JP5246257B2

JP5246257B2 - 増幅器

Info

Publication number: JP5246257B2
Application number: JP2010509196A
Authority: JP
Inventors: 高治松永
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2008-04-24
Filing date: 2009-04-22
Publication date: 2013-07-24
Anticipated expiration: 2029-04-22
Also published as: US20110025412A1; JPWO2009131138A1; WO2009131138A1; US8508295B2

Description

［関連出願の記載］
本発明は、日本国特許出願：特願２００８−１１３４３３号（２００８年４月２４日出願）の優先権主張に基づくものであり、同出願の全記載内容は引用をもって本書に組み込み記載されているものとする。
本発明は、増幅器に関し、特にドハティ型の増幅器に関する。

無線システムの高度化の進展に伴い、ＣＤＭＡ信号や、ＯＦＤＭのような直交多重時分割によって伝送容量を向上させる方式が主流になってきている。このような多重信号を増幅する場合、平均電力より４倍以上の出力信号が信号の時間成分に発生することが知られている。この時、非線形増幅器の出力特性は、歪んでしまい、十分な信号の増幅復調が実現できない虞がある。そこで、従来からドハティ増幅器と呼ばれる、効率的に動作するドハティ動作を基本とした増幅器が提案されて実用化されている。

従来のドハティ増幅器の構成を図４に示す。従来のドハティ増幅器は、線形増幅を行うＡＢ級で動作するキャリア増幅器１０２と、ある入力レベル以上の電力を増幅するＢ級またはＣ級で動作するピーク増幅器１０３からなる。入力信号は、電力分配により分離され、通常は位相変換器１０１によってピーク増幅器１０３に対し位相差（通常は９０°）を付けて入力される。キャリア増幅器１０２の出力側には、１／４波長インピーダンス変換回路１０４を接続する。ピーク増幅器１０３との合成後は、１／４波長インピーダンス変換回路１０９によって負荷１１０に接続される。

このようなドハティ増幅器において、ピーク増幅器１０３がオフ時には、電力合成点より見たピーク増幅器１０３側のインピーダンスは、ほぼ無限大になる。この場合、キャリア増幅器１０２の出力側の１／４波長インピーダンス変換回路１０４の特性インピーダンスを負荷１１０の２倍とし、電力合成後の１／４波長インピーダンス変換回路１０９の特性インピーダンスＺｃを、

とすることで、キャリア増幅器１０２の出力側のインピーダンスは、２ＲＬと大きくなる。

この時、キャリア増幅器１０２のみが高インピーダンス状態で動いており、ピーク増幅器１０３における消費電力がほとんどないため、特にバックオフ量が大きい出力レベルにおいて、Ｂ級増幅器より高効率動作が可能になる。

次に、ある入力信号によってピーク増幅器１０３がオンとなると、電力合成点でのインピーダンスは、ＲＬ／２となる。したがって、キャリア増幅器１０２、ピーク増幅器１０３の負荷インピーダンスは、１／４波長インピーダンス変換回路（特性インピーダンスはＲＬ／２^０．５）によりＲＬに変換される。つまりキャリア増幅器１０２の出力側を見込んだインピーダンスＺ_２は、

と変化する。

ピーク増幅器のオン時には、２つの電力増幅器による電力合成動作により、高出力特性が得られる。また、ピーク増幅器が動作する時は、ピーク増幅器自身の高効率特性も加わって、ドハティ増幅器全体の効率特性の劣化は小さい。

なお、インピーダンス変換回路に１／４波長線路を用いていない増幅器の例は、特許文献１、２、３に開示されている。

特開２００６−１９７５５６号公報特開２００６−３３２８２９号公報特開２００６−３４５３４１号公報

なお、上記特許文献１〜３の全開示内容はその引用をもって本書に繰込み記載する。以下の分析は、本発明によって与えられたものである。

ところで、従来のドハティ増幅器は、１／４波長インピーダンス変換回路を使ってインピーダンス変換を行っている関係上、出力側全体の電力合成回路が大型化する虞がある。例えば、使用周波数が１ＧＨｚである場合、１／４波長インピーダンス変換回路の線路長は、７．５ｃｍにもなり、端末機への適用が難しいことがある。また、キャリア増幅器の出力側に接続する１／４波長インピーダンス変換回路を実際に基板上に実現した場合、線路長が大きいことによる伝送損失や電力合成損失を招く等の問題が発生しうる。特に、放送基地局、移動体基地局等で使われるＵＨＦ帯、Ｌ帯でドハティ増幅器を実現する場合、基地局全体の小型化が容易でなく、低コスト化が難しい。

一方、特許文献１、２、３に記載の増幅器では、キャリア増幅器の出力部に接続するインピーダンス変換回路の線路長を０〜１／２波長としている。こうすることで、歪み特性と効率特性を両立させる負荷点に実験的にもっていくことを主張している。しかしながら、この方法は、完全にドハティ動作としてのインピーダンス整合を満足させるものでは無い。つまり、増幅器の性能は、その都度、調整が必要になるという課題がある。

本発明は、上記の課題を解消するためになされたものであって、整合条件を満たす小型な増幅器を提供することを目的とする。

本発明の１つのアスペクト（側面）に係る増幅器は、電力合成によって出力を得る増幅器であって、入力信号を２つに分配する分配回路と、分配回路で分配された一方の信号を増幅するＡＢ級で動作する第１の増幅回路と、分配回路で分配された他方の信号を増幅するＢ級またはＣ級で動作する第２の増幅回路と、第１および第２の増幅回路の出力間を接続する集中定数回路と、第１の増幅回路の出力に接続する第１のインピーダンス変換回路と、第２の増幅回路の出力に接続する第２のインピーダンス変換回路と、第１および第２のインピーダンス変換回路の出力側の合成点に一端を接続し、他端を負荷に接続する１／４波長インピーダンス変換回路と、を備え、第１および第２のインピーダンス変換回路は、１／８波長回路のマイクロストリップ線路で構成される。

本発明によれば、集中定数回路を備えることで整合条件を満たす小型な増幅器を実現することができる。

本発明の実施形態に係る増幅器の回路図である。本発明の実施形態に係る増幅器のピーク増幅器のオフ時（ａ）およびオン時（ｂ）における等価回路である。周波数４０ＧＨｚにおいて増幅器を実現する場合のキャパシタＣ、インダクタＬ、抵抗Ｒの関係を表す図である。従来のドハティ型増幅器の構成図である。

本発明の実施形態に係る増幅器は、電力合成によって出力を得る増幅器であって、入力信号を２つに分配する分配回路と、分配回路で分配された一方の信号を増幅するＡＢ級で動作する第１の増幅回路と、分配回路で分配された他方の信号を増幅するＢ級またはＣ級で動作する第２の増幅回路と、第１および第２の増幅回路の出力間を接続する集中定数回路と、第１の増幅回路の出力に接続する第１のインピーダンス変換回路と、第２の増幅回路の出力に接続する第２のインピーダンス変換回路と、第１および第２のインピーダンス変換回路の出力側の合成点に一端を接続し、他端を負荷に接続する１／４波長インピーダンス変換回路と、を備える。
本発明の増幅器において、集中定数回路は、並列形態で接続される、キャパシタ、インダクタ、抵抗素子からなることが好ましい。
本発明の増幅器において、第１および第２のインピーダンス変換回路は、１／８波長回路のマイクロストリップ線路で構成されることが好ましい。
本発明の増幅器において、分配回路は、第１および第２の増幅回路のどちらか一方に対して入力信号の位相を変換する可変位相変換器を備えるようにしてもよい。
以下、図面を参照し、詳細に説明する。
図１は、本発明の実施形態に係る増幅器の回路図である。図１において、増幅器は、位相変換器１、キャリア増幅器２、ピーク増幅器３、インピーダンス変換回路４、５、キャパシタ６、インダクタ７、抵抗素子８、１／４波長インピーダンス変換回路９（特性インピーダンスＺ_ｃ＝√２Ｒ_Ｌ）を備え、出力の負荷１０を駆動する。

キャリア増幅器２は、入力信号ＩＮの線形増幅を行うＡＢ級で動作する増幅器である。位相変換器１は、入力信号ＩＮの位相を偏移させてピーク増幅器３に与える可変位相変換器である。ピーク増幅器３は、ある入力レベル以上の電力を増幅するＢ級またはＣ級で動作する増幅器である。キャパシタ６、インダクタ７、抵抗８は、並列接続され、集中定数回路としてキャリア増幅器２およびピーク増幅器３の出力間に接続される。インピーダンス変換回路４、５は、それぞれキャリア増幅器２、ピーク増幅器３の出力に接続され、特性インピーダンスＺ_０、１／８波長インピーダンスを有する回路である。インピーダンス変換回路４、５の出力端は、共通に接続され、１／４波長インピーダンス変換回路９を介して負荷１０に接続される。

ピーク増幅器３のオフ時の増幅器の等価回路を図２（ａ）に示す。この場合、集中定数回路は、オープン状態であると見なされ、インピーダンス変換への寄与は無い。１／４波長インピーダンス変換回路９（特性インピーダンスＺ_０）による変換後インピーダンスをＺ_２とし、この時、キャリア増幅器２の出力側を見込んだインピーダンスＺ_１が２Ｒ_Ｌの場合、１／８波長インピーダンス変換回路４の特性インピーダンスＺ_０を２Ｒ_Ｌとすることで、下記式の関係によってキャリア増幅器２の出力インピーダンスは整合される。

次に、ピーク増幅器３のオン時の増幅器の等価回路を図２（ｂ）に示す。この場合、１／８波長インピーダンス変換回路９、集中定数回路（６、７、８）を通した結果、キャリア増幅器２およびピーク増幅器３の電力合成部から負荷側を見込んだインピーダンスをＺ_３とすると、

の関係がある。

この時、キャリア増幅器２の出力側を見込んだインピーダンスＺ_１がＲ_Ｌの場合、集中定数回路の各パラメータは、以下のように決定される。

集中定数回路の各素子の値を（３）式に従って決定することで、キャリア増幅器２の出力側を見込んだインピーダンスＺ_１は、ピーク増幅器３のオフ、オンによって２Ｒ_ＬからＲ_Ｌと変化し、ドハティ動作が行なわれる。

図３は、増幅器を周波数４０ＧＨｚで設計した場合の、集中定数回路の各素子の値（Ｒ，Ｌ，Ｃ）の関係を示す図である。例えば（３）式において、キャパシタ６の容量値Ｃが０．１ＰＦの時、インダクタ７のインダクタンスＬを０．２５ｎＨにすることで（抵抗素子８の抵抗値Ｒは１６９Ω）、ドハティ増幅器としてのインピーダンス整合を完全にとることができる。これらの値は、マイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）において実現可能である。

以上の説明において、キャリア増幅器２、ピーク増幅器３にそれぞれ接続するインピーダンス変換回路４、５は、１／８波長インピーダンスの場合であるとして解析した。任意の線路長のインピーダンス変換回路の場合には、（２）式は、線路長をパラメータとした、整合条件を決定する式に変換されるために、完全整合条件を一意に記述することができる。

また、位相変換器１は、理想的には９０°の移相偏移を行う回路であるが、キャリア増幅器２とピーク増幅器３の信号位相差を加味して、最も効率が発生する点に固定すればよい。キャリア増幅器２の負荷は、２Ｒ_Ｌと非常に大きいため、本発明の増幅器は、高耐圧特性を有し、高電圧動作が可能な半導体素子（特にＧａＮ等）において特に理論に近い大きな効率特性を得ることが可能である。なお、本発明の増幅器は、化合物半導体、Ｓｉ系半導体のいずれでも適用可能である。

本発明の実施形態に係る増幅器において、インピーダンス変換回路４、５は、それぞれ１／８波長回路であるので、従来のドハティ増幅器における１／４波長インピーダンス変換回路より回路配置の上で自由度が高まり、より小型化することが可能である。

なお、本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。

１位相変換器
２キャリア増幅器
３ピーク増幅器
４、５インピーダンス変換回路
６キャパシタ
７インダクタ
８抵抗素子
９１／４波長インピーダンス変換回路
１０負荷

Claims

電力合成によって出力を得る増幅器であって、
入力信号を２つに分配する分配回路と、
前記分配回路で分配された一方の信号を増幅するＡＢ級で動作する第１の増幅回路と、
前記分配回路で分配された他方の信号を増幅するＢ級またはＣ級で動作する第２の増幅回路と、
前記第１および第２の増幅回路の出力間を接続する集中定数回路と、
前記第１の増幅回路の出力に接続する第１のインピーダンス変換回路と、
前記第２の増幅回路の出力に接続する第２のインピーダンス変換回路と、
前記第１および第２のインピーダンス変換回路の出力側の合成点に一端を接続し、他端を負荷に接続する１／４波長インピーダンス変換回路と、
を備え、
前記第１および第２のインピーダンス変換回路は、１／８波長回路のマイクロストリップ線路で構成されることを特徴とする増幅器。
前記集中定数回路は、並列形態で接続される、キャパシタ、インダクタ、抵抗素子からなることを特徴とする請求項１記載の増幅器。
前記分配回路は、前記第１および第２の増幅回路のどちらか一方に対して前記入力信号の位相を変換する可変位相変換器を備えることを特徴とする請求項１記載の増幅器。