CN113765482A - 一种频率可重构Doherty功率放大器 - Google Patents

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Abstract

一种频率可重构Doherty功率放大器涉及功率放大器技术领域，解决了现有频率可重构Doherty功率放大器设计中效率较低的问题，包括：信号输入端、信号输出端、等分功分器、后匹配网络、输入相位补偿线、主功率放大器频率可重构输入匹配网络、主功率管、主功率放大器输出谐波控制网络、主功率放大器输出匹配网络、辅功率放大器频率可重构输入匹配网络、辅功率管、辅功率放大器输出谐波控制网络、辅功率放大器频率可重构输出匹配网络、输出相位补偿线，本发明通过在主、辅功率放大线路的输出端控制可重构频段上的二次谐波阻抗，并在主功放输出中结合宽带负载调制技术进行基波阻抗调制，提高了功放在工作频段的性能。

Description

一种频率可重构Doherty功率放大器
技术领域
本发明涉及功率放大器技术领域，具体涉及一种频率可重构Doherty功率放大器及设计方法。
背景技术
随着5G全面商用，通信系统进一步面临多标准、多频带、多模式工作的需求，为了尽可能优化资源配置、提高硬件设备利用率，射频系统需要适应多频带工作；功率放大器作为发射机的核心组成部分，其多频带工作性能直接关系到射频系统的多频带工作能力，因此研究能兼容多个频带的功率放大器具有重要的现实意义。
目前可以实现多频多模的主要方法有超宽带技术、双频技术和频率可重构技术；超宽带技术虽然能扩展宽带，但带内的匹配性能欠佳，整个宽带内功率放大器的性能较差；双频技术可以同时实现双频带工作，但其局限性在于电路结构复杂度高、单频带上的带宽较窄；频率可重构技术灵活度高且可靠性好，是实现多频多模的不错选择。
Doherty功率放大器在饱和功率和回退功率下都具有良好的效率，且其结构和设计过程相对简单，因而广泛应用于移动通信系统，结合当下多标准多频带工作的需求，设计能工作在多个频带的频率可重构Doherty功率放大器具有显著意义。
然而目前频率可重构Doherty功率放大器设计中只匹配基波阻抗，并未考虑谐波阻抗匹配，一定程度影响了匹配效果，导致放大器在工作频带的效率较低。
发明内容
为了解决现有频率可重构Doherty功率放大器在工作频带的效率较低的问题，本发明提供一种频率可重构Doherty功率放大器及设计方法。
本发明为解决技术问题所采用的技术方案如下：
一种频率可重构Doherty功率放大器，包括：信号输入端、信号输出端、等分功分器、输入相位补偿线、主功率放大器、辅功率放大器、输出相位补偿线和后匹配网络，信号输入端连接等分功分器的输入端，主功率放大器包括顺次连接的主功率放大器频率可重构输入匹配网络、主功率管、主功率放大器输出谐波控制网络和主功率放大器输出匹配网络，辅功率放大器包括顺次连接的辅功率放大器频率可重构输入匹配网络、辅功率管、辅功率放大器输出谐波控制网络、辅功率放大器频率可重构输出匹配网络，等分功分器的两个输出端分别连接输入相位补偿线和辅功率放大器频率可重构输入匹配网络，相位补偿线连接主功率放大器频率可重构输入匹配网络，辅功率放大器频率可重构输出匹配网络连接输出相位补偿线，后匹配网络连接主功率放大器输出匹配网络、输出相位补偿线和信号输出端；
所述等分功分器和后匹配网络的工作带宽均能够覆盖Doherty功率放大器的可重构的工作频段；所述主功率放大器输出匹配网络、主功率放大器输出谐波控制网络和主功率放大器中功率管的功率管等效寄生参数网络构成宽带负载调制网络。
本发明的有益效果是：
本发明一种频率可重构Doherty功率放大器通过在主、辅功率放大器的输出端采用主功率放大器输出谐波控制网络和辅功率放大器输出谐波控制网络控制可重构频段上的二次谐波阻抗，并在主功率放大器输出设计中结合宽带负载调制技术进行基波阻抗调制，从而提高了Doherty功率放大器在工作频段的性能。
本发明将频率可重构匹配网络、宽带负载调制网络与谐波调控网络相结合，既保留了宽带负载调制网络的基波阻抗匹配优势，满足了可重构频段上的饱和阻抗和回退阻抗要求，保持了补偿相位的连续性，又利用主功率放大器输出谐波控制网络和辅功率放大器输出谐波控制网络提高了两个重构频段上的Doherty功放的性能。
附图说明
图1为本发明的一种频率可重构Doherty功率放大器的结构示意图。
图2为本发明的一种频率可重构Doherty功率放大器的二次谐波控制网络结构示意图。
图3为本发明的一种频率可重构Doherty功率放大器的宽带负载调制网络结构示意图。
图4为本发明的一种频率可重构Doherty功率放大器的辅功率放大器输出二次谐波控制网络结构示意图。
图5-1本发明的一种频率可重构Doherty功率放大器的辅功放二次谐波匹配效果图(2.6GHz)。
图5-2为本发明的一种频率可重构Doherty功率放大器的辅功放二次谐波匹配效果图(3.5GHz)。
图6为本发明的一种频率可重构Doherty功率放大器的主功率放大器宽带基波负载调制网络结构示意图。
图7-1为本发明的一种频率可重构Doherty功率放大器的主功放回退状态下的ZM1效果图。
图7-2为本发明的一种频率可重构Doherty功率放大器的主功放饱和状态下的ZM1效果图。
图8为本发明的一种频率可重构Doherty功率放大器的频率可重构Doherty功率放大器的仿真原理图。
图9-1为本发明的一种频率可重构Doherty功率放大器的Doherty漏极效率-输出功率仿真结果图(2.5～2.7GHz&开关导通)。
图9-2为本发明的一种频率可重构Doherty功率放大器的Doherty增益-输出功率仿真结果图(3.4～3.6GHz&开关导通)。
图9-3为本发明的一种频率可重构Doherty功率放大器的Doherty漏极效率-输出功率仿真结果图(2.5～2.7GHz&开关关断)。
图9-4为本发明的一种频率可重构Doherty功率放大器的Doherty增益-输出功率仿真结果图(3.4～3.6GHz&开关关断)。
图中：01、信号输入端，02、信号输出端，03、等分功分器，04、输入相位补偿线，05、主功率放大器频率可重构输入匹配网络，06、主功率管，07、主功率放大器输出谐波控制网络，08、主功率放大器输出匹配网络，09、后匹配网络，10、输出相位补偿线，11、辅功率放大器频率可重构输出匹配网络，12、辅功率放大器输出谐波控制网络，13、辅功率管，14、辅功率放大器频率可重构输入匹配网络，16、主功率管等效压控电流源，17、功率管等效寄生参数网络，18、宽带负载调制网络。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明做进一步详细说明。
一种频率可重构Doherty功率放大器，如图1所示，包括：信号输入端01、信号输出端02、等分功分器03、输入相位补偿线04、主功率放大器频率可重构输入匹配网络05、主功率管06、主功率放大器输出谐波控制网络07、主功率放大器输出匹配网络08、辅功率放大器频率可重构输入匹配网络14、辅功率管13、辅功率放大器输出谐波控制网络12、辅功率放大器频率可重构输出匹配网络11、输出相位补偿线10和后匹配网络09，信号输入端01连接等分功分器03的输入端，等分功分器03的一个输出端连接输入相位补偿线04，另一输出端连接辅功率放大器频率可重构输入匹配网络14，输入相位补偿线04、主功率放大器频率可重构输入匹配网络05、主功率管06、主功率放大器输出谐波控制网络07、主功率放大器输出匹配网络08和后匹配网络09顺次连接，辅功率放大器频率可重构输入匹配网络14、辅功率管13、辅功率放大器输出谐波控制网络12、辅功率放大器频率可重构输出匹配网络11、输出相位补偿线10和后匹配网络09顺次连接，后匹配网络09连接信号输出端02。
主功率放大器频率可重构输入匹配网络05、主功率管06、主功率放大器输出谐波控制网络07和主功率放大器输出匹配网络08构成主功率放大器，辅功率放大器频率可重构输入匹配网络14、辅功率管13、辅功率放大器输出谐波控制网络12、辅功率放大器频率可重构输出匹配网络11构成辅功率放大器。主功率放大分路和辅功率放大分路在后匹配网络09的连接点为合路点。合路点即为主功率放大器和辅功率放大器的输出连接点。合路点的基波阻抗选为Ropt/2，其中Ropt为功率管(此处的“功率管”泛指功率管，可以指任何一个功率管，包括主功率管06和辅功率管13)工作在B类状态下，其等效电流源端口的最优输出基波阻抗。通常不作特殊强调时，阻抗等效于基波阻抗而非谐波阻抗。
等分功分器03的工作带宽包括Doherty功率放大器的可重构的工作频带(即欲重构的工作频带)，可重构的工作频带至少为两个频带，等分功分器03采用宽带威尔金森(Wilkinson)结构，即采用宽带威尔金森功分器。
主功率放大器频率可重构输入匹配网络05和辅功率放大器频率可重构输入匹配网络14仅匹配基波阻抗，主功率放大器频率可重构输入匹配网络05用于完成主功率放大器可重构频段上的基波阻抗匹配，即用于完成主功率放大器不同频段上最优输入基波阻抗到50Ω标准端口阻抗的匹配，辅功率放大器频率可重构输入匹配网络14用于完成辅功率放大器可重构频段上的基波阻抗匹配，即完成辅功率放大器不同频段上最优输入基波阻抗到50Ω标准端口阻抗的匹配。主功率放大器频率可重构输入匹配网络05和辅功率放大器频率可重构输入匹配网络14均由一段串联微带线和三段并联微带线组成，其中两段并联微带线之间通过射频开关PIN连接，两段并联微带线位于(连接)串联微带线的一端，可控制射频开关通断完成不同频段下最优输入基波阻抗的匹配；第三段并联微带线位于(连接)串联微带线的另一端。主功率放大器使用的功率管06由等效压控电流源16和等效寄生参数网络17构成。
主功率放大器输出谐波控制网络07和辅功率放大器输出谐波控制网络12均为多频匹配结构，即多频段匹配网络。主功率放大器输出谐波控制网络07用于匹配主功率放大器在可重构频段上的二次谐波阻抗，辅功率放大器输出谐波控制网络12用于匹配辅功率放大器在可重构频段上的二次谐波阻抗。采用如图2所示拓扑(图2的结构对应主功率放大器输出谐波控制网络07和辅功率放大器输出谐波控制网络12，主功率放大器具体的输出谐波控制网络07的结构相同详见图8)，图2中Port1和Port2之间的多频匹配网络由两段串联微带线(TLm1、TLm3)和两段并联微带线(TLm2、TLm4)组成，TLm1与TLm2、TLm3连接，TLm4连接在TLm3上，该结构参考多频无源匹配方法[R.Giofre,P.Colantonio,F.Giannini and L.Piazzon,A new design strategy for multi frequencies passive matching networks,2007European Microwave Conference,Munich,Germany,2007.]，假设两个可重构频段各自中心频率的二倍分别为f1和f2，且f1<f2，通常地，f1和f2处的最优基波阻抗位于史密斯圆图的边缘，若f1处功率管的最优基波阻抗为Z0(f1)，则可通过第一微带线TLm1将f1处的最优基波阻抗由Z0(f1)匹配到短路点，然后使第二微带线TLm2的电长度为θ2＝180°@f1，便可短路f1处的谐波阻抗；控制f2处的谐波阻抗在f1处的基础上进行，假设负载牵引得到f2处功率管的最优基波阻抗为Z0(f2)，先计算通过TLm1和TLm2对f2处的最优基波阻抗产生的影响，得到新的最优基波阻抗Z0’(f2)，然后利用第三微带线TLm3将Z0’(f2)匹配到短路点，最后使得第四微带线TLm4的电长度为θ2＝90°@f2，即可达到短路f1和f2处谐波阻抗的效果。θ2＝180°@f1表示频率为f1时的电长度为180度，θ2＝90°@f2表示频率为f2时的电长度为90度。
辅功率放大器频率可重构输出匹配网络11用于完成饱和功率下辅功率放大器不同频段上最优输出基波阻抗到50Ω标准端口基波阻抗的匹配，辅功率放大器频率可重构输出匹配网络11为低通结构，即为低通匹配网络，包括一段串联微带线和两段并联微带线，其中两段并联微带线之间通过射频开关连接，通过射频开关能够调整并联枝节的长度。通过射频开关调整并联枝节的长度，能够完成不同频段下的最优输出基波阻抗到阻抗Ropt的匹配。辅功率放大器频率可重构输出匹配网络11的串联微带线的一端连接辅功率放大器输出谐波控制网络12另一端连接输出相位补偿线10，辅功率放大器频率可重构输出匹配网络11中的一个并联微带线一端连接辅功率放大器频率可重构输出匹配网络11的射频开关、另一端连接辅功率放大器频率可重构输出匹配网络11的串联微带线的一端。
所述主功率放大器输出匹配网络08的结构和参数需要根据实际情况选择和优化，参考超宽带Doherty放大器中宽带负载调制网络18设计[M.Li,J.Pang,Y.Li and A.Zhu,Ultra-Wideband Dual-Mode Doherty Power Amplifier Using Reciprocal Gate Biasfor 5G Applications,IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,2019,67(10):4246-4259.]，其优化目标是使如图3所示的包括功率管等效寄生参数网络17、二次谐波控制网络(即主功率放大器输出谐波控制网络07)和主功率放大器输出匹配网络08在内的整体呈现宽带基波负载调制特性，即主功率放大器回退功率下宽带负载调制网络18需实现基波阻抗ZM1＝2Ropt到Ropt/2的匹配，即主功率放大器输出匹配网络08的输出端口匹配到合路点的阻抗Ropt/2，主功率放大器饱和功率下宽带负载调制网络18需实现ZM1＝Ropt到Ropt的匹配，即主功率放大器输出匹配网络08和输出相位补偿线10的输出端口均匹配到Ropt，该宽带包含Doherty功率放大器的所有可重构工作频段，也就是说，宽带负载调制网络18实现宽带内(该宽带包含所有的可重构工作频带)回退功率下2Ropt到0.5Ropt的基波阻抗匹配以及饱和功率下Ropt到Ropt的基波阻抗匹配。本发明的宽带负载调制网络18包括功率管等效寄生参数网络17、主功率放大器输出谐波控制网络07和主功率放大器输出匹配网络08。宽带负载调制网络18的功能为：使功率管等效寄生参数网络17、主功率放大器输出谐波控制网络07和主功率放大器输出匹配网络08呈现宽带基波负载调制特性。
输出相位补偿线10的特性阻抗为Ropt，其电长度根据宽带负载调制网络的带宽及其中心频率确定，具体方法可参考文献[M.Li,J.Pang,Y.Li and A.Zhu,Ultra-WidebandDual-Mode Doherty Power Amplifier Using Reciprocal Gate Bias for 5GApplications,IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,2019,67(10):4246-4259.]。
后匹配网络09采用宽带低通结构(即宽带低通匹配网络)完成Ropt/2到50Ω的匹配，即后匹配网络09完成合路点阻抗Ropt/2到50Ω标准端口基波阻抗的匹配，要求其带宽覆盖Doherty功率放大器的所有可重构的工作频段。
下面对本发明频率可重构Doherty功率放大器的设计方法进行介绍。以工作频段分别为2.5-2.7GHz和3.4-3.6GHz的频率可重构Doherty功率放大器作为一个实施例。其中主、辅路功率管均使用CREE公司生产的CGH40010F，射频开关使用Skyworks公司的SMP1345_079，介质板为厚度为0.508mm的Rogers4350B高频电路板。
步骤1：辅功率放大器设计
步骤1.1、取辅功率放大器的静态工作点为栅源电压VGS＝-6.5V，漏源电压VDS＝28V，在辅功率(晶体)管13饱和输入功率下对其带稳定电路的功率管进行负载牵引和源牵引仿真，得到两个可重构频段中心频率处的最优输入基波阻抗分别为(5+j1)Ω@2.6GHz和(4.8-j16)Ω@3.5GHz，即在2.6GHz这一中心频率处下的最优输入基波阻抗为(5+j1)Ω，在3.5GHz这一中心频率处下的最优输入基波阻抗为(4.8-j16)Ω，其中j表示虚部，@表示在某种频率处；最优输出基波阻抗分别为(13+j5.3)Ω@2.6GHz和(14.5-j2.5)@3.5GHz；输出二次谐波阻抗最优区域分别如图5-1和图5-2中灰色阴影区域所示，该圆为史密斯圆图，圆的直径表示阻抗的实部，外轮廓表示阻抗的虚部，其上每一点都对应唯一的阻抗值，图5-1中，曲线41.9dBm表示以该曲线和圆的外轮廓围成的右上方区域内输出功率大于41.9dBm，曲线41.7dBm表示以该曲线和圆的外轮廓围成的右上方区域内输出功率大于41.97dBm，曲线68％表示以该曲线和圆的外轮廓围成的右上方区域内效率高于68％，曲线65％表示以该曲线和圆的外轮廓围成的右上方区域内效率高于65％，曲线63％表示以该曲线和圆的外轮廓围成的右上方区域内效率高于63％，因此图5-1中灰色阴影区域的输出功率大于41.7dBm，效率大于65％；曲线Z of 2nd表示5.1-5.3GHz时从图4的Port3看向辅功率放大器输出谐波控制网络12的阻抗，表明该网络设计使得二次谐波阻抗得到了较好的匹配(阻抗值落在牵引仿真得到的灰色高效率区域)，该曲线不是牵引仿真得到的曲线，该曲线用于验证二次谐波控制网络(即辅功率放大器输出谐波控制网络12)效果；图5-2中曲线42dBm表示以该曲线和圆的外轮廓围成的右上方区域内输出功率大于42dBm，曲线41.8dBm表示以该曲线和圆的外轮廓围成的右上方区域内输出功率大于41.8dBm，曲线70.8％表示以该曲线和圆的外轮廓围成的右上方区域内效率高于70.8％，曲线69％表示以该曲线和圆的外轮廓围成的右上方区域内效率高于69％，曲线66％表示以该曲线和圆的外轮廓围成的右上方区域内效率高于66％，因此图5-2中灰色阴影区域的输出功率大于42dBm，效率大于69％。曲线Z of 2nd表示6.9-.7.1GHz时从图4的Port3看向辅功率放大器输出谐波控制网络12的阻抗，表明该网络设计使得二次谐波阻抗得到了较好的匹配(阻抗值落在牵引仿真得到的灰色高效率区域)。
步骤1.2、设计辅功率放大器频率可重构输入匹配网络14，具体为：根据上一步仿真得到的2.6GHz和3.5GHz处的最优输入基波阻抗值，优化辅功率放大器频率可重构输入匹配网络1的结构和参数，使之能较好的完成两个频段的匹配，最终得到如图8中TL11’、TL12’、TL13’和TL14’所示的辅功率放大器频率可重构输入匹配网络14，微带线参数参考表1，射频开关导通时，该网络匹配到(5+j1)Ω附近，辅功率放大器工作在2.5-2.7GHz；射频开关关断时，该网络匹配到(4.8-j16)Ω附近，辅功率放大器工作在3.4-3.6GHz。TLn表示微带线，
n∈{1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,1＇,2＇,3＇,4＇,5＇,6＇,7＇,8＇,9＇,10＇,11＇,12＇,13＇,14＇,p1,p2,p3,p4,}，W表示宽度，L表示长度，Wn表示TLn的宽度，Ln表示TLn的长度，Wn和Ln的单位为mm。
各个网络与对应微带线：其中主功率放大器频率可重构输入匹配网络05即TL9、TL10、TL11和TL12；主功率管06：CGH40010F；主功率放大器输出谐波控制网络07：TL1、TL2、TL3，将图2的两段串联微带线TLm1和TLm2简化为一段微带线TL1；主功率放大器输出匹配网络08：TL4和TL5；辅功率放大器频率可重构输入匹配网络14即TL11’、TL12’、TL13’和TL14’；辅功率管13：CGH40010F；辅功率放大器输出谐波控制网络12：TL1’、TL2’、TL3’；辅功率放大器频率可重构输出匹配网络11：TL4’、TL5’、TL6’；后匹配网络09：TLp1、TLp2、TLp3和TLp4；主功率管06的稳定电路：TL6、R1、C、TL7、R2和TL8；辅功率管13的稳定电路：TL8’、R1、C、TL9’、R2和TL10’；稳定电路设计使功率管达到全频带稳定，从而避免功率放大器产生自激震荡，少数功率管本身是稳定的，此时不需要额外进行稳定电路设计，但绝大多数功率管自身并不稳定，需要设计稳定电路使其达到稳定后再进行功率放大器设计，对于功率放大器设计而言，稳定电路设计方法单一，在此不进行赘述，详见图8。另外，图8中的T形结和十字结是微带线的连接节点，为了得到更准确仿真结果而加入的。图8连接说明：信号输入端01连接等分功分器03，等分功分器03的两个输出端各自连接隔直电容的一端，主路隔直电容另一端与TL13(即输入相位补偿线04)的一端串联，相位补偿线TL13的另一端与微带线TL10的一端连接且两者之间并联TL11和TL12，其中TL11和TL12位于同一侧并通过PIN开关连接，微带线TL10的另一端与两支路并联、并与RC网络的一端串联，其中并联的两路中一路为开路微带线TL9，另一路为串联的微带线TL7、电阻R2和微带线TL8，且微带线TL8的另一端并联旁路电路、串联主功率放大器栅极馈电焊盘，RC网络的另一端通过微带线TL6连接主功率管06的输入端，主功率管06的输出端串联微带线TL1，TL1后连接并联微带线TL2和TL3、并与微带线TL4串联，微带线TL2和TL3在TL1后呈对称分布且微带线TL2的另一端并联旁路电路、串联主功率放大器漏极馈电焊盘，微带线TL4后并联微带线TL5、并与TL7’(即输出相位补偿线10)的另一端连接以完成主、辅功率放大器的合路；辅路隔直电容后串联微带线TL12’，且该隔直电容与微带线TL12’之间并联TL13’和TL14’，其中TL13’和TL14’位于同一侧并通过PIN开关连接，微带线TL12’的另一端与两支路并联、并与RC网络的一端串联，其中并联的两路中一路为开路微带线TL11’，另一路为串联的微带线TL9’、电阻R2和微带线TL10’，且微带线TL10’的另一端并联旁路电容、串联辅功率放大器栅极的馈电焊盘，RC网络的另一端通过微带线TL8’连接辅功率管13的输入端，辅功率管13的输出端串联微带线TL1’，TL1’后连接并联微带线TL2’和TL3’、并与微带线TL4’串联，微带线TL2’和TL3’在TL1’后呈对称分布且微带线TL2’的另一端并联旁路电容、串联辅功率放大器漏极馈电焊盘，微带线TL4’后并联微带线TL5’和TL6’，其中TL5’和TL6’位于同一侧且通过PIN开关连接，同时微带线TL4’后连接输出相位补偿线TL7’的一端，相位补偿线TL7’的另一端连接TL4进行主、辅功率放大器的合路；合路之后串联微带线TLp1，微带线TLp1后并联TLp2、串联微带线TLp3，微带线TLp3后再并联TLp4并且串联隔直电容，隔直电容后连接信号输出端。
步骤1.3、输出匹配先进行辅功率放大器的谐波匹配(匹配二次谐波阻抗)。仿真得到输出二次谐波阻抗最优区域分别如图5-1和图5-2中灰色区域所示，最优输出基波阻抗分别为(13+j5.3)Ω@2.6GHz和(14.5-j2.5)
@3.5GHz。根据两个频率下的输出二次谐波阻抗最优区域并参考多频匹配方法[R.Giofre,P.Colantonio,F.Giannini and L.Piazzon,A new design strategy formulti frequencies passive matching networks,2007 European MicrowaveConference,Munich,Germany,2007.]设计辅功率放大器输出谐波控制网络12，这里结合实际需求将多频匹配方法中的两段串联微带线简化为一段微带线，得到如图4所示网络，该二次谐波控制网络依次由串联微带线、并联开路线和并联短路线构成，其中串联微带线的一个端口与辅功率管13的输出端连接，另一端连接两段并联微带线、并且串联频率可重构输出匹配网络11，图4中的三段微带线依次对应图8和表1中的TL1’TL2’和TL3’，但图8与表1是最后一步整体仿真优化后的参数，因此W和L均可能与表1稍有不同。根据图4所示网络的匹配效果如图5-1和图5-2，其中圆形点线分别为5.1-5.3GHz和6.9-7.1GHz时从图4的端口Port3看向端口Port4阻抗，可见设计的辅功率放大器输出谐波控制网络12将2.6GHz和3.5GHz的二次谐波匹配到了输出二次谐波阻抗最优区域。
步骤1.4、然后进行辅功率放大器的基波阻抗匹配，利用低通结构设计辅功率放大器频率可重构输出匹配网络11，图8中TL4’、TL5’和TL6’为辅功率放大器频率可重构输出匹配网络11，参数如表1；该网络完成可重构频段上功率管最优基波阻抗到Ropt＝32Ω的匹配。
步骤2：主功率放大器的设计
步骤2.1、取主功率放大器的静态工作点为栅源电压VGS＝-2.8V，漏源电压VDS＝28V，分别在主功率(晶体)管06饱和与回退输入功率下对带稳定电路的主功率管06进行负载牵引和源牵引仿真，发现对相同频率，两种功率下的最优源阻抗值差别很小，因此取两者中任一值即可，最终得到主功率管在2.6GHz和3.5GHz的最优输入基波阻抗分别为(4.5-j5)Ω和(5-j16.5)Ω。同样也得到了饱和与回退功率时2.6GHz和3.5GHz下的输出二次谐波阻抗最优区域，不同的功率水平下的输出二次谐波阻抗最优区域有所区别，在谐波控制网络设计时需要进行折中，兼顾两种功率状态下的匹配效果(仿真图与辅功率管牵引仿真得到的输出二次谐波阻抗最优区域图5形状类似，仅最优区域不同，考虑到篇幅不再增加详细说明)。
步骤2.2、设计主功率放大器频率可重构输入匹配网络05；具体为：根据上一步仿真得到的2.6GHz和3.5GHz处的最优输入基波阻抗值，优化主功率放大器频率可重构输入匹配网络05的结构和参数，使之能较好的完成两个频段的匹配，最终得到如图8中TL9、TL10、TL11和TL12所示的主功率放大器频率可重构输入匹配网络05。
步骤2.3、主功率放大器输出谐波控制网络07设计；步骤2.1分别得到了2.6GHz和3.5GHz时兼顾饱和与回退功率状态下的输出二次谐波阻抗最优区域，同样参考多频匹配方法[R.Giofre,P.Colantonio,F.Giannini and L.Piazzon,Anew design strategy formulti frequencies passive matching networks,2007European MicrowaveConference,Munich,Germany,2007.]设计主功率放大器输出谐波控制网络07，这里的设计方法与辅功率放大器二次谐波控制网络相同，也使用与其相同的网络拓扑，最终的具体参数如图8和表1中TL1、TL2和TL3，通过仿真验证可知，主功率放大器输出谐波控制网络07的效果虽然不如辅功率放大器二次谐波控制网络效果，但它兼顾了饱和与两种功率状态，达到了预期的效果。
步骤2.4、主功率放大器输出匹配网络08
二次谐波阻抗控制后进行输出匹配网络08的设计，它的作用体现在作为宽带负载调制网络的一部分，完成宽带内基波阻抗的匹配；为了实现可重构工作频段上的基波阻抗负载调制和二次谐波阻抗控制，本发明提出在宽带负载调制网络中加入谐波控制网络的方法，步骤2.3已经进行了谐波控制网络的设计，接下来完成具有谐波控制功能的宽带负载调制网络设计；考虑到本实施例中Doherty功率放大器的工作频带分别为2.5-2.7GHz和3.4-3.6GHz，取宽带负载调制网络18的带宽为2.3-3.9GHz，以便较好地覆盖Doherty功率放大器的两个工作频带；然后优化主功率放大器输出匹配网络08，使得图6所示的包括功率管等效寄生参数网络17、主功率放大器输出谐波控制网络07和主功率放大器输出匹配网络08在内的整体呈现宽带基波负载调制特性，其中虚线框内为功率管CGH40010F寄生参数模型[Tasker P J,Benedikt J.Waveform Inspired Models and the Harmonic BalanceEmulator[J].IEEE Microwave Magazine,2011,12(2):38-54.]，该寄生参数模型由一个容值为1.22pF的接地电容、两阶LC网络以及一个0.1nH的串联电感依次连接而成，其中第一阶LC网络中的串联电感值为0.55nH，第二阶LC网络中的串联电感值为0.1nH，两阶LC网络中的并联接地电容值均为0.25pF；(该寄生网络并非本发明设计，本发明仅引用本技术领域内公认的模型，因此无需设计)，TL1、TL2和TL3控制2.6GHz和3.5GHz处的二次谐波阻抗，TL4和TL5为优化得到的主功率放大器输出匹配网络08；仿真得到的基波阻抗匹配效果如图7-1和7-2所示，主功率放大器回退功率下该网络实现了ZM1＝2Ropt到阻抗Ropt/2的匹配，主功率放大器饱和功率下实现了ZM1＝Ropt到阻抗Ropt的匹配。
在主功率放大器的宽带负载调制网络18设计中考虑了非无穷大的辅功率放大器输出基波阻抗影响，从而提升主功率放大器功率回退状态下的匹配效果，进而提升在Doherty功率放大器在功率回退状态下的效率。
步骤3：等分功分器3与后匹配网络9的设计
等分功分器3采用威尔金森结构，工作频带为2-4GHz以便覆盖Doherty功率放大器的工作频带；后匹配网络9采用宽带低通结构完成合路点阻抗Ropt/2＝16Ω到50Ω负载的匹配，其带宽同样要覆盖功率放大器的工作频带；参数见表1。
步骤4：对频率可重构Doherty功率放大器整体通过仿真优化，提高频率可重构Doherty功率放大器的重构效果。
Doherty功率放大器中主、辅两路相互影响，因此合路后还需对电路进行优化以达到最优性能，主要优化了相位补偿线、栅极电压和合路点阻抗三个部分。第一、通过优化主功率放大器输入端的相位补偿线04和辅功率放大器输出端的相位补偿线10，使合路点的信号保持同相，最大化输出功率，辅功率放大器输出端相位补偿线的电长度需根据宽带负载调制网络的带宽和中心频率确定，详细方法可参考文献[M.Li,J.Pang,Y.Li and A.Zhu,Ultra-Wideband Dual-Mode Doherty Power Amplifier Using Reciprocal Gate Biasfor 5G Applications,IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,2019,67(10):4246-4259.]；第二、调节辅功率放大器的栅极电压VGS以调节辅功率放大器开启点，使主功率放大器达到饱和时辅功率放大器再开启，优化后的栅极电压为-7.2V；第三是调节合路点阻抗，通过仿真发现，当合路点的阻抗略大于Ropt/2时，高频段3.4-3.6GHz的效率、输出功率和增益性能更好，因此本实施例将合路点的阻抗从16Ω微调至18.5Ω，相应地对后匹配网络9进行微调，最终一种频率可重构Doherty功率放大器的电路如图8所示。
表1微带线TLn的参数
(W<sub>1</sub>,L<sub>1</sub>) (W<sub>2</sub>,L<sub>2</sub>) (W<sub>3</sub>,L<sub>3</sub>) (W<sub>4</sub>,L<sub>4</sub>) (W<sub>5</sub>,L<sub>5</sub>) (W<sub>6</sub>,L<sub>6</sub>) (W<sub>7</sub>,L<sub>7</sub>) (W<sub>8</sub>,L<sub>8</sub>)
(1.1,0.5) (0.5,13) (0.5,28.8) (1.65,2.9) (1.05,8.2) (3.0,1.0) (0.67,7.2) (0.7,5.05)
(W<sub>9</sub>,L<sub>9</sub>) (W<sub>10</sub>,L<sub>10</sub>) (W<sub>11</sub>,L<sub>11</sub>) (W<sub>12</sub>,L<sub>2</sub>) (W<sub>13</sub>,L<sub>13</sub>) (W<sub>1’</sub>,L<sub>1’</sub>) (W<sub>2’</sub>,L<sub>2’</sub>) (W<sub>3’</sub>,L<sub>3’</sub>)
(1.1,7.75) (1.0,1.8) (1.1,0.5) (1.2,8.0) (1.1,15.9) (4.4,3.7) (0.7,13.3) (0.5,9.75)
(W<sub>4’</sub>,L<sub>4’</sub>) (W<sub>5’</sub>,L<sub>5’</sub>) (W<sub>6’</sub>,L<sub>6’</sub>) (W<sub>7’</sub>,L<sub>7’</sub>) (W<sub>8’</sub>,L<sub>8’</sub>) (W<sub>9’</sub>,L<sub>9’</sub>) (W<sub>10’</sub>,L<sub>10’</sub>) (W<sub>11’</sub>,L<sub>11’</sub>)
(1.1,3.65) (1.1,2.55) (1.1,3.35) (1.65,8.6) (2.6,1.0) (0.67,6.5) (0.7,5.05) (1.0,9.1)
(W<sub>12’</sub>,L<sub>12’</sub>) (W<sub>13’</sub>,L<sub>13’</sub>) (W<sub>14’</sub>,L<sub>14’</sub>) (W<sub>p1</sub>,L<sub>p1</sub>) (W<sub>p2</sub>,L<sub>p2</sub>) (W<sub>p3</sub>,L<sub>p3</sub>) (W<sub>p4</sub>,L<sub>p4</sub>)
(0.8,3.0) (1.1,0.2) (1.1,7.1) (1.1,2.8) (1.1,8.2) (1.0,5.8) (1.1,5.1)
图8中电阻R1＝50Ω，电阻R2＝1Ω，电容C＝3.2pF(使用村田GRM18系列)。仿真结果如图9-1至9-4所示。图9-1和图9-2是匹配网络中开关导通情况下，漏极效率和增益随输出功率变化的仿真曲线(不同频率曲线间有一定重叠，但不影响下述内容的得出)，可以看到此时Doherty功放工作在2.5-2.7GHz，饱和输出功率大于44.3dBm，饱和漏极效率大约为70％，6dB回退漏极效率大于60％，小信号增益大于13dB，饱和增益大于8.5dB；图9-3和图9-4为匹配网络中开关关断情况下，漏极效率和增益随输出功率变化的仿真曲线(不同频率曲线间有一定重叠，但不影响下述内容的得出)，由图可知Doherty功放工作在3.4-3.6GHz，此时饱和输出功率大于44.3dBm，饱和漏极效率在70％-78％之间，6dB回退效率大于57％，小信号增益大于11.8dB，饱和增益大于9dB；上述仿真结果验证了本发明频率可重构Doherty功放设计理论的正确性与性能的优越性。
相比于现有的频率可重构Doherty功率放大器，本发明在主、辅功率放大线路的输出端采用的多频匹配方法控制可重构频段上的二次谐波阻抗，特别是主功率放大器输出设计中结合谐波控制技术与宽带负载调制技术进行阻抗匹配，从而提高了Doherty功率放大器在工作频段的性能。
本发明的特点在于将频率可重构技术、谐波控制技术以及宽带负载调制技术相结合，应用于Doherty功率放大器架构中，提升可重构通信频段上Doherty放大器的性能。更具体地，主要就以下三个难点提出解决方案：第一，Doherty功率放大器提高回退效率的本质是负载阻抗调制，因此将频率可重构技术应用于Doherty功放架构中，最基本的是要在所有可重构频段上满足负载调制的要求；另外，为了保持两路输入功率和输出功率同相，Doherty放大器中添加了两段相位补偿线，然而不同工作频率所需的补偿相位不同，要考虑怎样兼顾可重构频段上的补偿相位；第三，如何在不影响基波负载调制的基础上调控可重构频段上的二次谐波阻抗也是需要考虑的问题。本发明就以上问题提出解决方案。当工作频段改变时，可根据要求重复设计流程以满足要求。
本发明将频率可重构匹配网络、宽带负载调制网络与谐波调控网络相结合，既保留了宽带负载调制网络的基波阻抗匹配优势，满足了可重构频段上的饱和阻抗和回退阻抗要求，保持了补偿相位的连续性，又利用谐波控制网络(主功率放大器输出谐波控制网络07和辅功率放大器输出谐波控制网络12)提高了两个重构频段上的Doherty功放的性能。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (8)

1.一种频率可重构Doherty功率放大器，其特征在于，包括：信号输入端(01)、信号输出端(02)、等分功分器(03)、输入相位补偿线(04)、主功率放大器、辅功率放大器、输出相位补偿线(10)和后匹配网络(09)，信号输入端(01)连接等分功分器(03)的输入端，主功率放大器包括顺次连接的主功率放大器频率可重构输入匹配网络(05)、主功率管(06)、主功率放大器输出谐波控制网络(07)和主功率放大器输出匹配网络(08)，辅功率放大器包括顺次连接的辅功率放大器频率可重构输入匹配网络(14)、辅功率管(13)、辅功率放大器输出谐波控制网络(12)、辅功率放大器频率可重构输出匹配网络(11)，等分功分器(03)两个输出端分别连接输入相位补偿线(04)和辅功率放大器频率可重构输入匹配网络(14)，相位补偿线(04)连接主功率放大器频率可重构输入匹配网络(05)，辅功率放大器频率可重构输出匹配网络(11)连接输出相位补偿线(10)，后匹配网络(09)连接主功率放大器输出匹配网络(08)、输出相位补偿线(10)和信号输出端(02)；
所述等分功分器(03)和后匹配网络(09)的工作带宽均能够覆盖Doherty功率放大器的可重构的工作频段；所述主功率放大器输出匹配网络(08)、主功率放大器输出谐波控制网络(07)和主功率管(06)中的功率管等效寄生参数网络(17)构成宽带负载调制网络(18)。
2.如权利要求1所述的一种频率可重构Doherty功率放大器，其特征在于，所述主功率放大器频率可重构输入匹配网络(05)用于完成主功率放大器可重构频段上的基波阻抗匹配，辅功率放大器频率可重构输入匹配网络(14)用于完成辅功率放大器可重构频段上的基波阻抗匹配，主功率放大器输出谐波控制网络(07)用于匹配主功率放大器在可重构频段上的二次谐波阻抗，辅功率放大器输出谐波控制网络(12)用于匹配辅功率放大器在可重构频段上的二次谐波阻抗，辅功率放大器频率可重构输出匹配网络(11)用于完成饱和功率下辅功率放大器不同频段上最优输出基波阻抗到Ropt的匹配，宽带负载调制网络(18)用于使功率管等效寄生参数网络(17)、主功率放大器输出谐波控制网络(07)和主功率放大器输出匹配网络(08)整体呈现宽带基波负载调制特性。
3.如权利要求1所述的一种频率可重构Doherty功率放大器，其特征在于，所述辅功率放大器频率可重构输出匹配网络(11)为低通匹配网络，包括一段串联微带线和两段并联微带线，其中两段并联微带线通过射频开关连接，通过辅功率放大器频率可重构输出匹配网络(11)的射频开关能够调整并联枝节的长度，通过辅功率放大器频率可重构输出匹配网络(11)的射频开关调整并联枝节的长度，能够完成不同频段下的最优输出基波阻抗到合路点阻抗的匹配。
4.如权利要求1所述的一种频率可重构Doherty功率放大器，其特征在于，所述主功率放大器频率可重构输入匹配网络(05)包括一段串联微带线和三段并联微带线，其两段并联微带线之间通过射频开关连接，且其两段并联微带线位于其串联微带线的一端；其第三段并联微带线位于串联微带线的另一端；通过控制主功率放大器频率可重构输入匹配网络(05)的射频开关通断能够完成不同频段下最优输入基波阻抗的匹配。
5.如权利要求1所述的一种频率可重构Doherty功率放大器，其特征在于，所述辅功率放大器频率可重构输入匹配网络(14)包括一段串联微带线和三段并联微带线，其两段并联微带线之间通过射频开关连接，且其两段并联微带线位于其串联微带线的一端；其第三段并联微带线位于串联微带线的另一端；通过控制辅功率放大器频率可重构输入匹配网络(14)的射频开关通断能够完成不同频段下最优输入基波阻抗的匹配。
6.如权利要求1所述的一种频率可重构Doherty功率放大器，其特征在于，所述主功率放大器输出谐波控制网络(07)和辅功率放大器输出谐波控制网络(12)均为多频段匹配网络。
7.如权利要求1所述的一种频率可重构Doherty功率放大器，其特征在于，主功率放大器和辅功率放大器的合路点的阻抗为Ropt/2，其中Ropt为功率管工作在B类状态下，其等效电流源端口的最优输出基波阻抗。
8.如权利要求1所述的一种频率可重构Doherty功率放大器，其特征在于，所述输出相位补偿线(10)的特性阻抗为Ropt，后匹配网络(09)采用宽带低通匹配网络完成Ropt/2到标准端口基波阻抗的匹配。
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