CN113381699B - 一种并发双频高效率Doherty功率放大器及其设计方法 - Google Patents

一种并发双频高效率Doherty功率放大器及其设计方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种并发双频高效率Doherty功率放大器及其设计方法，包括双频等分功分器、相位补偿线、载波功率放大电路、峰值功率放大电路、双频偏置网络、负载调制网络和后匹配网络，其中双频功分器将上下两路输入信号等分后分别输出给载波功率放大电路和峰值放大电路，载波功率放大电路的输出端和峰值放大电路的输出端与负载调制网络相连接，所述负载调制网络与后匹配网络相连接，经负载调制网络和后匹配网络将功率输出至负载端。相对于现有技术，本发明采用三节微带线串联应用于功率放大电路的输入输出匹配网络，以在两个特定频率点上实现任意复阻抗间的阻抗变换，并采用双频等功分技术与之结合，实现可应用于蓝牙、Wi‑Fi和商用5G等频段的并发双频高效率Doherty功率放大器。

Description

一种并发双频高效率Doherty功率放大器及其设计方法
技术领域
本发明涉及射频通讯技术领域，尤其涉及一种并发双频高效率Doherty功率放大器及其设计方法。
背景技术
随着无线通信技术的飞速发展，频谱资源日益紧张，同时分配给各大运营商的频段呈现碎片化形式，人们对于频谱资源的利用率需求日益增高，传统的单一频道通信系统逐渐不能满足通信要求，因此多频段通信已成为当前无线通信系统的研究热点。射频功率放大器作为通信系统中至关重要的组成部分，其性能对整个无线通信系统有着极其重要的影响。尤其是5G通信技术的到来，对通信系统的传输速率、数据传输量以及线性度提出了更高的要求。为了提高信息的传输速率，无线通信系统普遍采用正交频分复用(OFDM)等调制方式，导致调制信号产生较高的峰均比(PAPR)，但是传统功率放大器如A类、AB类功放在功率回退时，其效率会明显的下降，无法满足通信系统的要求，因此在兼顾高效率和高线性度的情况下，实现双频或多频段的功率放大器成为学术界和工业界的研究热点。
目前，Doherty功放是无线通信系统中应用最广泛的功放技术，因其在效率和线性度方面具有良好的性能，能提高功率放大器回退区的效率同时还具有结构简单和成本低等优势。传统的Doherty功率放大器在实现并发双频工作状态下通常是以双频无源器件为双频功率放大器双频拓展的基础，对典型T型或Π型微带电路结构进行分析来实现双频功分器、双频补偿线以及双频阻抗匹配网络等。这两种结构通过在传输线的中端或两端加载开路或短路微带枝节的方式，以实现不同频率处等效为不同特征阻抗的四分之一阻抗变换线。其破坏了传输线原有的线性相位特性，并且加大了电路设计的体积和复杂度。
故，针对存在的上述缺陷，确实有必要进行研究，以提供一种方案，解决现有技术中存在的缺陷。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种并发双频高效率Doherty功率放大器及其设计方法，实现任意两个特定频率点处饱和以及回退状态下的最佳阻抗匹配，从而在两频段上饱和以及回退状态下达到较高效率以及高线性度。
为了克服现有技术的缺陷，本发明采用以下技术方案：
一种并发双频高效率Doherty功率放大器，其特征在于，包括双频等分功分器、相位补偿线、载波功率放大电路、峰值功率放大电路、双频偏置网络、负载调制网络和后匹配网络，其中，
所述双频等分功分器用于将射频输入功率进行分配，分别输出至载波功率放大电路以及通过相位补偿线进行相位补偿后输出至峰值功率放大电路，载波功率放大电路的输出端与负载调制网络相连接，峰值放大电路的输出端与所述负载调制网络和后匹配网络相连接，经后匹配网络将功率输出至负载端；
所述载波功率放大电路包括依次串接的载波功放双频输入匹配网络、载波功率放大器、载波功放双频输出匹配网络，所述载波功放双频输出匹配网络与负载调制网络输入端相连接；所述峰值功率放大电路包括依次串接的峰值功放双频输入匹配网络、峰值功率放大器、峰值功放双频输出匹配网络，所述峰值功放双频输出匹配网络与负载调制网络的输出端相连接至后匹配网络的输入端；
所述双频功分器为等功分式，包括上下两路对称的串联连接的微带线TL1、TL2与TL1'、TL2'和两段并联开路枝节微带线TL3,TL3'，两并联开路枝节微带线TL3与TL3'之间通过电阻R1相连接；其中，微带线TL1的一端与微带线TL1'的一端相连接，微带线TL1的另一端与微带线TL2的一端相连接，微带线TL2的另一端与微带线TL3的一端、电阻R1的一端相连接；微带线TL1'的另一端与微带线TL2'的一端相连接，微带线TL2'的另一端与微带线TL3'的一端和电阻R1的另一端相连接；微带线TL3的另一端和微带线TL3'的另一端均开路；
所述载波功率放大电路和峰值功率放大电路的双频输入匹配网络与双频输出匹配网络均由三段串联微带线TL4、TL5、TL6依次连接构成；其中，三节微带线TL4、TL5、TL6依次串接，其参数通过以下方式计算得到：
选取的两个工作频率f1与f2，且f2＝mf1，m>1，将晶体管源牵引或负载牵引得到的两个不同复阻抗匹配到同一阻抗Z0，实现双频的阻抗变换；
记两频率f1与f2处对应的负载阻抗分别为ZL|f1＝R1+j*X1，ZL|f2＝R2+j*X2，三节微带线串接双频阻抗匹配首先通过微带线TL6将两负载阻抗转换成一对共轭复阻抗，再通过微带线TL4、TL5完成两频段上共轭复阻抗到实阻抗Z0的匹配；通过传输线理论，向微带线TL6看入的阻抗记为ZL6，则有：
Figure GDA0003682508380000041
Figure GDA0003682508380000042
其中β1、β2分别为频率f1与f2处的传播常数；ZL6在两个频段为共轭复阻抗有ZL6|f1＝(ZL6|f2)*，通过计算得到微带线TL6的特性阻抗和长度为：
Figure GDA0003682508380000043
Figure GDA0003682508380000044
n为任意正整数；同时，记经过微带线TL6变换后得到的共轭复阻抗分别为：
ZL6|f1＝RL6+j*XL6 (10)
ZL6|f2＝RL6-j*XL6 (11)
再从左向微带线TL4、TL5看入，对应的输入阻抗分别为Zin，ZL5，根据传输线理论有：
Figure GDA0003682508380000045
Figure GDA0003682508380000051
记所需要匹配到的目标实阻抗为Z0，则有Zin＝Z0，得到微带线TL4、TL5的长度：
Figure GDA0003682508380000052
定义a＝tan(β1l)，通过式(10)和(11)消除Z2来获得关于Z1的方程式：
Figure GDA0003682508380000053
其中
Figure GDA0003682508380000054
Figure GDA0003682508380000055
Figure GDA0003682508380000056
Figure GDA0003682508380000057
从而进一步解得：
Figure GDA0003682508380000058
其中
Figure GDA0003682508380000059
Figure GDA00036825083800000510
Figure GDA00036825083800000511
Λ＝c2-3bd+12e (24)
Θ＝2c3-9bcd+27d2+27b2e-72ce (25)
从而解得微带线TL5的特性阻抗Z5。
作为进一步的改进方案，所述载波功率放大电路和峰值功率放大电路的输出匹配网络采用LC双谐振网络，以在双频带之间产生谐振，从而产生传输零点，增加整体电路的隔离度。
作为进一步的改进方案，所述双频偏置网络采用的是等效为双频四分之一波长的T型微带线结构，一方面给晶体管提供偏置电压，另一方面阻断射频信号往偏置电源方向的传输，为晶体管的正常工作提供必要条件。
作为进一步的改进方案，所述载波功率放大器和峰值功率放大器采用的是GaNHEMT CGH40010F，所述载波功率放大器和峰值功率放大器设有偏置电路，且载波功率放大器为AB类功率放大器，峰值功率放大器为C类功率放大器。
作为进一步的改进方案，所述相位补偿线用于调节负载调制网络所带来上下两路功率放大电路的相位差以保持一致。
基于上述目的，本发明还提供了一种并发双频高效率Doherty功率放大器的设计方法，包括以下步骤：
步骤S1：选取两个特定工作频率点f1与f2，且f2＝mf1(m>1),采用上下两路对称的串联连接的微带线TL1、TL2与TL1'、TL2'和两段并联开路枝节微带线TL3,TL3'，两并联开路枝节微带线TL3与TL3'之间通过电阻R1相连接，实现双频等分微带功分器；
步骤S2：在所选取的两个特定频率处，对功率放大器进行源牵引和负载牵引，得到栅极阻抗ZS|f1、ZS|f2和漏极阻抗ZL|f1、ZL|f2；
步骤S3：采用三节串联微带线实现双频阻抗匹配，将步骤S2所得到的栅极阻抗和漏极阻抗分别与负载端相匹配，并在输出匹配网络中采用LC双谐振网络，以在双频带之间产生谐振，从而产生传输零点，增加整体电路的隔离度；
步骤S4：根据所选取的两个特定频率点，采用等效为双频四分之一波长的T型微带线结构对功率放大电路的双频偏置网络进行设计；
步骤S5：对所设计好的输入输出匹配网络以及偏置网络进行整合搭建，设计调试一个AB类功率放大器作为载波功率放大电路，峰值功率放大电路采用与载波功率放大电路同样的结构，设计调试一个C类功率放大器作为峰值功率放大电路；
步骤S6：对峰值功率放大电路输入端前的相位补偿线进行调节，保证峰值放大电路与载波功率放大电路的相位一致；
步骤S7：设计合路后的后匹配网络，通过后匹配网络将合路点处的阻抗匹配到输出端负载；
步骤S8：将设计好的双频等分功分器、载波功率放大电路、峰值功率放大电路、负载调制网络与后匹配网络进行整体搭建成并发双频高效率Doherty功率放大器，对其进行仿真优化。
相对于现有技术，本发明具有如下技术效果：通过采用三节微带线串联应用于功率放大电路的输入输出匹配网络，以在两个特定频率点上实现任意复阻抗间的阻抗变换，并采用双频等功分技术与之结合，加之电路结构简单，设计复杂度低，实现可应用于蓝牙、Wi-Fi和商用5G等频段的具有高回退效率的并发双频高效率Doherty功率放大器。满足当今无线通信频段内多频段高效率功率放大器的应用。
附图说明
图1是本发明中一种并发双频高效率Doherty功率放大器的结构框图；
图2是本发明中双频等分功分器的结构示意图；
图3是本发明中三节微带线串接双频阻抗匹配原理图；
图4是本发明中等效双频四分之一波长偏置网络结构示意图；
图5是本发明中AB类载波功率放大电路整体结构示意图；
图6是本发明中一种并发双频高效率Doherty功率放大器饱和状态下的输出功率、漏极效率随频率变化仿真结果图；
图7是本发明中一种并发双频高效率Doherty功率放大器的漏极效率、增益随输出功率变化的仿真结果图。
具体实施方式
以下是本发明的具体实施例并结合附图，对本发明的技术方案作进一步的描述，但本发明并不限于这些实施例。
针对现有技术存在的缺陷，申请人对现有技术中传统的双频Doherty功率放大器的结构进行了深入的研究，最终设计了一种结构简单、设计复杂度低的并发双频高效率Doherty功率放大器，能够在两个频段内实现较高的回退效率。
参见图1，所示为本发明中一种并发双频高效率Doherty功率放大器的结构框图，包括双频等分功分器、相位补偿线、载波功率放大电路、峰值功率放大电路、双频偏置网络、负载调制网络和后匹配网络，其中，
所述双频等分功分器用于将射频输入功率进行分配，通过相位补偿线进行相位补偿后分别输出至载波功率放大电路和峰值功率放大电路，载波功率放大电路的输出端和峰值放大电路的输出端与负载调制网络相连接，所述负载调制网络与后匹配网络相连接，经负载调制网络和后匹配网络将功率输出至负载端；
所述载波功率放大电路包括依次串接的载波功放双频输入匹配网络、载波功率放大器、载波功放双频输出匹配网络，所述载波功放双频输出匹配网络与负载调制网络输入端相连接；所述峰值功率放大电路包括依次串接的峰值功放双频输入匹配网络、峰值功率放大器、峰值功放双频输出匹配网络，所述峰值功放双频输出匹配网络与负载调制网络的输出端相连接至后匹配网络的输入端。
参见图2，所示为本发明中双频等分功分器的结构示意图，包括上下两路对称的串联连接的微带线TL1、TL2与TL1'、TL2'和两段并联开路枝节微带线TL3,TL3'，两并联开路枝节微带线TL3与TL3'之间通过电阻R1相连接。在本发明中，选取两个特定工作频率点f1与f2，且f2＝mf1(m>1),为简化计算，假定此TL1、TL2的长度相等，即l1＝l2＝l。传输线在频率f1下的传播常数为β1。对该功分器进行奇偶模分析，可以得到功分器结构中各段微带线特性阻抗、电长度之间满足的关系式：
Figure GDA0003682508380000101
Figure GDA0003682508380000102
Figure GDA0003682508380000103
而对于双频功分器，上述所得到的结果必须在两个频率下同时成立，则有：
Figure GDA0003682508380000104
Figure GDA0003682508380000105
其中Z1、Z2、Z3和l1、l2、l3分别为微带线TL1、TL2、TL3的特性阻抗和长度，β1为频率f1下的传播常数，m为两频率比，n和p为任意正整数。
参见图3，所示为本发明中三节微带线串接双频阻抗匹配原理图。通过三节微带线TL4、TL5、TL6依次串接，在选取的两个工作频率f1与f2，且f2＝mf1(m>1)下将晶体管源牵引或负载牵引得到的两个不同复阻抗匹配到同一阻抗Z0，实现双频的阻抗变换。
记两频率f1与f2处对应的负载阻抗分别为ZL|f1＝R1+j*X1，ZL|f2＝R2+j*X2，三节微带线串接双频阻抗匹配首先通过微带线TL6将两负载阻抗转换成一对共轭复阻抗，再通过微带线TL4、TL5完成两频段上共轭复阻抗到实阻抗Z0的匹配。通过传输线理论，向微带线TL6看入的阻抗记为ZL6，则有
Figure GDA0003682508380000111
Figure GDA0003682508380000112
其中β1、β2分别为频率f1与f2处的传播常数。ZL6在两个频段为共轭复阻抗有ZL6|f1＝(ZL6|f2)*，通过计算得到微带线TL6的特性阻抗和长度为：
Figure GDA0003682508380000113
Figure GDA0003682508380000114
考虑到实际问题，n可以为任意正整数。同时，记经过微带线TL6变换后得到的共轭复阻抗分别为
ZL6|f1＝RL6+j*XL6 (10)
ZL6|f2＝RL6-j*XL6 (11)
再从左向微带线TL4、TL5看入，对应的输入阻抗分别为Zin，ZL5，根据传输线理论有
Figure GDA0003682508380000115
Figure GDA0003682508380000116
记所需要匹配到的目标实阻抗为Z0，则有Zin＝Z0，一般地，需要通过数值解优化法来得到近似解，得到微带线TL4、TL5的长度
Figure GDA0003682508380000117
定义a＝tan(β1l)，可以通过式(10)和(11)消除Z2来获得关于Z1的方程式：
Figure GDA0003682508380000121
其中
Figure GDA0003682508380000122
Figure GDA0003682508380000123
Figure GDA0003682508380000124
Figure GDA0003682508380000125
从而进一步解得
Figure GDA0003682508380000126
其中
Figure GDA0003682508380000127
Figure GDA0003682508380000128
Figure GDA0003682508380000129
Λ＝c2-3bd+12e (24)
Θ＝2c3-9bcd+27d2+27b2e-72ce (25)
因此，微带线TL5的特性阻抗Z5也随之可以解得。
参见图4，所示为本发明中等效双频四分之一波长偏置网络结构示意图，包括两节串联连接的微带线TL7与TL8，以及加载在其中间的并联枝节线TL9，其中微带线TL7与TL8的特征阻抗和电长度相同，即Z7＝Z8,θ7＝θ8，传统的四分之一波长微带线只能满足一个频率，单一的微带线无法在两个频率下呈现四分之一波长的特性，而该T型结构可等效为双频四分之一波长线。
参见图5，所示为本发明中AB类载波功率放大电路整体结构示意图。包括三节微带线串接双频输入输出阻抗匹配网络，T型等效双频四分之一波长偏置网络以及LC双谐振网络。在整体电路的输入输出两端以及晶体管的输入输出两端加上微带线以方便焊接。
参见图6，所示为本发明中一种并发双频高效率Doherty功率放大器饱和状态下的输出功率、效率随频率变化仿真结果图，所设计的并发双频Doherty功率放大器在所选取的两个频率点2.4GHz和3.5GHz处，其漏极效率分别达到了71.3％和73.4％，输出功率分别为43.97dBm和44.44dBm。从图中也可以看到该功率放大器表现出了良好的双频性能。
参见图7，所示为本发明中一种并发双频高效率Doherty功率放大器的漏极效率、增益随输出功率变化的仿真结果图，所设计的并发双频Doherty功率放大器在所选取的两个频率点2.4GHz和3.5GHz处，饱和状态下其漏极效率分别达到71.3％和73.4％，输出功率回退6dB时其漏极效率分别达到55.2％和50.1％。
本发明还提供了一种并发双频高效率Doherty功率放大器的设计方法，通过如下步骤实现：
步骤S1：选取两个特定工作频率点f1与f2，且f2＝mf1(m>1),采用上下两路对称的串联连接的微带线TL1、TL2与TL1'、TL2'和两段并联开路枝节微带线TL3,TL3'，两并联开路枝节微带线TL3与TL3'之间通过电阻R1相连接，实现双频等分微带功分器。
为简化计算，假定此TL1、TL2的长度相等，即l1＝l2＝l。传输线在频率f1下的传播常数为β1。对该功分器进行奇偶模分析，可以得到功分器结构中各段微带线特性阻抗、电长度之间满足的关系式：
Figure GDA0003682508380000141
Figure GDA0003682508380000142
Figure GDA0003682508380000143
而对于双频功分器，上述所得到的结果必须在两个频率下同时成立，则有：
Figure GDA0003682508380000144
Figure GDA0003682508380000145
其中Z1、Z2、Z3和l1、l2、l3分别为微带线TL1、TL2、TL3的特性阻抗和长度，β1为频率f1下的传播常数，m为两频率比，n和p为任意正整数。
在本设计中，选定f1＝2.4GHz，f2＝3.5GHz，n＝3,p＝5。最终计算的到Z1＝58.31Ω，Z2＝85.74Ω，Z3＝22.64Ω，θ1＝θ2＝β1l＝219.51°，θ3＝β1l3＝365.8°。
步骤S2：在所选取的两个特定频率处，对功率放大器进行源牵引和负载牵引，得到栅极阻抗ZS|f1、ZS|f2和漏极阻抗ZL|f1、ZL|f2；
步骤S3：采用三节串联微带线实现双频阻抗匹配，将步骤S2所得到的栅极阻抗和漏极阻抗分别与负载端相匹配，并在输出匹配网络中采用LC双谐振网络，以在双频带之间产生谐振，从而产生传输零点，增加整体电路的隔离度；
记两频率f1与f2处对应的负载阻抗分别为ZL|f1＝R1+j*X1，ZL|f2＝R2+j*X2，三节微带线串接双频阻抗匹配首先通过微带线TL6将两负载阻抗转换成一对共轭复阻抗，再通过微带线TL4、TL5完成两频段上共轭复阻抗到实阻抗Z0的匹配。通过传输线理论，向微带线TL6看入的阻抗记为ZL6，则有
Figure GDA0003682508380000151
Figure GDA0003682508380000152
其中β1、β2分别为频率f1与f2处的传播常数。ZL6在两个频段为共轭复阻抗有ZL6|f1＝(ZL6|f2)*，通过计算得到微带线TL6的特性阻抗和长度为：
Figure GDA0003682508380000153
Figure GDA0003682508380000154
考虑到实际问题，n可以为任意正整数。同时，记经微带线TL6变换后得到的共轭复阻抗分别为
ZL6|f1＝RL6+j*XL6 (10)
ZL6|f2＝RL6-j*XL6 (11)
再从左向微带线TL4、TL5看入，对应的输入阻抗分别为Zin，ZL5，根据传输线理论有
Figure GDA0003682508380000161
Figure GDA0003682508380000162
记所需匹配到的目标实阻抗为Z0，则有Zin＝Z0，一般地，需要通过数值解优化法来得到近似解，得到微带线TL4、TL5的长度
Figure GDA0003682508380000163
定义a＝tan(β1l)，可以通过式(10)和(11)消除Z2来获得关于Z1的方程式：
Figure GDA0003682508380000164
其中
Figure GDA0003682508380000165
Figure GDA0003682508380000166
Figure GDA0003682508380000167
Figure GDA0003682508380000168
从而进一步解得
Figure GDA0003682508380000171
其中
Figure GDA0003682508380000172
Figure GDA0003682508380000173
Figure GDA0003682508380000174
Λ＝c2-3bd+12e (24)
Θ＝2c3-9bcd+27d2+27b2e-72ce (25)
因此，微带线TL5的特性阻抗Z5也随之可以解得。最终所设计的双频输入输出匹配网络参见图5；
步骤S4：根据所选取的两个特定频率点，采用等效为双频四分之一波长的T型微带线结构对功率放大电路的双频偏置网络进行设计，最终所设计的等效双频四分之一波长偏置网络参见图5；
步骤S5：对所设计好的输入输出匹配网络以及偏置网络进行整合搭建，设计调试一个AB类功率放大器作为载波功率放大电路，整体电路结构图如图5所示。峰值功率放大电路采用与载波功率放大电路同样的结构，设计调试一个C类功率放大器作为峰值功率放大电路；
步骤S6：对峰值功率放大电路输入端前的相位补偿线进行调节，保证峰值放大电路与载波功率放大电路的相位一致；
步骤S7：设计合路后的后匹配网络，通过后匹配网络将合路点处的阻抗匹配到输出端负载；
步骤S8：将设计好的双频等分功分器、载波功率放大电路、峰值功率放大电路、负载调制网络与后匹配网络进行整体搭建成一个整体电路结构，使用ADS软件对其进行仿真，根据仿真结果对整体电路进行调试优化，进一步改善所设计功率放大器的性能。
最终整体电路的仿真结果如图6和7所示，所设计的并发双频高效率Doherty功率放大器在所选取的两个频率点2.4GHz和3.5GHz处，饱和状态下其漏极效率分别达到71.3％和73.4％，输出功率回退6dB时其漏极效率分别达到55.2％和50.1％。表现出了良好的双频特性以及较高的回退效率，满足当今无线通信频段内多频段高效率功率放大器的应用。
以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (5)

1.一种并发双频高效率Doherty功率放大器，其特征在于，包括双频等分功分器、相位补偿线、载波功率放大电路、峰值功率放大电路、双频偏置网络、负载调制网络和后匹配网络，其中，
所述双频等分功分器用于将射频输入功率进行分配，分别输出至载波功率放大电路以及通过相位补偿线进行相位补偿后输出至峰值功率放大电路，载波功率放大电路的输出端与负载调制网络相连接，峰值放大电路的输出端与所述负载调制网络和后匹配网络相连接，经后匹配网络将功率输出至负载端；
所述载波功率放大电路包括依次串接的载波功放双频输入匹配网络、载波功率放大器、载波功放双频输出匹配网络，所述载波功放双频输出匹配网络与负载调制网络输入端相连接；所述峰值功率放大电路包括依次串接的峰值功放双频输入匹配网络、峰值功率放大器、峰值功放双频输出匹配网络，所述峰值功放双频输出匹配网络与负载调制网络的输出端相连接至后匹配网络的输入端；
所述双频等分 功分器为等功分式，包括上下两路对称的串联连接的微带线TL1、TL2与TL1'、TL2'和两段并联开路枝节微带线TL3,TL3'，两并联开路枝节微带线TL3与TL3'之间通过电阻R1相连接；其中，微带线TL1的一端与微带线TL1'的一端相连接，微带线TL1的另一端与微带线TL2的一端相连接，微带线TL2的另一端与微带线TL3的一端、电阻R1的一端相连接；微带线TL1'的另一端与微带线TL2'的一端相连接，微带线TL2'的另一端与微带线TL3'的一端和电阻R1的另一端相连接；微带线TL3的另一端和微带线TL3'的另一端均开路；
所述载波功率放大电路和峰值功率放大电路的双频输入匹配网络与双频输出匹配网络均由三段串联微带线TL4、TL5、TL6依次连接构成；其中，三节微带线TL4、TL5、TL6依次串接，其参数通过以下步骤计算得到：
选取的两个工作频率f1与f2，且f2＝mf1，m>1，将晶体管源牵引或负载牵引得到的两个不同复阻抗匹配到同一阻抗Z0，实现双频的阻抗变换；
记两频率f1与f2处对应的负载阻抗分别为ZL|f1＝R1+j*X1，ZL|f2＝R2+j*X2，三节微带线串接双频阻抗匹配首先通过微带线TL6将两负载阻抗转换成一对共轭复阻抗，再通过微带线TL4、TL5完成两频段上共轭复阻抗到实阻抗Z0的匹配；通过传输线理论，向微带线TL6看入的阻抗记为ZL6，则有：
Figure RE-FDA0003682508370000021
Figure RE-FDA0003682508370000022
其中β1、β2分别为频率f1与f2处的传播常数；ZL6在两个频段为共轭复阻抗有ZL6|f1＝(ZL6|f2)*，通过计算得到微带线TL6的特性阻抗和长度为：
Figure RE-FDA0003682508370000023
Figure RE-FDA0003682508370000031
n为任意正整数；同时，记经过微带线TL6变换后得到的共轭复阻抗分别为：
ZL6|f1＝RL6+j*XL6 (10)
ZL6|f2＝RL6-j*XL6 (11)
再从左向微带线TL4、TL5看入，对应的输入阻抗分别为Zin，ZL5，根据传输线理论有：
Figure RE-FDA0003682508370000032
Figure RE-FDA0003682508370000033
记所需要匹配到的目标实阻抗为Z0，则有Zin＝Z0，得到微带线TL4、TL5的长度：
Figure RE-FDA0003682508370000034
定义a＝tan(β1l)，通过式(10)和(11)消除Z2来获得关于Z1的方程式：
Figure RE-FDA0003682508370000035
其中
Figure RE-FDA0003682508370000036
Figure RE-FDA0003682508370000037
Figure RE-FDA0003682508370000038
Figure RE-FDA0003682508370000041
从而进一步解得：
Figure RE-FDA0003682508370000042
其中
Figure RE-FDA0003682508370000043
Figure RE-FDA0003682508370000044
Figure RE-FDA0003682508370000045
Λ＝c2-3bd+12e (24)
Θ＝2c3-9bcd+27d2+27b2e-72ce (25)
从而解得微带线TL5的特性阻抗Z5。
2.根据权利要求1所述的一种并发双频高效率Doherty功率放大器，其特征在于，所述载波功率放大电路和峰值功率放大电路的输出匹配网络采用LC双谐振网络，以在双频带之间产生谐振，从而产生传输零点，增加整体电路的隔离度。
3.根据权利要求1所述的一种并发双频高效率Doherty功率放大器，其特征在于，所述双频偏置网络采用的是等效为双频四分之一波长的T型微带线结构，一方面给晶体管提供偏置电压，另一方面阻断射频信号往偏置电源方向的传输。
4.根据权利要求1所述的一种并发双频高效率Doherty功率放大器，其特征在于，所述载波功率放大器和峰值功率放大器采用的是GaN HEMT CGH40010F，所述载波功率放大器和峰值功率放大器设有偏置电路，且载波功率放大器为AB类功率放大器，峰值功率放大器为C类功率放大器。
5.根据权利要求1所述的一种并发双频高效率Doherty功率放大器，其特征在于，所述相位补偿线用于调节负载调制网络所带来上下两路功率放大电路的相位差以保持一致。
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