容，所述并联电容一端接地，另一端连接漏极偏置电源VDD和所述逆F类高次谐波匹配网络的第三端口。

4.如权利要求1或2所述的功率放大器，其特征在于，所述输入基波匹配网络包括输入隔直电容C₁、开路微带线TL₁、短路微带线TL₂、延迟微带线TL₃以及由电阻R₁和电容C₂构成的RC并联电路；所述输入隔直电容C₁的一端连接输入基波匹配网络的输入端，另一端连接所述RC并联电路的一端，所述RC并联电路的另一端通过所述延迟微带线TL₃连接到所述输入基波匹配网络的输出端；在所述RC并联电路和所述延迟微带线TL₃的连接节点上连接所述开路微带线TL₁和所述短路微带线TL₂；所述短路微带线TL₂的另一端作为所述输入基波匹配网络的第三端口。

5.根据权利要求4所述的功率放大器，其特征在于，所述寄生参数调节网络包括延迟微带线TL₄和开路微带线TL₅构成的L型微带线结构，所述寄生参数调节网络的输入端通过延迟微带线TL₄连接到所述寄生参数调节网络的输出端，同时该输出端还并联开路微带线TL₅。

6.根据权利要求5所述的功率放大器，其特征在于，所述逆F类高次谐波匹配网络包括开路微带线TL₆、开路微带线TL₇、延迟微带线TL₈、开路微带线TL₉、延迟微带线TL₁₀、短路微带线TL₁₁；所述逆F类高次谐波匹配网络的输入端通过顺次串联的延迟微带线TL₈和延迟微带线TL₁₀连接到所述逆F类高次谐波匹配网络的输出端，同时所述逆F类高次谐波匹配网络的输入端并联开路微带线TL₆和开路微带线TL₇，延迟微带线TL₈和延迟微带线TL₁₀的连接节点并联有开路微带线TL₉，所述逆F类高次谐波匹配网络的输出端还并联短路微带线TL₁₁；短路微带线TL₁₁的另一端作为逆F类高次谐波匹配网络的第三端口。

7.根据权利要求6所述的功率放大器，其特征在于，短路微带线TL₂的电长度为λ₀/4，开路微带线TL₆的电长度为λ₀/20，开路微带线TL₇的电长度为λ₀/12，延迟微带线TL₈的电长度为λ₀/8，开路微带线TL₉的电长度为λ₀/8，延迟微带线TL₁₀的电长度为λ₀/16，短路微带线TL₁₁的电长度为λ₀/4；其中，λ₀为基波频率的波长。

8.根据权利要求1所述的功率放大器，其特征在于，所述输出基波匹配网络包括开路微带线TL₁₂和延迟微带线TL₁₃；所述输出基波匹配网络的输入端通过顺次串联的延迟微带线TL₁₃和输出隔直电容C₇后连接到所述输出基波匹配网络的输出端，同时所述输出基波匹配网络的输入端并联有开路微带线TL₁₂。

9.根据权利要求8所述功率放大电路，其特征在于，所述输出基波匹配网络输入端的基波阻抗匹配条件为：

其中，Z_fund为逆F类高次谐波匹配网络输入端的基波阻抗，Z_match为输出基波匹配网络输入端的基波阻抗；

其中，所述延迟微带线TL₁₀、开路微带线TL₁₁和延迟微带线TL₁₂的特征阻抗均为Z₀＝50欧姆。